JP2003125594A - 永久磁石同期電動機の制御装置 - Google Patents
永久磁石同期電動機の制御装置Info
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- JP2003125594A JP2003125594A JP2001316119A JP2001316119A JP2003125594A JP 2003125594 A JP2003125594 A JP 2003125594A JP 2001316119 A JP2001316119 A JP 2001316119A JP 2001316119 A JP2001316119 A JP 2001316119A JP 2003125594 A JP2003125594 A JP 2003125594A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 永久磁石同期電動機の磁極位置を確実に検出
して安定した始動を可能にし、大きい始動トルクを得
る。 【解決手段】 インバータ２の出力電圧ベクトルの方向
を第１の座標軸（δ軸）とし、これと直交するγ軸を第
２の座標軸とする回転座標上でＶ／ｆ制御を行う永久磁
石同期電動機１の制御装置に関する。電動機１の停止時
における回転子の磁極位置を検出する磁極位置演算器８
と、前記磁極位置を用いて座標変換用の角度を演算する
加算器３３等と、電動機１の始動時に、δ軸に沿った電
圧ベクトルをインバータ２から印加した時に電動機１に
流れる電流のγ軸成分の極性を判別してその極性から回
転子の回転方向を判別する極性判別演算器９と、を備え
る。
して安定した始動を可能にし、大きい始動トルクを得
る。 【解決手段】 インバータ２の出力電圧ベクトルの方向
を第１の座標軸（δ軸）とし、これと直交するγ軸を第
２の座標軸とする回転座標上でＶ／ｆ制御を行う永久磁
石同期電動機１の制御装置に関する。電動機１の停止時
における回転子の磁極位置を検出する磁極位置演算器８
と、前記磁極位置を用いて座標変換用の角度を演算する
加算器３３等と、電動機１の始動時に、δ軸に沿った電
圧ベクトルをインバータ２から印加した時に電動機１に
流れる電流のγ軸成分の極性を判別してその極性から回
転子の回転方向を判別する極性判別演算器９と、を備え
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、磁極位置検出器を
持たない永久磁石同期電動機を電力変換装置により駆動
するための制御回路に関し、詳しくは、同期電動機の始
動時における磁極の極性判別、回転方向の判別技術に関
するものである。
持たない永久磁石同期電動機を電力変換装置により駆動
するための制御回路に関し、詳しくは、同期電動機の始
動時における磁極の極性判別、回転方向の判別技術に関
するものである。
【０００２】
【従来の技術】電力変換装置として三相インバータを用
いて永久磁石同期電動機を駆動する場合につき説明す
る。図８は、ホール素子、エンコーダ、レゾルバ等の磁
極位置検出器を持たない永久磁石同期電動機を三相イン
バータにより駆動する従来の駆動システムを示すブロッ
ク図であり、インバータの出力電圧と出力周波数とをほ
ぼ比例させて制御するＶ／ｆ制御を用いたものである。
いて永久磁石同期電動機を駆動する場合につき説明す
る。図８は、ホール素子、エンコーダ、レゾルバ等の磁
極位置検出器を持たない永久磁石同期電動機を三相イン
バータにより駆動する従来の駆動システムを示すブロッ
ク図であり、インバータの出力電圧と出力周波数とをほ
ぼ比例させて制御するＶ／ｆ制御を用いたものである。
【０００３】図８において、１は三相の永久磁石同期電
動機、２は三相インバータであり、このインバータ２が
発生する電圧は、次のようにして作られる。まず、イン
バータ２の出力周波数で回転する回転座標上において、
インバータ２の出力電圧ベクトルと角度が一致する第１
の座標軸をδ軸と呼び、δ軸と直交する第２の座標軸を
γ軸と呼ぶ。
動機、２は三相インバータであり、このインバータ２が
発生する電圧は、次のようにして作られる。まず、イン
バータ２の出力周波数で回転する回転座標上において、
インバータ２の出力電圧ベクトルと角度が一致する第１
の座標軸をδ軸と呼び、δ軸と直交する第２の座標軸を
γ軸と呼ぶ。
【０００４】電気角速度指令（必要に応じて周波数指令
とも言うこととする）ω＊は周波数／電圧（ｆ／ｅ）変
換器４に入力されて角速度指令ω＊に比例したδ軸電圧
指令ｖδ＊に変換される。一方、γ軸電圧指令ｖγ
＊は、δ−γ座標の定義からゼロとする。この制御は、
δ−γ座標上で角速度に比例した電圧指令を得る、いわ
ば回転座標上で行うＶ／ｆ制御である。
とも言うこととする）ω＊は周波数／電圧（ｆ／ｅ）変
換器４に入力されて角速度指令ω＊に比例したδ軸電圧
指令ｖδ＊に変換される。一方、γ軸電圧指令ｖγ
＊は、δ−γ座標の定義からゼロとする。この制御は、
δ−γ座標上で角速度に比例した電圧指令を得る、いわ
ば回転座標上で行うＶ／ｆ制御である。
【０００５】上記γ軸電圧指令ｖγ＊及びδ軸電圧指令
ｖδ＊は座標変換器３に入力され、回転座標変換によ
り、インバータ２に対する静止座標上の各相電圧指令ｖ
ｕ ＊，ｖｖ ＊，ｖｗ ＊を得る。その際、座標変換に用い
る角度θは、インバータ２の角速度指令ω＊（と後述す
る安定化制御器５からの角速度補正量△ω＊との和）を
積分器６により積分して得ている。
ｖδ＊は座標変換器３に入力され、回転座標変換によ
り、インバータ２に対する静止座標上の各相電圧指令ｖ
ｕ ＊，ｖｖ ＊，ｖｗ ＊を得る。その際、座標変換に用い
る角度θは、インバータ２の角速度指令ω＊（と後述す
る安定化制御器５からの角速度補正量△ω＊との和）を
積分器６により積分して得ている。
【０００６】インバータ２は、電圧指令ｖｕ ＊，
ｖｖ ＊，ｖｗ ＊に従ってＰＷＭ制御を行なうことによ
り、各アームのスイッチング素子に対するゲート信号を
生成する。これらのゲート信号に従って各スイッチング
素子をオン・オフすることで所望の電圧が出力され、こ
の電圧が同期電動機１に印加される。一方、同期電動機
１の電機子を流れる二相の電流ｉｕ，ｉｗがそれぞれ検
出されるとともに加算器３１を経て電流ｉｖが得られ、
これら三相各相の電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは座標変換器７
により角度θを用いて前記δ−γ座標上のγ軸電流ｉγ
及びδ軸電流ｉδに変換される。
ｖｖ ＊，ｖｗ ＊に従ってＰＷＭ制御を行なうことによ
り、各アームのスイッチング素子に対するゲート信号を
生成する。これらのゲート信号に従って各スイッチング
素子をオン・オフすることで所望の電圧が出力され、こ
の電圧が同期電動機１に印加される。一方、同期電動機
１の電機子を流れる二相の電流ｉｕ，ｉｗがそれぞれ検
出されるとともに加算器３１を経て電流ｉｖが得られ、
これら三相各相の電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは座標変換器７
により角度θを用いて前記δ−γ座標上のγ軸電流ｉγ
及びδ軸電流ｉδに変換される。
【０００７】ここで、Ｖ／ｆ制御では、制御が簡単なた
めに制御装置を安価に提供できる反面、定常的にトルク
や電流が振動したり、負荷が急激に変動する場合には脱
調によって運転不能になる等、制御上の安定性に問題が
ある。このため、トルク変動分に相当する、インバータ
２の出力電圧ベクトルと平行な電流（有効電流成分に相
当）の変動分をインバータ２の角速度指令ω＊に帰還
し、電動機のトルク変動を抑制して制御の安定性を向上
させることが既に知られている（特開２０００−２３６
６９４号公報等を参照）。
めに制御装置を安価に提供できる反面、定常的にトルク
や電流が振動したり、負荷が急激に変動する場合には脱
調によって運転不能になる等、制御上の安定性に問題が
ある。このため、トルク変動分に相当する、インバータ
２の出力電圧ベクトルと平行な電流（有効電流成分に相
当）の変動分をインバータ２の角速度指令ω＊に帰還
し、電動機のトルク変動を抑制して制御の安定性を向上
させることが既に知られている（特開２０００−２３６
６９４号公報等を参照）。
【０００８】図８の従来技術においては、前記特開２０
００−２３６６９４号公報の図１等に記載された発明と
同じ原理に基づき、インバータ２の出力電圧ベクトルと
平行なδ軸電流ｉδを安定化制御器５に入力し、δ軸電
流ｉδに応じて角速度補正量△ω＊を算出し、この補正
量△ω＊を加算器３２により元の角速度指令ω＊に加算
して得た角速度指令を用いて座標変換の角度θを求めて
いる。
００−２３６６９４号公報の図１等に記載された発明と
同じ原理に基づき、インバータ２の出力電圧ベクトルと
平行なδ軸電流ｉδを安定化制御器５に入力し、δ軸電
流ｉδに応じて角速度補正量△ω＊を算出し、この補正
量△ω＊を加算器３２により元の角速度指令ω＊に加算
して得た角速度指令を用いて座標変換の角度θを求めて
いる。
【０００９】電流のフィードバックループを構成する安
定化制御器５は、特開２０００−２３６６９４号公報の
図１に示すように、例えばハイパスフィルタと比例増幅
器とを直列に接続して構成される。そして、ハイパスフ
ィルタによってｉδの振動分のみを抽出し、比例増幅器
にて前記振動分に所定のゲインを掛けた値を元の角速度
指令ω＊に帰還している。
定化制御器５は、特開２０００−２３６６９４号公報の
図１に示すように、例えばハイパスフィルタと比例増幅
器とを直列に接続して構成される。そして、ハイパスフ
ィルタによってｉδの振動分のみを抽出し、比例増幅器
にて前記振動分に所定のゲインを掛けた値を元の角速度
指令ω＊に帰還している。
【００１０】角速度補正量△ω＊による角速度指令ω＊
の補正は、以下のようにして制御系の安定化に寄与す
る。いま、安定化制御器５内部の比例増幅器のゲインが
負であると仮定し、この状態で何らかの理由によりδ軸
電流ｉδが増加したとする。この場合、補正量△ω ＊は
負になるため、加算器３２から出力される角速度指令は
大きさが減少する。角速度つまり周波数が低下すれば、
同期電動機１の負荷角または内部相差角と呼ばれる角度
が小さくなり、その結果、δ軸電流ｉδの増加が抑制さ
れるため、このメカニズムにより制御系が安定化する。
このように、同期電動機１のトルク変動分に相当するδ
軸電流ｉδの変動分を安定化制御器５を介して角速度指
令ω＊に帰還し、同期電動機１のトルク変動を抑制して
制御を安定化させている。
の補正は、以下のようにして制御系の安定化に寄与す
る。いま、安定化制御器５内部の比例増幅器のゲインが
負であると仮定し、この状態で何らかの理由によりδ軸
電流ｉδが増加したとする。この場合、補正量△ω ＊は
負になるため、加算器３２から出力される角速度指令は
大きさが減少する。角速度つまり周波数が低下すれば、
同期電動機１の負荷角または内部相差角と呼ばれる角度
が小さくなり、その結果、δ軸電流ｉδの増加が抑制さ
れるため、このメカニズムにより制御系が安定化する。
このように、同期電動機１のトルク変動分に相当するδ
軸電流ｉδの変動分を安定化制御器５を介して角速度指
令ω＊に帰還し、同期電動機１のトルク変動を抑制して
制御を安定化させている。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】図８に示したようなシ
ステムで同期電動機１を始動する場合、同期引き込みに
よって始動すると始動時間が長くなる。図９は、同期引
き込みによる始動時の角速度指令ω＊の時間特性を示し
ており、角速度指令ω＊ は所定期間、一定としてその
後、増加させるような制御が行われる。また、この方法
では大きな始動トルクを発生させることができないた
め、大きい始動トルクを必要とするシステムでは脱調し
て始動が不可能になるという問題がある。
ステムで同期電動機１を始動する場合、同期引き込みに
よって始動すると始動時間が長くなる。図９は、同期引
き込みによる始動時の角速度指令ω＊の時間特性を示し
ており、角速度指令ω＊ は所定期間、一定としてその
後、増加させるような制御が行われる。また、この方法
では大きな始動トルクを発生させることができないた
め、大きい始動トルクを必要とするシステムでは脱調し
て始動が不可能になるという問題がある。
【００１２】一方、永久磁石同期電動機の突極性に起因
するｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑ
との差を用いて、始動時の磁極（磁石）位置を推定する
方法がある（電気学会論文誌Ｄ，１１８巻５号，平成１
０年，第６５２頁〜第６６０頁「突極性に基づく位置推
定法を用いた位置センサレスＩＰＭモータ駆動システ
ム」等を参照）。この推定方法は、ＰＷＭインバータの
出力電圧高調波による高調波電流から同期電動機のイン
ダクタンスを演算して磁極位置を推定するものである
が、磁極位置を知ることはできても磁極の極性（Ｎ極ま
たはＳ極）の判別は不可能である。磁極位置のみを知っ
て極性不明のままで始動すると、脱調により確実な始動
が行えないおそれがある。
するｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑ
との差を用いて、始動時の磁極（磁石）位置を推定する
方法がある（電気学会論文誌Ｄ，１１８巻５号，平成１
０年，第６５２頁〜第６６０頁「突極性に基づく位置推
定法を用いた位置センサレスＩＰＭモータ駆動システ
ム」等を参照）。この推定方法は、ＰＷＭインバータの
出力電圧高調波による高調波電流から同期電動機のイン
ダクタンスを演算して磁極位置を推定するものである
が、磁極位置を知ることはできても磁極の極性（Ｎ極ま
たはＳ極）の判別は不可能である。磁極位置のみを知っ
て極性不明のままで始動すると、脱調により確実な始動
が行えないおそれがある。
【００１３】磁極の極性を判別するため、適宜な電圧ベ
クトルを選択して電機子巻線の磁極軸（ｄ軸）方向に電
流を流し、その時の磁気飽和現象を利用して磁極の極性
を判別する方法も知られている（電気学会論文誌Ｄ，１
１６巻７号，平成８年，第７３６頁〜第７４２頁「セン
サレス突極形ブラシレスＤＣモータの初期位置角推定
法」等を参照）。しかるにこの方法では、磁気飽和現象
が不十分な電動機に対して種々の問題を生じる。すなわ
ち、磁気飽和現象を最大限に利用するために定格電流を
はるかに超えるような電流をｄ軸方向に流すことは、イ
ンバータ容量の増大や同期電動機の永久磁石の減磁を招
く結果となる。
クトルを選択して電機子巻線の磁極軸（ｄ軸）方向に電
流を流し、その時の磁気飽和現象を利用して磁極の極性
を判別する方法も知られている（電気学会論文誌Ｄ，１
１６巻７号，平成８年，第７３６頁〜第７４２頁「セン
サレス突極形ブラシレスＤＣモータの初期位置角推定
法」等を参照）。しかるにこの方法では、磁気飽和現象
が不十分な電動機に対して種々の問題を生じる。すなわ
ち、磁気飽和現象を最大限に利用するために定格電流を
はるかに超えるような電流をｄ軸方向に流すことは、イ
ンバータ容量の増大や同期電動機の永久磁石の減磁を招
く結果となる。
【００１４】そこで本発明は、突極比（Ｌｑ／Ｌｄ）が
小さく、また、定格電流程度をｄ軸方向に流しても磁気
飽和現象を利用できないため上述した磁極判別が困難で
あるような永久磁石同期電動機に対し、その始動時に速
やかに磁極の極性を判別し、確実な始動及び大きな始動
トルクの発生を可能にした永久磁石同期電動機の制御装
置を提供しようとするものである。
小さく、また、定格電流程度をｄ軸方向に流しても磁気
飽和現象を利用できないため上述した磁極判別が困難で
あるような永久磁石同期電動機に対し、その始動時に速
やかに磁極の極性を判別し、確実な始動及び大きな始動
トルクの発生を可能にした永久磁石同期電動機の制御装
置を提供しようとするものである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、請求項１に記載した発明は、磁極位置検出器を有し
ない永久磁石同期電動機を駆動する電力変換装置の出力
電圧と出力周波数とをほぼ比例させて制御する永久磁石
同期電動機の制御装置であって、電力変換装置の出力電
圧ベクトルの方向を第１の座標軸とし、第１の座標軸に
直交する座標軸を第２の座標軸とする回転座標上で電力
変換装置に対する角速度指令にほぼ比例した電圧指令を
生成し、この電圧指令を前記角速度指令から演算した角
度を用いて座標変換することにより同期電動機の各相電
圧指令を得ると共に、同期電動機の各相電流を前記角度
を用いて座標変換することにより電流の第１の座標軸成
分及び第２の座標軸成分を得るようにした制御装置にお
いて、同期電動機の停止時における永久磁石回転子の磁
極位置を検出する磁極位置演算手段と、この磁極位置演
算手段により検出した磁極位置を用いて前記座標変換用
の角度を演算する手段と、同期電動機の始動時に、第１
の座標軸に沿った電圧ベクトルを電力変換装置から印加
した時に同期電動機に流れる電流の第２の座標軸成分の
極性を判別してその極性から永久磁石回転子の回転方向
を判別する極性判別演算手段と、を備えたものである。
め、請求項１に記載した発明は、磁極位置検出器を有し
ない永久磁石同期電動機を駆動する電力変換装置の出力
電圧と出力周波数とをほぼ比例させて制御する永久磁石
同期電動機の制御装置であって、電力変換装置の出力電
圧ベクトルの方向を第１の座標軸とし、第１の座標軸に
直交する座標軸を第２の座標軸とする回転座標上で電力
変換装置に対する角速度指令にほぼ比例した電圧指令を
生成し、この電圧指令を前記角速度指令から演算した角
度を用いて座標変換することにより同期電動機の各相電
圧指令を得ると共に、同期電動機の各相電流を前記角度
を用いて座標変換することにより電流の第１の座標軸成
分及び第２の座標軸成分を得るようにした制御装置にお
いて、同期電動機の停止時における永久磁石回転子の磁
極位置を検出する磁極位置演算手段と、この磁極位置演
算手段により検出した磁極位置を用いて前記座標変換用
の角度を演算する手段と、同期電動機の始動時に、第１
の座標軸に沿った電圧ベクトルを電力変換装置から印加
した時に同期電動機に流れる電流の第２の座標軸成分の
極性を判別してその極性から永久磁石回転子の回転方向
を判別する極性判別演算手段と、を備えたものである。
【００１６】請求項２記載の発明は、請求項１に記載し
た永久磁石同期電動機の制御装置において、極性判別演
算手段は、永久磁石回転子の回転方向に応じた補償角度
を演算して出力し、この極性判別演算手段から出力され
た補償角度を磁極位置演算手段により演算された磁極位
置に加算し、その加算結果を用いて座標変換用の角度を
演算するものである。
た永久磁石同期電動機の制御装置において、極性判別演
算手段は、永久磁石回転子の回転方向に応じた補償角度
を演算して出力し、この極性判別演算手段から出力され
た補償角度を磁極位置演算手段により演算された磁極位
置に加算し、その加算結果を用いて座標変換用の角度を
演算するものである。
【００１７】請求項３記載の発明は、請求項２に記載し
た永久磁石同期電動機の制御装置において、極性判別演
算手段は、永久磁石回転子の回転方向を逆転と判別した
時に補償角度として１８０°を出力するものである。な
お、同期電動機の回転方向を正転と判別した時には、補
償角度として０°を出力する。
た永久磁石同期電動機の制御装置において、極性判別演
算手段は、永久磁石回転子の回転方向を逆転と判別した
時に補償角度として１８０°を出力するものである。な
お、同期電動機の回転方向を正転と判別した時には、補
償角度として０°を出力する。
【００１８】請求項４記載の発明は、請求項２に記載し
た永久磁石同期電動機の制御装置において、極性判別演
算手段は、永久磁石回転子の回転方向判別時にその移動
角度を演算する移動角度演算手段を備え、永久磁石回転
子の回転方向を正転と判別した時に補償角度として前記
移動角度を出力し、かつ、永久磁石回転子の回転方向を
逆転と判別した時に補償角度として（１８０°−前記移
動角度）を出力するものである。
た永久磁石同期電動機の制御装置において、極性判別演
算手段は、永久磁石回転子の回転方向判別時にその移動
角度を演算する移動角度演算手段を備え、永久磁石回転
子の回転方向を正転と判別した時に補償角度として前記
移動角度を出力し、かつ、永久磁石回転子の回転方向を
逆転と判別した時に補償角度として（１８０°−前記移
動角度）を出力するものである。
【００１９】請求項５記載の発明は、請求項４に記載し
た永久磁石同期電動機の制御装置において、移動角度演
算手段は、同期電動機の電機子抵抗、電機子インダクタ
ンス、電気角速度、永久磁石の鎖交磁束、及び、第２の
座標軸成分の電流を用いて移動角度を演算するものであ
る。
た永久磁石同期電動機の制御装置において、移動角度演
算手段は、同期電動機の電機子抵抗、電機子インダクタ
ンス、電気角速度、永久磁石の鎖交磁束、及び、第２の
座標軸成分の電流を用いて移動角度を演算するものであ
る。
【００２０】請求項６記載の発明は、請求項２〜５の何
れか１項に記載した永久磁石同期電動機の制御装置にお
いて、補償角度と磁極位置演算手段により演算した磁極
位置との加算値と、角速度指令の積分値と、を加算して
座標変換用の角度を演算するものである。
れか１項に記載した永久磁石同期電動機の制御装置にお
いて、補償角度と磁極位置演算手段により演算した磁極
位置との加算値と、角速度指令の積分値と、を加算して
座標変換用の角度を演算するものである。
【００２１】請求項７記載の発明は、請求項６に記載し
た永久磁石同期電動機の制御装置において、回転方向の
判別時に、角速度指令の積分値をゼロとするものであ
る。
た永久磁石同期電動機の制御装置において、回転方向の
判別時に、角速度指令の積分値をゼロとするものであ
る。
【００２２】請求項８記載の発明は、請求項１〜７の何
れか１項に記載した永久磁石同期電動機の制御装置にお
いて、同期電動機に流れる電流の第１の座標軸成分に応
じて角速度補正量を演算する安定化制御手段を備え、こ
の安定化制御手段により演算された角速度補正量を元の
角速度指令に加算するものである。
れか１項に記載した永久磁石同期電動機の制御装置にお
いて、同期電動機に流れる電流の第１の座標軸成分に応
じて角速度補正量を演算する安定化制御手段を備え、こ
の安定化制御手段により演算された角速度補正量を元の
角速度指令に加算するものである。
【００２３】
【発明の実施の形態】以下、図に沿って本発明の実施形
態を説明する。図１は本発明の実施形態を示すブロック
図であり、図８と同一の構成要素には同一の参照符号を
付して詳述を省略し、以下では異なる部分を中心に説明
する。
態を説明する。図１は本発明の実施形態を示すブロック
図であり、図８と同一の構成要素には同一の参照符号を
付して詳述を省略し、以下では異なる部分を中心に説明
する。
【００２４】まず、座標変換器７により三相の各相電流
ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを回転座標変換して得たδ軸電流ｉδ
は安定化制御器５に入力される一方で、磁極位置演算器
８に入力されている。ここで、図２は、同期電動機１の
Ｕ相巻線の電流による磁束方向をα軸とし、α軸に直交
する方向をβ軸としたα−β固定子座標系から見た各座
標系を表している。δ−γ座標系は、前述のようにイン
バータ２の出力電圧ベクトルｖδと角度が一致するδ軸
（第１の座標軸）とこれに直交するγ軸（第２の座標
軸）とからなり、ｄ−ｑ座標系は、永久磁石回転子の磁
極軸に一致するｄ軸とこれに直交するｑ軸とからなる。
ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを回転座標変換して得たδ軸電流ｉδ
は安定化制御器５に入力される一方で、磁極位置演算器
８に入力されている。ここで、図２は、同期電動機１の
Ｕ相巻線の電流による磁束方向をα軸とし、α軸に直交
する方向をβ軸としたα−β固定子座標系から見た各座
標系を表している。δ−γ座標系は、前述のようにイン
バータ２の出力電圧ベクトルｖδと角度が一致するδ軸
（第１の座標軸）とこれに直交するγ軸（第２の座標
軸）とからなり、ｄ−ｑ座標系は、永久磁石回転子の磁
極軸に一致するｄ軸とこれに直交するｑ軸とからなる。
【００２５】図１における磁極位置演算器８は、ｄ−ｑ
軸の突極性（ｄ軸インダクタンスＬ ｄとｑ軸インダクタ
ンスＬｑとの差）から同期電動機１の停止時におけるｄ
−ｑ軸の位置（α−β座標系を基準としたｄ−ｑ座標系
の角度：α軸に対するｄ軸の角度）θ０を求めるもので
ある。つまり、図２においてα軸に対するγ軸の角度θ
γは既知であるので、γ軸とｄ軸との間の角度δが判れ
ば角度θ０を知ることができる。
軸の突極性（ｄ軸インダクタンスＬ ｄとｑ軸インダクタ
ンスＬｑとの差）から同期電動機１の停止時におけるｄ
−ｑ軸の位置（α−β座標系を基準としたｄ−ｑ座標系
の角度：α軸に対するｄ軸の角度）θ０を求めるもので
ある。つまり、図２においてα軸に対するγ軸の角度θ
γは既知であるので、γ軸とｄ軸との間の角度δが判れ
ば角度θ０を知ることができる。
【００２６】θ０を求める方法としては、例えば特開平
１１−１８４７７号公報「永久磁石形ブラシレスモータ
の初期磁極位置推定方法」に紹介されている方法が挙げ
られる。以下、その方法を略述する。
１１−１８４７７号公報「永久磁石形ブラシレスモータ
の初期磁極位置推定方法」に紹介されている方法が挙げ
られる。以下、その方法を略述する。
【００２７】γ軸方向の電流制御系をクローズドループ
により構成すると共に、δ軸方向の電流制御系をオープ
ンループで構成し、γ軸方向の電流指令をステップ状の
交番電流指令として与えたときのδ軸方向に発生する干
渉電流を観測し、この干渉電流の積分値とγ軸電流指令
値との積の符号が正の時はγ軸を角度δだけ進め、前記
符号が負の時は角度δだけ遅らせることにより、γ軸を
ｄ軸またはｄ軸から１８０°進んだ−ｄ軸に一致させ
る。そのときの角度δとθγとから、θ０を求めること
ができる。
により構成すると共に、δ軸方向の電流制御系をオープ
ンループで構成し、γ軸方向の電流指令をステップ状の
交番電流指令として与えたときのδ軸方向に発生する干
渉電流を観測し、この干渉電流の積分値とγ軸電流指令
値との積の符号が正の時はγ軸を角度δだけ進め、前記
符号が負の時は角度δだけ遅らせることにより、γ軸を
ｄ軸またはｄ軸から１８０°進んだ−ｄ軸に一致させ
る。そのときの角度δとθγとから、θ０を求めること
ができる。
【００２８】δ軸方向の電圧をｖδ、γ軸方向の電圧を
ｖγ、ｄ軸インダクタンスをＬｄ、ｑ軸インダクタンス
をＬｑ、電機子（固定子）抵抗をＲとしたときの永久磁
石同期電動機１の停止時の状態方程式は、数式１とな
る。
ｖγ、ｄ軸インダクタンスをＬｄ、ｑ軸インダクタンス
をＬｑ、電機子（固定子）抵抗をＲとしたときの永久磁
石同期電動機１の停止時の状態方程式は、数式１とな
る。
【００２９】
【数１】
【００３０】ここで、γ軸方向の電流制御系をクローズ
ドループにより構成すると共に、δ軸方向の電流制御系
をオープンループで構成した場合、γ軸電流指令値はｉ
γＲ ｅｆ、ｖδ＝０、ｖγ＝Ｋγ（ｉγＲｅｆ−ｉγ）
となるため、数式１は数式２のようになる。なお、Ｋγ
は定数である。
ドループにより構成すると共に、δ軸方向の電流制御系
をオープンループで構成した場合、γ軸電流指令値はｉ
γＲ ｅｆ、ｖδ＝０、ｖγ＝Ｋγ（ｉγＲｅｆ−ｉγ）
となるため、数式１は数式２のようになる。なお、Ｋγ
は定数である。
【００３１】
【数２】
【００３２】更に、ラプラス変換した時のｉδの応答
は、数式３となる。
は、数式３となる。
【００３３】
【数３】
【００３４】数式３において、Ｉδ(ｓ)はｉδのラプラ
ス表現である。また、数式３におけるａγγ，ａδδ，
ａγδは数式４に示すとおりである。
ス表現である。また、数式３におけるａγγ，ａδδ，
ａγδは数式４に示すとおりである。
【００３５】
【数４】
【００３６】更に、γ軸電流指令をステップ状の交番電
流指令として与えたときのδ軸方向に発生する干渉電流
ｉδの積分値∫ｉδｄｔは、ａγγ＝１／Ｌｄ，ａδδ
＝１／Ｌｑとし、Ｋγが十分に大きいと仮定すると、数
式５のようになる。
流指令として与えたときのδ軸方向に発生する干渉電流
ｉδの積分値∫ｉδｄｔは、ａγγ＝１／Ｌｄ，ａδδ
＝１／Ｌｑとし、Ｋγが十分に大きいと仮定すると、数
式５のようになる。
【００３７】
【数５】
【００３８】また、数式５の干渉電流ｉδの積分値とγ
軸電流指令値との積の符号関数ｆγは、数式６に示すよ
うになる。
軸電流指令値との積の符号関数ｆγは、数式６に示すよ
うになる。
【００３９】
【数６】
【００４０】上記の結果と、ｆγをｘ軸にとってδをｙ
軸にとったときのｆγ−δ特性がほぼ正弦波状に変化す
ることから、ｆγ≧０のときはγ軸をδだけ進め、ｆγ
＜０のときはγ軸をδだけ遅らせるように調節すれば、
γ軸は最終的にｄ軸（δ＝０°に相当）または−ｄ軸
（δ＝１８０°に相当）に漸近収束して磁極位置を推定
することができる。上記説明において、ｉγＲｅｆ＝ｉ
γとおけば、数式６は、δ軸電流ｉδの積分値とγ軸電
流ｉγとの積の符号を求める関数となる。
軸にとったときのｆγ−δ特性がほぼ正弦波状に変化す
ることから、ｆγ≧０のときはγ軸をδだけ進め、ｆγ
＜０のときはγ軸をδだけ遅らせるように調節すれば、
γ軸は最終的にｄ軸（δ＝０°に相当）または−ｄ軸
（δ＝１８０°に相当）に漸近収束して磁極位置を推定
することができる。上記説明において、ｉγＲｅｆ＝ｉ
γとおけば、数式６は、δ軸電流ｉδの積分値とγ軸電
流ｉγとの積の符号を求める関数となる。
【００４１】なお、図１において、１１はγ軸電流指令
発生回路であり、この回路１１から出力されるγ軸電流
指令ｉγ＊はδ軸電流指令ｉδ＊と共に初期位置演算用
電流制御器１０に入力されている。なお、初期位置演算
用電流制御器１０にはγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδも
入力されている。初期位置演算用電流制御器１０はこれ
らの入力信号に基づいてγ軸電圧指令ｖγ＊及びδ軸電
圧指令ｖδ＊を生成し、出力するものであり、γ軸電圧
指令ｖγ ＊及びδ軸電圧指令ｖδ＊はそれぞれスイッチ
ＳＷ１，ＳＷ２を介して座標変換器３に入力される。な
お、スイッチＳＷ１は接点ａ，ｂの切り替えにより０と
電流制御器１０の出力とを選択可能であり、スイッチＳ
Ｗ２は接点ａ，ｂの切り替えにより周波数／電圧変換器
４の出力と電流制御器１０の出力とを選択可能である。
発生回路であり、この回路１１から出力されるγ軸電流
指令ｉγ＊はδ軸電流指令ｉδ＊と共に初期位置演算用
電流制御器１０に入力されている。なお、初期位置演算
用電流制御器１０にはγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδも
入力されている。初期位置演算用電流制御器１０はこれ
らの入力信号に基づいてγ軸電圧指令ｖγ＊及びδ軸電
圧指令ｖδ＊を生成し、出力するものであり、γ軸電圧
指令ｖγ ＊及びδ軸電圧指令ｖδ＊はそれぞれスイッチ
ＳＷ１，ＳＷ２を介して座標変換器３に入力される。な
お、スイッチＳＷ１は接点ａ，ｂの切り替えにより０と
電流制御器１０の出力とを選択可能であり、スイッチＳ
Ｗ２は接点ａ，ｂの切り替えにより周波数／電圧変換器
４の出力と電流制御器１０の出力とを選択可能である。
【００４２】図１の実施形態による同期電動機１の始動
に当たっては、まず電動機１の停止状態においてスイッ
チＳＷ１，ＳＷ２を接点ｂ側に切り替え、γ軸電流指令
発生回路１１及び初期位置演算用電流制御器１０を介し
てγ軸電圧指令ｖγ＊及びδ軸電圧指令ｖδ＊を座標変
換器３に入力する。その際のγ軸電流ｉγ、δ軸電流ｉ
δを磁極位置演算器８に入力して数式６の符号関数を求
め、その符号に応じてδを僅かずつ増加または減少させ
ていくことにより最終的にγ軸をｄ軸に一致させ、その
ときの角度θ０を初期磁極位置として推定する。こうし
てθ０が求めた後、スイッチＳＷ１，ＳＷ２を接点ａ側
に切り替えることによりδ軸電圧指令ｖδ＊にて探り電
圧を発生させ、後述する方法で回転方向を判別し、同期
電動機１を始動するものである。
に当たっては、まず電動機１の停止状態においてスイッ
チＳＷ１，ＳＷ２を接点ｂ側に切り替え、γ軸電流指令
発生回路１１及び初期位置演算用電流制御器１０を介し
てγ軸電圧指令ｖγ＊及びδ軸電圧指令ｖδ＊を座標変
換器３に入力する。その際のγ軸電流ｉγ、δ軸電流ｉ
δを磁極位置演算器８に入力して数式６の符号関数を求
め、その符号に応じてδを僅かずつ増加または減少させ
ていくことにより最終的にγ軸をｄ軸に一致させ、その
ときの角度θ０を初期磁極位置として推定する。こうし
てθ０が求めた後、スイッチＳＷ１，ＳＷ２を接点ａ側
に切り替えることによりδ軸電圧指令ｖδ＊にて探り電
圧を発生させ、後述する方法で回転方向を判別し、同期
電動機１を始動するものである。
【００４３】また、極性判別演算器９は、同期電動機１
の停止時に図２における永久磁石の磁極の向きがＮ極で
あるかＳ極であるか、つまりｄ軸の角度がθ０またはθ
０＋１８０°の何れであるかを判別するものである。こ
こで、磁極判別に当たっては、電動機１が停止している
状態で電動機１に探り電圧として出力電圧ベクトル（δ
軸電圧指令ｖδ ＊）を印加するものであるが、この電圧
の大きさはシーケンス的に決めてもよいし、電流制御系
による電流制御によって決めてもよい。本実施形態で
は、δ軸電圧ｖδに直交するγ軸電流ｉγの極性から磁
極の極性を判別し、始動時における回転子の正逆転を判
別する。以下に、その原理を説明する。
の停止時に図２における永久磁石の磁極の向きがＮ極で
あるかＳ極であるか、つまりｄ軸の角度がθ０またはθ
０＋１８０°の何れであるかを判別するものである。こ
こで、磁極判別に当たっては、電動機１が停止している
状態で電動機１に探り電圧として出力電圧ベクトル（δ
軸電圧指令ｖδ ＊）を印加するものであるが、この電圧
の大きさはシーケンス的に決めてもよいし、電流制御系
による電流制御によって決めてもよい。本実施形態で
は、δ軸電圧ｖδに直交するγ軸電流ｉγの極性から磁
極の極性を判別し、始動時における回転子の正逆転を判
別する。以下に、その原理を説明する。
【００４４】突極性が小さいとすれば、ｄ−ｑ座標系に
おける永久磁石同期電動機の電圧電流方程式は数式７と
なる。
おける永久磁石同期電動機の電圧電流方程式は数式７と
なる。
【００４５】
【数７】
【００４６】数式７において、Ｒは電機子抵抗、Ｌは電
機子インダクタンス、ωは電気角速度、ψｍは永久磁石
の鎖交磁束、ｐは微分演算子である。前述した如く、イ
ンバータ2の電圧ベクトルの方向をδ軸と定義し、この
δ軸から９０°遅れた軸をγ軸と定義したδ−γ座標系
にて数式７を変形すると、数式８となる。なお、ｖγ＝
０とする。
機子インダクタンス、ωは電気角速度、ψｍは永久磁石
の鎖交磁束、ｐは微分演算子である。前述した如く、イ
ンバータ2の電圧ベクトルの方向をδ軸と定義し、この
δ軸から９０°遅れた軸をγ軸と定義したδ−γ座標系
にて数式７を変形すると、数式８となる。なお、ｖγ＝
０とする。
【００４７】
【数８】
【００４８】数式８において、ω１はインバータの出力
電気角速度、δは図２に示したγ軸とｄ軸との間の角度
である。
電気角速度、δは図２に示したγ軸とｄ軸との間の角度
である。
【００４９】ここで、ω１とδの間には、数式９の関係
がある。
がある。
【００５０】
【数９】
【００５１】同期電動機１の始動時にはω１＝０とし、
数式８からｉγ，ｉδを求めると数式１０となる。
数式８からｉγ，ｉδを求めると数式１０となる。
【００５２】
【数１０】
【００５３】図３は、ｄ軸方向とＮ極とが一致している
場合における始動時のインバータ２の出力電圧ベクトル
ｖ、同期電動機１の逆起電力ベクトルｅ、電流ベクトル
ｉの関係を示しており、図４は、ｄ軸方向とＳ極とが一
致している場合（図３に対して磁極の極性が逆の場合）
における出力電圧ベクトルｖ、逆起電力ベクトルｅ、電
流ベクトルｉの関係を示している。
場合における始動時のインバータ２の出力電圧ベクトル
ｖ、同期電動機１の逆起電力ベクトルｅ、電流ベクトル
ｉの関係を示しており、図４は、ｄ軸方向とＳ極とが一
致している場合（図３に対して磁極の極性が逆の場合）
における出力電圧ベクトルｖ、逆起電力ベクトルｅ、電
流ベクトルｉの関係を示している。
【００５４】図３に示すようにｄ軸方向とＮ極とが一致
している場合、始動時にｄ−ｑ軸は始動トルクにより正
方向（反時計方向）に角速度ωで回転し、ｄ−ｑ軸はγ
−δ軸より進むため、δ＜０となる。一方、図４に示す
ようにｄ軸方向とＳ極とが一致している場合、始動時に
ｄ−ｑ軸はγ−δ軸に対しほぼ１８０°ずれた位置にあ
り、ｄ−ｑ軸は始動トルクにより逆方向（時計方向）に
角速度ωで回転するが、ｄ−ｑ軸とγ−δ軸との位置関
係すなわち角度δは−π＜δ＜−π／２となる。従っ
て、正転時、逆転時に関わらず、sinδ＜０となる。
している場合、始動時にｄ−ｑ軸は始動トルクにより正
方向（反時計方向）に角速度ωで回転し、ｄ−ｑ軸はγ
−δ軸より進むため、δ＜０となる。一方、図４に示す
ようにｄ軸方向とＳ極とが一致している場合、始動時に
ｄ−ｑ軸はγ−δ軸に対しほぼ１８０°ずれた位置にあ
り、ｄ−ｑ軸は始動トルクにより逆方向（時計方向）に
角速度ωで回転するが、ｄ−ｑ軸とγ−δ軸との位置関
係すなわち角度δは−π＜δ＜−π／２となる。従っ
て、正転時、逆転時に関わらず、sinδ＜０となる。
【００５５】また、永久磁石の鎖交磁束ψｍは常に正で
あるから、数式１０の右辺の行列の第１行目から明らか
なように、ｉγの極性はωの極性に依存する。すなわ
ち、正転時（ω＞０）には図３に示す如くｉγ＞０とな
り、逆転時（ω＜０）には図４に示す如くｉγ＜０とな
る。従って、出力電圧ベクトルｖを探り電圧として同期
電動機１に加えたときに流れるγ軸電流ｉγの極性によ
り、同期電動機１に電圧を印加してトルクを発生させた
ときに回転する方向を判別することができる。
あるから、数式１０の右辺の行列の第１行目から明らか
なように、ｉγの極性はωの極性に依存する。すなわ
ち、正転時（ω＞０）には図３に示す如くｉγ＞０とな
り、逆転時（ω＜０）には図４に示す如くｉγ＜０とな
る。従って、出力電圧ベクトルｖを探り電圧として同期
電動機１に加えたときに流れるγ軸電流ｉγの極性によ
り、同期電動機１に電圧を印加してトルクを発生させた
ときに回転する方向を判別することができる。
【００５６】次に、図５は図１における極性判別演算器
の第１実施例を示している。この極性判別演算器９Ａで
は、回転方向判別時において、電流ベクトルｉの成分で
あるγ軸電流ｉγの極性（すなわち回転方向）を正負判
別器９０１により判別し、γ軸電流ｉγが負、つまり逆
転時にはＲＳフリップフロップ９０２，９０３、アンド
回路９０６，９０７、ＲＳフリップフロップ９０４，９
０５、オア回路９０８を介して始動フラグｆｌｇ＝０を
出力すると共に、乗算器９０９を介して補償角度θ
ｃｍｐ(＝１８０°)を出力する。ここで、γ軸電流ｉγ
が負の時はＲＳフリップフロップ９０５の出力Ｑが
「１」であり、乗算器９０９を経た補償角度θｃｍｐは
１８０°となる。
の第１実施例を示している。この極性判別演算器９Ａで
は、回転方向判別時において、電流ベクトルｉの成分で
あるγ軸電流ｉγの極性（すなわち回転方向）を正負判
別器９０１により判別し、γ軸電流ｉγが負、つまり逆
転時にはＲＳフリップフロップ９０２，９０３、アンド
回路９０６，９０７、ＲＳフリップフロップ９０４，９
０５、オア回路９０８を介して始動フラグｆｌｇ＝０を
出力すると共に、乗算器９０９を介して補償角度θ
ｃｍｐ(＝１８０°)を出力する。ここで、γ軸電流ｉγ
が負の時はＲＳフリップフロップ９０５の出力Ｑが
「１」であり、乗算器９０９を経た補償角度θｃｍｐは
１８０°となる。
【００５７】上記補償角度θｃｍｐは図１の加算器３
４，３３を介して座標変換器３，７に入力される。この
とき、始動フラグｆｌｇ＝０であるため、加算器３３の
他方の入力信号（積分器６の出力）は０である。
４，３３を介して座標変換器３，７に入力される。この
とき、始動フラグｆｌｇ＝０であるため、加算器３３の
他方の入力信号（積分器６の出力）は０である。
【００５８】回転方向判別時において、γ軸電流が正、
つまり正転時にはＲＳフリップフロップ９０２，９０
３、アンド回路９０６，９０７、ＲＳフリップフロップ
９０４，９０５、オア回路９０８を介して始動フラグｆ
ｌｇ＝０を出力すると共に、乗算器９０９を介して補償
角度θｃｍｐ(＝０°)を出力する。ここで、γ軸電流ｉ
γが正の時はＲＳフリップフロップ９０５の出力Ｑが
「０」であり、乗算器９０９を経た補償角度θｃｍｐは
０°となる。このときも始動フラグｆｌｇ＝０であるか
ら、加算器３４，３３を介して座標変換器３，７に入力
される角度θは０となる。
つまり正転時にはＲＳフリップフロップ９０２，９０
３、アンド回路９０６，９０７、ＲＳフリップフロップ
９０４，９０５、オア回路９０８を介して始動フラグｆ
ｌｇ＝０を出力すると共に、乗算器９０９を介して補償
角度θｃｍｐ(＝０°)を出力する。ここで、γ軸電流ｉ
γが正の時はＲＳフリップフロップ９０５の出力Ｑが
「０」であり、乗算器９０９を経た補償角度θｃｍｐは
０°となる。このときも始動フラグｆｌｇ＝０であるか
ら、加算器３４，３３を介して座標変換器３，７に入力
される角度θは０となる。
【００５９】すなわち、この実施形態において、回転方
向を判別する際にγ軸電流が負の時（逆転時）と正の時
（正転時）とでは、座標変換器３，７に入力される角度
θが１８０°反転することになる。このことは、逆転と
判別されたときにγ−δ軸座標を１８０°回転させてイ
ンバータ２の出力電圧ベクトルを反転させることを意味
しており、これによって正逆転判別後に同期電動機２を
確実に正転させることができる。
向を判別する際にγ軸電流が負の時（逆転時）と正の時
（正転時）とでは、座標変換器３，７に入力される角度
θが１８０°反転することになる。このことは、逆転と
判別されたときにγ−δ軸座標を１８０°回転させてイ
ンバータ２の出力電圧ベクトルを反転させることを意味
しており、これによって正逆転判別後に同期電動機２を
確実に正転させることができる。
【００６０】なお、極性判別演算器９Ａの機能を極性判
別時（回転方向判別時）のみ有効とし、その後は動作さ
せないために、ＲＳフリップフロップ９０２〜９０５が
設けられている。また、前述の如く回転方向を判別する
間は始動フラグｆｌｇ＝０とすると共に、正転または逆
転を判別した後にｆｌｇ＝１とすることにより、角速度
指令ω＊に応じた角速度が加算器３２から積分器６に入
力される。ＲＳフリップフロップ９０２〜９０５のリセ
ットは停止時に行うこととする。
別時（回転方向判別時）のみ有効とし、その後は動作さ
せないために、ＲＳフリップフロップ９０２〜９０５が
設けられている。また、前述の如く回転方向を判別する
間は始動フラグｆｌｇ＝０とすると共に、正転または逆
転を判別した後にｆｌｇ＝１とすることにより、角速度
指令ω＊に応じた角速度が加算器３２から積分器６に入
力される。ＲＳフリップフロップ９０２〜９０５のリセ
ットは停止時に行うこととする。
【００６１】ここで、本実施形態では、図８と同様に角
速度指令ω＊に安定化制御器５の出力を加算している
が、この安定化制御器５は本発明に必要不可欠なもので
はない。
速度指令ω＊に安定化制御器５の出力を加算している
が、この安定化制御器５は本発明に必要不可欠なもので
はない。
【００６２】次いで、図６は図１における極性判別演算
器の第２実施例を示している。この極性判別演算器９Ｂ
では、回転方向判別中にｄ−ｑ軸が移動した角度（永久
磁石回転子の回転角度）δ０を移動角度演算器９１０に
より求め、この移動角度δ０を加算器９１１，９１４、
乗算器９１２，９１３により回転方向に応じて補正した
後に角度θｃｍｐとして出力するようにしたものであ
る。すなわち、加算器９１１，９１４、乗算器９１２，
９１３の作用により、正転時にはθｃｍｐ＝δ０が出力
され、逆転時にはθｃｍｐ＝π−δ０が出力される。
器の第２実施例を示している。この極性判別演算器９Ｂ
では、回転方向判別中にｄ−ｑ軸が移動した角度（永久
磁石回転子の回転角度）δ０を移動角度演算器９１０に
より求め、この移動角度δ０を加算器９１１，９１４、
乗算器９１２，９１３により回転方向に応じて補正した
後に角度θｃｍｐとして出力するようにしたものであ
る。すなわち、加算器９１１，９１４、乗算器９１２，
９１３の作用により、正転時にはθｃｍｐ＝δ０が出力
され、逆転時にはθｃｍｐ＝π−δ０が出力される。
【００６３】図７は、図６における移動角度演算器９１
０の構成を示している。移動角度δ０は、数式１０の右
辺の行列の第１行目に基づいて計算する。図中、「ｐ」
は微分演算子であるが、微分演算は差分を求めたり、ロ
ーパスフィルタと組み合わせて疑似微分を用いても良
い。回転方向を判別した後は始動フラグｆｌｇ＝１とな
るため、積分器９１５の前段の乗算器から出力されるω
＝０として積分器９１５の入力をゼロとすることで、移
動角度δ０をホールドする。積分器９１５のリセット
は、図５，図６のＲＳフロップフロップと同様に停止信
号により行う。
０の構成を示している。移動角度δ０は、数式１０の右
辺の行列の第１行目に基づいて計算する。図中、「ｐ」
は微分演算子であるが、微分演算は差分を求めたり、ロ
ーパスフィルタと組み合わせて疑似微分を用いても良
い。回転方向を判別した後は始動フラグｆｌｇ＝１とな
るため、積分器９１５の前段の乗算器から出力されるω
＝０として積分器９１５の入力をゼロとすることで、移
動角度δ０をホールドする。積分器９１５のリセット
は、図５，図６のＲＳフロップフロップと同様に停止信
号により行う。
【００６４】この結果、図５の実施例では、始動時の座
標変換器３の角度θは永久磁石回転子の移動角度δ０だ
け誤差を生じるが、図６及び図７の実施例では、移動角
度δ ０だけ補償角度θｃｍｐを補正するので、図５の実
施例よりも一層確実な始動が行え、このとき、磁極位置
演算器８の作用によって磁極位置が判明しているので、
一層大きい始動トルクを実現することができる。
標変換器３の角度θは永久磁石回転子の移動角度δ０だ
け誤差を生じるが、図６及び図７の実施例では、移動角
度δ ０だけ補償角度θｃｍｐを補正するので、図５の実
施例よりも一層確実な始動が行え、このとき、磁極位置
演算器８の作用によって磁極位置が判明しているので、
一層大きい始動トルクを実現することができる。
【００６５】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、永久磁石
同期電動機に対し探り電圧を印加してトルクを発生さ
せ、回転子を移動させたときのγ軸電流の極性から同期
電動機の正転または逆転を瞬時に判別することができ
る。また、判別した回転方向に応じて座標変換器の角度
を操作すると共に、永久磁石回転子の移動角度を演算
し、その移動角度を用いて座標変換に用いる角度を補正
することにより、一層確実な始動と大きな始動トルクを
得ることができる。
同期電動機に対し探り電圧を印加してトルクを発生さ
せ、回転子を移動させたときのγ軸電流の極性から同期
電動機の正転または逆転を瞬時に判別することができ
る。また、判別した回転方向に応じて座標変換器の角度
を操作すると共に、永久磁石回転子の移動角度を演算
し、その移動角度を用いて座標変換に用いる角度を補正
することにより、一層確実な始動と大きな始動トルクを
得ることができる。
【００６６】このため、磁極位置検出器を持たず、磁気
飽和現象を利用した磁極判別が不可能な永久磁石同期電
動機に対しても、始動トルクを大きくするとともに脱調
のない安定した始動を実現することができる。
飽和現象を利用した磁極判別が不可能な永久磁石同期電
動機に対しても、始動トルクを大きくするとともに脱調
のない安定した始動を実現することができる。
【図１】本発明の実施形態を示すブロック図である。
【図２】各座標系の説明図である。
【図３】磁極の極性に応じた座標系及び電圧・電流ベク
トルの説明図である。
トルの説明図である。
【図４】磁極の極性に応じた座標系及び電圧・電流ベク
トルの説明図である。
トルの説明図である。
【図５】図１における極性判別演算器の第１実施例を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図６】図１における極性判別演算器の第２実施例を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図７】図６における移動角度演算器のブロック図であ
る。
る。
【図８】従来技術を示すブロック図である。
【図９】同期引き込みによる始動時の角速度指令の時間
特性を示す図である。
特性を示す図である。
１ 永久磁石同期電動機
２ インバータ
３ 座標変換器
４ 周波数／電圧（ｆ／ｅ）変換器
５ 安定化制御器
６ 積分器
７ 座標変換器
８ 磁極位置演算器
９，９Ａ，９Ｂ 極性判別演算器
１０ 初期位置演算用電流制御器
１１ γ軸電流指令発生回路
３１〜３４ 加算器
９０１ 正負判別器
９０２〜９０５ ＲＳフリップフロップ
９０６，９０７ アンド回路
９０８ オア回路
９０９，９１２，９１３ 乗算器
９１０ 移動角度演算器
９１１，９１４ 加算器
９１５ 積分器
ＳＷ１，ＳＷ２ スイッチ
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
Ｆターム(参考） 5H560 BB04 BB12 DA14 DC12 EB01
HA02 HA09 RR10 TT04 TT07
XA11
5H576 BB10 DD02 DD07 EE04 FF01
HB01 JJ19 LL14 LL22
Claims (8)
- 【請求項１】 磁極位置検出器を有しない永久磁石同期
電動機を駆動する電力変換装置の出力電圧と出力周波数
とをほぼ比例させて制御する永久磁石同期電動機の制御
装置であって、 電力変換装置の出力電圧ベクトルの方向を第１の座標軸
とし、第１の座標軸に直交する座標軸を第２の座標軸と
する回転座標上で電力変換装置に対する角速度指令にほ
ぼ比例した電圧指令を生成し、この電圧指令を前記角速
度指令から演算した角度を用いて座標変換することによ
り同期電動機の各相電圧指令を得ると共に、同期電動機
の各相電流を前記角度を用いて座標変換することにより
電流の第１の座標軸成分及び第２の座標軸成分を得るよ
うにした制御装置において、 同期電動機の停止時における永久磁石回転子の磁極位置
を検出する磁極位置演算手段と、 この磁極位置演算手段により検出した磁極位置を用いて
前記座標変換用の角度を演算する手段と、 同期電動機の始動時に、第１の座標軸に沿った電圧ベク
トルを電力変換装置から印加した時に同期電動機に流れ
る電流の第２の座標軸成分の極性を判別してその極性か
ら永久磁石回転子の回転方向を判別する極性判別演算手
段と、 を備えたことを特徴とする永久磁石同期電動機の制御装
置。 - 【請求項２】 請求項１に記載した永久磁石同期電動機
の制御装置において、 極性判別演算手段は、永久磁石回転子の回転方向に応じ
た補償角度を演算して出力し、この極性判別演算手段か
ら出力された補償角度を磁極位置演算手段により演算さ
れた磁極位置に加算し、その加算結果を用いて座標変換
用の角度を演算することを特徴とする永久磁石同期電動
機の制御装置。 - 【請求項３】 請求項２に記載した永久磁石同期電動機
の制御装置において、 極性判別演算手段は、永久磁石回転子の回転方向を逆転
と判別した時に補償角度として１８０°を出力すること
を特徴とする永久磁石同期電動機の制御装置。 - 【請求項４】 請求項２に記載した永久磁石同期電動機
の制御装置において、 極性判別演算手段は、永久磁石回転子の回転方向判別時
にその移動角度を演算する移動角度演算手段を備え、永
久磁石回転子の回転方向を正転と判別した時に補償角度
として前記移動角度を出力し、かつ、永久磁石回転子の
回転方向を逆転と判別した時に補償角度として（１８０
°−前記移動角度）を出力することを特徴とする永久磁
石同期電動機の制御装置。 - 【請求項５】 請求項４に記載した永久磁石同期電動機
の制御装置において、 移動角度演算手段は、同期電動機の電機子抵抗、電機子
インダクタンス、電気角速度、永久磁石の鎖交磁束、及
び、第２の座標軸成分の電流を用いて移動角度を演算す
ることを特徴とする永久磁石同期電動機の制御装置。 - 【請求項６】 請求項２〜５の何れか１項に記載した永
久磁石同期電動機の制御装置において、 補償角度と磁極位置演算手段により演算した磁極位置と
の加算値と、角速度指令の積分値と、を加算して座標変
換用の角度を演算することを特徴とする永久磁石同期電
動機の制御装置。 - 【請求項７】 請求項６に記載した永久磁石同期電動機
の制御装置において、 回転方向の判別時に、角速度指令の積分値をゼロとする
ことを特徴とする永久磁石同期電動機の制御装置。 - 【請求項８】 請求項１〜７の何れか１項に記載した永
久磁石同期電動機の制御装置において、 同期電動機に流れる電流の第１の座標軸成分に応じて角
速度補正量を演算する安定化制御手段を備え、この安定
化制御手段により演算された角速度補正量を元の角速度
指令に加算することを特徴とする永久磁石同期電動機の
制御装置。
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