JP2012165608A - 回転機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高周波電圧信号を小さくすると、電気角の推定精度が低下すること。
【解決手段】モータジェネレータ１０は、互いに中性点で連結された３相の固定子の組を２組（Ｕ相、Ｖ相およびＷ相と、Ｘ相、Ｙ相およびＺ相）を備える。Ｕ相とＶ相との間、Ｖ相とＷ相との間、Ｗ相とＵ相との間のそれぞれに、Ｘ相、Ｙ相およびＺ相が割り振られている。すなわち、これらＵ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚ相は互いに対応するベクトルが平行とならないように配置されている。このため、モータジェネレータ１０を流れる電流を指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒに制御する場合、各相電流の位相は互いに相違することとなる。高周波電圧信号の重畳に伴う高周波電流信号として、Ｕ，Ｖ，Ｗ相を流れる電流とＸ，Ｙ，Ｚ相を流れる電流とのうちでゼロクロスしない方に関するものを用いて回転角度を推定する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、突極性を有する回転機の端子を直流電圧源の正極および負極のそれぞれに選択的に接続するスイッチング素子および該スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードを備える直流交流変換回路の操作によって前記回転機の制御量を制御するに際し、前記回転機の電気角周波数よりも高い周波数を有する高周波電圧信号を前記直流交流変換回路の出力電圧に重畳する重畳手段と、該重畳された高周波電圧信号に応じて前記回転機に流れる高周波電流信号の検出値に基づき前記回転機の回転角度を推定する推定手段と、を備える回転機の制御装置に関する。

この種の制御装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、３相電動機の推定ｄ軸の正方向および負方向に振動する高周波電圧信号を印加した際に電動機に実際に伝播する高周波電流信号に基づき電動機の電気角を推定するものも提案されている。

特許第３３１２４７２号公報

ところで、上記高周波電圧信号の周波数は、通常、可聴周波数帯域内のものとなるため、電気角の推定に際して人に知覚されるノイズが生じるおそれがある。このノイズを低減するためには、高周波電圧信号を小さくすることが有効である。ただし、この場合、電気角の推定精度が低下することが発明者らによって見出された。

本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、回転機の電気角周波数よりも高い周波数を有する高周波電圧信号を直流交流変換回路の出力電圧に重畳することで検出される高周波電流信号の検出値に基づき、回転機の回転角度を推定することのできる新たな回転機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、突極性を有する回転機の端子を直流電圧源の正極および負極のそれぞれに選択的に接続するスイッチング素子および該スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードを備える直流交流変換回路の操作によって前記回転機の制御量を制御するに際し、前記回転機の電気角周波数よりも高い周波数を有する高周波電圧信号を前記直流交流変換回路の出力電圧に重畳する重畳手段と、該重畳された高周波電圧信号に応じて前記回転機に流れる高周波電流信号の検出値に基づき前記回転機の回転角度を推定する推定手段と、を備える回転機の制御装置において、前記正極に接続するスイッチング素子と前記負極に接続するスイッチング素子とのいずれか一方および他方がそれぞれオンおよびオフとなる状態からいずれか一方および他方がそれぞれオフおよびオンとなる状態に切り替えるに際し、双方がオフ状態となるデッドタイム期間が設けられ、前記回転機は、互いに中性点で連結された複数の固定子の組を複数備え、前記推定手段は、前記固定子の前記複数の組のうちの少なくとも２つの組のそれぞれに関する前記高周波電流信号の検出値を前記回転角度の推定に用いることを特徴とする。

上記直流交流変換回路を用いる場合、デッドタイム期間において回転機の端子に印加される電圧は、その端子に流れる電流の極性に依存する。そして、この間に回転機の端子に印加される電圧は、重畳手段によって重畳することが意図された高周波電圧信号に対して誤差となりうる。この誤差電圧が高周波電圧信号に占める割合は、高周波電圧信号を小さくするほど大きくなる。このため、高周波電圧信号が小さくなるほど、実際に重畳される高周波電圧信号が意図したものに対して大きな誤差を有することとなる。

上記発明では、固定子の組のうちの少なくとも２つの組のそれぞれに関する高周波電流信号の検出値を利用することで、デッドタイム期間に起因した誤差が小さいものを選択的に利用したり、複数の組の高周波電流信号を同時に利用することで誤差の影響を低減したりすることができる。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記直流交流変換回路の操作信号のオン操作指令期間の始点および終点を同一時間ずつずらすことで、前記デッドタイムに起因した誤差を補償するデッドタイム補償機能と、前記複数の組の少なくとも一対の組について、固定子に流れる電流の位相を相違させる固定子位相離間手段とをさらに備え、前記推定手段は、前記回転角度の推定に際して、前記固定子の複数の組のうち構成要素としての固定子を流れる電流の絶対値が所定値以上となるものに関する前記高周波電流の検出値の利用度合いを前記所定値以下となるものに関する前記高周波電流の検出値の利用度合いよりも大きくする選択利用手段を備えることを特徴とする。

上記発明では、デッドタイム補償機能を有することで、端子を流れる電流（相電流）にゼロクロスするものがない場合には、デッドタイムに起因した高周波電圧信号の誤差が生じることを回避することができる。そして、ゼロクロスするものがある場合であっても、その固定子の組以外に関する高周波電流信号の利用度合いを大きくすることで、高周波電圧信号の誤差の影響を受ける高周波電流信号が回転角度の推定値に寄与する度合いを小さくすることができ、ひいてはデッドタイムに起因した高周波電圧信号の誤差の影響を好適に低減することができる。

請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記選択利用手段は、前記回転角度の推定に際しての入力パラメータとして、前記所定値以下となるものに関する前記高周波電流信号の検出値の利用を禁止する禁止手段を備えることを特徴とする。

上記発明では、禁止手段を備えることで、高周波電圧信号の誤差の影響を受ける高周波電流信号が回転角度の推定に用いられないため、デッドタイムに起因した高周波電圧信号の誤差が生じていない状況において回転角度を推定することができる。

請求項４記載の発明は、請求項２または３記載の発明において、前記固定子位相離間手段は、前記少なくとも一対の組について、互いの固定子によって定まるベクトルの方向を相違させることで構成されることを特徴とする。

請求項５記載の発明は、請求項２または３記載の発明において、前記複数の組は、互いに固定子によって定まるベクトルの方向が一致するものを含み、前記固定子位相離間手段は、該一致する組のそれぞれを流れる電流ベクトルの位相を互いに相違させるベクトル位相拡散手段を備えることを特徴とする。

請求項６記載の発明は、請求項２〜５のいずれか１項に記載の発明において、前記所定値は、前記直流交流変換回路を構成するスイッチング素子のスイッチング状態の切り替えに伴うリプル電流値以上に設定されることを特徴とする。

回転機を流れる電流がゼロとなる場合、微視的なタイムスケールにおいては、スイッチング素子のスイッチング状態の切り替えに伴うリプル電流によって、実際には、電流が負から正に反転している。そしてこの現象が、デッドタイム期間に起因した高周波電圧信号の誤差の要因となる。上記発明では、この点に鑑み、上記設定とすることで、デッドタイム期間に起因して高周波電圧信号に誤差が生じるものを確実に識別することができる。

請求項７記載の発明は、請求項２〜５のいずれか１項に記載の発明において、前記所定値は、前記高周波電流信号の振幅値以上に設定されることを特徴とする。

回転機を流れる電流がゼロとなる場合、微視的なタイムスケールにおいては、スイッチング素子のスイッチング状態の切り替えに伴うリプル電流によって、実際には、電流が負から正に反転している。そしてこの現象が、デッドタイム期間に起因した高周波電圧信号の誤差の要因となる。ここで、高周波電流信号は、リプル電流によって形成される。上記発明では、この点に鑑み、上記設定とすることで、デッドタイム期間に起因して高周波電圧信号に誤差が生じるものを確実に識別することができる。

請求項８記載の発明は、請求項１〜７のいずれか１項に記載の発明において、前記複数の組の各固定子と前記直流交流変換回路との間の電気経路の断線の有無を検出する断線検出手段をさらに備え、前記推定手段は、前記断線検出手段によって断線が検出された場合、前記複数の組のうち断線の検出されていないものに関する前記高周波電流信号の検出値を前記回転角度の推定に用いることを特徴とする。

上記発明では、断線が生じた場合であっても回転角度を推定することができる。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかる固定子の配置を示す図。 同実施形態にかかる回転角度の推定処理に関するブロック図。 同実施形態にかかるＰＷＭ処理を示すタイムチャート。 同実施形態にかかるデッドタイム補償処理を示すタイムチャート。 同実施形態にかかる高周波電圧信号に生じる誤差を説明するタイムチャート。 同実施形態にかかる高周波電圧信号に生じる誤差を説明するタイムチャート。 同実施形態にかかる高周波電圧信号に生じる誤差を示すベクトル図。 高周波電圧を小さくした場合の回転角度の推定精度を示すタイムチャート。 上記実施形態にかかる高周波電流信号の選択処理の手順を示す流れ図。 第２の実施形態にかかる回転角度の推定処理に関するブロック図。 第３の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかる固定子の配置と指令電流の設定を示す図。 同実施形態にかかる回転角度の推定処理に関するブロック図。 第４の実施形態にかかる回転角度の推定処理に関するブロック図。 第５の実施形態にかかる回転角度の推定処理に関するブロック図。 第６の実施形態にかかる高周波電流信号の選択処理の手順を示す流れ図。

＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる回転機の制御装置を車載主機としての回転機の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるシステム構成図を示す。

モータジェネレータ１０は、永久磁石同期モータである。また、モータジェネレータ１０は、突極性を有する回転機（突極機）である。詳しくは、モータジェネレータ１０は、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。モータジェネレータ１０は、互いに中性点で連結された３相の固定子の組を２組（Ｕ相、Ｖ相およびＷ相と、Ｘ相、Ｙ相およびＺ相）を備える。

Ｕ，Ｖ，Ｗ相の組は、インバータＩＶ１を介して高電圧バッテリ１２に接続されている。ここで、インバータＩＶ１は、スイッチング素子Ｓ＊ｐ，Ｓ＊ｎ（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）の直列接続体を３組備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓ＊ｐ，Ｓ＊ｎとして、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤ＊ｐ，Ｄ＊ｎが逆並列に接続されている。

Ｘ，Ｙ，Ｗ相の組は、インバータＩＶ２を介して高電圧バッテリ１２に接続されている。ここで、インバータＩＶ２は、スイッチング素子Ｓ＊ｐ，Ｓ＊ｎ（＊＝ｘ，ｙ，ｚ）の直列接続体を３組備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＸ，Ｙ，Ｚ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓ＊ｐ，Ｓ＊ｎとして、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤ＊ｐ，Ｄ＊ｎが逆並列に接続されている。

図２（ａ）に、Ｕ，Ｖ，Ｗ相と、Ｘ，Ｙ，Ｚ相との幾何学的な配置関係を示す。図示されるように、本実施形態では、Ｕ相とＶ相との間、Ｖ相とＷ相との間、Ｗ相とＵ相との間のそれぞれに、Ｘ相、Ｙ相およびＺ相が割り振られている。すなわち、これらＵ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚ相は互いに対応するベクトルが平行とならないように配置されている。このため、モータジェネレータ１０を流れる電流を指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒに制御する場合、図２（ｂ）に示すように、各相電流の位相は互いに相違することとなる。

先の図１に示す制御装置１４は、インバータＩＶ１，ＩＶ２を操作することで、モータジェネレータ１０の制御量を制御するものである。制御装置１４は、モータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉ＊（＊＝ｕ，ｖ，ｗ，ｘ，ｙ，ｚ）を検出する電流センサや、インバータＩＶの入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）を検出する電圧センサの検出値に基づき、インバータＩＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＶ１，ＩＶ２のスイッチング素子Ｓ＊ｐ，Ｓ＊ｎを操作する信号が、操作信号ｇ＊ｐ，ｇ＊ｎである。

図３に、制御装置１４の行う処理を示す。以下では、まず「制御量の制御」について説明した後、「回転角度の推定処理」について説明する。

「制御量の制御」
指令電流設定部２１は、要求トルクＴｒに基づき、回転２相座標系の電流の指令値であるｄ軸上の指令電流ｉｄｒおよびｑ軸上の指令電流ｉｑｒを設定する。一方、モータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相のそれぞれを流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、ｄｑ変換部２０ａにおいて、回転２相座標系の実電流であるｄ軸上の実電流ｉｄとｑ軸上の実電流ｉｑとに変換される。ｄｑ変換部２０ａの出力する実電流ｉｄ，ｉｑは、それぞれローパスフィルタ２２ａ，２４ａによってフィルタ処理される。偏差算出部２６ａは、ｄ軸の指令電流ｉｄｒと実電流ｉｄ（ローパスフィルタ２２ａの出力）との差を算出し、偏差算出部２８ａは、ｑ軸の指令電流ｉｑｒと実電流ｉｑ（ローパスフィルタ２４ａの出力）との差を算出する。電流制御器３０ａは、ｄ軸上の実電流ｉｄを指令電流ｉｄｒにフィードバック制御するための操作量としてのｄ軸上の指令電圧ｖｄｒと、ｑ軸上の実電流ｉｑを指令電流ｉｑｒにフィードバック制御するための操作量としてのｑ軸上の指令電圧ｖｑｒとを算出する。ここでは、比例要素の出力と積分要素の出力とを加算することで上記算出を行う。

３相変換部３２ａでは、回転２相座標系の指令電圧ｖｄｒ、ｖｑｒを、３相の指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒに変換して且つ、これを電源電圧ＶＤＣによって規格化することでデューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗを算出する。デッドタイム補償部３４ａでは、デューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗのそれぞれを、該当する相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づきフィードフォワード補正するためのデッドタイム補正量Δｖｕ，Δｖｖ，Δｖｗを算出する。そして、補正部３６ａ，３８ａ，４０ａのそれぞれでは、デッドタイム補正量Δｖｕ，Δｖｖ，Δｖｗのそれぞれに基づきデューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗのそれぞれを補正する。操作信号生成部４２ａでは、デューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗとキャリアとの大小比較に基づくＰＷＭ処理によって、操作信号ｇ＊＃（＊＝ｕ，ｖ，ｗ；＃＝ｐ，ｎ）を生成する。

図４に、操作信号生成部４２ａによる処理の詳細を示す。本実施形態では、漸増速度と漸減速度とが同一であって且つ漸増期間と漸減期間とが同一となる三角波形状のキャリアＣＳと各相のデューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗとの大小比較に基づき、ＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗを生成する。そして、ＰＷＭ信号ｇ＊（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）に基づき、上側アームの操作信号ｇ＊ｐと下側アームの操作信号ｇ＊ｎとを生成する。この際、デッドタイム生成処理を行うことで、操作信号ｇ＊＃（＊＝ｕ，ｖ，ｗ；＃＝ｐ，ｎ）は、その立上りタイミングがＰＷＭ信号ｇ＊に対してデッドタイムＤＴだけ遅延したものとなる。なお、デューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗ（指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒ）の更新周期は、キャリアＣＳの更新周期と一致させる。より詳しくは、本実施形態では、キャリアＣＳがピークとなるタイミングにおいてデューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗを更新する。

図５に、デッドタイム補償部３４ａの処理の詳細を示す。

図５（ａ）に示すように、相電流ｉ＊（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）が正である場合、デッドタイム期間の間、下側アームのダイオードＤ＊ｎを介して電流が流れるため、操作信号ｇ＊ｐのオン期間は、ＰＷＭ信号ｇ＊のオン期間と比較してデッドタイムＤＴだけ短くなり、且つその立上りエッジはデッドタイムＤＴだけ遅延する。このため、デッドタイム補償部３４では、デューティ信号Ｄ＊をデッドタイム補正量Δｖ＊によって増加補正することで、ＰＷＭ信号ｇ＊の立上りエッジおよび立ち下がりエッジの双方をデッドタイムＤＴの「１／２」ずつ補正する。これにより、操作信号ｇ＊ｐのオン期間を、補正前のＰＷＭ信号ｇ＊のオン期間と一致させることができ、また立上りエッジの遅延量を半減させることもできる。

図５（ｂ）に示すように、相電流ｉ＊（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）が負である場合、デッドタイム期間の間、上側アームのダイオードＤ＊ｐを介して電流が流れるため、操作信号ｇ＊ｐのオン期間は、ＰＷＭ信号ｇ＊のオン期間と比較してデッドタイムＤＴだけ長くなる。このため、デッドタイム補償部３４では、デューティ信号Ｄ＊をデッドタイム補正量Δｖ＊によって減少補正することで、ＰＷＭ信号ｇ＊の立上りエッジおよび立ち下がりエッジの双方をデッドタイムＤＴの「１／２」ずつ補正する。これにより、操作信号ｇ＊ｐのオン期間を、補正前のＰＷＭ信号ｇ＊のオン期間と一致させることができる。ただし、この際、操作信号ｇ＊ｐの立上りエッジは、補正前のＰＷＭ信号ｇ＊の立上りエッジに対してデッドタイムＤＴの「１／２」だけ遅延する。

図５（ｃ）に示すように、ＰＷＭ信号ｇ＊の立上りから立下りまでの期間において相電流ｉ＊（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）が負から正に反転する場合、立上りに対応するデッドタイム期間の間、上側アームのダイオードＤ＊ｐを介して電流が流れ、立下りに対応するデッドタイム期間の間、下側アームのダイオードＤ＊ｎを介して電流が流れる。このため、操作信号ｇ＊ｐのオン期間は、ＰＷＭ信号ｇ＊のオン期間に一致する。したがって、この場合には、デッドタイム補正量Δｖ＊をゼロとする。

なお、先の図３に示すように、Ｘ，Ｙ，Ｚ相を流れる電流も指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒにフィードバック制御される。これに関する処理については、上記の記載において、符号に付与されたアルファベットのａをｂとしたものとなる。

「回転角度の推定処理」
先の図３に示す高周波電圧信号設定部５２では、高周波電圧指令信号Ｖｈｒ＝（ｖｄｈｒ，ｖｑｈｒ）を設定する。ここで、本実施形態では、ｖｑｈｒ＝０として且つ、ｖｄｈｒを、ＰＷＭ処理の半周期毎にその極性を反転させる信号とする。重畳部４４ａでは、電流制御器３０ａの出力するｄ軸の指令電圧ｖｄｒを、高周波電圧指令信号のｄ軸成分ｖｄｈｒで補正して３相変換部３２ａに出力する。

一方、ハイパスフィルタ５０ａは、ｄｑ変換部２０ａの出力する実電流ｉｄ，ｉｑから高調波成分（高周波電流信号ｉｄｈ，ｉｑｈ）を抽出する。ここで、高周波成分とは、基本波成分よりも周波数の高い成分のことである。特に、ここでは、高周波電圧指令信号Ｖｈｒと同一の周波数成分を抽出する。このハイパスフィルタ５０ａとしては、たとえば実電流ｉｄ，ｉｑについてのＰＷＭ信号の半周期前後の値の差を出力する手段とすればよい。

外積値演算部５４ａでは、高周波電圧指令信号Ｖｈｒと、高周波電流信号ｉｄｈ，ｉｑｈとの外積値を算出する。この外積値は、高周波電圧信号と高周波電流信号ｉｄｈ，ｉｑｈとのベクトル同士のなす角度と相関を有するものであり、ひいてはモータジェネレータ１０の回転角度と相関を有するパラメータ（角度相関量）である。特に本実施形態では、回転角度θの誤差と相関を有する誤差相関量である。この誤差相関量としての外積値は、速度算出部５８に入力される。速度算出部５８では、上記外積値を入力とする比例要素および積分要素の和として電気角速度ωを算出する。そして、角度算出部６０では、電気角速度ωの時間積分値として回転角度θを算出する。これにより、回転角度θは、外積値をその目標値であるゼロにフィードバック制御するための操作量となる。

上記外積値の目標値がゼロであるのは、モータジェネレータ１０がＩＰＭＳＭであるため、ｄ軸のインダクタンスＬｄがｑ軸のインダクタンスＬｑよりも小さいためである。すなわちこの場合、インバータＩＶの出力電圧として、制御量の制御のための電圧にｄ軸方向の高周波電圧が重畳されるなら、高周波電流信号もｄ軸方向となり、外積値はゼロとなる。そして、外積値がゼロでない場合には、外積値がゼロとなるように回転角度θが操作され、回転角度θは、正しい角度に一致することとなる。

なお、先の図３に示すように、Ｘ，Ｙ，Ｚ相を流れる電流に基づく回転角度θの推定処理も実行される。この処理は、上記の記載において、符号に付与されたアルファベットのａをｂとしたものとなる。

ところで、高周波電圧信号を小さくしていくことで、これを重畳したことによる操作信号ｇ＊＃のオン時間やオフ時間の変化量についてのデッドタイムＤＴに対する比が小さくなる場合、実際に重畳される高周波電圧信号のデッドタイムＤＴに起因する誤差が大きくなり、ひいては回転角度θの推定精度を低下させる要因となる。こうした誤差は、上記デッドタイム補償部３４ａ，３４ｂを備えることで、ＰＷＭ信号ｇ＊の立上りから立下りまでの期間において相電流ｉ＊（＊＝ｕ，ｖ，ｗ，ｘ，ｙ，ｚ）が負から正に反転する場合以外においては回避することができる。なぜなら、先の図４に示すように、デッドタイム補償部３４ａ，３４ｂによる補償によって操作信号ｇ＊＃のオン期間がＰＷＭ信号ｇ＊によって規定されたものとなって且つ、位相が「ＤＴ／２」だけ遅延するため、線間電圧は、補正前のＰＷＭ信号ｇ＊によって規定されたものに一致するからである。すなわち、この場合には、キャリアＣＳの位相を「ＤＴ／２」だけ遅角させてＰＷＭ処理を行なった場合と等価となり、線間電圧に誤差を生じないのである。

ただし、ＰＷＭ信号ｇ＊の立上りから立下りまでの期間において相電流ｉ＊（＊＝ｕ，ｖ，ｗ，ｘ，ｙ，ｚ）が負から正に反転する場合には、その相の操作信号ｇ＊ｎの位相は遅れないため、その相のみ他の相と比較して「ＤＴ／２」だけ進角したのと等価となる。このためこの場合には、線間電圧が、補正前のＰＷＭ信号ｇ＊によって規定されたものからずれることとなり、ひいては高周波電圧信号に誤差が生じる。図６に、デッドタイム補償部３４による処理の後のＰＷＭ信号ｇ＊を示す。図示される例では、Ｕ相がゼロクロス期間となっており、この場合、Ｕ相のみ電圧が「ＤＴ／２」だけ進角したのと同じ状態となる。換言すれば、キャリアＣＳの位相を「ＤＴ／２」だけ遅角させてＰＷＭ処理を行なうに際し、Ｕ相のみ電圧が「ＤＴ／２」だけ進角したのと等価となる。そしてこれにより、図中上方に一点鎖線にて示すように、高周波電圧信号（ｖｄｈ）がＰＷＭの半周期毎にそれぞれＵ軸の正および負の方向に順次重畳されるとすると、図中下方に２点鎖線にて示すように、実際に重畳される高周波電圧信号はその振幅が増大する。これに対し、高周波電圧信号（ｖｄｈ）がＰＷＭの半周期毎にそれぞれＵ軸の負および正の方向に順次重畳されるとすると、実際に重畳される高周波電圧信号はその振幅が減少し、最悪、図７に示すように高周波電圧信号の極性が反転する。なお、図６および図７に一点鎖線にて示すものは、正確には、高周波電圧指令信号のｄ軸成分ｖｄｈｒが電源電圧ＶＤＣによって規格化されたものである。

このため、図８に示すように、相電流がゼロクロスする場合には、高周波電圧指令信号Ｖｈｒに対して実際に重畳される高周波電圧信号Ｖｈは誤差を有することとなる。図９は、高周波電流信号に応じて算出される角度相関量（外積値）の時間変化を示したものである。図示されるように、角度相関量が相電流のゼロクロス付近で大きく変動する。なお、図中、図示される相電流のゼロクロス付近以外での角度相関量の変動は、図示されていない他の相のゼロクロス期間に対応している。

こうした問題を回避すべく、本実施形態では、Ｕ，Ｖ，Ｗ相を流れる電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）に含まれる高周波電流信号と、Ｘ，Ｙ，Ｚ相を流れる電流（ｉｘ，ｉｙ，ｉｚ）に含まれる高周波電流信号とのうち、回転角度θの推定処理に用いる電流を切り替える処理を行う。すなわち、先の図３に示す外積値演算部５４ａ，５４ｂの出力は、セレクタ５６を介して速度算出部５８に出力されるようになっており、セレクタ５６の切り替えによって、上記切替処理が可能となっている。

図１０に、本実施形態にかかる高周波電流信号の選択処理の手順を示す。この処理は、制御装置１４によって、たとえば所定周期で繰り替えし実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、Ｕ，Ｖ，Ｗ相を流れる電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）の絶対値の最小値が所定値ｉｔｈ以上であるか否かを判断する。この処理は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相を流れる電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）に含まれる高周波電流信号を、回転角度θの推定処理に用いるか否かを判断するためのものである。ここで、所定値ｉｔｈは、インバータＩＶ１のスイッチング状態の切り替えに伴うリプル電流の大きさ以上に設定すればよい。これは、Ｕ，Ｖ，Ｗ相において相電流のゼロクロスが生じないための条件である。またこれに代えて、所定値ｉｔｈを、高周波電流信号ｉｄｈ，ｉｑｈの振幅値以上に設定してもよい。

そして、ステップＳ１０において肯定判断される場合、ステップＳ１２において、Ｕ，Ｖ，Ｗ相を流れる電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）に含まれる高周波電流信号に基づき算出された外積値を採用する。これに対し、ステップＳ１０において否定判断される場合には、Ｘ，Ｙ，Ｚ相を流れる電流（ｉｘ，ｉｙ，ｉｚ）に含まれる高周波電流信号に基づき算出された外積値を採用する。ここで、ステップＳ１０において否定判断される場合には、Ｘ，Ｙ，Ｚ相を流れる電流（ｉｘ，ｉｙ，ｉｚ）の絶対値の最小値は、所定値ｉｔｈ以上となっていると考えられる。これは、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の方向とＸ，Ｙ，Ｚ相の方向とが相違するため、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のいずれかのゼロクロス期間とＸ，Ｙ，Ｚ相のいずれかのゼロクロス期間とが相違するためである。逆に、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の方向とＸ，Ｙ，Ｚ相の方向との設定は、ステップＳ１０において否定判断される場合にＸ，Ｙ，Ｚ相を流れる電流（ｉｘ，ｉｙ，ｉｚ）の絶対値の最小値が所定値ｉｔｈ以上となるように設定する。

なお、上記ステップＳ１２，Ｓ１４の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）デッドタイム補償部３４ａ，３４ｂを備えた。これにより、ゼロクロスするものがない場合には、デッドタイムに起因して高周波電圧信号に誤差が生じることを回避することができる。

（２）Ｕ，Ｖ，Ｗ相の方向とＸ，Ｙ，Ｚ相の方向とを相違させ、ゼロクロス期間とならない方の相の組に流れる電流に基づき回転角度θを推定した。これにより、デッドタイムに起因して実際に高周波電圧信号に誤差が生じる際に、これに対応する高周波電流信号ｉｄｈ，ｉｑｈを用いて回転角度θの推定がなされることを回避することができる。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１１に、本実施形態にかかる制御装置１４の処理に関するブロック図を示す。なお図１１において、先の図３に示した処理に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、速度算出部５８の入力パラメータを、外積値演算部５４ａ，５４ｂの各出力の加重平均値とする。すなわち、外積値演算部５４ａの出力に重み係数αが乗算されたものと外積値演算部５４ｂの出力に重み係数βが乗算されたものとの和を速度算出部５８に出力する。ここで、重み係数α、βは、Ｕ，Ｖ，Ｗ相とＸ，Ｙ，Ｚ相とのいずれのゼロクロス期間でもないなら、等しくすることが望ましい。一方、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のいずれかのゼロクロス期間においては、重み係数αを重み係数βよりも小さくし（望ましくはゼロとし）、Ｘ，Ｙ，Ｚ相のいずれかのゼロクロス期間においては、重み係数βを重み係数αよりも小さくする（望ましくはゼロとする）。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１２に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１２において、先の図１に示した部材に対応するものについては便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のそれぞれを、Ｘ，Ｙ，Ｚ相のそれぞれに一致させる。

図１３（ａ）に、Ｕ，Ｖ，Ｗ相に流れる電流のベクトルの位相と、Ｘ，Ｙ，Ｚ相に流れる電流のベクトルの位相との関係を示す。図示されるように、本実施形態では、Ｕ，Ｖ，Ｗ相に流れる電流の指令値（指令電流ｉｄｒａ，ｉｑｒａ）と、Ｘ，Ｙ，Ｚ相に流れる電流の指令値（指令電流ｉｄｒｂ，ｉｑｒｂ）との位相を互いに相違させている。そして、これら電流ベクトルの合成ベクトルが最小電流最大トルク制御を実現するものに設定されている。これにより、モータジェネレータ１０に流れる電流を最小電流最大トルク制御を実現可能なものとしつつも、図１３（ｂ）に示すように、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のそれぞれに流れる電流の位相と、Ｘ，Ｙ，Ｚ相のそれぞれに流れる電流の位相とを互いに相違させることができる。

図１４に、本実施形態にかかる制御装置１４の処理に関するブロック図を示す。なお、図１４に示す処理において、先の図３に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、指令電流設定部２１ａ、２１ｂではそれぞれ、Ｕ，Ｖ，Ｗ相に流れる電流の指令値（指令電流ｉｄｒａ，ｉｑｒａ）と、Ｘ，Ｙ，Ｚ相に流れる電流の指令値（指令電流ｉｄｒｂ，ｉｑｒｂ）とを設定する。

以上説明した本実施形態によれば、上記第１の実施形態の上記（１）の効果に加えて、さらに以下の効果が得られるようになる。

（３）Ｕ，Ｖ，Ｗ相に関する指令電流ｉｄｒａ，ｉｑｒａと、Ｘ，Ｙ，Ｚ相に関する指令電流ｉｄｒｂ，ｉｑｒｂとの合成ベクトルが最小電流最大トルク制御を実現するものとなるようにした。これにより、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のそれぞれに流れる電流の位相と、Ｘ，Ｙ，Ｚ相のそれぞれに流れる電流の位相とを互いに相違させつつも、最小電流最大トルク制御を実現することができる。
＜第４の実施形態＞
以下、第４の実施形態について、先の第３の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１５に、本実施形態にかかる制御装置１４の処理に関するブロック図を示す。なお、図１５に示す処理において、先の図３に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、ｄｑ変換部２０ａの出力する実電流ｉｄ，ｉｑ（詳しくは、ローパスフィルタ２２ａ，２４ａの出力）と、ｄｑ変換部２０ｂの出力する実電流ｉｄ，ｉｑ（詳しくは、ローパスフィルタ２２ｂ，２４ｂの出力）とが、合成部６１，６２において合成される。そして、電流制御器３０ａでは、合成されたｄ軸の実電流とｑ軸の実電流とを指令電流設定部２１によって設定される指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒにフィードバック制御すべく、指令電圧ｖｄｒ，ｖｑｒを設定する。３相変換部３２ａでは、これに基づきデューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗを設定するに際し回転角度θをオフセット量Δにて増加補正したものを用いる一方、３相変換部３２ｂでは、デューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗを設定するに際し、回転角度θをオフセット量Δにて減少補正したものを用いる。

これにより、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のそれぞれに流れる電流の位相と、Ｘ，Ｙ，Ｚ相のそれぞれに流れる電流の位相とを互いに相違させつつも、モータジェネレータ１０を流れる電流を最小電流最大トルク制御のための電流に制御することができる。
＜第５の実施形態＞
以下、第５の実施形態について、先の第４の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１６に、本実施形態にかかる制御装置１４の処理に関するブロック図を示す。なお、図１６に示す処理において、先の図１５に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、重畳部４４において指令電圧ｖｄｒに高周波電圧指令信号のｄ軸成分ｖｄｈｒを重畳する処理と、重畳部４５において指令電圧ｖｑｒに高周波電圧指令信号のｑ軸成分ｖｑｈｒを重畳する処理とを交互に行う。そして、乗算値算出部７０ａ，７０ｂでは、ｄ軸成分ｖｄｈｒを重畳する処理に伴う高周波電流信号ｉｄｈ，ｉｑｈのベクトルノルムと、ｑ軸成分ｖｑｈｒを重畳する処理にともなる高周波電流信号ｉｄｈ，ｉｑｈのベクトルノルムとの乗算値を算出する。一方、目標値算出部７２では、合成部６１，６２の出力する合成電流に基づき、上記乗算値の目標値を算出する。そして、乗算値をその目標値にフィードバック制御すべく回転角度θを操作する。ここで、乗算値算出部７０ａ，７０ｂのいずれを用いるかの選択は、先の第１の実施形態に示した手法と同一である。なお、目標値の算出に際しては、さらに電気角速度ωを加味してもよい。
＜第６の実施形態＞
以下、第６の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１７に、本実施形態にかかる高周波電流信号の選択処理の手順を示す。この処理は、制御装置１４によって、たとえば所定周期で繰り替えし実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ２０において、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のいずれかに断線が生じたか否かを判断する。ここで断線検出手法は、従来の手法を用いればよい。そして、ステップＳ２０において肯定判断される場合、ステップＳ２２において、フェールセーフ処理として、Ｘ，Ｙ，Ｚ相を流れる電流（ｉｘ，ｉｙ，ｉｚ）に基づき算出される外積値を回転角度θの推定に用いる。

一方、ステップＳ１０において否定判断される場合、ステップＳ２４において、Ｘ，Ｙ，Ｚ相のいずれかに断線が生じたか否かを判断する。そして、ステップＳ２４において肯定判断される場合、ステップＳ２６において、フェールセーフ処理として、Ｕ，Ｖ，Ｗ相を流れる電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）に基づき算出される外積値を回転角度θの推定に用いる。

なお、上記ステップＳ２２、Ｓ２６の処理が完了する場合や、ステップＳ２４において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。また、ステップＳ２０，Ｓ２４において肯定判断される場合には、高周波電圧指令信号のベクトルノルムを大きくすることで、デッドタイムに起因した誤差を抑制することが望ましい。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

「選択利用手段について」
利用度合いを決定する際に用いるパラメータとしては、相電流に限らない。たとえば回転角度θ（電気角）であってもよい。すなわち、各相のゼロクロス期間は回転角度θに依存して周期性を有するため、これに着目することで、ゼロクロス期間を特定することができる。

上記第３〜第５の実施形態（図１４〜図１６）において、上記第２の実施形態の要領で、重み係数α、βを用いて最終的な誤差パラメータを算出してもよい。

またたとえば、ハイパスフィルタ５０ａ，５０ｂのそれぞれの出力を用いて回転角度θを一旦算出し、これらの加重平均処理によって最終的な回転角度を算出してもよい。また、これに代えて、上記一対の回転角度の算出値のいずれを用いるかを上記第１の実施形態の要領で選択するものであってもよい。

「ベクトル位相拡散手段について」
上記第３，４の実施形態において、Ｕ，Ｖ，Ｗ相に流れる電流に関する電流ベクトルとＸ，Ｙ，Ｚ相に流れる電流に関する電流ベクトルとのいずれが進角側かを固定する代わりに、時分割で切り替えてもよい。

合成電流ベクトルが最小電流最大トルク制御のための電流となるものに限らない。たとえば最大効率制御を行うための電流となるものであってもよい。

「固定子位相離間手段について」
固定子によって定まる電圧ベクトルの方向を相違させるものとしては、特定の相のスイッチング状態が切り替えられることでその相における電流の極性反転のないものが存在するような設定に限らず、固定子によって定まる電圧ベクトルの方向を適宜相違させつつ、上記第３、第４の実施形態のように各固定子の組を流れる電流ベクトルの位相を互いに相違させてもよい。

「デッドタイム補償機能について」
デッドタイム電圧に起因した指令電圧の誤差を直接の制御量としてこれをゼロに制御するデッドタイム補償手段としては、相電流の極性に基づき指令電圧（Ｄｕｔｙ信号）をフィードフォワード補正するものに限らない。たとえば、インバータの各相の出力電圧の検出値を指令値にフィードバック制御するものであってもよい。この場合であっても、オン操作指令期間の始点および終点を同一時間ずつずらすような補正を行うなら、ゼロクロス期間以外において高周波電圧信号に誤差が生じることを好適に回避することができる。

また、デッドタイム電圧に起因した指令電圧の誤差を直接の制御量としてこれをゼロに制御するデッドタイム補償手段を備えなくても、たとえば先の図２に示した電流フィードバック制御のように、モータジェネレータ１０の制御量をフィードバック制御する機能自体にデッドタイム補償機能を有するものを採用してもよい。すなわち、上記電流フィードバック制御によれば、デッドタイムに起因する各相の電圧の誤差によって、ＰＷＭ処理の１周期Ｔｃ内の平均線間電圧に生じる誤差は、制御量の誤差となるため、フィードバック制御によって補正がかかる。ここで、三角波ＰＷＭ処理を行う場合には、指令電圧の補正は、操作信号のオン操作指令期間の始点および終点を同一時間ずつずらす補正となる。このため、ゼロクロスするものがない場合には、線間電圧のずれは完全に補償される。一方、ゼロクロスする相がある場合、この相の電圧には誤差が生じず、この相の電圧の位相ずれは、ＰＷＭ処理の１周期Ｔｃ内の平均線間電圧に誤差を生じさせることもない。このため、上記各実施形態の場合と同様の事情が生じる。ただし、ゼロクロスするものがない期間においてデッドタイムに起因して高周波電圧信号に誤差が生じなくなるのは、フィードバック制御によるフィードバック補正が完了した後という相違はある。

もっともデッドタイム補償機能を備えない場合であっても、たとえば先の第２の実施形態（図１１）のように、複数のハイパスフィルタ（ハイパスフィルタ５０ａ，５０ｂ）の出力の双方を同時に利用するなら、一方のみを利用する場合と比較してデッドタイム期間に起因した誤差の影響を低減することも可能となる。また、デッドタイム補償機能を備えない場合であっても、デッドタイム期間に起因した誤差の影響が少ない方を選択的に用いることも有効である。

「回転機について」
互いに中性点で連結された３つの固定子を２組備えるものに限らず、３組以上備えるものであってもよい。また、互いに中性点で連結された固定子の数としても３つに限らず、たとえば２つまたは４つ以上であってもよい。

「キャリアＣＳについて」
キャリアＣＳが山となるタイミングを、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒの更新タイミングとしてもよい。

キャリアＣＳとしては、三角波に限らず、漸増速度および漸減速度が互いに等しくて且つ漸増期間および漸減期間が互いに等しい設定とすることで、漸増期間と漸減期間とが対称性を有するものであればよい。この場合、デッドタイム補償機能によって、操作信号のオン操作指令期間の始点および終点を同一時間ずつずらす補正がなされる設定とすることが容易となる。

「そのほか」
・モータジェネレータ１０の最終的な制御量としては、トルクに限らず、例えば回転速度等であってもよい。また、電流ベクトル制御を行うものにも限らず、例えばトルクフィードバック制御を行うものであってもよい。この際、制御量の制御のための操作量として指令電圧を設定し、対称性を有するキャリアと指令電圧との大小比較に基づき操作信号を設定するものであるなら、制御量のフィードバック制御によってデッドタイム補償機能をもたせることができる。

・構造上、突極性を有する回転機としては、上記モータジェネレータ１０に限らない。例えば同期リラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）でもよい。

・回転機としては、車載主機に限らない。例えば車載パワーステアリングに搭載される電動機であってもよい。

１０…モータジェネレータ、１４…制御装置、５０…高周波電圧信号設定部、５４ａ，５４ｂ…外積演算部。

Claims (8)

1. 突極性を有する回転機の端子を直流電圧源の正極および負極のそれぞれに選択的に接続するスイッチング素子および該スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードを備える直流交流変換回路の操作によって前記回転機の制御量を制御するに際し、前記回転機の電気角周波数よりも高い周波数を有する高周波電圧信号を前記直流交流変換回路の出力電圧に重畳する重畳手段と、該重畳された高周波電圧信号に応じて前記回転機に流れる高周波電流信号の検出値に基づき前記回転機の回転角度を推定する推定手段と、を備える回転機の制御装置において、
   前記正極に接続するスイッチング素子と前記負極に接続するスイッチング素子とのいずれか一方および他方がそれぞれオンおよびオフとなる状態からいずれか一方および他方がそれぞれオフおよびオンとなる状態に切り替えるに際し、双方がオフ状態となるデッドタイム期間が設けられ、
   前記回転機は、互いに中性点で連結された複数の固定子の組を複数備え、
   前記推定手段は、前記固定子の前記複数の組のうちの少なくとも２つの組のそれぞれに関する前記高周波電流信号の検出値を前記回転角度の推定に用いることを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記直流交流変換回路の操作信号のオン操作指令期間の始点および終点を同一時間ずつずらすことで、前記デッドタイムに起因した誤差を補償するデッドタイム補償機能と、
   前記複数の組の少なくとも一対の組について、固定子に流れる電流の位相を相違させる固定子位相離間手段とをさらに備え、
   前記推定手段は、前記回転角度の推定に際して、前記固定子の複数の組のうち構成要素としての固定子を流れる電流の絶対値が所定値以上となるものに関する前記高周波電流の検出値の利用度合いを前記所定値以下となるものに関する前記高周波電流の検出値の利用度合いよりも大きくする選択利用手段を備えることを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
3. 前記選択利用手段は、前記回転角度の推定に際しての入力パラメータとして、前記所定値以下となるものに関する前記高周波電流信号の検出値の利用を禁止する禁止手段を備えることを特徴とする請求項２記載の回転機の制御装置。
4. 前記固定子位相離間手段は、前記少なくとも一対の組について、互いの固定子によって定まるベクトルの方向を相違させることで構成されることを特徴とする請求項２または３記載の回転機の制御装置。
5. 前記複数の組は、互いに固定子によって定まるベクトルの方向が一致するものを含み、
   前記固定子位相離間手段は、該一致する組のそれぞれを流れる電流ベクトルの位相を互いに相違させるベクトル位相拡散手段を備えることを特徴とする請求項２または３記載の回転機の制御装置。
6. 前記所定値は、前記直流交流変換回路を構成するスイッチング素子のスイッチング状態の切り替えに伴うリプル電流値以上に設定されることを特徴とする請求項２〜５のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
7. 前記所定値は、前記高周波電流信号の振幅値以上に設定されることを特徴とする請求項２〜５のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
8. 前記複数の組の各固定子と前記直流交流変換回路との間の電気経路の断線の有無を検出する断線検出手段をさらに備え、
   前記推定手段は、前記断線検出手段によって断線が検出された場合、前記複数の組のうち断線の検出されていないものに関する前記高周波電流信号の検出値を前記回転角度の推定に用いることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。

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