JP7464513B2 - 交流モータ制御装置、および、それを用いた掃除機 - Google Patents

Description

本発明は、交流モータの回転速度に応じてＰＷＭパルス数（パルスモード）を切り替える、同期ＰＷＭ制御を用いた交流モータ制御装置、および、それを用いた掃除機に関する。

回転子の磁極に永久磁石を使用した交流モータは、家電、産業機械、自動車、鉄道など様々な分野で利用されている。そして、低コストでありながら高い信頼性で交流モータを駆動する制御方法として、磁極位置センサを用いずに、電流値から推定した磁極位置に基づいて交流モータを制御する位置センサレス制御が知られている。

また、近年、交流モータの更なる高速化が要求されており、交流モータをＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）制御で高速駆動する場合、交流モータの回転数増加に伴いキャリア波と電圧指令の位相関係が変化する。特に回転数の高い動作点では、回転１周期に入るＰＷＭパルスの数が変化すると、高調波の発生量が増加し、モータ制御が不安定化する惧れがある。

モータ制御の不安定化を招く高調波の抑制には、キャリア周波数を高くすることが有効であるが、制御コントローラの性能によりキャリア周波数の上限値が決まるため、安価な制御コントローラの使用が多い家電分野等では、キャリア周波数を十分に高めることができず、高調波の抑制が困難であった。このような環境でも、高調波の発生量を抑制できるＰＷＭ制御として、同期ＰＷＭ制御が知られている。

この同期ＰＷＭ制御は、キャリア波と電圧指令の位相関係を同期させ、交流モータの回転数変化に応じてＰＷＭパルス数を切り替え、回転１周期に入るＰＷＭパルスの数（以下、「パルスモード」と称する）を一定に保持する制御方法である。同期ＰＷＭ制御のパルスモード切り替えでは、パルス数を高いほうから低いほう（例えば、９パルスから３パルス）に切り替える場合、ＰＷＭパルスのスイッチング回数が減少するため、スイッチングに伴いインダクタンスに起因する交流モータの電流リプルが大きくなる。そして、電流リプルが大きくなると、電流センサが検出する交流モータの電流値が急変し、交流モータの基本波電流に対する誤差が増加するといった検出誤差が発生する。

位置センサレス制御では、電流センサが検出した電流値に基づいて交流モータの磁極位置を推定するため、同期ＰＷＭ制御下のパルスモード切り替えによって、検出電流値が急変し、モータの基本波電流に対する誤差が増加した場合、磁極位置の推定精度が劣化し、切り替えショック（例えば、交流モータ電流の急上昇など）が発生する。このため、同期ＰＷＭ制御下で、安定した交流モータの高速駆動を実現するには、検出電流値の急変や基本波電流に対する誤差などの検出誤差を対策し、パルスモードの切り替えショックを抑制する必要がある。

電流リプルの影響による検出誤差の対策方法として、例えば、特許文献１に示す技術が知られている。この特許文献１は、要約書に記載されるように、「複数相の電流検出器の出力を並列ではなく逐次にサンプリングする構成の交流電動機制御において、電流検出誤差による制御上の悪影響を抑制する」ために、「Ｖ相およびＷ相に設けられた電流センサの出力は、共通のサンプリング指示に対して、並列にではなく逐次にサンプリングされるので、相間でサンプリングタイミングに所定時間Ｔｓｐの遅れが不可避に発生する。各サンプリング指示に対する複数相間の電流サンプリング順序は固定されない。具体的には、いずれかの相の電流が極値となる電気角に対応するタイミングでは当該相が一番先にサンプリングされるように、１周期（電気角３６０度）内で電流サンプリング順序が適宜変更される」交流電動機の制御装置を開示している。

すなわち、特許文献１は、同期ＰＷＭ制御の低パルス数の時における電流検出誤差を除去する技術を開示するものであり、３相電流の位相が１２０度ずつずれた関係にあるという特性、および、回転角度情報に基づいて電流の極大値や極小値を取る相電流を特定できるという特性を利用して、電流が極値を取る相を一番先に検出するよう電流検出の順序を変化させ、電流検出誤差による制御上の悪影響を抑制している。

特開２０１０－２７３５１８号公報

しかしながら、特許文献１が開示する制御方法は、インダクタンスが大きく電流リプルが比較的に小さい交流モータを駆動する場合を想定したものであり、電流リプルの大きい低インダクタンスモータを駆動する場合は、電流リプルによる電流検出誤差を十分に除去できない惧れがある。また、１シャント電流検出方式のような安価な電流センサを用いる場合は、電力変換器のスイッチング状態によって検出可能な電流の相が決まるため、特許文献１のように、検出順序を変化させることができないといった課題もある。

そこで、本発明は、１シャント電流検出方式により電流リプルの大きい低インダクタンスモータを駆動する場合であっても、パルスモードの切り替えによるショックを抑制し、交流モータを安定的に高速駆動できる交流モータ制御装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明の交流モータ制御装置は、負荷器を駆動する交流モータと、スイッチング素子をスイッチングして前記交流モータに三相交流電圧を供給する電力変換器と、該電力変換器の電流信号を検出する電流検出器と、該電流検出器が検出した電流信号に基づいて前記交流モータが所望の回転速度となるように前記電力変換器を制御する制御器と、を備え、前記制御器は、前記電流信号から再現電流を生成する電流処理器と、前記スイッチング素子をスイッチングさせるＰＷＭスイッチング信号のパルスを生成するＰＷＭ信号生成器と、前記交流モータの回転速度に応じて前記ＰＷＭスイッチング信号のパルスモードを切り替える同期ＰＷＭ制御器と、前記パルスモードに応じたゲイン値と前記再現電流の演算により、前記パルスモードの切り替え前後で同程度の振幅値の補正電流を生成する電流検出値補正器と、を備えるものとした。

本発明の交流モータ制御装置によれば、１シャント電流検出方式により電流リプルの大きい低インダクタンスモータを駆動する場合であっても、パルスモードの切り替えによるショックを抑制し、交流モータを安定的に高速駆動することができる。

実施例１の交流モータ制御装置の機能ブロック図 交流モータの実際の回転座標軸と制御器内での回転座標軸の軸誤差Δθを示す図 同期ＰＷＭ制御を適用しない場合のキャリアと電圧指令の波形を示す図 同期ＰＷＭ制御を適用する場合のキャリアと電圧指令の波形を示す図 回転周波数の指令値と、キャリア周波数と、同期ＰＷＭ制御のパルス数の関係を示す図 同期ＰＷＭ制御のパルスモード切り替え時のモータ電流の変化を示す図（補正前） 同期ＰＷＭ制御のパルスモード切り替え時のモータ電流の拡大波形を示す図（補正前） 同期ＰＷＭ制御のパルスモード切り替え時の再現電流の波形を示す図（補正前） 実施例１における１シャント電流検出方式の概要図 実施例１における電流検出値補正器の構成図 実施例１における電流検出値を補正するゲイン値の選択処理手順を示すフローチャート 同期ＰＷＭ制御のパルスモード切り替え時の再現電流の波形を示す図（補正後） 同期ＰＷＭ制御のパルスモード切り替え時のモータ電流の変化を示す図（補正後） 同期ＰＷＭ制御のパルスモード切り替え時のモータ電流の拡大波形を示す図（補正後） 実施例２の交流モータ制御装置の機能ブロック図

以下、本発明の交流モータ制御装置の実施例を、図を用いて説明する。

まず、図１から図１４を用いて、本発明の実施例１に係る交流モータ制御装置１００を説明する。

図１は、本実施例の交流モータ制御装置１００の機能ブロック図である。ここに示す交流モータ制御装置１００は、交流モータ１の回転角周波数ω_ｒを制御して、送風機や圧縮機などの負荷器４を駆動するための制御装置であり、交流モータ１、電力変換器２、制御器３、電源５、シャント抵抗６、電流検出器７を備える。まず、各々の概要を説明する。

交流モータ１は、負荷器４を駆動する電動機であり、本実施例では、回転子の磁極に永久磁石を使用した３相モータである。なお、この交流モータ１には、回転子の磁極位置を検出するための磁極位置センサが搭載されていないものとする。

電力変換器２は、電源５の直流電圧Ｅ_ｄｃを交流電圧に変換して交流モータ１に供給するインバータである。本実施例では、交流モータ１が３相モータであるため、電力変換器２は３相交流の電圧Ｖ_ｕ、Ｖ_ｖ、Ｖ_ｗを出力する３相インバータである。このため、電力変換器２は、３相交流電圧を生成するための３個の上下アームを備えている。各上下アームは、２個のスイッチング素子（例えば、パワー半導体素子）の直列回路であり、各スイッチング素子は後述するＰＷＭスイッチング信号Ｓによってオンオフ制御される。

制御器３は、電力変換器２が交流モータ１に印加する３相交流の電圧Ｖ_ｕ、Ｖ_ｖ、Ｖ_ｗを制御することで、交流モータ１の回転角周波数ω_ｒが指令値ω_ｒ ^＊となるように制御する制御器である。この制御器３は、位置センサレス制御を実現するため、後述するシャント電流Ｉ_ｓから推定した磁極位置に基づいて３相交流の電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊、Ｖ_ｖ ^＊、Ｖ_ｗ ^＊を演算し、これらの電圧指令値に基づいて電力変換器２内の６個のスイッチング素子（パワー半導体素子）をオンオフ制御する６つのＰＷＭスイッチング信号Ｓを生成する。なお、制御器３で生成されるＰＷＭスイッチング信号Ｓは、具体的には、Ｕ相の上アーム用、下アーム用、Ｖ相の上アーム用、下アーム用、Ｗ相の上アーム用、下アーム用の６つのＰＷＭスイッチング信号Ｓであり、以下では各々を、ＰＷＭスイッチング信号Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｗｎと称する。

電流検出器７は、シャント抵抗６が検出した電力変換器２の直流母線の電流信号を、制御器３内で処理できる信号の大きさに調整し、シャント電流Ｉ_ｓとして出力する機器である。

＜制御器３＞
次に、制御器３の詳細について説明する。上記したように、本実施例の制御器３は、電流検出器７からシャント電流Ｉ_ｓが入力され、電力変換器２に６種のＰＷＭスイッチング信号Ｓを出力する機器であり、交流モータ１の回転を位置センサレスで制御する機器である。なお、位置センサレス制御は周知技術であるため、以下では同制御の詳細説明は適宜省略することとする。

この制御器３は、図１に示すように、回転角周波数指令生成器３１、電流指令生成器３２、ベクトル制御器３３、座標変換器３４、ＰＷＭ信号生成器３５、電流処理器３６、座標変換器３７、軸誤差推定器３８、ＰＬＬ制御器３９、積分器３ａ、同期ＰＷＭ制御器３ｂ、キャリア生成器３ｃ、電流検出値補正器３ｄを備える。なお、制御器３は、具体的には、ＣＰＵ等の演算装置、半導体メモリ等の記憶装置、および、通信装置などのハードウェアを備えたコンピュータである。そして、記憶装置にロードされたプログラムを演算装置が実行することで、上記した回転速度指令生成器３１等の各機能を実現するが、以下では、このような周知技術を適宜省略しながら、各部を順次説明する。

回転角周波数指令生成器３１は、交流モータ１の回転角周波数指令値ω_ｒ ^＊を生成し、ベクトル制御器３３、軸誤差推定器３８、積分器３ａ、同期ＰＷＭ制御器３ｂに出力する。

電流指令生成器３２は、後述する座標変換器３７からの電流Ｉ_ｑｃと、後述する動機ＰＷＭ制御器３ｂからのキャリア周期Ｔ_ｓに基づいて、ｄｃ，ｑｃ座標軸上の電流指令値Ｉ_ｄ ^＊，Ｉ_ｑ ^＊を生成し、ベクトル制御器３３に出力する。

ベクトル制御器３３は、回転角周波数指令生成器３１からの回転角周波数指令値ω_ｒ ^＊と、電流指令生成器３２からの電流指令値Ｉ_ｄ ^＊、Ｉ_ｑ ^＊に基づいて、電力変換器２に印加する電圧指令値のｄｃ，ｑｃ座標軸上の電圧Ｖ_ｄｃ ^＊、Ｖ_ｑｃ ^＊を生成し、座標変換器３４、軸誤差推定器３８、同期ＰＷＭ制御器３ｂに出力する。

座標変換器３４は、ベクトル制御器３３からの電圧Ｖ_ｄｃ ^＊、Ｖ_ｑｃ ^＊を、後述する積分器３ａからの磁極位置の推定値θ_ｄｃを用いて、３相交流座標軸上の電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊に変換し、ＰＷＭ信号生成器３５と電流処理器３６に出力する。

ＰＷＭ信号生成器３５は、座標変換器３４からの電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊と、後述するキャリア波生成器３ｃからのキャリア波に基づいて、電力変換器２のスイッチング素子のオンオフを制御するＰＷＭスイッチング信号Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｗｎを生成し、電力変換器２と電流処理器３６に出力する。なお、本実施例の交流モータ制御装置１００では同期ＰＷＭ制御を利用するため、ＰＷＭ信号生成器３５は、パルスモードの切り替え時にスイッチング回数が変化するようなＰＷＭスイッチング信号Ｓを生成する。

電流処理器３６は、座標変換器３４からの電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊、Ｖ_ｖ ^＊、Ｖ_ｗ ^＊と、ＰＷＭ信号生成器３５からのスイッチング信号Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｗｎを用いて、シャント電流Ｉ_ｓから３相交流電流Ｉ_ｕ、Ｉ_ｖ、Ｉ_ｗを再現し、電流検出値補正器３ｄに出力する。

電流検出値補正器３ｄは、本発明の要部であり、現在のパルスモードを考慮し、電流処理器３６で再現した３相交流電流Ｉ_ｕ、Ｉ_ｖ、Ｉ_ｗを３相交流電流Ｉ_ｕ’，Ｉ_ｖ’，Ｉ_ｗ’に補正し、座標変換器３７に出力する。この電流検出値補正器３ｄの詳細は後述する。

座標変換器３７は、積分器３ａからの磁極位置の推定値θ_ｄｃを参照し、補正後の３相交流電流Ｉ_ｕ’，Ｉ_ｖ’，Ｉ_ｗ’を、ｄｃ，ｑｃ座標軸上の電流Ｉ_ｄｃ、Ｉ_ｑｃに変換し、両方を軸誤差推定器３８に出力するとともに、電流Ｉ_ｑｃを電流指令生成器３２に出力する。

軸誤差推定器３８は、座標変換器３７からの電流Ｉ_ｄｃ、Ｉ_ｑｃと、ベクトル制御器３３からの電圧Ｖ_ｄｃ ^＊、Ｖ_ｑｃ ^＊、と回転角周波数指令生成器３１からの回転角周波数指令ω_ｒ ^＊を用いて、軸誤差Δθを推定し、ＰＬＬ制御器３９に出力する。ここで、軸誤差Δθとは、図２に示すように、制御器３の内部で定義した回転軸であるｄｃ，ｑｃ軸と、交流モータ１の実際の回転軸であるｄ，ｑ軸の誤差である。軸誤差推定器３８は、誘起電圧に基づいた位置センサレス制御での軸誤差Δθを（式１）によって演算する。ただし、（式１）ではｑ軸インダクタンスＬ_ｑを定数として用いた場合の演算式である。

なお、Ｒは３相モータの巻線抵抗である。

（式１）に示されるように、軸誤差推定器３８は、電流Ｉ_ｄｃ、Ｉ_ｑｃを用いて軸誤差Δθを推定演算するため、座標変換器３７で演算した電流Ｉ_ｄｃ、Ｉ_ｑｃに誤差が含まれると軸誤差Δθの推定精度が劣化する。

ここで、位置センサレス制御では磁極位置センサを用いないため、ｄ，ｑ軸の実際の位置は分からない。そのため、位置センサレス制御を成立させるためには、（式１）で推定演算した軸誤差Δθを０［ｄｅｇ］に収束させる必要がある。本実施例では、ＰＬＬ制御器３９によって、軸誤差推定器３８の出力である軸誤差Δθが０［ｄｅｇ］に収束するように、ｄｃ，ｑｃ軸の回転角周波数を演算する。本実施例のＰＬＬ制御器３９の出力は回転角周波数推定値ω_１であり、これを積分器３ａで積分することで、交流モータ１の磁極位置の推定値θ_ｄｃを得る。このように、位置センサレス制御では、交流モータ１の検出した電流値を用いて軸誤差Δθを演算し、磁極位置を推定するため、検出した電流値に誤差が発生すると正確な磁極位置を推定できず、交流モータ１の制御性能が劣化する惧れがある。

この問題を改善するため、本実施例では、電流処理器３６が再現した電流値を電流検出値補正器３ｄで補正するとともに、積分器３ａでの積分演算時に、回転速度指令生成器３１からの回転速度指令値ω_ｒ ^＊と、同期ＰＷＭ制御器３ｂからのキャリア周期Ｔ_ｓを考慮することで、より正確な磁極位置の推定値θ_ｄｃを演算できるようにした。以下、本実施例の制御器３の要部（主に、同期ＰＷＭ制御器３ｂ、キャリア生成器３ｃ、電流検出値補正器３ｄ）の詳細について順次説明する。

＜制御器３の要部＞
まず、同期ＰＷＭ制御器３ｂの動作について説明する。

同期ＰＷＭ制御器３ｂを説明する前に、図３を用いて、同期ＰＷＭ制御を適用しない場合（非同期ＰＷＭ制御）の波形を説明する。図３（ａ）、（ｄ）に示すように、非同期ＰＷＭ制御では、交流モータ１の回転速度に拘わらずキャリア波の周波数ｆ_ｓが固定されているため、交流モータ１の回転角周波数度指令値ω_ｒ ^＊の変化により電圧指令値（図中のＶ_ｕ ^＊とＶ_ｖ ^＊）が変化すると、キャリア波と電圧指令値の位相関係が変化する。そして、キャリア波と電圧指令値の位相関係が変化すると、図３（ｂ）、（ｅ）に示すように、ＰＷＭ変調により生成される線間電圧Ｖ_ｕｖの波形も変化する。図３（ｂ）、（ｅ）に示す線間電圧Ｖ_ｕｖを周波数解析すると、図３（ｃ）、（ｆ）に示すように線間電圧Ｖ_ｕｖに含まれる基本波成分が減少するため、モータ制御の不安定化を招く高調波成分が増加する可能性がある。

これに対し、図４（ａ）、（ｄ）に示すように、同期ＰＷＭ制御を適用した場合には、回転角周波数指令値ω_ｒ ^＊の変化に伴う電圧指令値（Ｖ_ｕ ^＊、Ｖ_ｖ ^＊）の変化に応じてキャリア波の周波数ｆ_ｓも変化するため、キャリア波と電圧指令値の位相関係は変化しない（同期している）。従って、図４（ｂ）、（ｅ）に示すように、キャリア波と電圧指令値の位相関係が変化しないため、線間電圧Ｖ_ｕｖ波形も変化しない。図４（ｂ）、（ｅ）に示す線間電圧Ｖ_ｕｖを周波数解析すると、図４（ｃ）、（ｆ）に示すように線間電圧Ｖ_ｕｖに含まれる基本波成分を一定の大きさに保つことができ、モータ制御の不安定化を招く高調波成分の増加を防止することができる。

また、同期ＰＷＭ制御を用いて、ＰＷＭパルスの数（キャリア波の周波数ｆ_ｓと回転周波数指令値ｆ_ｒ ^＊の比（ｆ_ｓ／ｆ_ｒ ^＊））が奇数かつ３の倍数になるようにキャリア波の周波数ｆ_ｓを調整すると、偶数次および３の倍数の次数の高調波成分を抑制することができる。なお、ｆｒ^＊＝ωｒ^＊／（２π）である。

このため、本実施例の同期ＰＷＭ制御器３ｂでは、ｄｃ，ｑｃ座標軸上の電圧指令値Ｖ_ｄｃ ^＊、Ｖ_ｑｃ ^＊、磁極位置の推定値θ_ｄｃ、回転角周波数指令値ω_ｒ ^＊の情報を用いて、キャリア波の周期Ｔ_ｓを計算し、図４（ａ）、（ｄ）に示すように、キャリア波と電圧指令値の位相を常に同期させる。

同期ＰＷＭ制御器３ｂが計算したキャリア波の周期Ｔ_ｓは、キャリア波生成器３ｃに入力され、キャリア波を調整する。キャリア波生成器３ｃでは、キャリア波の最大値と最小値を取るタイミングにおいて制御器３内の制御処理に対する割込信号Ｔｒｇを生成する。この割込信号Ｔｒｇに応じて回転速度指令生成器３１等による各制御処理が実行される。また、同期ＰＷＭ制御器３ｂにて、キャリア周波数ｆ_ｓと回転周波数指令値ｆ_ｒ ^＊の比（ｆ_ｓ／ｆ_ｒ ^＊）を求め、回転周波数の指令値ｆ_ｒ ^＊に応じた適切なＰＷＭパルス数（パルスモード）Ｐｎを出力する。

＜電流検出値補正器３ｄを持たない、比較例でのパルスモードＰｎの切り替え＞
次に、パルスモードＰｎの切り替えについて説明する。図５は、横軸を回転周波数指令値ｆ_ｒ ^＊、縦軸をキャリア波の周波数ｆ_ｓとして、同期ＰＷＭ制御を適用した場合の回転周波数の変化に応じたパルスモードＰｎの切り替え方法を示す。前述したように、制御コントローラの性能によりキャリア波の周波数ｆ_ｓの上限値が決まるため、キャリア波の周波数ｆ_ｓを上限値以下に保ちながら目標回転周波数まで駆動するには、交流モータ１の回転周波数に応じてパルスモードＰｎを切り替える必要がある。なお、１５パルスより多いパルス数を確保することができる、交流モータ１の回転周波数の低い領域では、非同期ＰＷＭ制御で駆動するものとする。これは、１５パルスより多いパルスモードでは、キャリア波と電圧指令値の位相が変化しても基本波成分の変化が少ないため、非同期ＰＷＭ制御で駆動しても何ら問題が無いためである。この非同期ＰＷＭ制御の領域では、キャリア波の周波数ｆ_ｓを一定とする。

一方、交流モータ１の回転周波数が高い、１５パルスモード以下の領域では、同期ＰＷＭ制御で駆動する。同期ＰＷＭ制御ではキャリア波の周波数ｆ_ｓが可変のため、回転周波数の増加に従い、キャリア波の周波数ｆ_ｓも増加する。しかし、キャリア波の周波数ｆ_ｓが上限値に達すると、同じパルスモードＰｎを継続できなくなるため、より少ないパルス数のパルスモードＰｎに切り替える必要がある。例えば、奇数かつ３の倍数のパルスモードを切り替えて交流モータ１を駆動する場合、図５の実線矢印に示すように、交流モータ１の回転周波数の指令値ｆ_ｒ ^＊が増加し、キャリア周波数ｆ_ｓが上限値に到達する毎に、パルスモードＰｎを１５、９、３の順に切り替えて交流モータ１を駆動制御する。

次に、図６を用いて、パルスモードＰｎの切り替え時に発生する課題について詳細に説明する。図６は、９パルスモードから３パルスモードに切り替える時のモータ電流を例示している。ここから分かるように、９パルスモードから３パルスモードに切り替えると、モータ電流の振幅値（最大値と最小値）が大きくなる。特にパルスモードを切り替えた直後には、モータ電流が５０Ａ近くまで跳ね上がっており、切り替えショックが発生するだけでなく、電流の跳ね上がりによってが交流モータ１や電力変換器２の電流許容値を超え、交流モータ１や電力変換器２が破損に至る惧れもある。

図７に、図６に示したパルスモードＰｎを切り替えタイミングの前と後の電流の拡大波形を示す。図７からは、パルス切り替え前と後の電流の振幅値が電流リプルにより急変していることが分かる。具体的には、９パルス時に比べて３パルス時は電流リプルの変動が大きくなっていることが分かる。

また、図８に、電流検出器７の出力であるシャント電流Ｉ_ｓに基づいて電流処理器３６が再現した３相電流Ｉ_ｕ，Ｉ_ｖ，Ｉ_ｗのうちの１相の再現電流の波形を示す。図８からは、再現電流の振幅値がパルス切り替え前と後で急変することが分かる。また、３パルス時の再現電流がモータの基本波電流に対して誤差が大きくなることが分かる。なお、図８では３相電流のうち、１相のみ表示しているが、そのほかの相においても同様な波形となる。

ここで、図９を用いて、電流検出の概要について説明する。本実施例では、１つのシャント抵抗６を用いた１シャント電流検出方式を用いる。１シャント電流検出方式は、電力変換器２の直流母線に流れる電流を検出する方式であるため、どの相の電流を検出できるかは、検出タイミングの電力変換器２内のスイッチング状態によって決まる。例えば、座標変換器３４が出力する電圧指令値の大小関係がＶ_ｕ ^＊＞Ｖ_ｖ ^＊＞Ｖ_ｗ ^＊のタイミングである場合（図９（ａ）の初期段階）、ＰＷＭ変調によって生成されるＵＶＷ相のＰＷＭ信号は図９（ｂ）に示すようなスイッチングとなっており、この時に検出されるシャント電流Ｉ_ｓは－Ｉ_ｗ、Ｉ_ｕであるため、検出可能な電流の相はＵ相とＷ相となる。このため、電流処理器３６は、検出したＷ相とＵ相のシャント電流Ｉ_ｓに基づいて３相電流を再現する。なお、このタイミングではＶ相の電流が検出されていないが、Ｖ相に関しては３相交流の関係により、Ｕ相とＷ相のシャント電流Ｉ_ｓにより再現することができる。ここで、図９（ａ）、（ｃ）に示すように、キャリア波がピークとなるタイミングではシャント電流Ｉ_ｓがゼロのため、電流を検出できない。電流を検出可能なタイミングは、例えば、中間相の電圧指令がキャリア波と一致する前後のタイミングである。図７に示したように、３パルスモード時はモータ電流のリプルが大きいため、モータ電流と再現電流は図９（ｄ）に示す波形となり、電流リプルの最大値付近を検出することが分かる。

電流検出値補正器３ｄを設けない比較例の場合、電流処理器３６による図９（ｄ）の再現電流はそのまま、座標変換器３７に入力され、ｄｑ、ｑｃ座標軸上の電流Ｉ_ｄｃ，Ｉ_ｑｃに変換される。電流Ｉ_ｄｃ，Ｉ_ｑｃは（式１）に示す軸誤差Δθの推定演算に用いられるため、パルスモードの切り替えにより電流Ｉ_ｄｃ，Ｉ_ｑｃが急変すると、図６に示すようにモータ電流の切り替えショックが発生する。

＜電流検出値補正器３ｄを持った、本実施例でのパルスモードＰｎの切り替え＞
次に本実施例の構成により、切り替えショックを抑制する作用について説明する。本実施例の制御器３では、電流処理器３６と座標変換器３７の間に電流検出値補正器３ｄを追加されており、軸誤差Δθの推定演算に用いる電流値を補正している。電流検出値補正器３ｄを持たない比較例の構成では、図８に示すように、パルスモードの切り替え前と後で再現電流の振幅値が急変しているが、本実施例では、電流検出値補正器３ｄによってパルス切り替え前と後の再現電流が同程度の振幅値となるように補正する。なお、「同程度」とは、例えば、モード切替の前後のモータ電流の振幅の変化が±５％の範囲内にあることをいう。このようにすることで、軸誤差推定器３８での軸誤差Δθの推定演算に用いる電流値の検出誤差を低減し、交流モータ１の磁極位置の推定精度を改善することができる。

図１０に、上記の切り替えショックを抑制するための、電流検出値補正器３ｄの構成の一例を示す。ここに示すように、本実施例の電流検出値補正器３ｄは、入力条件（パルスモードＰｎ）の真偽によって出力を切り替える条件スイッチ、あるパルスモード用のゲインＫ_０、他のパルスモード用のゲインＫ_１、および、乗算器を備えている。この電流検出値補正器３ｄは、パルス切り替え前と後の電流値の急変を抑制するため、パルス切り替え前と後の再現電流が同程度の振幅値となるように補正するものであり、パルスモードＰｎと３相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを入力とし、これらに所望のゲインを乗算することで、補正後の電流Ｉ_ｕ’，Ｉ_ｖ’，Ｉ_ｗ’を出力する。

次に、図１０に例示した電流検出値補正器３ｄの具体的な動作について説明する。電流検出値補正器３ｄでは、入力条件（パルスモードＰｎ）に応じて条件スイッチを切り替え、ゲインＫ_０またはゲインＫ_１を出力する。条件と一致する場合、条件スイッチはゲインＫ_１を出力する。条件と一致しない場合、条件スイッチはゲインＫ_０を出力する。ここで選択したゲインは、電流処理器３６が再現した３相交流電流Ｉ_ｕ，Ｉ_ｖ，Ｉ_ｗに乗算され、補正後の電流Ｉ_ｕ’，Ｉ_ｖ’，Ｉ_ｗ’を出力する。

図１１に、例えば、９パルスモードから３パルスモードに切り替える時の電流値の補正を行うための処理手順フローチャートを示す。ここで、９パルスモード時のゲイン値をゲインＫ_０＝１とし、３パルスモード時のゲイン値をゲインＫ_１＝０．６とする。ここでは、補正しなければ振幅値が大きくなる３パルスモードの時の再現電流の振幅値を低減したいため、ゲイン値の大小関係をＫ_１＜Ｋ_０としている。処理手順として、まず、条件であるパルスモードＰｎを判断する。パルスモードＰｎ＝３の場合、Ｋ_１＝０．６を選択する。パルスモードＰｎ≠３の場合（例えば、パルスモードＰｎ＝９の場合）、Ｋ_０＝１を選択する。

次に、補正ゲインの値の決め方について説明する。補正ゲインの値の決め方は、ここで説明する方法に限らず様々な方法を用いることも可能である。例えば、図７に示すモータ電流を見ると、９パルスモード時の電流リプルが３パルスモード時に比べて小さい。また、図８の再現電流を見ると、９パルスモード時ではモータ電流の基本波電流成分と比べて同様な波形となっているため、９パルス時の再現電流を補正する必要がなく、Ｋ_０＝１とした。一方、９パルスモード時と３パルスモード時の再現電流の振幅値の比率を取ると、９パルスモード時の振幅値は３パルスモード時の約０．６倍と小さいため、Ｋ_１＝０．６とした。これらのゲインを用いて電流処理器３６で再現した電流Ｉ_ｕ，Ｉ_ｖ，Ｉ_ｗにＫ_１＝０．６のゲインを乗算し、再現電流を補正する。このようにすることで、９パルスモードから３パルスモードに切り替わった時の再現電流の基本波電流に対する誤差を低減し、パルスモード切り替えによる再現電流の急変を抑制することができる。

次に、図１２を用いて、電流検出値補正器３ｄによって補正した３相電流値Ｉ_ｕ’，Ｉ_ｖ’，Ｉ_ｗ’のうち、その１相の波形を説明する。上記したように、電流検出値補正器３ｄを利用しない比較例では、図８のように、パルス切り替え前と後の再現電流値の振幅値が急変していたが、電流検出値補正器３ｄを利用する本実施例では、図１２に示すように、パルスモード切り替え前と後の再現電流が同様振幅値の連続波形になったことが分かる。また、パルスモード切り替え後の再現電流が基本波電流に対し誤差が小さくなったことが分かる。なお、図１２では１相の電流のみを表示しているが、そのほかの相においても同様に振幅値が補正される。

図１３に、上記で説明した方法を適用した時のモータ電流を示す。ここに示すように、電流検出値補正器３ｄを利用する本実施例でも、パルスモード切り替え直後にモータ電流の跳ねあがりがある程度発生するが、比較例の図６における５０Ａ程度が４０Ａ程度まで低減されていることが分かる。また、図１４にパルスモード切り替え前と後の電流の拡大波形を示す。比較例における拡大波形であった図７に比べて、パルスモード切り替え直後の電流の振幅値が低減されていることが分かる。

以上説明したように、本実施例によれば、パルスモード切り替え前と後で再現電流を同程度の振幅値の連続波形に補正できるので、パルスモードの切り替え後の交流モータの電流の跳ねあがりを低減し、切り替えショックを抑制することができる。これにより電流リプルの大きい低インダクタンスモータでも安定して高速駆動を実現できるようになる。

上記では、パルスモードを９パルスから３パルスに切り替える場合を例に、本発明による切り替えショックの抑制作用を説明したが、本発明の適用対象は上記のパルスモード切り替えに限定されず、例えば、パルスモードを１５パルスから９パルスに切り替える場合にも同様に適用することが可能である。この場合は、３パルスモードと９パルスモード用のゲインに加え、１５パルスモード用のゲインも用意しておき、１５パルスモード時には１５パルスモード用のゲインを選択して、電流検出値補正器３ｄでの乗算に利用すれば良い。なお、その場合には、各ゲインの大小関係を、１５パルスモード用のゲイン値 ＞ ９パルスモード用のゲイン値 ＞ ３パルスモード用のゲイン値とすれば良い。

また、上記では、９パルス時の再現電流が基本波電流との誤差が少ないため、パルスモード切り替え前と後の再現電流の振幅値の比を求めてゲインを決定し補正することで、切り替えショックの抑制効果を得ることができた。しかし、本発明はこの方法に限らない。例えば、パルスモード切り替え前の再現電流が基本波電流との誤差が大きくても、基本波電流の振幅値を予め分かっている場合は、基本波電流に対する誤差を低減するため、基本波電流と同様な振幅値になるようにゲイン値を演算し補正することも可能である。このようにすることで、パルスモードが切り替わっても基本波電流を維持することができ、軸誤差Δθの推定精度を維持し、安定した制御を実現することができる。

以上で説明した本実施例の交流モータ制御装置によれば、１シャント電流検出方式により電流リプルの大きい低インダクタンスモータを駆動する場合であっても、パルスモードの切り替えによるショックを抑制し、交流モータを安定的に高速駆動することができる。

次に、実施例１の交流モータ制御装置を、掃除機のモータ制御に適用した実施例２について説明する。なお、実施例１との共通点は重複説明を省略する。

図１５に本発明の交流モータ制御装置を掃除機に適用した場合の機能ブロック図を示す。本実施例の掃除機の内部には、負荷器４の一種である送風機４ａが設置されており、送風機４ａは実施例１に示す交流モータ制御装置１００によって駆動される。また、本実施例の掃除機の内部には、電力変換器２の電源５として電池５ａが設置されている。そして、回転速度指令生成器３１は、ユーザが操作スイッチ８で選択した「強」、「標準」、「切」の各運転モードに応じた回転角周波数指令値ω_ｒ ^＊を生成する。

近年では、掃除機の使い勝手と利便性を向上する一手段として、交流モータ１の高速化と小型化が要求されている。そのため、掃除機で利用される交流モータ１のインダクタンスが低くなっており、電流リプルの小さいモータを想定した特許文献１の制御方法では、安定してモータを駆動することが困難だった。そのため、電流リプルの大きい低インダクタンスモータでも安定した高速駆動ができるように、本実施例の掃除機では、実施例１の交流モータ制御装置を掃除機に適用する。これにより、本実施例の掃除機では、実施例１の図１４と同様に、電流リプルの抑制効果を得ることができる。したがって、本発明を適用することによって掃除機の高速化と小型化を実現できるようになる。尚、本実施例では、掃除機を例として用いたが、その他には圧縮機、車、鉄道などに適用しても同様の効果を得ることができる。

以上、実施例１と実施例２について説明したが、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、もしくは、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加、削除、置換をすることも可能である。

１００ … 交流モータ制御装置
１ … 交流モータ
２ … 電力変換器
３ … 制御器
３１ … 回転角周波数指令生成器
３２ … 電流指令生成器
３３ … ベクトル制御器
３４ … 座標変換器
３５ … ＰＷＭ信号生成器
３６ … 電流処理器
３７ … 座標変換器
３８ … 軸誤差推定器
３９ … ＰＬＬ制御器
３ａ … 積分器
３ｂ … 同期ＰＷＭ制御器
３ｃ … キャリア波生成器
３ｄ … 電流検出値補正器
４ … 負荷器
４ａ … 送風機
５ … 電源
５ａ … 電池
６ … シャント抵抗
７ … 電流検出器
８ … 操作スイッチ

Claims (9)

1. 負荷器を駆動する交流モータと、
   スイッチング素子をスイッチングして前記交流モータに三相交流電圧を供給する電力変換器と、
   該電力変換器の電流信号を検出する電流検出器と、
   該電流検出器が検出した電流信号に基づいて前記交流モータが所望の回転速度となるように前記電力変換器を制御する制御器と、
   を備えた交流モータ制御装置であって、
   前記制御器は、
   前記電流信号から再現電流を生成する電流処理器と、
   前記スイッチング素子をスイッチングさせるＰＷＭスイッチング信号のパルスを生成するＰＷＭ信号生成器と、
   前記交流モータの回転速度に応じて前記ＰＷＭスイッチング信号のパルスモードを切り替える同期ＰＷＭ制御器と、
   前記パルスモードに応じたゲイン値と前記再現電流の演算により、前記パルスモードの切り替え前後で同程度の振幅値の補正電流を生成する電流検出値補正器と、
   を備えることを特徴とする交流モータ制御装置。
2. 請求項１に記載の交流モータ制御装置において、
   前記ＰＷＭ信号生成器は、前記補正電流に基づいて前記ＰＷＭスイッチング信号を生成することで、前記パルスモードの切り替え時に発生する前記交流モータの電流や回転速度の急変を抑制することを特徴とする交流モータ制御装置。
3. 請求項１に記載の交流モータ制御装置において、
   前記パルスモードに応じたゲイン値を乗算した前記補正電流の波形は、
   前記パルスモードに応じたゲイン値を乗算しない前記再現電流の波形に比べ、
   前記交流モータの基本波電流の波形との誤差が小さいことを特徴とする交流モータ制御装置。
4. 請求項１に記載の交流モータ制御装置において、
   前記電流検出値補正器で用いられる前記ゲイン値は、
   前記パルスモードの切り替え前の前記交流モータの電流リプルの振幅値と、
   前記パルスモードの切り替え後の前記交流モータの電流リプルの振幅値と、
   の比率で決定された値であることを特徴とする交流モータ制御装置。
5. 請求項１に記載の交流モータ制御装置において、
   前記電流検出値補正器で用いられる前記ゲイン値は、
   前記再現電流が前記パルスモードの切り替え前と切り替え後で前記交流モータの基本波電流の振幅値と同程度の振幅値となるよう
   決定された値であることを特徴とする交流モータ制御装置。
6. 請求項１に記載の交流モータ制御装置において、
   前記電流検出値補正器は、前記パルスモードの数と同数のゲイン値を備えていることを特徴とする交流モータ制御装置。
7. 請求項６に記載の交流モータ制御装置において、
   前記電流検出値補正器は、
   １５パルスモード用の第一ゲイン値と、
   ９パルスモード用の第二ゲイン値と、
   ３パルスモード用の第三ゲイン値と、を備えており、
   各ゲイン値の大小関係は、
   第一ゲイン値 ＞ 第二ゲイン値 ＞ 第三ゲイン値
   であることを特徴とする交流モータ制御装置。
8. 請求項１に記載の交流モータ制御装置において、
   前記電流検出器は、前記電力変換器の直流母線に流れる前記電流信号を検出し、
   前記電流処理器は、前記電流信号に基づいて前記交流モータの三相電流を再現することを特徴とする交流モータ制御装置。
9. 送風機を備えた掃除機であって、
   請求項１乃至８の何れか一項に記載の交流モータ制御装置により、前記送風機を駆動することを特徴とする掃除機。

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