JP2022161101A - モータ駆動装置およびモータ駆動方法 - Google Patents

Abstract

【課題】電流制御器でモータ電流を抑制して、特殊なＰＷＭ制御モードや電流検出処理を使用せず、モータ回転子の位置と速度を高精度に算出できる永久磁石同期モータ駆動装置およびモータ駆動方法を提供する。【解決手段】制御部５は、インバータ２の制御出力を与える第１の制御部と第２の制御部とを備え、第２の制御部は、永久磁石同期モータ３が空転状態である場合に、モータ電流を所定値にするように、フィードバック制御器を用いて、電流検出手段からの電流検出値によりインバータ２の出力電圧を調整して、出力電圧と電流検出値に基づいて、空転状態における永久磁石同期モータ３の空転状態の回転位置、回転速度及び回転方向を算出し、第１の制御部は、算出された空転状態の回転位置、回転速度及び回転方向に基づいて、永久磁石同期モータ３が空転状態から回転を開始するようにインバータ２を制御する。【選択図】図１

Description

本発明は、モータが空転している状態から再始動する手段を備えるモータ駆動装置およびモータ駆動方法に関する。

直流を交流に変換するインバータと永久磁石同期モータから構成されるモータ駆動システムが家電製品や産業機器分野において広く普及している。

一般的に、永久磁石同期モータを高効率駆動するために、モータの回転子位置情報が必要となる。モータの回転子位置は、エンコーダなどの位置検出器を用いて直接的に検出することができるが、コストと信頼性の問題がある。そこで、近年、位置検出器を用いることなく永久磁石同期モータの回転子位置を検出する位置センサレス制御が、提案され、様々な製品に適用されている。

永久磁石同期モータの位置センサレス制御における課題の一つは、回転子が空転している状態から再始動する方法（「フリーラン起動」と呼ぶ）である。例えば、ファンなどのモータは、負荷の慣性や外力（外風）により、起動前に既に回転している場合がある。空転状態の回転子位置、回転速度および回転方向などの情報が無ければ、モータが停止するまで待つか、強制的にブレーキ制御をかけて回転を停止させ、その後停止状態から再起動しなければならないため、再起動までの時間が長くなる。

これに対し、永久磁石同期モータ空転時に発生する誘起電圧を利用して、モータの巻線をインバータによって短絡させ、このときに流れる電流に基づき回転子の位置などを推定する技術が、特許文献１および特許文献２に記載されている。

特許文献１に記載の技術では、モータ駆動用インバータを構成するスイッチング素子のうち、三つの上（下）アーム素子を同時にオンにして、モータ巻線に短絡電流を流して、三相のモータ電流の検出情報に基づいて回転子の位置と回転速度を算出する。

特許文献２に記載の技術では、モータ駆動用インバータの２相分の異なるアームの素子を同時にオンオフ動作させて、インバータの直流側の母線（シャント）電流を検出して、モータの回転子位置と回転速度を算出する。

特許第６３１７９０４号公報 特開２０１８－１７０９２８号公報

特許文献１に記載の技術においては、インバータが短絡動作時のモータ巻線の短絡電流がモータ誘起電圧と巻線抵抗及びインダクタンスにより決められるため、空転速度によって、短絡動作時の過電流が発生する恐れがある。

特許文献２に記載の技術においては、母線（シャント）抵抗に流す電流の検出により、特殊なＰＷＭ制御モードと電流検出処理を使うため、モータの回転子位置と回転速度を算出する演算が複雑になり、推定結果に誤差が発生しやすい。

そこで、本発明は、電流制御器でモータ電流を抑制して、特殊なＰＷＭ制御モードや電流検出処理を使用せず、モータ回転子の位置と速度を高精度に算出できるモータ駆動装置およびモータ駆動方法を提供する。

以上のことから本発明においては、「直流電力から変換した交流電力を永久磁石同期モータに出力するインバータと、インバータの出力電流を検出する電流検出手段と、インバータの動作を制御する制御部とを備えるモータ駆動装置であって、制御部は、永久磁石同期モータの通常運転時にインバータの制御出力を与える第１の制御部と、永久磁石同期モータの空転時にインバータの制御出力を与える第２の制御部とを備え、第２の制御部は、永久磁石同期モータが空転状態である場合に、モータ電流を所定値にするように、フィードバック制御器を用いて、電流検出手段からの電流検出値によりインバータの出力電圧を調整して、出力電圧と電流検出値に基づいて、空転状態における永久磁石同期モータの空転状態の回転位置、回転速度及び回転方向を算出し、第１の制御部は、算出された空転状態の回転位置、回転速度及び回転方向に基づいて、永久磁石同期モータが空転状態から回転を開始するようにインバータを制御することを特徴とするモータ駆動装置」としたものである。

また本発明は、「直流電力から変換した交流電力を、インバータを介して永久磁石同期モータに出力するモータ駆動方法であって、永久磁石同期モータが空転状態である場合に、モータ電流を所定値にするように、インバータの出力電圧を調整し、インバータの出力電圧と電流検出値に基づいて、空転状態における永久磁石同期モータの空転状態の回転位置、回転速度及び回転方向を算出し、算出された空転状態の回転位置、回転速度及び回転方向に基づいて、永久磁石同期モータが空転状態から回転を開始するようにインバータを制御することを特徴とするモータ駆動方法」としたものである。

本発明によれば、電流制御器でモータ電流を抑制して、特殊なＰＷＭ制御モードや電流検出処理を使用せず、モータ回転子の位置と速度を高精度に算出できるモータ制御方法およびそれを用いるモータ駆動装置を提供することができる。

より詳細に述べると、空転中のモータの回転位相を検出するセンサや誘起電圧検出回路などが不要になることにより、回路コスト、基板面積およびマイコンのＡ／Ｄポート使用数の削減ができる。また、回転子位置と回転速度を算出する期間に過大なモータ電流を流すことなく、高精度に回転子の状態を算出できる。したがって、モータ駆動装置およびそれを用いるファンなど各種の機器の起動制御の信頼性が向上する。

上記した以外の課題、構成および効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。

本発明の実施例に係るモータ駆動装置の全体構成例を示す図。 制御部の制御構成例を示すブロック図。 空転状態の永久磁石同期モータの回転子位置と回転速度を算出する空転状態検出器１７の構成例を示す図。 電流制御器の構成例を示す図。 位相と速度算出時のモータ電流と出力電圧の時間波形例を示す図。 空転時におけるモータ駆動装置の運転状態の遷移を示す状態遷移例を示す図。 モータ起動時の電流指令値と回転速度指令値を示す概略波形例を示す図。 モータ起動時の電流指令値と回転速度指令値を示す概略波形例を示す図。

以下、本発明の実施例について図面を用いて説明する。なお実施例１では、空転状態から通常運転状態に移行することについて説明し、実施例２では空転時に永久磁石同期モータを再起動する際のモータ駆動装置の運転状態の遷移について説明する。

実施例１では、空転状態から通常運転状態に移行することについて説明する。まずこれを可能とする装置の全体構成について説明する。図１は、本発明の実施例に係るモータ駆動装置の全体構成例を示す図である。図１に示すモータ駆動装置は、直流電源１と、直流電源１からの直流電力を交流電力に変換するインバータ２と、駆動対象となる永久磁石同期モータ３と、永久磁石同期モータ３によって駆動される機械的なモータ負荷４と、インバータ２を制御する制御部５と、直流電源１とインバータ２の間にあるシャント抵抗６およびシャント抵抗６の信号を増幅する増幅器７とを備える。なお、本実施例において、モータ負荷４は送風機のファンである。

直流電源１としては、図示されない商用交流電源などの交流電源から受電する交流電力を直流電力に変換する電力変換装置（例えば、ダイオード整流器や安定化電源など）もしくは電池などが適用される。

インバータ２においては、半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴなど）とダイオードが逆並列に接続される二つのアーム回路、すなわち上アームと下アームが直列に接続される直列接続回路が、直流電源１の一対の正負端子間に接続される。インバータ２は、３相インバータであるため、このような直列接続回路を交流の相数分すなわち３個備えている。ここで、上アームおよび下アームは、それぞれ、直流電源１の高電位側および低電位側に接続される。上下アームの直列接続点は交流端子に接続され、交流端子には永久磁石同期モータ３が接続される。

インバータ２の低電位側の母線は、電流検出用のシャント抵抗６を介して直流電源１の負端子に接続される。シャント抵抗６によって検出される電流検出信号は、増幅器７を介して制御部５に入力される。ここで、シャント抵抗６に代えて、電流センサなどの他の電流検出手段を用いても良い。なお、制御部５におけるデジタル演算のために、増幅器７の出力信号は、サンプリングおよびホールド回路とＡ／Ｄ変換器などにより、デジタル信号に変換される。

制御部５としては、マイクロコンピュータもしくはＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）などの半導体演算装置が用いられる。

なお、本実施例においては、後述するように制御部５が、位置検出器を用いることなく永久磁石同期モータの回転子位置を検出して同期を行う、位置センサレス制御を実行するため、永久磁石同期モータ３には、回転子や回転軸の位置を検出するホール素子などの磁極位置検出手段は設けていない。

次に全体制御について説明する。図２は、実施例に係る制御部５の制御構成例を示すブロック図である。制御部５は、計算機の演算装置が所定のプログラムを実行することにより、各ブロックが示す各機能を備える。

制御部５は、ｄ－ｑ軸ベクトル制御により、モータに印加する電圧指令信号を演算し、インバータのＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御信号を生成するものである。制御部５は、速度制御器１０と、ｄ軸電流指令発生器１１と、電圧制御器１２と、２軸／３相変換器１３と、速度および位相推定器１４と、３相／２軸変換器１５と、電流再現演算器１６と、空転状態算出器１７と、電圧指令切替器１８と、ＰＷＭ制御器１９とを備える。なお、空転時における起動制御に関連する機能である空転状態算出器１７と、電圧指令切替器１８については図３を用いて後述する。

図２の制御部５において、まず電流再現演算器１６は、増幅器７から出力される電流検出信号ｉ_ｓｈと、三相電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊を用いてインバータ２からの三相モータ電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを再現する。シャント抵抗６の電流信号から三相モータ電流を再現する方法は公知であるため、ここでの詳細説明は省略する。なお、図１では、コスト低減のために、シャント抵抗６によって検出される電流検出信号ｉ_ｓｈから三相電流を再現する方式を採用しているが、特に実施形態を限定するものではない。したがって、シャント抵抗６に代えて電流センサなどの電流検出手段を用いてインバータ回路２の出力である交流電流を検出しても良く、この場合は、その電流検出手段が検出した三相電流を３相／２軸変換器１５に入力すれば良い。

３相／２軸変換器１５は、再現された三相出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗと、速度および位相推定器１４によって推定された位相情報θ_ｄｃに基づいて、ｄｃ軸電流ｉ_ｄｃとｑｃ軸電流ｉ_ｑｃとを（１）式および（２）式に基づいて演算する。（１）式は、いわゆる３相／２軸変換を表し、（２）式は回転座標系への変換を表す。

ｄｃ－ｑｃ軸は、推定位置情報に基づくベクトル制御系の推定軸、ｄ－ｑ軸はモータ回転子軸であり、ここではｄ－ｑ軸とｄｃ－ｑｃ軸との軸誤差はΔθｃと定義する。

図２において、速度制御器１０は、外部からの速度指令値ω^＊に基づいて、速度指令値と、速度および位相推定器１４によって推定される推定速度ωとの偏差を０に近づけるように、すなわち推定速度ωを速度指令値ω^＊に近づけるように、ｑｃ軸電流指令値ｉ_ｑｃ ^＊を作成する。また、モータ電流を最小化するために、電流指令発生器１１は、ｄｃ軸電流指令値ｉ_ｄｃ ^＊を発生する。

図２における電圧制御器１２は、電流指令発生器１１から与えられるｄｃ軸電流指令値ｉ_ｄｃ ^＊と、速度制御器１０から与えられるｑｃ軸電流指令値ｉ_ｑｃ ^＊と、３相／２軸変換器１５から与えられるｄｃ軸電流検出値ｉ_ｄｃおよびｑｃ軸電流検出値ｉ_ｑｃと、速度指令値ω^＊およびモータ定数を用いて、ｄｃ軸電圧指令値ｖ_ｄｃ ^＊およびｑｃ軸電圧指令値ｖ_ｑｃ ^＊を演算して出力する。

２軸／３相変換器１３は、電圧制御器１２によって算出されたｄｃ－ｑｃ軸の電圧指令ｖ_ｄｃ ^＊、ｖ_ｑｃ ^＊と速度および位相推定器１４からの位相情報θ_ｄｃを用いて、（３）式および（４）に基づいて、三相電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊を算出して出力する。なお、（３）式は、回転座標系から固定座標系への変換を表す。また、（４）式は、いわゆる２軸／３相変換を表す。

なお、速度および位相推定器１４は、ｄｃ軸電流検出値ｉ_ｄｃおよびｑｃ軸電流検出値ｉ_ｑｃと、ｄｃ－ｑｃ軸の電圧指令ｖ_ｄｃ ^＊、ｖ_ｑｃ ^＊とを用いて、回転子の位置や回転速度を推定し、位相情報θ_ｄｃおよび推定速度ωとして出力する。

これにより、本実施例では、位置センサレス制御が可能になり、駆動システム全体のコストが低減できる。なお、速度および位相推定器１４における具体的な推定手段は公知であるため、ここでの詳細説明は省略する。

図２における以上の説明は、通常運転状態におけるモータ制御の考え方を示したものであり、通常運転状態では電圧指令切替器１８は、２軸／３相変換器１３側に切り替えられて電圧制御器１２の出力によるモータ制御を行っている。これに対し、以下に示す本発明に係る動作では、空転時の動作を取り扱い、この状態では電圧指令切替器１８は空転状態算出器１７側に切り替えられて空転状態検出器１７の出力によりモータ制御を行っている。

次に、空転時の位相検出について説明する。永久磁石同期モータ３が空転状態から再始動する場合、永久磁石同期モータ３の回転速度によっては、回転子位置と回転速度情報を取得しなければ、図２に示した制御によるモータ起動が難しくなる。

これに対し、本実施例は、永久磁石同期モータ３が空転状態での回転子位置と回転速度を算出する手段を備えている。以下では、その手段について説明する。

永久磁石同期モータ３が空転すると巻線から誘起電圧を生じる。誘起電圧は、永久磁石同期モータ３とインバータの接続部であるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の交流端子に印加される。永久磁石同期モータ３の電気位相θ_ｄの基準をＵ相巻線位置とし、また、永久磁石同期モータ３の三相巻線の中性点を基準電位とすれば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の相誘起電圧ｅ_ｕ、ｅ_ｖ、ｅ_ｗは、（５）式で表される。（５）式のωはモータ速度であり、Ｋｅはモータ誘起電圧定数である。

図３は、空転状態の永久磁石同期モータの回転子位置と回転速度を算出する空転状態検出器１７の構成例を示す図である。空転状態検出器１７は、電流指令２０と、電流制御器２１、誘起電圧位相演算器２２と、速度演算器２３と、初期位相演算器２４から構成される。ここで求められた三相電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊は、電圧指令切替器１８を介してＰＷＭ制御器１９に与えられ、空転状態のモータ制御を実行する。またここで求められた初期速度と、初期位相は速度＆位相推定器１４に与えられる。

図３において電流指令２０では、一定の電流指令として例えば電流指令値０を出して、検出した三相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗとの差分を電流制御器２１に入力して、電流制御器２１から三相電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊を出力する。この三相電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊は電圧指令切替器１８を介してＰＷＭ制御器１９に与えられ、これに従ってインバータ２から電圧を出力してモータ３に印加する。このとき、モータ３の三相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗと三相電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊および誘起電圧ｅ_ｕ、ｅ_ｖ、ｅ_ｗの関係が（６）式により表される。（６）式のＲはモータ巻線抵抗値、Ｌはモータ巻線インダクタンス値である。

ゆえに、（７）式により、電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊と検出電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗ及びモータ定数から、空転中のモータ誘起電圧ｅ_ｕ、ｅ_ｖ、ｅ_ｗを算出できる。

また、（６）式から分かるように、電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊と誘起電圧ｅ_ｕ、ｅ_ｖ、ｅ_ｗの差がモータ電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを決める。この場合にモータ電流が過大にならないように、電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊を誘起電圧ｅ_ｕ、ｅ_ｖ、ｅ_ｗに近づける制御が必要である。

そこで、本実施例において、電流制御器２１は、ＰＩ制御器を用いて電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊を作成する。なお三相電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊を生成する方法としては図４に示すようないくつかの手法が知られており、各相の電流差Δｉ_ｕ、Δｉ_ｖ、Δｉ_ｗを入力とする相ごとの三つのＰＩ制御器２５ａ、２５ｂ、２５ｃを備える図４上段の手法でも良いが、例えばｕ相とｗ相の２相の電流差Δｉ_ｕ、Δｉ_ｗを入力としてこの相の三つのＰＩ制御器２５ａ、２５ｃを備え、ｖ相については合成加算により求める図４中段の手法、あるいは（１）式と（３）式の３相／２軸変換処理を備える図４下段の手法を使っても良い。

また、図４におけるこれらのＰＩ制御器２５のゲインは、最大モータ電流が過電流とならないように設定すればよい。ただし、直流電源として充電電池を使用する場合、充電電池への回生電流（充電電流）が上限値以下になるように、ＰＩ制御器のゲインを調整しても良い。

次に、位相を算出することについて説明する。図３の誘起電圧位相演算器２２では、（７）式から算出された誘起電圧ｅ_ｕ、ｅ_ｖ、ｅ_ｗより、（８）式を用いて誘起電圧位相θ_ｅを演算する。

また位相差から速度を演算することについて説明する。誘起電圧位相θ_ｅ演算の２回目以降は、（９）式に示すように、前後の誘起電圧位相θ_ｅ１とθ_ｅ０の差分と時間差Δｔから、速度演算器２３で初期回転速度ω_ｅ０を演算する。

さらに、回転速度の正負から、モータの回転方向を判定して、（１０）式を用いて、初期位相演算器２４でモータ回転子の初期位相θ_ｄ０を演算する。

また、回転速度の演算精度向上のため、複数回の演算結果を平均化するなど、各種の統計的な処理をしても良い。

速度演算器２３と初期位相演算器２４からの初期回転速度ω_ｅ０とモータ回転子の初期位相θ_ｄ０は、図２にある速度＆位相推定器１４の初期値に設定して、図２の制御を起動する。

図５は、以上説明した制御の動作波形の一例である。ここでは図５の上段から順に、空転中のモータ誘起電圧３０（ｅ_ｕ、ｅ_ｖ、ｅ_ｗ）、電圧指令３１（ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊）、検出電流３２（ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗ）、推定された位相情報３３（θ_ｄｃ）、モータ回転子の初期位相３４（θ_ｄ０）、初期回転速度３５（ω_ｅ０）の時間経緯を横軸の時間軸に沿って示している。

この例では、時間軸の０．０５秒から０．１秒まで、空転状態検出器１７が動作する。つまり、０．０５秒から０．１秒までは、電圧指令切替器１８は空転状態検出器１７側に切り替えられて空転時の運転を行っており、０．１秒経過後は電圧指令切替器１８が２軸／３相変換器１３側に切り替えられて、いわゆる通常運転時のモータ制御に切り替えられる。

ここでは０．０５秒以前の状態では電圧指令３１（ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊）の初期値（０．０５秒以前）が０であるため、空転状態検出器１７が動作開始時の時刻（０．０５秒以後）に、検出電流３２（ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗ）が急増しているが、電流制御器２１の動作により電圧指令３１（ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊）が立ち上がって、その後のモータ電流（検出電流３２（ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗ））が０．５Ａ以下に抑制されている。電流制御器２１の動作が安定した後（例えば図の例では時刻０．０６秒から）、（８）式と（９）式を用いて、誘起電圧位相３４（θ_ｄ０）と初期回転速度３５（ω_ｅ０）を算出する。

この誘起電圧位相３４（θ_ｄ０）と初期回転速度３５（ω_ｅ０）を用いて、図２の速度＆位相推定器１４は（１０）式により、通常運転開始時の誘起電圧位相θ_ｄｃと推定速度ωを設定して、図２の制御を起動する。以上の実施例１で説明したところのモータ駆動装置は、要するに、「直流電力から変換した交流電力を永久磁石同期モータ３に出力するインバータ２と、インバータ２の出力電流を検出する電流検出手段７と、インバータ２の動作を制御する制御部５とを備えるモータ駆動装置であって、制御部５は、永久磁石同期モータ３の通常運転時に前記インバータの制御出力を与える第１の制御部（電圧制御部１２を含む制御系）と、永久磁石同期モータ３の空転時に前記インバータ２の制御出力を与える第２の制御部（空転状態推定器１７）とを備え、記第２の制御部（空転状態推定器１７）は、永久磁石同期モータ３が空転状態である場合に、モータ電流を所定値にするように、フィードバック制御器（電流制御器２１）を用いて、電流検出手段７からの電流検出値により前記インバータの出力電圧を調整して、出力電圧と電流検出値に基づいて、空転状態における永久磁石同期モータ３の空転状態の回転位置、回転速度及び回転方向を算出し、第１の制御部（電圧制御部１２を含む制御系）は、算出された空転状態の回転位置、回転速度及び回転方向に基づいて、永久磁石同期モータが空転状態から回転を開始するように前記インバータ２を制御することを特徴とするモータ駆動装置。」のように構成したものである。

実施例２では空転時に永久磁石同期モータを再起動する際の運転状態の遷移について説明する。図６は、空転時に永久磁石同期モータ３を再起動する際のモータ駆動装置２の運転状態の遷移を示す状態遷移例を示す図である。

空転状態では上述したように回転子情報（回転子位相、回転速度と回転方向）が算出され、算出された回転速度ωに応じて運転状態が遷移する。空転状態算出モードｍｄ１の判断において回転子が逆転している場合は、例えば、回転速度ωの大きさが事前に設定した位置センサレス最低速度値ω_ｔｈ１を超えれば、算出された回転子位相と速度を速度および位相推定器１４の初期値に設定して、図２の制御を起動して、逆転位置センサレス運転モードｍｄ２、逆転同期運転モードｍｄ３、正転同期運転モードｍｄ４、正転位置センサレス運転モードｍｄ５の順で、図中の矢印が示すように、逐次、運転状態が遷移するように制御する。例えば、空転状態にあるモータが、第１の閾値ω_ｔｈ１以上の回転速度ωで逆回転していると算出された場合には、逆転位置センサレス運転モードに遷移し、その後順次他の運転モードに遷移するように制御する。

また空転状態算出モードｍｄ１の判断において、空転状態にあるモータが、第２の閾値ω_ｔｈ２よりも大きく、第１の閾値ω_ｔｈ１よりも小さい回転速度ωで逆回転していると算出された場合には、逆転同期運転モードｍｄ３に遷移し、その後順次他の運転モードに遷移させる。

また空転状態算出モードｍｄ１の判断において、空転状態にあるモータが、第２の閾値ω_ｔｈ２よりも大きく、第１の閾値ωｔｈ１よりも小さい回転速度ωで正回転していると算出された場合には、正転同期運転モードｍｄ４に遷移し、その後順次他の運転モードに遷移させる。

また空転状態算出モードｍｄ１の判断において、空転状態にあるモータが、第１の閾値ω_ｔｈ１以上の回転速度ωで正回転していると算出された場合には、正転位置センサレス運転モードｍｄ５に遷移させる。

図７は、モータが正転中に算出された回転速度が位置センサレス最低速度値を超える場合に対応するモータ起動時の電流指令値Ｉ_ｄｃ ^＊、Ｉ_ｑｃ ^＊と回転速度指令値ω^＊を示す概略波形図である。空転状態の回転速度ωが位置センサレス最低速度値ω_ｔｈ１を超える場合、図７に示すように、空転状態算出モードｍｄ１から正転位置センサレス運転モードｍｄ５に遷移する。このとき、ｄｃ軸電流指令値Ｉ_ｄｃ ^＊は０で推移し、正転位置センサレス運転モードｍｄ５に移行するとｑｃ軸電流指令値Ｉ_ｑｃ ^＊が与えられ、モータは所定の回転速度で回転する。

また、算出された回転速度が設定した最低レベル（第２の閾値ω_ｔｈ２）以下である場合（例えば空転状態における回転速度が正転・逆転を問わずほぼゼロである場合など）には、運転状態は、まず位置決めモードｍｄ６に遷移し、その後、正転同期運転モードｍｄ４、正転位置センサレス運転モードｍｄ５の順に遷移する。

図８は、このケースのモータ起動時の電流指令値と回転速度指令値を示す概略波形図である。図８に示すように、運転モードは、所定のモータ巻線に流れるｄｃ軸電流指令値Ｉ_ｄｃ ^＊を徐々に増加することにより、回転子を所定の回転位置に固定させる位置決めモードｍｄ６と、所定のｄｃ軸電流指令値Ｉ_ｄｃ ^＊と回転速度指令値ω１^＊とにしたがって永久磁石同期モータ３に印加する印加電圧を制御する同期運転モードｍｄ４と、ｄｃ軸電流指令値Ｉ_ｄｃ ^＊は０へ減衰させ、軸誤差Δθｃが所定値になるようにｑｃ軸電流指令値Ｉ_ｑｃ ^＊とインバータ周波数とを調整する位置センサレスモードｍｄ５との３種類の運転モードが、この順に設定され実行される。

以上説明したように、本実施例によれば、空転中の位相検出時に、電流制御器２１を使って、インバータ出力電圧の調整により、モータ電流を抑制することができる。したがって、過大な電流を流すことなく、センサレスで高精度に回転子の回転状態を算出できる。また、算出された回転子の状態に基づいて、インバータを制御することで、永久磁石同期モータは、効率的に空転状態から回転を開始できる。

また、本実施例においては、空転時起動制御のために、ＰＷＭ制御信号発生および回転子情報推定機能を加える程度の小規模の機能追加（プログラム追加）がなされるだけであり、大幅な回路追加を要しない。したがって、装置サイズやコストの増大を伴うことなく、起動性能を向上することができる。

以上、説明した本発明の実施形態によれば、過大な短絡電流を流すことなく、高精度に回転子の状態を算出できるモータ駆動装置およびそれを用いたファンなど機器を提供することができる。

以上、本発明について実施形態をもって説明してきたが、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、当業者が推考しうる実施態様の範囲内において、本発明の作用・効果を奏する限り、本発明の範囲に含まれるものである。

なお、本発明は前述した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、前述した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置き換えをすることが可能である。

例えば、電流検出手段は、シャント抵抗に代えて、電流トランス（ＣＴ）によって検出しても良い。この場合、電流検出箇所をインバータ出力部としても良い。また、永久磁石同期モータは、埋め込み磁石型でも良いし、表面磁石型でも良い。

１…直流電源、２…インバータ、３…永久磁石同期モータ、４…モータ負荷、５…制御部、６…シャント抵抗、７…増幅器、１０…速度制御器、１１…ｄ軸電流指令発生器、１２…電圧制御器、１３…２軸３相変換器、１４…速度および位相推定器、１５…３相２軸変換器、１６…電流再現演算器、１７…空転状態検出器、１８…電圧指令切替器、１９…ＰＷＭ制御器、２０…電流指令生成器、２１…電流制御器、２２…誘起電圧位相演算器、２３…速度演算器、２４…初期位相演算器、３０…モータ電流波形、３１…電圧指令波形、３２…誘起電圧位相波形、３３…回転速度波形、４０…ｄｃ軸電流指令波形、４１…ｑｃ軸電流指令波形、４２…回転速度指令波形

Claims (4)

1. 直流電力から変換した交流電力を永久磁石同期モータに出力するインバータと、前記インバータの出力電流を検出する電流検出手段と、前記インバータの動作を制御する制御部とを備えるモータ駆動装置であって、
   前記制御部は、前記永久磁石同期モータの通常運転時に前記インバータの制御出力を与える第１の制御部と、前記永久磁石同期モータの空転時に前記インバータの制御出力を与える第２の制御部とを備え、
   前記第２の制御部は、前記永久磁石同期モータが空転状態である場合に、モータ電流を所定値にするように、フィードバック制御器を用いて、前記電流検出手段からの電流検出値により前記インバータの出力電圧を調整して、
   前記出力電圧と電流検出値に基づいて、前記空転状態における前記永久磁石同期モータの空転状態の回転位置、回転速度及び回転方向を算出し、
   前記第１の制御部は、算出された空転状態の回転位置、回転速度及び回転方向に基づいて、前記永久磁石同期モータが前記空転状態から回転を開始するように前記インバータを制御することを特徴とするモータ駆動装置。
2. 請求項１に記載のモータ駆動装置であって、
   前記第２の制御部は、モータ電流指令値と前記電流検出手段からの電流検出値との差を求めて、ＰＩ制御器を用いて、前記インバータの出力電圧を調整することを特徴とするモータ駆動装置。
3. 請求項２に記載のモータ駆動装置であって、
   前記ＰＩ制御器は、モータ電流を所定値以下になるように、ＰＩ制御器のゲインを設定することを特徴とするモータ駆動装置。
4. 直流電力から変換した交流電力を、インバータを介して永久磁石同期モータに出力するモータ駆動方法であって、
   前記永久磁石同期モータが空転状態である場合に、モータ電流を所定値にするように、前記インバータの出力電圧を調整し、インバータの出力電圧と電流検出値に基づいて、前記空転状態における前記永久磁石同期モータの空転状態の回転位置、回転速度及び回転方向を算出し、
   算出された空転状態の回転位置、回転速度及び回転方向に基づいて、前記永久磁石同期モータが前記空転状態から回転を開始するように前記インバータを制御することを特徴とするモータ駆動方法。

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