WO2022234634A1 - 電動アクチュエータ制御装置 - Google Patents

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WO2022234634A1
WO2022234634A1 PCT/JP2021/017456 JP2021017456W WO2022234634A1 WO 2022234634 A1 WO2022234634 A1 WO 2022234634A1 JP 2021017456 W JP2021017456 W JP 2021017456W WO 2022234634 A1 WO2022234634 A1 WO 2022234634A1
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WO
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motor
rotor
voltage
electric actuator
frequency
Prior art date
Application number
PCT/JP2021/017456
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English (en)
French (fr)
Inventor
充 石塚
Original Assignee
三菱電機株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
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    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60T—VEHICLE BRAKE CONTROL SYSTEMS OR PARTS THEREOF; BRAKE CONTROL SYSTEMS OR PARTS THEREOF, IN GENERAL; ARRANGEMENT OF BRAKING ELEMENTS ON VEHICLES IN GENERAL; PORTABLE DEVICES FOR PREVENTING UNWANTED MOVEMENT OF VEHICLES; VEHICLE MODIFICATIONS TO FACILITATE COOLING OF BRAKES
    • B60T13/00—Transmitting braking action from initiating means to ultimate brake actuator with power assistance or drive; Brake systems incorporating such transmitting means, e.g. air-pressure brake systems
    • B60T13/74—Transmitting braking action from initiating means to ultimate brake actuator with power assistance or drive; Brake systems incorporating such transmitting means, e.g. air-pressure brake systems with electrical assistance or drive
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position

Definitions

  • This application relates to an electric actuator control device.
  • a motor-driven electric actuator converts the rotational torque generated by the motor into linear motion using a conversion mechanism such as a ball screw mechanism.
  • a conversion mechanism such as a ball screw mechanism.
  • a braking force is generated by pressing a friction material against a disk rotor by thrust of linear motion.
  • the solenoid is controlled while the friction material presses the disc rotor to maintain the pressing force.
  • the motor is controlled by detecting the rotational state of the motor or the braking process of pressing or separating the friction material from the rotation information of the position sensor (see, for example, Patent Document 1).
  • the saliency of the inductance is used to detect the position of the rotor, and the detected rotor position is in the electrical angle range of 0 to 180 degrees. There is a problem that it is not possible to determine whether the angle is within the range of 180 to 360 degrees.
  • the present application has been made to solve the above-mentioned problems, and is to determine whether the detected rotor position is in the electrical angle range of 0 to 180 degrees or in the electrical angle range of 180 to 360 degrees.
  • An object of the present invention is to provide an electric actuator control device capable of
  • An electric actuator control device disclosed in the present application includes a motor that drives the electric actuator, a control unit that outputs a PWM control signal based on a voltage command, and a power converter that applies voltage to the motor based on the PWM control signal. and a rotation limiter for limiting the rotation of the rotor of the motor to a predetermined rotation angle, wherein the control unit applies a high-frequency voltage having a frequency higher than the drive frequency of the motor.
  • the phase estimator estimates an estimated initial value ⁇ init having a value between 0 and 180 degrees in a state in which the rotation of the rotor is restricted to a predetermined rotation angle by the rotation limiter, Assuming that the estimated position ⁇ es is ⁇ init in a state in which the rotation of the child is restricted to a predetermined rotation angle, control is performed to change the torque of the motor or to change the position of the rotor.
  • the estimated position ⁇ es is determined to be either ⁇ init or ⁇ init +180 from a change in the estimated position of the rotor or a change in the torque current flowing through the motor.
  • the phase estimator calculates an estimated initial value ⁇ init , and assume that the estimated position ⁇ es is ⁇ init in a state in which the rotation of the rotor is limited to a predetermined rotation angle by the rotation limiter, control to change the torque of the motor or the rotation of the rotor Control is performed to change the position, and the estimated position ⁇ es is determined to be either ⁇ init or ⁇ init +180 from the change in the estimated position of the rotor of the motor or the change in the torque current flowing through the motor.
  • position sensorless control using saliency it is possible to determine whether the detected rotor position is in the electrical angle range of 0 to 180 degrees or in the electrical angle range of 180 to 360 degrees.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of an electric actuator control device according to Embodiment 1;
  • FIG. 2 is a diagram showing the configuration of an electric actuator according to Embodiment 1;
  • FIG. FIG. 4 is a diagram for explaining a hole of an intermediate gear in Embodiment 1;
  • 2 is a block diagram showing the configuration of a voltage control section according to Embodiment 1;
  • FIG. 4 is a flowchart showing details of rotor position estimation processing according to Embodiment 1;
  • 4 is a flowchart showing details of 180-degree determination processing according to Embodiment 1.
  • FIG. 9 is a flowchart showing details of a further example of 180-degree determination processing according to Embodiment 1;
  • FIG. 9 is a flowchart showing details of a further example of 180-degree determination processing according to Embodiment 1;
  • FIG. 7 is a diagram showing the configuration of an electric actuator control device according to Embodiment 2;
  • FIG. 10 is a block diagram showing the configuration of a voltage control unit according to Embodiment 2;
  • FIG. 10 is a diagram showing the configuration of an electric actuator control device according to Embodiment 3;
  • FIG. 10 is a diagram showing the configuration of an electric actuator according to Embodiment 3;
  • FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of a voltage control section according to Embodiment 3;
  • FIG. 10 is a diagram showing the configuration of an electric actuator control device according to Embodiment 4;
  • FIG. 12 is a block diagram showing the configuration of a voltage control unit according to Embodiment 4;
  • FIG. 13 is a flowchart showing details of rotor position estimation processing according to Embodiment 4.
  • FIG. FIG. 3 is a diagram showing a hardware configuration of a control unit according to Embodiments 1 to 4;
  • FIG. 1 is a diagram showing the configuration of an electric actuator control device according to Embodiment 1.
  • FIG. FIG. 1 shows an example in which an electric actuator control device is applied to an electric brake.
  • the control unit 1 generates switching pulses for PWM control from a load command value indicating the pressing force of the electric actuator 6 .
  • the power converter 2 is composed of a group of switching elements. Each switching element is controlled by a switching pulse output from the control unit 1 , converts the DC voltage from the battery 3 into a three-phase AC voltage, and outputs the three-phase AC voltage to the motor 5 .
  • Current detector 4 detects current flowing between power converter 2 and motor 5 .
  • the motor 5 is a synchronous motor that generates rotor magnetic flux with permanent magnets, and for example, a three-phase AC motor is used.
  • the electric actuator 6 includes a disc rotor 7 and friction members 8 a and 8 b arranged on both sides of the disc rotor 7 .
  • the electric actuator 6 has a linear motion mechanism that converts the rotary motion of the motor 5 into linear motion, and generates a load force that sandwiches the disc rotor 7 by moving the friction members 8a and 8b in the linear direction.
  • the electric actuator 6 operates, for example, to separate the friction materials 8a and 8b from the disk rotor 7 by means of a built-in spring.
  • the control section 1 is composed of a voltage control section 9 and a PWM control section 10 .
  • the voltage control unit 9 converts the load command values from the higher order into three-phase AC voltage commands V u , V v , V w and outputs them to the PWM control unit 10 . Details of the voltage control unit 9 will be described later.
  • PWM control unit 10 generates switching pulse signals for driving switching elements of power converter 2 from three-phase AC voltage commands V u , V v , and V w by carrier comparison processing or the like. It controls SW1, SW2, SW3, SW4, SW5 and SW6.
  • FIG. 2 is a diagram showing the configuration of the electric actuator 6 according to the first embodiment.
  • the intermediate gear 11 rotates inside the electric actuator 6 and the rotational force is transmitted to the rotation/linear motion conversion mechanism 13 .
  • the rotary-to-linear motion converting mechanism 13 converts the rotary motion to the linear motion, moves the friction members 8a and 8b in the linear direction, and sandwiches the disk rotor 7 between them.
  • a solenoid 12 advances or retracts the lock pin by current drive.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the hole of the intermediate gear 11 in Embodiment 1.
  • FIG. The left side of FIG. 3 is a front view, and the right side of FIG. 3 is a side view.
  • the intermediate gear 11 shown in FIG. 3 is represented as a cylindrical outer shape with the gear teeth, shaft, etc. omitted.
  • the intermediate gear 11 has a plurality of holes.
  • the intermediate gear 11 and the solenoid 12 constitute a rotation limiter that limits the rotation of the rotor of the motor 5 to a predetermined rotation angle. When the solenoid 12 is driven by current, the lock pin of the solenoid 12 protrudes and the lock pin of the solenoid 12 is inserted into the hole of the intermediate gear 11 .
  • the diameter of the hole of the intermediate gear 11 is larger than the diameter of the lock pin.
  • the current drive of the solenoid 12 is released, and the motor 5 is driven to advance the position of the intermediate gear 11 by a certain amount, thereby causing the return spring inside the solenoid 12 to move forward. It can be released by using force such as Although the rotation limiter is composed of the intermediate gear 11 and the solenoid 12, any device that limits the rotation of the rotor of the motor 5 to a predetermined rotation angle may be used.
  • FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of voltage control section 9 according to the first embodiment.
  • a load command value is given to the voltage control unit 9 from a higher order.
  • the load command value is the pressing force generated by the electric actuator 6 . Since the pressing force generated by the electric actuator 6 is determined by the position of the rotor of the motor 5, the load command value is converted into the position command value ⁇ ref of the motor 5 corresponding to the load command value in the command value converter 20. be.
  • the position control unit 21 obtains and outputs a speed command value ⁇ ref from the position command value ⁇ ref output from the command value conversion unit 20 and the estimated position ⁇ es output from the phase estimation unit 32 . Position control in the position control unit 21 is performed by P control, for example.
  • the speed control unit 22 performs speed control based on the speed command value ⁇ ref output from the position control unit 21 and ⁇ es output from the speed calculation unit 33, and outputs current command values i dref and i qref . .
  • Speed control in the speed control unit 22 is performed by P control or PI control, for example.
  • Current control unit 23 performs current control based on current command values idref and iqref which are outputs of speed control unit 22, id which is output of LPF 28 , and iq which is output of LPF 29, and voltage command Output the values v_dn and v_qref .
  • Current control in the current control unit 23 is performed by PI control, for example.
  • position information of the rotor is detected by high-frequency superimposition using the saliency of the inductance of the motor without using the position information from the position sensor.
  • Motor control is generally performed not by a three-phase AC coordinate system but by an orthogonal two-phase coordinate system represented by dq axes of rotation coordinates. Therefore, a high-frequency sine wave voltage is superimposed on the voltage of one axis of the orthogonal two-phase coordinate system, and the position estimation error information appearing in the magnitude of the current of the other axis is used to estimate the position of the rotor.
  • the high frequency signal generator 24 In the electric actuator control device according to Embodiment 1, the high frequency signal generator 24 generates and outputs the high frequency voltage vdh for estimating the position of the rotor of the motor 5 .
  • the frequency of the high-frequency voltage vdh may be higher than the drive frequency of the motor 5 and may be a high frequency that can be separated from the drive frequency of the motor 5 .
  • the adder 25 adds the d-axis voltage command value vdn , which is the output of the current control unit 23, and the high-frequency voltage vdh , which is the output of the high-frequency signal generation unit 24, and outputs the voltage command value vdref . .
  • the high-frequency signal generating section 24 and the adder 25 constitute a high-frequency signal superimposing section that superimposes the high-frequency voltage vdh on the voltage command value vdn .
  • the reason why the high-frequency voltage vdh is superimposed on the d-axis voltage command value vdn is because the magnet torque depends only on the q-axis current . This is because it is advantageous from the viewpoint of pulsation.
  • the first coordinate transformation unit 26 converts the voltage command values v dref and v qref in the orthogonal two-layer coordinate system to the three-phase AC voltage command value V based on the estimated position ⁇ es of the rotor, which is the output of the phase estimation unit 32 . Convert to u , Vv and Vw .
  • the three-phase AC voltage command values Vu , Vv , and Vw are converted into switching pulse signals for PWM-controlling the switching elements of the power converter 2 in the PWM control unit 10, and the switching elements SW1, SW2, SW3, SW4, SW5 and SW6 are controlled.
  • the second coordinate transformation unit 27 converts the three-phase alternating currents I u , I v and I w flowing between the power converter 2 and the motor 5 detected by the current detector 4 to the output of the phase estimation unit 32 . Based on the estimated position ⁇ es of the rotor, it is converted into currents i des and i qes indicated by the dq axes of the orthogonal two-phase coordinate system.
  • the LPF 29, which is a low-pass filter removes the superimposed frequency component, which is the frequency component of the high-frequency voltage vdh superimposed on the voltage command value vdn , from i qes output from the second coordinate transformation unit 27, The current iq of only the drive frequency component is obtained.
  • the output id of the LPF 28 and the output iq of the LPF 29 are input to the current controller 23 .
  • the BPF 30, which is a band-pass filter extracts only the superimposed frequency component, which is the frequency component of the high-frequency voltage vdh superimposed on the voltage command value vdn , from i des which is the output of the second coordinate transformation unit 27. i db .
  • the BPF 31, which is a band-pass filter extracts only the superimposed frequency component, which is the frequency component of the high-frequency voltage vdh superimposed on the voltage command value vdn , from iqes , which is the output of the second coordinate transformation unit 27. to obtain i qb .
  • the current flowing between power converter 2 and motor 5 detected by current detector 4 is a signal that depends on the inductance of motor 5.
  • current detector 4 The position of the rotor of the motor 5 is estimated based on the high frequency component obtained by extracting the frequency component of the high frequency voltage vdh superimposed on the voltage command value vdn from the signal detected in .
  • the phase estimator 32 obtains the estimated position ⁇ es of the rotor based on i_db which is the output of the BPF 30 and i_qb which is the output of the BPF 31 . Since the frequency of the high-frequency voltage vdh superimposed on the voltage command value vdn is known, it can be extracted as a DC component by synchronous detection processing or the like. If the extracted DC component is zero, it indicates that the phase in which the high-frequency voltage vdh is superimposed based on the estimated position ⁇ es matches the d-axis, and the extracted DC component has the largest value.
  • the velocity calculator 33 calculates and outputs an estimated velocity ⁇ es by differentiating the estimated position ⁇ es output from the phase estimator 32 .
  • the estimated position ⁇ es of the rotor is obtained using the saliency of the inductance, the value of the inductance fluctuates at a cycle of 180 degrees . There was a problem that it was not possible to determine which one.
  • a method for determining the estimated position of the rotor in the electric actuator control device according to Embodiment 1 will be described below, including a method for determining whether the determined estimated position ⁇ es is between 0 and 180 degrees or between 180 and 360 degrees. will be explained.
  • FIG. 5 is a flowchart showing details of rotor position estimation processing according to the first embodiment.
  • an estimated initial value ⁇ init is estimated while the motor 5 is stopped.
  • the solenoid 12 is current-driven to advance the lock pin to limit the rotation of the rotor of the motor 5 to a predetermined rotation angle, and the process proceeds to step S02.
  • the high-frequency signal generator 24 and the adder 25 superimpose the high-frequency voltage vdh on the d-axis voltage command value vdn in a state in which the rotation of the rotor of the motor 5 is restricted, and the process proceeds to step S03.
  • step S03 high-frequency components are extracted by current detector 4, second coordinate transformation section 27, BPF 30 and BPF 31, and the process proceeds to step S04.
  • step S04 the phase estimator 32 estimates an estimated initial value ⁇ init having a value between 0 and 180 degrees from the high-frequency component extracted in step S03, and proceeds to 180-degree determination processing in step S10.
  • the 180-degree determination process in step S10 it is determined whether the position of the rotor of the motor 5 is from 0 to 180 degrees or from 180 to 360 degrees, and the process proceeds to step S05.
  • step S05 the current drive of the solenoid 12 is released, the restriction on the rotation of the rotor of the motor 5 is released, and the rotor position estimation process ends.
  • FIG. 6 is a flowchart showing details of the 180-degree determination process shown in step S10 of FIG.
  • this characteristic is used to determine whether the position of the rotor of the motor 5 is from 0 to 180 degrees or from 180 to 360 degrees.
  • step S11 from the estimated initial value ⁇ init obtained in step S04 of FIG. 5, it is assumed that the estimated position ⁇ es is the estimated initial value ⁇ init between 0 and 180 degrees, and output from the phase estimator 32. Control is performed to increase the torque by increasing the load command value, and the process proceeds to step S12.
  • the current control section 23 may perform current control to increase the torque.
  • step S12 the phase estimator 32 obtains an estimated position ⁇ T having a value between 0 and 180 degrees as the position of the rotor, and compares the estimated position ⁇ T with ⁇ init obtained in step S04 of FIG. Determine if the child has moved. If the value of ⁇ T differs from the value of ⁇ init and it is determined that the rotor has moved, the process proceeds to step S13, and the phase estimator 32 sets the estimated position ⁇ es to the estimated initial value ⁇ It is determined to be init , and the 180-degree determination process is terminated.
  • step S14 the phase estimator 32 determines that the estimated position ⁇ es is between 180 and 360 degrees, It is determined that the estimated position ⁇ es is ⁇ init +180, and the 180 degree determination process ends.
  • step S01 when the solenoid 12 is current-driven to advance the lock pin and the rotation of the rotor of the motor 5 is restricted to a predetermined rotation angle, when the power supply to the motor 5 is cut off, the motor 5 As the rotor of 1 tries to rotate in the direction of reducing the torque, the side surface of the lock pin is pressed against the side surface of the hole of the intermediate gear 11, and the rotation of the intermediate gear 11 is stopped. When the rotation of the intermediate gear 11 is stopped, the side surface of the lock pin is pressed against the side surface of the hole of the intermediate gear 11, so the torque of the motor 5 does not decrease.
  • the torque of the motor 5 is increased by a rotation angle corresponding to the difference between the diameter of the hole of the intermediate gear 11 and the diameter of the lock pin. Rotate. This operation is used to determine whether the position of the rotor of the motor 5 is from 0 to 180 degrees or from 180 to 360 degrees.
  • FIG. 7 is a flowchart showing details of a further example of the 180-degree determination process shown in step S10 of FIG.
  • the phase estimating unit 32 assumes that the estimated position ⁇ es is the estimated initial value ⁇ init from 0 to 180 degrees from the estimated initial value ⁇ init obtained in step S04 of FIG. Further, the position control unit 21 performs control to advance the position of the rotor, and proceeds to step S22.
  • step S22 it is checked whether a current that increases the torque has flowed. Whether or not the current that increases the torque has flowed can be confirmed, for example, from the value of the current obtained by converting the output of the current detector 4 to the dq axis.
  • the process proceeds to step S23, the phase estimator 32 determines that the estimated position ⁇ es is the estimated initial value ⁇ init between 0 and 180 degrees, and ends the 180-degree determination process. . If the current that increases the torque does not flow, the phase estimator 32 determines that the estimated position ⁇ es is between 180 and 360 degrees and the estimated position ⁇ es is ⁇ init +180, and ends the 180 degree determination process. do.
  • control is performed to increase the torque in step S11, but control to advance the position of the rotor may be performed in step S11.
  • control is performed to advance the position of the rotor, but control to increase the torque may be performed.
  • sensorless control may be realized by combining the electric actuator control device according to Embodiment 1 with an adaptive magnetic flux observer. Further, since the electric actuator control device according to Embodiment 1 does not require a position sensor, the cost of the position sensor is eliminated, and installation and maintenance of the position sensor are eliminated. Also, the electric actuator control device according to the first embodiment may be combined with electric actuator control using a position sensor. In this case, the control by the position sensor is normally performed, and when the position sensor fails, the control according to the first embodiment is performed, so that the brake operation by the electric actuator can be continued, for example.
  • the value of the current flowing between the power converter 2 and the motor 5 detected by the current detector 4 is used as the signal dependent on the inductance of the motor 5.
  • any signal that depends on the inductance of the motor 5 can be used.
  • the position of the rotor of the motor 5 can be estimated from the extracted high-frequency component.
  • the motor 5 that drives the electric actuator 6, the control unit 1 that outputs the PWM control signal based on the voltage command, the power converter 2 that applies voltage to the motor 5 based on the PWM control signal, and a rotation limiter for limiting the rotation of the rotor of the motor 5 to a predetermined rotation angle. is superimposed on the voltage command, and based on the high frequency component obtained by extracting the frequency component of the high frequency voltage from the signal dependent on the inductance of the motor 5, the estimated position ⁇ es of the rotor of the motor 5 is obtained.
  • an estimator 32 which estimates an estimated initial value ⁇ init having a value between 0 and 180 degrees in a state in which the rotation of the rotor is limited to a predetermined rotation angle by a rotation limiter.
  • the estimated position ⁇ es is ⁇ init in a state in which the rotation of the rotor is limited to a predetermined rotation angle by the rotation limiter, and perform control to change the torque of the motor 5 or the position of the rotor.
  • the estimated position ⁇ es is determined to be either ⁇ init or ⁇ init +180 from the change in the estimated position of the rotor of the motor 5 or the change in the torque current flowing through the motor 5, so that the detected magnetic pole position is It can be determined whether the electrical angle is in the range of 0 to 180 degrees or in the range of 180 to 360 degrees.
  • FIG. 8 is a diagram showing the configuration of an electric actuator control device according to Embodiment 2. As shown in FIG. Comparing the electric actuator control device according to the second embodiment shown in FIG. 8 with the electric actuator control device according to the first embodiment shown in FIG. It's becoming Other configurations of the electric actuator control device according to the second embodiment are the same as those of the electric actuator control device according to the first embodiment.
  • FIG. 9 is a block diagram showing the configuration of the voltage control section 9a according to the second embodiment. Comparing the voltage control unit 9a according to the second embodiment shown in FIG. 9 with the voltage control unit 9 according to the first embodiment shown in FIG. , BPF 45, BPF 46, and a phase estimator 32a are different, and other configurations are the same as those of the voltage controller 9 according to the first embodiment.
  • High-frequency voltages v uh , v vh and v wh for estimating the position of the rotor of the motor 5 are generated and output by the high-frequency signal generator 24a.
  • the frequencies of the high-frequency voltages v uh , v vh and v wh are all the same, and may be any high frequency that is higher than the driving frequency of the motor 5 and can be separated from the driving frequency of the motor 5 .
  • Adder 41, adder 42, and adder 43 add the three-phase AC voltage command, which is the output of first coordinate conversion section 26, to each of high-frequency voltages vuh , vvh , and vwh , and add three-phase AC voltage command values V u , V v , and V w are output.
  • the high-frequency signal generator 24a, adder 41, adder 42, and adder 43 constitute a high-frequency signal superimposing unit.
  • the BPF 44 which is a band-pass filter, extracts only the superimposed frequency component, which is the frequency component of the high-frequency voltage superimposed on the three-phase AC voltage command, from the output Iu of the current detector 4, and obtains the current iub . be.
  • the BPF 45 which is a band-pass filter, extracts only the superimposed frequency component, which is the frequency component of the high-frequency voltage superimposed on the three-phase AC voltage command, from the output Iv of the current detector 4, and obtains the current ivb . be.
  • the BPF 46 which is a band-pass filter, extracts only the superimposed frequency component, which is the frequency component of the high-frequency voltage superimposed on the three-phase AC voltage command, from the output Iw of the current detector 4, and obtains the current iwb . be.
  • the phase estimator 32a obtains the estimated rotor position ⁇ es based on i ub output from the BPF 44 , i vb output from the BPF 45 , and i wb output from the BPF 46 . Since the frequency of the high-frequency voltage superimposed on the three-phase AC voltage command is known, it can be extracted as a DC component by synchronous detection processing or the like. If the extracted DC component is zero, it indicates that the phase of the high-frequency voltage superimposed based on the estimated position ⁇ es matches the d-axis. It shows that the phase in which the high-frequency voltage is superimposed based on the estimated position ⁇ es is shifted by 180 degrees from the d-axis. Therefore, correcting the estimated position ⁇ es so that the extracted DC component becomes zero enables accurate phase estimation.
  • the high-frequency signal superimposing unit superimposes the high-frequency voltage on each voltage command value of the UVW phase of the three-phase alternating current
  • the phase estimating unit 32a superimposes the current of each UVW phase of the output of the current detector 4. Since the estimated position ⁇ es of the rotor of the motor 5 is obtained based on the high-frequency component extracted from the high-frequency voltage, the phase can be accurately estimated.
  • FIG. 10 is a diagram showing the configuration of an electric actuator control device according to Embodiment 3. As shown in FIG. Comparing the electric actuator control device shown in FIG. 10 with the electric actuator control device according to the first embodiment shown in FIG. 6 is an electric actuator 6b. The electric actuator 6b also includes a load sensor 14. As shown in FIG. Other configurations of the electric actuator control device according to the third embodiment are the same as those of the electric actuator control device according to the first embodiment.
  • FIG. 11 is a diagram showing the configuration of the electric actuator 6b according to the third embodiment.
  • the load sensor 14 is provided in the rotation-to-linear motion conversion mechanism 13, detects the load generated by the motor 5 when the friction material 8a and the friction material 8b press the disk rotor 7, and outputs the load.
  • the load sensor 14 should just detect the load by the motor 5, and may be attached to the rotating shaft of the motor 5, for example.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of voltage control section 9b according to the third embodiment. Comparing the voltage control unit 9b shown in FIG. 12 with the voltage control unit 9 in the first embodiment shown in FIG. The output is input to the load control section 51 . Other configurations of voltage control unit 9b in the third embodiment are the same as those of voltage control unit 9 in the first embodiment.
  • the load control unit 51 performs load control using the load command value and the load value F b output from the load sensor 14 , obtains the speed command value ⁇ ref , and outputs the speed command value ⁇ ref to the speed control unit 22 .
  • Load control is performed by PI control, for example. As described above, the speed command value ⁇ ref may be obtained using the load command value and the load value Fb that is the output of the load sensor 14 .
  • FIG. 13 is a diagram showing the configuration of an electric actuator control device according to Embodiment 4. As shown in FIG. Comparing the electric actuator control device shown in FIG. 13 with the electric actuator control device according to the third embodiment shown in FIG. 10, the control section 1b becomes the control section 1c, and the voltage control section 9b becomes the voltage control section 9c. Other configurations of the electric actuator control device according to the fourth embodiment are the same as those of the electric actuator control device according to the third embodiment.
  • FIG. 14 is a block diagram showing the configuration of the voltage control section 9c according to the fourth embodiment. Comparing voltage control unit 9c shown in FIG. 14 with voltage control unit 9b in the third embodiment shown in FIG. 12, BPF 30, BPF 31 and phase estimating unit 32 are replaced with BPF 61 and phase estimating unit 32c. Other configurations of the voltage control unit 9c according to the fourth embodiment are the same as those of the voltage control unit 9b according to the third embodiment.
  • the load generated by the motor 5 detected by the load sensor 14 is a signal that depends on the inductance of the motor 5.
  • the voltage command value v dn is obtained from the signal detected by the load sensor 14.
  • the position of the rotor of the motor 5 is estimated based on the extracted high-frequency component of the high-frequency voltage vdh superimposed on .
  • the BPF 61 which is a band-pass filter, extracts only the superimposed frequency component, which is the frequency component of the high-frequency voltage vdh superimposed on the voltage command value vdn , from the load value Fb output from the load sensor 14, and extracts the load value Fbb is obtained.
  • Fbb which is the output of the BPF 61, is obtained by extracting the high frequency component appearing in the torque component of the motor 5 by superimposing the high frequency voltage vdh .
  • the phase estimator 32c obtains the estimated position ⁇ es of the rotor based on Fbb , which is the output of the BPF 61 .
  • the frequency of the high-frequency voltage vdh superimposed on the load value Fbb is known, it can be extracted as a DC component by synchronous detection processing or the like. If the extracted DC component is zero, it indicates that the phase in which the high-frequency voltage vdh is superimposed based on the estimated position ⁇ es matches the d-axis, and the extracted DC component has the largest value. Occasionally, the phase of the superimposed high frequency voltage vdh based on the estimated position ⁇ es is shown to be 180 degrees off the d-axis.
  • FIG. 15 is a flowchart showing details of the rotor position estimation process according to the fourth embodiment. Comparing the flowchart according to the fourth embodiment shown in FIG. 15 with the flowchart according to the first embodiment shown in FIG. 5, step S03 is changed to step S03a. In FIG. 15, in step S03a, the load sensor 14 and BPF 61 extract high-frequency components, and the process proceeds to step S04. Other processing is the same except that the phase estimating unit 32c according to the fourth embodiment performs the processing performed by the phase estimating unit 32 according to the first embodiment in steps S04 and S10.
  • the rotation of the motor 5 is detected based on the high-frequency component obtained by extracting the frequency component of the high-frequency voltage from the output of the load sensor 14. An estimated position of the child may be determined.
  • FIG. 16 is a schematic diagram showing an example of the hardware configuration of the control unit according to Embodiments 1 to 4.
  • FIG. FIG. 16 shows a case where the control unit is configured using a processor 101 such as a CPU (Central Processing Unit) or a DSP (Digital Signal Processor). Also, a plurality of processing circuits may work together to perform the functions described above.
  • the functions of the control unit are implemented by software, firmware, or a combination of software and firmware.
  • Software or firmware is written as a program and stored in memory 102 .
  • the memory 102 is, for example, non-volatile or volatile semiconductor memory such as ROM, RAM, flash memory, EPROM, magnetic disk, optical disk, etc., or a combination thereof.
  • Processor 101 and memory 102 are bus-connected to each other.
  • the processor 101 implements the functions of the control unit by executing various processes according to programs stored in the memory 102 .

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Abstract

検出された回転子の位置が電気角において０から１８０度の範囲か１８０から３６０度の範囲かを判別する電動アクチュエータ。　回転子の回転をあらかじめ定められた回転角に制限した状態において、０から１８０度の値を持つ推定初期値θｉｎｉｔを推定し、回転制限器によって回転子の回転をあらかじめ定められた回転角に制限した状態において、推定位置θｅｓがθｉｎｉｔであると仮定して、モータ（５）のトルクあるいは回転子の位置を変化させる制御を行い、モータ（５）の回転子の推定位置の変化あるいはモータに流れるトルク電流の変化から、推定位置θｅｓをθｉｎｉｔまたはθｉｎｉｔ＋１８０のいずれかの値に決定する。

Description

電動アクチュエータ制御装置
　本願は、電動アクチュエータ制御装置に関するものである。
　モータ駆動による電動アクチュエータは、モータによって発生した回転トルクを、ボールねじ機構などの変換機構によって直線運動に変換する。例えば、車両の制動装置においては、直線運動の推力によって摩擦材をディスクロータに押圧することによって制動力を発生させている。従来の電動ブレーキ装置では、摩擦材がディスクロータを押圧している状態でソレノイドの制御を行い、押圧力を保持している。このとき、モータの回転状態、あるいは、摩擦材の押圧または離間の制動過程を、位置センサの回転情報から検出することにより、モータの制御を行っている（例えば、特許文献１参照）。
　３相交流モータの制御においては、一般的には回転子に取り付けられた位置センサの情報を用いてフィードバック制御を行う。しかし、位置センサを取り付けることは、コストあるいは保守の面から不利となるため、位置センサを用いない位置センサレス制御が検討されている。モータが回転している状態における位置センサレス制御では、例えば、モータの誘起電圧を利用した方法が用いられる。一方、モータが停止している状態における位置センサレス制御、あるいは、モータが低速で回転している状態における位置センサレス制御では、ｄ軸励磁分電流指令値に高周波信号を重畳する方法が提案されている（例えば、特許文献２参照）。
特開２００８－４９８００号公報 特開２０００－１０２３００号公報
　特許文献２に示された位置センサレス制御においては、インダクタンスの突極性を用いて回転子の位置を検出しているが、検出された回転子の位置が電気角において０から１８０度の範囲にあるのか１８０から３６０度の範囲にあるのかを判別できないという課題があった。
　本願は、上述の課題を解決するためになされたものであり、検出された回転子の位置が電気角において０から１８０度の範囲にあるのか１８０から３６０度の範囲にあるのかを判別することができる電動アクチュエータ制御装置を提供することを目的とする。
　本願に開示される電動アクチュエータ制御装置は、電動アクチュエータを駆動するモータと、電圧指令に基づいてＰＷＭ制御信号を出力する制御部と、ＰＷＭ制御信号に基づいてモータに電圧を印加する電力変換器と、モータの回転子の回転をあらかじめ定められた回転角に制限する回転制限器とを備えた電動アクチュエータ制御装置であって、制御部は、モータの駆動周波数よりも高い周波数を持つ高周波電圧を電圧指令に重畳する高周波信号重畳部と、モータのインダクタンスに依存する信号から高周波電圧の周波数の成分を抽出した高周波成分をもとに、モータの回転子の推定位置θｅｓを求める位相推定部とを備え、位相推定部は、回転制限器によって回転子の回転をあらかじめ定められた回転角に制限した状態において、０から１８０度の値を持つ推定初期値θｉｎｉｔを推定し、回転制限器によって回転子の回転をあらかじめ定められた回転角に制限した状態において、推定位置θｅｓがθｉｎｉｔであると仮定して、モータのトルクを変化させる制御あるいは回転子の位置を変化させる制御を行い、モータの回転子の推定位置の変化あるいはモータに流れるトルク電流の変化から、推定位置θｅｓをθｉｎｉｔまたはθｉｎｉｔ＋１８０のいずれかの値に決定することを特徴とする。
　本願に開示される電動アクチュエータ制御装置は、位相推定部は、回転制限器によって回転子の回転をあらかじめ定められた回転角に制限した状態において、０から１８０度の値を持つ推定初期値θｉｎｉｔを推定し、回転制限器によって回転子の回転をあらかじめ定められた回転角に制限した状態において、推定位置θｅｓがθｉｎｉｔであると仮定して、モータのトルクを変化させる制御あるいは回転子の位置を変化させる制御を行い、モータの回転子の推定位置の変化あるいはモータに流れるトルク電流の変化から、推定位置θｅｓをθｉｎｉｔまたはθｉｎｉｔ＋１８０のいずれかの値に決定するので、インダクタンスの突極性を用いた位置センサレス制御において、検出された回転子の位置が電気角において０から１８０度の範囲にあるのか１８０から３６０度の範囲にあるのかを判別することができる。
実施の形態１による電動アクチュエータ制御装置の構成を示す図である。 実施の形態１における電動アクチュエータの構成を示す図である。 実施の形態１における中間歯車の穴を説明するための図である。 実施の形態１における電圧制御部の構成を示すブロック図である。 実施の形態１による回転子位置推定処理の詳細示すフローチャートである。 実施の形態１による１８０度判定処理の詳細示すフローチャートである。 実施の形態１による１８０度判定処理のさらなる一例の詳細示すフローチャートである。 実施の形態２による電動アクチュエータ制御装置の構成を示す図である。 実施の形態２における電圧制御部の構成を示すブロック図である。 実施の形態３による電動アクチュエータ制御装置の構成を示す図である。 実施の形態３における電動アクチュエータの構成を示す図である。 実施の形態３における電圧制御部の構成を示すブロック図である。 実施の形態４による電動アクチュエータ制御装置の構成を示す図である。 実施の形態４における電圧制御部の構成を示すブロック図である。 実施の形態４による回転子位置推定処理の詳細示すフローチャートである。 実施の形態１から４における制御部のハードウェア構成を示す図である。
　以下、本願を実施するための実施の形態に係る電動アクチュエータ制御装置について、図面を参照して詳細に説明する。なお、各図において同一符号は同一もしくは相当部分を示している。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１による電動アクチュエータ制御装置の構成を示す図である。図１は、電動アクチュエータ制御装置を電動ブレーキに適用した例である。図１に示すように、制御部１は、電動アクチュエータ６の押圧力を示す荷重指令値からＰＷＭ制御を行うためのスイッチングパルスを生成する。電力変換器２は、スイッチング素子群で構成されている。それぞれのスイッチング素子は、制御部１の出力であるスイッチングパルスによって制御され、バッテリ３からの直流電圧を３相交流電圧に変換してモータ５に出力する。電流検出器４は、電力変換器２とモータ５との間を流れる電流を検出する。
　モータ５は、永久磁石により回転子磁束を発生する同期電動機であり、例えば、３相交流モータが用いられる。電動アクチュエータ６は、ディスクロータ７と、ディスクロータ７の両側に配置された摩擦材８ａおよび摩擦材８ｂを備えている。電動アクチュエータ６は、モータ５の回転運動を直線運動に変換する直動機構を備えており、摩擦材８ａおよび摩擦材８ｂを直線方向に動かしてディスクロータ７をはさむ荷重力を発生する。電動アクチュエータ６は、モータ５が動作していないときには、例えば、内蔵されたスプリングによって摩擦材８ａおよび摩擦材８ｂをディスクロータ７から引き離すように動作する。
　制御部１は、電圧制御部９とＰＷＭ制御部１０とから構成されている。電圧制御部９は、上位からの荷重指令値を３相交流電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換し、ＰＷＭ制御部１０に出力する。電圧制御部９の詳細については、後述する。ＰＷＭ制御部１０は、キャリア比較処理などによって、３相交流電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗから電力変換器２のスイッチング素子を駆動するスイッチングパルス信号を生成し、電力変換器２のスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４、ＳＷ５およびＳＷ６を制御する。
　図２は、実施の形態１における電動アクチュエータ６の構成を示す図である。モータ５が回転すると、電動アクチュエータ６の内部において、中間歯車１１が回転して回転直動変換機構１３に回転力が伝達される。回転直動変換機構１３は、回転運動を直線運動に変換し、摩擦材８ａおよび摩擦材８ｂを直線方向に動かしてディスクロータ７をはさみこむ。ソレノイド１２は、電流駆動によってロックピンを前進または後退させる。
　図３は、実施の形態１における中間歯車１１の穴を説明するための図である。図３の左側は正面図であり、図３の右側は側面図である。図３に示す中間歯車１１は、歯車の歯および軸などを省略し、外形を円筒として表している。中間歯車１１は、複数の穴を備えている。中間歯車１１とソレノイド１２とは、モータ５の回転子の回転をあらかじめ定められた回転角に制限する回転制限器を構成している。ソレノイド１２が電流駆動されると、ソレノイド１２のロックピンが突出し、ソレノイド１２のロックピンが中間歯車１１の穴に挿入される。中間歯車１１の穴の径は、ロックピンの径よりも大きくなっている。ソレノイド１２が電流駆動され、ロックピンが中間歯車１１の穴に挿入されると、モータ５の回転子の回転が、中間歯車１１の穴の径とロックピンの径との差に対応した回転角に制限される。これにより、モータ５への電源供給を無くしても、ロックピンの側面が中間歯車１１の穴の側面に押し当てられ、中間歯車１１の回転が止められるため、摩擦材８ａおよび８ｂのディスクロータ７への押圧力が保持される。なお、回転子の回転の制限を解除するときは、ソレノイド１２の電流駆動を解除し、モータ５を駆動して中間歯車１１の位置を一定量前進させることにより、ソレノイド１２の内部にあるリターンスプリングなどの力を利用して、解除することができる。なお、回転制限器は中間歯車１１とソレノイド１２から構成されるとしたが、モータ５の回転子の回転をあらかじめ定められた回転角に制限するものであればどのようなものでも構わない。
　図４は、実施の形態１における電圧制御部９の構成を示すブロック図である。電圧制御部９では、上位から荷重指令値が与えられる。荷重指令値は、電動アクチュエータ６で発生させる押圧力である。電動アクチュエータ６で発生させる押圧力は、モータ５の回転子の位置によって決まるため、荷重指令値は、指令値変換部２０において、荷重指令値に対応するモータ５の位置指令値θｒｅｆに変換される。位置制御部２１は、指令値変換部２０の出力である位置指令値θｒｅｆと、位相推定部３２の出力である推定位置θｅｓとから、速度指令値ωｒｅｆを求めて出力する。位置制御部２１における位置制御は、例えば、Ｐ制御によって行われる。
　速度制御部２２は、位置制御部２１の出力である速度指令値ωｒｅｆと、速度計算部３３の出力であるωｅｓとから、速度制御を行い、電流指令値ｉｄｒｅｆおよびｉｑｒｅｆを出力する。速度制御部２２における速度制御は、例えば、Ｐ制御あるいはＰＩ制御によって行われる。電流制御部２３は、速度制御部２２の出力である電流指令値ｉｄｒｅｆおよびｉｑｒｅｆと、ＬＰＦ２８の出力であるｉｄと、ＬＰＦ２９の出力であるｉｑとから、電流制御を行い、電圧指令値ｖｄｎおよびｖｑｒｅｆを出力する。電流制御部２３における電流制御は、例えば、ＰＩ制御によって行われる。
　実施の形態１による電動アクチュエータ制御装置のモータ制御においては、位置センサからの位置情報を用いないで、モータのインダクタンスの突極性を利用する高周波重畳による回転子の位置情報検出を行う。モータ制御は、３相交流座標系ではなく回転座標のｄ－ｑ軸で示される直交２相座標系で行うのが一般的である。そのため、直交２相座標系の一方の軸の電圧に高周波の正弦波電圧を重畳し、他方の軸の電流の大きさに現れる位置推定誤差情報を用いて回転子の位置を推定する。
　インダクタンスの突極性を利用した回転子の位置情報推定においては、重畳する高周波電圧として正弦波を用いたものあるいは方形波を用いたものなど、様々な高周波電圧を用いたものがあるが、高周波電圧としては例えば単一周波数の正弦波が用いられる。実施の形態１による電動アクチュエータ制御装置においては、高周波信号生成部２４においてモータ５の回転子の位置を推定するための高周波電圧ｖｄｈを生成し、出力する。なお、高周波電圧ｖｄｈの周波数は、モータ５の駆動周波数よりも高く、モータ５の駆動周波数と分離できる高周波であればよい。
　加算器２５は、電流制御部２３の出力であるｄ軸の電圧指令値ｖｄｎと、高周波信号生成部２４の出力である高周波電圧ｖｄｈとの加算を行い、電圧指令値ｖｄｒｅｆを出力する。高周波信号生成部２４と加算器２５とは、電圧指令値ｖｄｎに高周波電圧ｖｄｈを重畳する高周波信号重畳部を構成している。高周波電圧ｖｄｈをｄ軸の電圧指令値ｖｄｎに重畳するのは、マグネットトルクがｑ軸電流のみに依存するため、高周波電圧ｖｄｈをｄ軸の電圧指令値ｖｄｎに重畳する方がトルク脈動の観点から有利だからである。
　第１座標変換部２６は、直交２層座標系の電圧指令値ｖｄｒｅｆおよびｖｑｒｅｆを、位相推定部３２の出力である回転子の推定位置θｅｓに基づいて３相交流の電圧指令値Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗに変換する。３相交流の電圧指令値Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗは、ＰＷＭ制御部１０において電力変換器２のスイッチング素子をＰＷＭ制御するためのスイッチングパルス信号に変換され、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４、ＳＷ５およびＳＷ６が制御される。
　第２座標変換部２７は、電流検出器４において検出された電力変換器２とモータ５との間を流れる３相交流電流Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗを、位相推定部３２の出力である回転子の推定位置θｅｓに基づいて、直交２相座標系のｄ－ｑ軸で示される電流ｉｄｅｓおよびｉｑｅｓに変換する。低域通過フィルタであるＬＰＦ２８は、第２座標変換部２７の出力であるｉｄｅｓから、電圧指令値ｖｄｎに重畳した高周波電圧ｖｄｈの周波数成分である重畳周波数成分を除去し、駆動周波数成分のみの電流ｉｄを得るものである。同様に、低域通過フィルタであるＬＰＦ２９は、第２座標変換部２７の出力であるｉｑｅｓから、電圧指令値ｖｄｎに重畳した高周波電圧ｖｄｈの周波数成分である重畳周波数成分を除去し、駆動周波数成分のみの電流ｉｑを得るものである。ＬＰＦ２８の出力であるｉｄと、ＬＰＦ２９の出力であるｉｑとは、電流制御部２３に入力される。
　一方、帯域通過フィルタであるＢＰＦ３０は、第２座標変換部２７の出力であるｉｄｅｓから、電圧指令値ｖｄｎに重畳した高周波電圧ｖｄｈの周波数成分である重畳周波数成分のみを抽出し、電流ｉｄｂを得るものである。さらに、帯域通過フィルタであるＢＰＦ３１は、第２座標変換部２７の出力であるｉｑｅｓから、電圧指令値ｖｄｎに重畳した高周波電圧ｖｄｈの周波数成分である重畳周波数成分のみを抽出し、電流ｉｑｂを得るものである。
　電流検出器４において検出される電力変換器２とモータ５との間を流れる電流は、モータ５のインダクタンスに依存する信号であり、実施の形態１による電動アクチュエータ制御装置においては、電流検出器４において検出される信号から電圧指令値ｖｄｎに重畳した高周波電圧ｖｄｈの周波数の成分を抽出した高周波成分をもとに、モータ５の回転子の位置を推定する。
　位相推定部３２は、ＢＰＦ３０の出力であるｉｄｂと、ＢＰＦ３１の出力であるｉｑｂとをもとに、回転子の推定位置θｅｓを求める。電圧指令値ｖｄｎに重畳した高周波電圧ｖｄｈの周波数は既知であるため、同期検波処理などのより、直流成分として抽出可能である。抽出した直流成分がゼロであれば、推定位置θｅｓに基づいて高周波電圧ｖｄｈを重畳した位相はｄ軸に一致していることを示しており、抽出した直流成分が最も大きな値となったときには、推定位置θｅｓに基づいて高周波電圧ｖｄｈを重畳した位相はｄ軸から１８０度ずれていたことを示している。したがって、抽出した直流成分がゼロとなるように推定位置θｅｓを補正すれば、正確な位相を推定することができる。速度計算部３３は、位相推定部３２の出力である推定位置θｅｓを微分することにより、推定速度ωｅｓを算出して出力する。
　インダクタンスの突極性を利用して回転子の推定位置θｅｓを求めると、インダクタンスの値は１８０度の周期で変動するため、求められた推定位置θｅｓが０から１８０度あるいは１８０から３６０度のいずれなのかを判別できないという課題があった。以下に、求められた推定位置θｅｓが０から１８０度あるいは１８０から３６０度のいずれなのかを判別する方法を含めて、実施の形態１による電動アクチュエータ制御装置において回転子の推定位置を求める方法について説明する。
　図５は、実施の形態１による回転子位置推定処理の詳細を示すフローチャートである。最初に、モータ５が停止している状態で、推定初期値θｉｎｉｔを推定する。ステップＳ０１では、ソレノイド１２を電流駆動してロックピンを前進させ、モータ５の回転子の回転をあらかじめ定められた回転角に制限し、ステップＳ０２に進む。ステップＳ０２では、モータ５の回転子の回転が制限された状態において、高周波信号生成部２４および加算器２５によって高周波電圧ｖｄｈをｄ軸の電圧指令値ｖｄｎに重畳し、ステップＳ０３に進む。ステップＳ０３では、電流検出器４、第２座標変換部２７、ＢＰＦ３０およびＢＰＦ３１によって、高周波成分を抽出し、ステップＳ０４に進む。ステップＳ０４では、位相推定部３２は、ステップＳ０３において抽出した高周波成分から、０から１８０度の値を持つ推定初期値θｉｎｉｔを推定し、ステップＳ１０の１８０度判定処理に進む。ステップＳ１０の１８０度判定処理では、モータ５の回転子の位置が０から１８０度あるいは１８０から３６０度のいずれなのかを判別し、ステップＳ０５に進む。ステップＳ０５では、ソレノイド１２の電流駆動を解除し、モータ５の回転子の回転の制限を解除し、回転子位置推定処理を終了する。
　図６は、図５のステップＳ１０に示した１８０度判定処理の詳細を示すフローチャートである。図５のステップＳ０４において、０から１８０度の値を持つ推定初期値θｉｎｉｔを推定したが、最終的に求めるべき推定位置θｅｓと推定初期値θｉｎｉｔとの関係は、θｅｓ＝θｉｎｉｔまたはθｅｓ＝θｉｎｉｔ＋１８０である。実際にはθｅｓ＝θｉｎｉｔ＋１８０であるにもかかわらずθｅｓ＝θｉｎｉｔとしてトルクを増大させる制御を行うと、トルクが逆方向に発生する。１８０度判定処理においては、この特性を利用して、モータ５の回転子の位置が０から１８０度あるいは１８０から３６０度のいずれなのかを判別する。
　ステップＳ１１では、図５のステップＳ０４において求めた推定初期値θｉｎｉｔから、推定位置θｅｓが０から１８０度の推定初期値θｉｎｉｔであると仮定して位相推定部３２から出力し、さらに、荷重指令値を大きくしてトルクを増大させる制御を行い、ステップＳ１２に進む。トルクを増大させるためには、電流制御部２３においてトルクを増大させる電流制御を行ってもよい。
　ステップＳ１２では、位相推定部３２において回転子の位置として０から１８０度の値を持つ推定位置θＴを求め、推定位置θＴを図５のステップＳ０４で求めたθｉｎｉｔと比較して、回転子が動いたかどうかを判断する。θＴの値がθｉｎｉｔの値と異なっており、回転子が動いたと判断された場合は、ステップＳ１３に進み、位相推定部３２は、推定位置θｅｓが０から１８０度の推定初期値θｉｎｉｔであると判定し、１８０度判定処理を終了する。θＴの値がθｉｎｉｔの値と同じであり、回転子が動いていないと判断された場合は、ステップＳ１４に進み、位相推定部３２は、推定位置θｅｓが１８０から３６０度であり、推定位置θｅｓがθｉｎｉｔ＋１８０であると判定し、１８０度判定処理を終了する。
　ステップＳ０１において、ソレノイド１２を電流駆動してロックピンを前進させ、モータ５の回転子の回転をあらかじめ定められた回転角に制限した状態においては、モータ５への電源供給を無くすと、モータ５の回転子がトルクを減らす方向に回転しようとして、ロックピンの側面が中間歯車１１の穴の側面に押し当てられ、中間歯車１１の回転が止められる。中間歯車１１の回転が止められた状態においては、ロックピンの側面が中間歯車１１の穴の側面に押し当てられているため、モータ５のトルクが減少する方向には動かない。しかし、中間歯車１１の穴の径はロックピンの径よりも大きいため、モータ５のトルクを増大させる方向には中間歯車１１の穴の径とロックピンの径との差に対応した回転角だけ回転する。この動作を利用して、モータ５の回転子の位置が０から１８０度あるいは１８０から３６０度のいずれなのかを判別している。
　図７は、図５のステップＳ１０に示した１８０度判定処理のさらなる一例の詳細を示すフローチャートである。ステップＳ２１では、位相推定部３２は、図５のステップＳ０４において求めた推定初期値θｉｎｉｔから、推定位置θｅｓが０から１８０度の推定初期値θｉｎｉｔであると仮定して位相推定部３２から出力し、さらに、位置制御部２１において回転子の位置を前進させる制御を行い、ステップＳ２２に進む。
　ステップＳ２２では、トルクを増大させる電流が流れたかを確認する。トルクを増大させる電流が流れたかどうかは、例えば、電流検出器４の出力をｄ－ｑ軸に変換した電流の値から確認することができる。トルクを増大させる電流が流れた場合は、ステップＳ２３に進み、位相推定部３２は、推定位置θｅｓが０から１８０度の推定初期値θｉｎｉｔであると判定し、１８０度判定処理を終了する。トルクを増大させる電流が流れていない場合は、位相推定部３２は、推定位置θｅｓが１８０から３６０度であり、推定位置θｅｓがθｉｎｉｔ＋１８０であると判定し、１８０度判定処理を終了する。
　なお、図６において、ステップＳ１１ではトルクを増大させる制御を行うとしたが、ステップＳ１１において回転子の位置を前進させる制御を行ってもよい。同様に、図７において、ステップＳ２１では、回転子の位置を前進させる制御を行うとしたが、トルクを増大させる制御を行ってもよい。
　モータ５が高速で回転するときには、実施の形態１による電動アクチュエータ制御装置を適応磁束オブザーバと組み合わせて、センサレス制御を実現してもよい。また、実施の形態１による電動アクチュエータ制御装置では、位置センサが不要なので、位置センサのコストが不要となるとともに、位置センサの取り付けおよび保守が不要となる。また、実施の形態１による電動アクチュエータ制御装置に、位置センサによる電動アクチュエータ制御を組み合わせてもよい。この場合、通常は位置センサによる制御を行い、位置センサが故障したときに実施の形態１による制御を行うことにより、例えば、電動アクチュエータによるブレーキ操作を継続して行うことができる。
　なお、実施の形態１による電動アクチュエータ制御装置では、モータ５のインダクタンスに依存する信号として、電流検出器４において検出される電力変換器２とモータ５との間を流れる電流の値を用いたが、モータ５のインダクタンスに依存する信号であればどのようなものでもよく、モータ５のインダクタンスに依存する信号から電圧指令値ｖｄｎに重畳した高周波電圧ｖｄｈの周波数の成分を抽出した高周波成分を求め、抽出した高周波成分からモータ５の回転子の位置を推定することができる。
　以上のように、電動アクチュエータ６を駆動するモータ５と、電圧指令に基づいてＰＷＭ制御信号を出力する制御部１と、ＰＷＭ制御信号に基づいてモータ５に電圧を印加する電力変換器２と、モータ５の回転子の回転をあらかじめ定められた回転角に制限する回転制限器とを備えた電動アクチュエータ制御装置であって、制御部１は、モータ５の駆動周波数よりも高い周波数を持つ高周波電圧を電圧指令に重畳する高周波信号重畳部と、モータ５のインダクタンスに依存する信号から高周波電圧の周波数の成分を抽出した高周波成分をもとに、モータ５の回転子の推定位置θｅｓを求める位相推定部３２とを備え、位相推定部３２は、回転制限器によって回転子の回転をあらかじめ定められた回転角に制限した状態において、０から１８０度の値を持つ推定初期値θｉｎｉｔを推定し、回転制限器によって回転子の回転をあらかじめ定められた回転角に制限した状態において、推定位置θｅｓがθｉｎｉｔであると仮定して、モータ５のトルクあるいは回転子の位置を変化させる制御を行い、モータ５の回転子の推定位置の変化あるいはモータ５に流れるトルク電流の変化から、推定位置θｅｓをθｉｎｉｔまたはθｉｎｉｔ＋１８０のいずれかの値に決定するので、検出された磁極位置が電気角において０から１８０度の範囲にあるのか１８０から３６０度の範囲にあるのかを判別することができる。
実施の形態２．
　実施の形態２に係る電動アクチュエータ制御装置は、実施の形態１とは異なり、直交２相座標系のｄ軸でなく、３相交流のＵＶＷ相のそれぞれに高周波電圧を印加するように構成したものである。図８は、実施の形態２による電動アクチュエータ制御装置の構成を示す図である。図８に示す実施の形態２による電動アクチュエータ制御装置を図１に示す実施の形態１による電動アクチュエータ制御装置と比較すると、制御部１が制御部１ａに、電圧制御部９が電圧制御部９ａになっている。実施の形態２による電動アクチュエータ制御装置の他の構成は、実施の形態１による電動アクチュエータ制御装置と同じである。
　図９は、実施の形態２における電圧制御部９ａの構成を示すブロック図である。図９に示す実施の形態２による電圧制御部９ａを図４に示す実施の形態１による電圧制御部９と比較すると、高周波信号生成部２４ａ、加算器４１、加算器４２、加算器４３、ＢＰＦ４４、ＢＰＦ４５、ＢＰＦ４６、位相推定部３２ａが異なっており、他の構成は実施の形態１による電圧制御部９と同じである。
　高周波信号生成部２４ａにおいてモータ５の回転子の位置を推定するための高周波電圧ｖｕｈ、ｖｖｈおよびｖｗｈを生成し、出力する。なお、高周波電圧ｖｕｈ、ｖｖｈおよびｖｗｈの周波数はすべて同じであり、モータ５の駆動周波数よりも高く、モータ５の駆動周波数と分離できる高周波であればよい。加算器４１、加算器４２および加算器４３は、第１座標変換部２６の出力である３相交流電圧指令と、高周波電圧ｖｕｈ、ｖｖｈおよびｖｗｈのそれぞれとの加算を行い、３相交流の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを出力する。高周波信号生成部２４ａ、加算器４１、加算器４２および加算器４３は、高周波信号重畳部を構成している。
　帯域通過フィルタであるＢＰＦ４４は、電流検出器４の出力であるＩｕから、３相交流電圧指令に重畳した高周波電圧の周波数成分である重畳周波数成分のみを抽出し、電流ｉｕｂを得るものである。帯域通過フィルタであるＢＰＦ４５は、電流検出器４の出力であるＩｖから、３相交流電圧指令に重畳した高周波電圧の周波数成分である重畳周波数成分のみを抽出し、電流ｉｖｂを得るものである。帯域通過フィルタであるＢＰＦ４６は、電流検出器４の出力であるＩｗから、３相交流電圧指令に重畳した高周波電圧の周波数成分である重畳周波数成分のみを抽出し、電流ｉｗｂを得るものである。
　位相推定部３２ａは、ＢＰＦ４４の出力であるｉｕｂと、ＢＰＦ４５の出力であるｉｖｂと、ＢＰＦ４６の出力であるｉｗｂとをもとに、回転子の推定位置θｅｓを求める。３相交流電圧指令に重畳した高周波電圧の周波数は既知であるため、同期検波処理などのより、直流成分として抽出可能である。抽出した直流成分がゼロであれば、推定位置θｅｓに基づいて高周波電圧を重畳した位相はｄ軸に一致していることを示しており、抽出した直流成分が最も大きな値となったときには、推定位置θｅｓに基づいて高周波電圧を重畳した位相はｄ軸から１８０度ずれていたことを示している。したがって、抽出した直流成分がゼロとなるように推定位置θｅｓを補正すれば、正確な位相を推定することができる。
　以上のように、高周波信号重畳部は、前記高周波電圧を３相交流のＵＶＷ相のそれぞれの電圧指令値に重畳し、位相推定部３２ａは、電流検出器４の出力のＵＶＷ相のそれぞれの電流から高周波電圧の周波数の成分を抽出した高周波成分をもとに、モータ５の回転子の推定位置θｅｓを求めるので、正確な位相を推定することができる。
実施の形態３．
　図１０は、実施の形態３による電動アクチュエータ制御装置の構成を示す図である。図１０に示す電動アクチュエータ制御装置を図１に示す実施の形態１による電動アクチュエータ制御装置と比較すると、制御部１が制御部１ｂになり、電圧制御部９が電圧制御部９ｂになり、電動アクチュエータ６が電動アクチュエータ６ｂになっている。また、電動アクチュエータ６ｂは、荷重センサ１４を備えている。実施の形態３による電動アクチュエータ制御装置の他の構成は、実施の形態１による電動アクチュエータ制御装置と同じである。
　図１１は、実施の形態３における電動アクチュエータ６ｂの構成を示す図である。図１１に示す電動アクチュエータ６ｂを図２に示す実施の形態１における電動アクチュエータ６と比較すると、荷重センサ１４を備えている。荷重センサ１４は、回転直動変換機構１３に備えられており、摩擦材８ａおよび摩擦材８ｂがディスクロータ７を押圧しているときのモータ５による荷重を検出して、出力する。荷重センサ１４は、モータ５による荷重を検出するものであればよく、例えば、モータ５の回転軸に取り付けられていてもよい。
　図１２は、実施の形態３における電圧制御部９ｂの構成を示すブロック図である。図１２に示す電圧制御部９ｂを図４に示す実施の形態１における電圧制御部９と比較すると、指令値変換部２０および位置制御部２１が荷重制御部５１に変わっており、荷重センサ１４の出力が荷重制御部５１に入力されている。実施の形態３における電圧制御部９ｂの他の構成は、実施の形態１における電圧制御部９と同じである。荷重制御部５１は、荷重指令値と荷重センサ１４からの出力である荷重値Ｆｂとを用いて、荷重制御を行い、速度指令値ωｒｅｆを求めて、速度制御部２２に出力する。荷重制御は、例えば、ＰＩ制御によって行われる。以上のように、速度指令値ωｒｅｆを、荷重指令値と荷重センサ１４の出力である荷重値Ｆｂとを用いて求めてもよい。
実施の形態４．
　図１３は、実施の形態４による電動アクチュエータ制御装置の構成を示す図である。図１３に示す電動アクチュエータ制御装置を図１０に示す実施の形態３による電動アクチュエータ制御装置と比較すると、制御部１ｂが制御部１ｃになり、電圧制御部９ｂが電圧制御部９ｃになっている。実施の形態４による電動アクチュエータ制御装置の他の構成は、実施の形態３による電動アクチュエータ制御装置と同じである。
　図１４は、実施の形態４における電圧制御部９ｃの構成を示すブロック図である。図１４に示す電圧制御部９ｃを図１２に示す実施の形態３における電圧制御部９ｂと比較すると、ＢＰＦ３０、ＢＰＦ３１および位相推定部３２が、ＢＰＦ６１および位相推定部３２ｃに変わっている。実施の形態４による電圧制御部９ｃの他の構成は、実施の形態３による電圧制御部９ｂと同じである。
　荷重センサ１４において検出されるモータ５による荷重は、モータ５のインダクタンスに依存する信号であり、実施の形態４による電動アクチュエータ制御装置においては、荷重センサ１４において検出される信号から電圧指令値ｖｄｎに重畳した高周波電圧ｖｄｈの周波数の成分を抽出した高周波成分をもとに、モータ５の回転子の位置を推定する。
　帯域通過フィルタであるＢＰＦ６１は、荷重センサ１４の出力である荷重値Ｆｂから、電圧指令値ｖｄｎに重畳した高周波電圧ｖｄｈの周波数成分である重畳周波数成分のみを抽出し、荷重値Ｆｂｂを得るものである。ＢＰＦ６１の出力であるＦｂｂは、高周波電圧ｖｄｈを重畳することによってモータ５のトルク成分に現れた高周波成分が抽出されたものである。位相推定部３２ｃは、ＢＰＦ６１の出力であるＦｂｂをもとに、回転子の推定位置θｅｓを求める。荷重値Ｆｂｂに重畳した高周波電圧ｖｄｈの周波数は既知であるため、同期検波処理などのより、直流成分として抽出可能である。抽出した直流成分がゼロであれば、推定位置θｅｓに基づいて高周波電圧ｖｄｈを重畳した位相はｄ軸に一致していることを示しており、抽出した直流成分が最も大きな値となったときには、推定位置θｅｓに基づいて高周波電圧ｖｄｈを重畳した位相はｄ軸から１８０度ずれていたことを示している。
　図１５は、実施の形態４による回転子位置推定処理の詳細を示すフローチャートである。図１５に示す実施の形態４によるフローチャートを図５に示す実施の形態１によるフローチャートと比較すると、ステップＳ０３がステップＳ０３ａに変わっている。図１５において、ステップＳ０３ａでは、荷重センサ１４およびＢＰＦ６１によって、高周波成分を抽出し、ステップＳ０４に進む。他の処理については、ステップＳ０４およびステップＳ１０において、実施の形態１における位相推定部３２で実施していた処理を、実施の形態４における位相推定部３２ｃにおいて行うこと以外は、同じである。
　なお、図１４に示す実施の形態４における電圧制御部９ｃの構成を示すブロック図では、高周波信号生成部２４と加算器２５とによって、電流制御部２３の出力であるｄ軸の電圧指令値ｖｄｎに高周波電圧ｖｄｈを重畳する構成としているが、実施の形態２における電圧制御部９ａの構成を示すブロック図である図９に示したように、高周波信号生成部２４ａ、加算器４１、加算器４２および加算器４３によって、第１座標変換部２６の出力である３相交流電圧指令のそれぞれに高周波電圧ｖｕｈ、ｖｖｈおよびｖｗｈを重畳する構成としてもよい。
　以上のように、モータ５のインダクタンスに依存する信号として荷重センサ１４からの出力を用いて、荷重センサ１４の出力から高周波電圧の周波数の成分を抽出した高周波成分をもとに、モータ５の回転子の推定位置を求めてもよい。
　図１６は、実施の形態１から実施の形態４による制御部のハードウェア構成の一例を示す模式図である。図１６は、制御部が、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）等のプロセッサ１０１を用いて構成されている場合を示している。また、複数の処理回路が連携して上記機能を実行してもよい。制御部の機能は、ソフトウェア、ファームウェア、あるいは、ソフトウェアとファームウェアとの組み合わせにより実現される。ソフトウェアあるいはファームウェアはプログラムとして記述され、メモリ１０２に格納される。メモリ１０２は、例えば、ＲＯＭ、ＲＡＭ、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ等の不揮発性もしくは揮発性の半導体メモリ、または、磁気ディスク、光ディスクなどであり、これらを組み合わせたものでもよい。プロセッサ１０１およびメモリ１０２は、互いにバス接続されている。プロセッサ１０１は、メモリ１０２に格納されたプログラムに従って各種処理を実行することで、制御部の機能を実現する。
　本願は、様々な例示的な実施の形態が記載されているが、１つまたは複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、および機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
　したがって、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。
　１、１ａ、１ｂ、１ｃ　制御部、２　電力変換器、３　バッテリ、４　電流検出器、５　モータ、６、６ｂ　電動アクチュエータ、７　ディスクロータ、８ａ、８ｂ　摩擦材、９、９ａ、９ｂ、９ｃ　電圧制御部、１０　ＰＷＭ制御部、１１　中間歯車、１２　ソレノイド、１３　回転直動変換機構、１４　荷重センサ、２０　指令値変換部、２１　位置制御部、２２　速度制御部、２３　電流制御部、２４、２４ａ　高周波信号生成部、２５　加算器、２６　第１座標変換部、２７　第２座標変換部、２８、２９　ＬＰＦ、３０、３１　ＢＰＦ、３２、３２ａ、３２ｃ　位相推定部、３３　速度計算部、４１、４２、４３　加算器、４４、４５、４６　ＢＰＦ、５１　荷重制御部、６１　ＢＰＦ、１０１　プロセッサ、１０２　メモリ。

Claims (7)

  1. 　電動アクチュエータを駆動するモータと、
    　電圧指令に基づいてＰＷＭ制御信号を出力する制御部と、
    　前記ＰＷＭ制御信号に基づいて前記モータに電圧を印加する電力変換器と、
    　前記モータの回転子の回転をあらかじめ定められた回転角に制限する回転制限器とを備えた電動アクチュエータ制御装置であって、
    　前記制御部は、
    　前記モータの駆動周波数よりも高い周波数を持つ高周波電圧を前記電圧指令に重畳する高周波信号重畳部と、
    　前記モータのインダクタンスに依存する信号から前記高周波電圧の周波数の成分を抽出した高周波成分をもとに、前記モータの回転子の推定位置θｅｓを求める位相推定部とを備え、
    　前記位相推定部は、
    　前記回転制限器によって前記回転子の回転をあらかじめ定められた回転角に制限した状態において、０から１８０度の値を持つ推定初期値θｉｎｉｔを推定し、
    　前記回転制限器によって前記回転子の回転をあらかじめ定められた回転角に制限した状態において、推定位置θｅｓがθｉｎｉｔであると仮定して、前記モータのトルクを変化させる制御あるいは前記回転子の位置を変化させる制御を行い、前記モータの回転子の推定位置の変化あるいは前記モータに流れるトルク電流の変化から、推定位置θｅｓをθｉｎｉｔまたはθｉｎｉｔ＋１８０のいずれかの値に決定することを特徴とする電動アクチュエータ制御装置。
  2. 　前記電力変換器と前記モータとの間を流れる電流を検出する電流検出器を備え、
    　前記位相推定部は、前記電流検出器の出力から前記高周波電圧の周波数の成分を抽出した高周波成分をもとに、前記モータの回転子の推定位置θｅｓを求めることを特徴とする請求項１に記載の電動アクチュエータ制御装置。
  3. 　前記高周波信号重畳部は、前記高周波電圧をｄ軸の電圧指令値に重畳し、
    　前記位相推定部は、前記電流検出器の出力をｄ－ｑ軸で示される電流に変換した電流から前記高周波電圧の周波数の成分を抽出した高周波成分をもとに、前記モータの回転子の推定位置θｅｓを求めることを特徴とする請求項２に記載の電動アクチュエータ制御装置。
  4. 　前記高周波信号重畳部は、前記高周波電圧を３相交流のＵＶＷ相のそれぞれの電圧指令値に重畳し、
    　前記位相推定部は、前記電流検出器の出力のＵＶＷ相のそれぞれの電流から前記高周波電圧の周波数の成分を抽出した高周波成分をもとに、前記モータの回転子の推定位置θｅｓを求めることを特徴とする請求項２に記載の電動アクチュエータ制御装置。
  5. 　前記制御部は、
    　荷重指令値を位置指令値に変換する指令値変換部と、
    　前記位置指令値および前記推定位置θｅｓから速度指令値を求める位置制御部とを備えたことを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の電動アクチュエータ制御装置。
  6. 　前記モータによる荷重を検出する荷重センサを備え、
    　前記制御部は、荷重指令値と前記荷重センサの出力とから速度指令値を求める荷重制御部を備えたことを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の電動アクチュエータ制御装置。
  7. 　前記モータによる荷重を検出する荷重センサを備え、
    　前記位相推定部は、前記荷重センサの出力から前記高周波電圧の周波数の成分を抽出した高周波成分をもとに、前記モータの回転子の推定位置θｅｓを求めることを特徴とする請求項１に記載の電動アクチュエータ制御装置。
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