JP3894286B2 - 永久磁石同期電動機の制御装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、磁極位置検出器を持たない永久磁石同期電動機を電力変換装置により駆動するための制御回路に関し、詳しくは、同期電動機の始動時における磁極の極性判別、回転方向の判別技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
電力変換装置として三相インバータを用いて永久磁石同期電動機を駆動する場合につき説明する。
図８は、ホール素子、エンコーダ、レゾルバ等の磁極位置検出器を持たない永久磁石同期電動機を三相インバータにより駆動する従来の駆動システムを示すブロック図であり、インバータの出力電圧と出力周波数とをほぼ比例させて制御するＶ／ｆ制御を用いたものである。
【０００３】
図８において、１は三相の永久磁石同期電動機、２は三相インバータであり、このインバータ２が発生する電圧は、次のようにして作られる。
まず、インバータ２の出力周波数で回転する回転座標上において、インバータ２の出力電圧ベクトルと角度が一致する第１の座標軸をδ軸と呼び、δ軸と直交する第２の座標軸をγ軸と呼ぶ。
【０００４】
電気角速度指令（必要に応じて周波数指令とも言うこととする）ω＊は周波数／電圧（ｆ／ｅ）変換器４に入力されて角速度指令ω＊に比例したδ軸電圧指令ｖδ＊に変換される。一方、γ軸電圧指令ｖγ＊は、δ−γ座標の定義からゼロとする。この制御は、δ−γ座標上で角速度に比例した電圧指令を得る、いわば回転座標上で行うＶ／ｆ制御である。
【０００５】
上記γ軸電圧指令ｖγ＊及びδ軸電圧指令ｖδ＊は座標変換器３に入力され、回転座標変換により、インバータ２に対する静止座標上の各相電圧指令ｖｕ ＊，ｖｖ ＊，ｖｗ ＊を得る。その際、座標変換に用いる角度θは、インバータ２の角速度指令ω＊（と後述する安定化制御器５からの角速度補正量△ω＊との和）を積分器６により積分して得ている。
【０００６】
インバータ２は、電圧指令ｖｕ ＊，ｖｖ ＊，ｖｗ ＊に従ってＰＷＭ制御を行なうことにより、各アームのスイッチング素子に対するゲート信号を生成する。これらのゲート信号に従って各スイッチング素子をオン・オフすることで所望の電圧が出力され、この電圧が同期電動機１に印加される。
一方、同期電動機１の電機子を流れる二相の電流ｉｕ，ｉｗがそれぞれ検出されるとともに加算器３１を経て電流ｉｖが得られ、これら三相各相の電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは座標変換器７により角度θを用いて前記δ−γ座標上のγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδに変換される。
【０００７】
ここで、Ｖ／ｆ制御では、制御が簡単なために制御装置を安価に提供できる反面、定常的にトルクや電流が振動したり、負荷が急激に変動する場合には脱調によって運転不能になる等、制御上の安定性に問題がある。
このため、トルク変動分に相当する、インバータ２の出力電圧ベクトルと平行な電流（有効電流成分に相当）の変動分をインバータ２の角速度指令ω＊に帰還し、電動機のトルク変動を抑制して制御の安定性を向上させることが既に知られている（特開２０００−２３６６９４号公報等を参照）。
【０００８】
図８の従来技術においては、前記特開２０００−２３６６９４号公報の図１等に記載された発明と同じ原理に基づき、インバータ２の出力電圧ベクトルと平行なδ軸電流ｉδを安定化制御器５に入力し、δ軸電流ｉδに応じて角速度補正量△ω＊を算出し、この補正量△ω＊を加算器３２により元の角速度指令ω＊に加算して得た角速度指令を用いて座標変換の角度θを求めている。
【０００９】
電流のフィードバックループを構成する安定化制御器５は、特開２０００−２３６６９４号公報の図１に示すように、例えばハイパスフィルタと比例増幅器とを直列に接続して構成される。そして、ハイパスフィルタによってｉδの振動分のみを抽出し、比例増幅器にて前記振動分に所定のゲインを掛けた値を元の角速度指令ω＊に帰還している。
【００１０】
角速度補正量△ω＊による角速度指令ω＊の補正は、以下のようにして制御系の安定化に寄与する。
いま、安定化制御器５内部の比例増幅器のゲインが負であると仮定し、この状態で何らかの理由によりδ軸電流ｉδが増加したとする。この場合、補正量△ω＊は負になるため、加算器３２から出力される角速度指令は大きさが減少する。角速度つまり周波数が低下すれば、同期電動機１の負荷角または内部相差角と呼ばれる角度が小さくなり、その結果、δ軸電流ｉδの増加が抑制されるため、このメカニズムにより制御系が安定化する。
このように、同期電動機１のトルク変動分に相当するδ軸電流ｉδの変動分を安定化制御器５を介して角速度指令ω＊に帰還し、同期電動機１のトルク変動を抑制して制御を安定化させている。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
図８に示したようなシステムで同期電動機１を始動する場合、同期引き込みによって始動すると始動時間が長くなる。図９は、同期引き込みによる始動時の角速度指令ω＊の時間特性を示しており、角速度指令ω＊ は所定期間、一定としてその後、増加させるような制御が行われる。
また、この方法では大きな始動トルクを発生させることができないため、大きい始動トルクを必要とするシステムでは脱調して始動が不可能になるという問題がある。
【００１２】
一方、永久磁石同期電動機の突極性に起因するｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑとの差を用いて、始動時の磁極（磁石）位置を推定する方法がある（電気学会論文誌Ｄ，１１８巻５号，平成１０年，第６５２頁〜第６６０頁「突極性に基づく位置推定法を用いた位置センサレスＩＰＭモータ駆動システム」等を参照）。
この推定方法は、ＰＷＭインバータの出力電圧高調波による高調波電流から同期電動機のインダクタンスを演算して磁極位置を推定するものであるが、磁極位置を知ることはできても磁極の極性（Ｎ極またはＳ極）の判別は不可能である。磁極位置のみを知って極性不明のままで始動すると、脱調により確実な始動が行えないおそれがある。
【００１３】
磁極の極性を判別するため、適宜な電圧ベクトルを選択して電機子巻線の磁極軸（ｄ軸）方向に電流を流し、その時の磁気飽和現象を利用して磁極の極性を判別する方法も知られている（電気学会論文誌Ｄ，１１６巻７号，平成８年，第７３６頁〜第７４２頁「センサレス突極形ブラシレスＤＣモータの初期位置角推定法」等を参照）。
しかるにこの方法では、磁気飽和現象が不十分な電動機に対して種々の問題を生じる。すなわち、磁気飽和現象を最大限に利用するために定格電流をはるかに超えるような電流をｄ軸方向に流すことは、インバータ容量の増大や同期電動機の永久磁石の減磁を招く結果となる。
【００１４】
そこで本発明は、突極比（Ｌｑ／Ｌｄ）が小さく、また、定格電流程度をｄ軸方向に流しても磁気飽和現象を利用できないため上述した磁極判別が困難であるような永久磁石同期電動機に対し、その始動時に速やかに磁極の極性を判別し、確実な始動及び大きな始動トルクの発生を可能にした永久磁石同期電動機の制御装置を提供しようとするものである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、磁極位置検出器を有しない永久磁石同期電動機を駆動する電力変換装置の出力電圧と出力周波数とをほぼ比例させて制御する永久磁石同期電動機の制御装置であって、
電力変換装置の出力電圧ベクトルの方向を第１の座標軸とし、第１の座標軸に直交する座標軸を第２の座標軸とする回転座標上で電力変換装置に対する角速度指令にほぼ比例した電圧指令を生成し、この電圧指令を前記角速度指令から演算した角度を用いて座標変換することにより同期電動機の各相電圧指令を得ると共に、同期電動機の各相電流を前記角度を用いて座標変換することにより電流の第１の座標軸成分及び第２の座標軸成分を得るようにした制御装置において、
同期電動機の停止時における永久磁石回転子の磁極位置を検出する磁極位置演算手段と、この磁極位置演算手段により検出した磁極位置を用いて前記座標変換用の角度を演算する手段と、同期電動機の始動時に、第１の座標軸に沿った電圧ベクトルを電力変換装置から印加した時に同期電動機に流れる電流の第２の座標軸成分の極性を判別してその極性から永久磁石回転子の回転方向を判別する極性判別演算手段と、を備えたものである。
【００１６】
請求項２記載の発明は、請求項１に記載した永久磁石同期電動機の制御装置において、極性判別演算手段は、永久磁石回転子の回転方向に応じた補償角度を演算して出力し、この極性判別演算手段から出力された補償角度を磁極位置演算手段により演算された磁極位置に加算し、その加算結果を用いて座標変換用の角度を演算するものである。
【００１７】
請求項３記載の発明は、請求項２に記載した永久磁石同期電動機の制御装置において、極性判別演算手段は、永久磁石回転子の回転方向を逆転と判別した時に補償角度として１８０°を出力するものである。
なお、同期電動機の回転方向を正転と判別した時には、補償角度として０°を出力する。
【００１８】
請求項４記載の発明は、請求項２に記載した永久磁石同期電動機の制御装置において、極性判別演算手段は、永久磁石回転子の回転方向判別時にその移動角度を演算する移動角度演算手段を備え、永久磁石回転子の回転方向を正転と判別した時に補償角度として前記移動角度を出力し、かつ、永久磁石回転子の回転方向を逆転と判別した時に補償角度として（１８０°−前記移動角度）を出力するものである。
【００１９】
請求項５記載の発明は、請求項４に記載した永久磁石同期電動機の制御装置において、移動角度演算手段は、同期電動機の電機子抵抗、電機子インダクタンス、電気角速度、永久磁石の鎖交磁束、及び、第２の座標軸成分の電流を用いて移動角度を演算するものである。
【００２０】
請求項６記載の発明は、請求項２〜５の何れか１項に記載した永久磁石同期電動機の制御装置において、補償角度と磁極位置演算手段により演算した磁極位置との加算値と、角速度指令の積分値と、を加算して座標変換用の角度を演算するものである。
【００２１】
請求項７記載の発明は、請求項６に記載した永久磁石同期電動機の制御装置において、回転方向の判別時に、角速度指令の積分値をゼロとするものである。
【００２２】
請求項８記載の発明は、請求項１〜７の何れか１項に記載した永久磁石同期電動機の制御装置において、同期電動機に流れる電流の第１の座標軸成分に応じて角速度補正量を演算する安定化制御手段を備え、この安定化制御手段により演算された角速度補正量を元の角速度指令に加算するものである。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は本発明の実施形態を示すブロック図であり、図８と同一の構成要素には同一の参照符号を付して詳述を省略し、以下では異なる部分を中心に説明する。
【００２４】
まず、座標変換器７により三相の各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを回転座標変換して得たδ軸電流ｉδは安定化制御器５に入力される一方で、磁極位置演算器８に入力されている。
ここで、図２は、同期電動機１のＵ相巻線の電流による磁束方向をα軸とし、α軸に直交する方向をβ軸としたα−β固定子座標系から見た各座標系を表している。δ−γ座標系は、前述のようにインバータ２の出力電圧ベクトルｖδと角度が一致するδ軸（第１の座標軸）とこれに直交するγ軸（第２の座標軸）とからなり、ｄ−ｑ座標系は、永久磁石回転子の磁極軸に一致するｄ軸とこれに直交するｑ軸とからなる。
【００２５】
図１における磁極位置演算器８は、ｄ−ｑ軸の突極性（ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑとの差）から同期電動機１の停止時におけるｄ−ｑ軸の位置（α−β座標系を基準としたｄ−ｑ座標系の角度：α軸に対するｄ軸の角度）θ０を求めるものである。つまり、図２においてα軸に対するγ軸の角度θγは既知であるので、γ軸とｄ軸との間の角度δが判れば角度θ０を知ることができる。
【００２６】
θ０を求める方法としては、例えば特開平１１−１８４７７号公報「永久磁石形ブラシレスモータの初期磁極位置推定方法」に紹介されている方法が挙げられる。
以下、その方法を略述する。
【００２７】
γ軸方向の電流制御系をクローズドループにより構成すると共に、δ軸方向の電流制御系をオープンループで構成し、γ軸方向の電流指令をステップ状の交番電流指令として与えたときのδ軸方向に発生する干渉電流を観測し、この干渉電流の積分値とγ軸電流指令値との積の符号が正の時はγ軸を角度δだけ進め、前記符号が負の時は角度δだけ遅らせることにより、γ軸をｄ軸またはｄ軸から１８０°進んだ−ｄ軸に一致させる。そのときの角度δとθγとから、θ０を求めることができる。
【００２８】
δ軸方向の電圧をｖδ、γ軸方向の電圧をｖγ、ｄ軸インダクタンスをＬｄ、ｑ軸インダクタンスをＬｑ、電機子（固定子）抵抗をＲとしたときの永久磁石同期電動機１の停止時の状態方程式は、数式１となる。
【００２９】
【数１】
【００３０】
ここで、γ軸方向の電流制御系をクローズドループにより構成すると共に、δ軸方向の電流制御系をオープンループで構成した場合、γ軸電流指令値はｉγＲｅｆ、ｖδ＝０、ｖγ＝Ｋγ（ｉγＲｅｆ−ｉγ）となるため、数式１は数式２のようになる。なお、Ｋγは定数である。
【００３１】
【数２】
【００３２】
更に、ラプラス変換した時のｉδの応答は、数式３となる。
【００３３】
【数３】
【００３４】
数式３において、Ｉδ(ｓ)はｉδのラプラス表現である。また、数式３におけるａγγ，ａδδ，ａγδは数式４に示すとおりである。
【００３５】
【数４】
【００３６】
更に、γ軸電流指令をステップ状の交番電流指令として与えたときのδ軸方向に発生する干渉電流ｉδの積分値∫ｉδｄｔは、ａγγ＝１／Ｌｄ，ａδδ＝１／Ｌｑとし、Ｋγが十分に大きいと仮定すると、数式５のようになる。
【００３７】
【数５】
【００３８】
また、数式５の干渉電流ｉδの積分値とγ軸電流指令値との積の符号関数ｆγは、数式６に示すようになる。
【００３９】
【数６】
【００４０】
上記の結果と、ｆγをｘ軸にとってδをｙ軸にとったときのｆγ−δ特性がほぼ正弦波状に変化することから、ｆγ≧０のときはγ軸をδだけ進め、ｆγ＜０のときはγ軸をδだけ遅らせるように調節すれば、γ軸は最終的にｄ軸（δ＝０°に相当）または−ｄ軸（δ＝１８０°に相当）に漸近収束して磁極位置を推定することができる。
上記説明において、ｉγＲｅｆ＝ｉγとおけば、数式６は、δ軸電流ｉδの積分値とγ軸電流ｉγとの積の符号を求める関数となる。
【００４１】
なお、図１において、１１はγ軸電流指令発生回路であり、この回路１１から出力されるγ軸電流指令ｉγ＊はδ軸電流指令ｉδ＊と共に初期位置演算用電流制御器１０に入力されている。なお、初期位置演算用電流制御器１０にはγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδも入力されている。
初期位置演算用電流制御器１０はこれらの入力信号に基づいてγ軸電圧指令ｖγ＊及びδ軸電圧指令ｖδ＊を生成し、出力するものであり、γ軸電圧指令ｖγ＊及びδ軸電圧指令ｖδ＊はそれぞれスイッチＳＷ１，ＳＷ２を介して座標変換器３に入力される。なお、スイッチＳＷ１は接点ａ，ｂの切り替えにより０と電流制御器１０の出力とを選択可能であり、スイッチＳＷ２は接点ａ，ｂの切り替えにより周波数／電圧変換器４の出力と電流制御器１０の出力とを選択可能である。
【００４２】
図１の実施形態による同期電動機１の始動に当たっては、まず電動機１の停止状態においてスイッチＳＷ１，ＳＷ２を接点ｂ側に切り替え、γ軸電流指令発生回路１１及び初期位置演算用電流制御器１０を介してγ軸電圧指令ｖγ＊及びδ軸電圧指令ｖδ＊を座標変換器３に入力する。その際のγ軸電流ｉγ、δ軸電流ｉδを磁極位置演算器８に入力して数式６の符号関数を求め、その符号に応じてδを僅かずつ増加または減少させていくことにより最終的にγ軸をｄ軸に一致させ、そのときの角度θ０を初期磁極位置として推定する。
こうしてθ０が求めた後、スイッチＳＷ１，ＳＷ２を接点ａ側に切り替えることによりδ軸電圧指令ｖδ＊にて探り電圧を発生させ、後述する方法で回転方向を判別し、同期電動機１を始動するものである。
【００４３】
また、極性判別演算器９は、同期電動機１の停止時に図２における永久磁石の磁極の向きがＮ極であるかＳ極であるか、つまりｄ軸の角度がθ０またはθ０＋１８０°の何れであるかを判別するものである。
ここで、磁極判別に当たっては、電動機１が停止している状態で電動機１に探り電圧として出力電圧ベクトル（δ軸電圧指令ｖδ ＊）を印加するものであるが、この電圧の大きさはシーケンス的に決めてもよいし、電流制御系による電流制御によって決めてもよい。
本実施形態では、δ軸電圧ｖδに直交するγ軸電流ｉγの極性から磁極の極性を判別し、始動時における回転子の正逆転を判別する。以下に、その原理を説明する。
【００４４】
突極性が小さいとすれば、ｄ−ｑ座標系における永久磁石同期電動機の電圧電流方程式は数式７となる。
【００４５】
【数７】
【００４６】
数式７において、Ｒは電機子抵抗、Ｌは電機子インダクタンス、ωは電気角速度、ψｍは永久磁石の鎖交磁束、ｐは微分演算子である。
前述した如く、インバータ2の電圧ベクトルの方向をδ軸と定義し、このδ軸から９０°遅れた軸をγ軸と定義したδ−γ座標系にて数式７を変形すると、数式８となる。なお、ｖγ＝０とする。
【００４７】
【数８】
【００４８】
数式８において、ω１はインバータの出力電気角速度、δは図２に示したγ軸とｄ軸との間の角度である。
【００４９】
ここで、ω１とδの間には、数式９の関係がある。
【００５０】
【数９】
【００５１】
同期電動機１の始動時にはω１＝０とし、数式８からｉγ，ｉδを求めると数式１０となる。
【００５２】
【数１０】
【００５３】
図３は、ｄ軸方向とＮ極とが一致している場合における始動時のインバータ２の出力電圧ベクトルｖ、同期電動機１の逆起電力ベクトルｅ、電流ベクトルｉの関係を示しており、図４は、ｄ軸方向とＳ極とが一致している場合（図３に対して磁極の極性が逆の場合）における出力電圧ベクトルｖ、逆起電力ベクトルｅ、電流ベクトルｉの関係を示している。
【００５４】
図３に示すようにｄ軸方向とＮ極とが一致している場合、始動時にｄ−ｑ軸は始動トルクにより正方向（反時計方向）に角速度ωで回転し、ｄ−ｑ軸はγ−δ軸より進むため、δ＜０となる。
一方、図４に示すようにｄ軸方向とＳ極とが一致している場合、始動時にｄ−ｑ軸はγ−δ軸に対しほぼ１８０°ずれた位置にあり、ｄ−ｑ軸は始動トルクにより逆方向（時計方向）に角速度ωで回転するが、ｄ−ｑ軸とγ−δ軸との位置関係すなわち角度δは−π＜δ＜−π／２となる。従って、正転時、逆転時に関わらず、sinδ＜０となる。
【００５５】
また、永久磁石の鎖交磁束ψｍは常に正であるから、数式１０の右辺の行列の第１行目から明らかなように、ｉγの極性はωの極性に依存する。すなわち、正転時（ω＞０）には図３に示す如くｉγ＞０となり、逆転時（ω＜０）には図４に示す如くｉγ＜０となる。
従って、出力電圧ベクトルｖを探り電圧として同期電動機１に加えたときに流れるγ軸電流ｉγの極性により、同期電動機１に電圧を印加してトルクを発生させたときに回転する方向を判別することができる。
【００５６】
次に、図５は図１における極性判別演算器の第１実施例を示している。
この極性判別演算器９Ａでは、回転方向判別時において、電流ベクトルｉの成分であるγ軸電流ｉγの極性（すなわち回転方向）を正負判別器９０１により判別し、γ軸電流ｉγが負、つまり逆転時にはＲＳフリップフロップ９０２，９０３、アンド回路９０６，９０７、ＲＳフリップフロップ９０４，９０５、オア回路９０８を介して始動フラグｆｌｇ＝０を出力すると共に、乗算器９０９を介して補償角度θｃｍｐ(＝１８０°)を出力する。ここで、γ軸電流ｉγが負の時はＲＳフリップフロップ９０５の出力Ｑが「１」であり、乗算器９０９を経た補償角度θｃｍｐは１８０°となる。
【００５７】
上記補償角度θｃｍｐは図１の加算器３４，３３を介して座標変換器３，７に入力される。このとき、始動フラグｆｌｇ＝０であるため、加算器３３の他方の入力信号（積分器６の出力）は０である。
【００５８】
回転方向判別時において、γ軸電流が正、つまり正転時にはＲＳフリップフロップ９０２，９０３、アンド回路９０６，９０７、ＲＳフリップフロップ９０４，９０５、オア回路９０８を介して始動フラグｆｌｇ＝０を出力すると共に、乗算器９０９を介して補償角度θｃｍｐ(＝０°)を出力する。ここで、γ軸電流ｉγが正の時はＲＳフリップフロップ９０５の出力Ｑが「０」であり、乗算器９０９を経た補償角度θｃｍｐは０°となる。このときも始動フラグｆｌｇ＝０であるから、加算器３４，３３を介して座標変換器３，７に入力される角度θは０となる。
【００５９】
すなわち、この実施形態において、回転方向を判別する際にγ軸電流が負の時（逆転時）と正の時（正転時）とでは、座標変換器３，７に入力される角度θが１８０°反転することになる。
このことは、逆転と判別されたときにγ−δ軸座標を１８０°回転させてインバータ２の出力電圧ベクトルを反転させることを意味しており、これによって正逆転判別後に同期電動機２を確実に正転させることができる。
【００６０】
なお、極性判別演算器９Ａの機能を極性判別時（回転方向判別時）のみ有効とし、その後は動作させないために、ＲＳフリップフロップ９０２〜９０５が設けられている。
また、前述の如く回転方向を判別する間は始動フラグｆｌｇ＝０とすると共に、正転または逆転を判別した後にｆｌｇ＝１とすることにより、角速度指令ω＊に応じた角速度が加算器３２から積分器６に入力される。
ＲＳフリップフロップ９０２〜９０５のリセットは停止時に行うこととする。
【００６１】
ここで、本実施形態では、図８と同様に角速度指令ω＊に安定化制御器５の出力を加算しているが、この安定化制御器５は本発明に必要不可欠なものではない。
【００６２】
次いで、図６は図１における極性判別演算器の第２実施例を示している。
この極性判別演算器９Ｂでは、回転方向判別中にｄ−ｑ軸が移動した角度（永久磁石回転子の回転角度）δ０を移動角度演算器９１０により求め、この移動角度δ０を加算器９１１，９１４、乗算器９１２，９１３により回転方向に応じて補正した後に角度θｃｍｐとして出力するようにしたものである。すなわち、加算器９１１，９１４、乗算器９１２，９１３の作用により、正転時にはθｃｍｐ＝δ０が出力され、逆転時にはθｃｍｐ＝π−δ０が出力される。
【００６３】
図７は、図６における移動角度演算器９１０の構成を示している。
移動角度δ０は、数式１０の右辺の行列の第１行目に基づいて計算する。図中、「ｐ」は微分演算子であるが、微分演算は差分を求めたり、ローパスフィルタと組み合わせて疑似微分を用いても良い。回転方向を判別した後は始動フラグｆｌｇ＝１となるため、積分器９１５の前段の乗算器から出力されるω＝０として積分器９１５の入力をゼロとすることで、移動角度δ０をホールドする。積分器９１５のリセットは、図５，図６のＲＳフロップフロップと同様に停止信号により行う。
【００６４】
この結果、図５の実施例では、始動時の座標変換器３の角度θは永久磁石回転子の移動角度δ０だけ誤差を生じるが、図６及び図７の実施例では、移動角度δ０だけ補償角度θｃｍｐを補正するので、図５の実施例よりも一層確実な始動が行え、このとき、磁極位置演算器８の作用によって磁極位置が判明しているので、一層大きい始動トルクを実現することができる。
【００６５】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、永久磁石同期電動機に対し探り電圧を印加してトルクを発生させ、回転子を移動させたときのγ軸電流の極性から同期電動機の正転または逆転を瞬時に判別することができる。
また、判別した回転方向に応じて座標変換器の角度を操作すると共に、永久磁石回転子の移動角度を演算し、その移動角度を用いて座標変換に用いる角度を補正することにより、一層確実な始動と大きな始動トルクを得ることができる。
【００６６】
このため、磁極位置検出器を持たず、磁気飽和現象を利用した磁極判別が不可能な永久磁石同期電動機に対しても、始動トルクを大きくするとともに脱調のない安定した始動を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態を示すブロック図である。
【図２】各座標系の説明図である。
【図３】磁極の極性に応じた座標系及び電圧・電流ベクトルの説明図である。
【図４】磁極の極性に応じた座標系及び電圧・電流ベクトルの説明図である。
【図５】図１における極性判別演算器の第１実施例を示すブロック図である。
【図６】図１における極性判別演算器の第２実施例を示すブロック図である。
【図７】図６における移動角度演算器のブロック図である。
【図８】従来技術を示すブロック図である。
【図９】同期引き込みによる始動時の角速度指令の時間特性を示す図である。
【符号の説明】
１ 永久磁石同期電動機
２ インバータ
３ 座標変換器
４ 周波数／電圧（ｆ／ｅ）変換器
５ 安定化制御器
６ 積分器
７ 座標変換器
８ 磁極位置演算器
９，９Ａ，９Ｂ 極性判別演算器
１０ 初期位置演算用電流制御器
１１ γ軸電流指令発生回路
３１〜３４ 加算器
９０１ 正負判別器
９０２〜９０５ ＲＳフリップフロップ
９０６，９０７ アンド回路
９０８ オア回路
９０９，９１２，９１３ 乗算器
９１０ 移動角度演算器
９１１，９１４ 加算器
９１５ 積分器
ＳＷ１，ＳＷ２ スイッチ
【発明の属する技術分野】
本発明は、磁極位置検出器を持たない永久磁石同期電動機を電力変換装置により駆動するための制御回路に関し、詳しくは、同期電動機の始動時における磁極の極性判別、回転方向の判別技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
電力変換装置として三相インバータを用いて永久磁石同期電動機を駆動する場合につき説明する。
図８は、ホール素子、エンコーダ、レゾルバ等の磁極位置検出器を持たない永久磁石同期電動機を三相インバータにより駆動する従来の駆動システムを示すブロック図であり、インバータの出力電圧と出力周波数とをほぼ比例させて制御するＶ／ｆ制御を用いたものである。
【０００３】
図８において、１は三相の永久磁石同期電動機、２は三相インバータであり、このインバータ２が発生する電圧は、次のようにして作られる。
まず、インバータ２の出力周波数で回転する回転座標上において、インバータ２の出力電圧ベクトルと角度が一致する第１の座標軸をδ軸と呼び、δ軸と直交する第２の座標軸をγ軸と呼ぶ。
【０００４】
電気角速度指令（必要に応じて周波数指令とも言うこととする）ω＊は周波数／電圧（ｆ／ｅ）変換器４に入力されて角速度指令ω＊に比例したδ軸電圧指令ｖδ＊に変換される。一方、γ軸電圧指令ｖγ＊は、δ−γ座標の定義からゼロとする。この制御は、δ−γ座標上で角速度に比例した電圧指令を得る、いわば回転座標上で行うＶ／ｆ制御である。
【０００５】
上記γ軸電圧指令ｖγ＊及びδ軸電圧指令ｖδ＊は座標変換器３に入力され、回転座標変換により、インバータ２に対する静止座標上の各相電圧指令ｖｕ ＊，ｖｖ ＊，ｖｗ ＊を得る。その際、座標変換に用いる角度θは、インバータ２の角速度指令ω＊（と後述する安定化制御器５からの角速度補正量△ω＊との和）を積分器６により積分して得ている。
【０００６】
インバータ２は、電圧指令ｖｕ ＊，ｖｖ ＊，ｖｗ ＊に従ってＰＷＭ制御を行なうことにより、各アームのスイッチング素子に対するゲート信号を生成する。これらのゲート信号に従って各スイッチング素子をオン・オフすることで所望の電圧が出力され、この電圧が同期電動機１に印加される。
一方、同期電動機１の電機子を流れる二相の電流ｉｕ，ｉｗがそれぞれ検出されるとともに加算器３１を経て電流ｉｖが得られ、これら三相各相の電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは座標変換器７により角度θを用いて前記δ−γ座標上のγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδに変換される。
【０００７】
ここで、Ｖ／ｆ制御では、制御が簡単なために制御装置を安価に提供できる反面、定常的にトルクや電流が振動したり、負荷が急激に変動する場合には脱調によって運転不能になる等、制御上の安定性に問題がある。
このため、トルク変動分に相当する、インバータ２の出力電圧ベクトルと平行な電流（有効電流成分に相当）の変動分をインバータ２の角速度指令ω＊に帰還し、電動機のトルク変動を抑制して制御の安定性を向上させることが既に知られている（特開２０００−２３６６９４号公報等を参照）。
【０００８】
図８の従来技術においては、前記特開２０００−２３６６９４号公報の図１等に記載された発明と同じ原理に基づき、インバータ２の出力電圧ベクトルと平行なδ軸電流ｉδを安定化制御器５に入力し、δ軸電流ｉδに応じて角速度補正量△ω＊を算出し、この補正量△ω＊を加算器３２により元の角速度指令ω＊に加算して得た角速度指令を用いて座標変換の角度θを求めている。
【０００９】
電流のフィードバックループを構成する安定化制御器５は、特開２０００−２３６６９４号公報の図１に示すように、例えばハイパスフィルタと比例増幅器とを直列に接続して構成される。そして、ハイパスフィルタによってｉδの振動分のみを抽出し、比例増幅器にて前記振動分に所定のゲインを掛けた値を元の角速度指令ω＊に帰還している。
【００１０】
角速度補正量△ω＊による角速度指令ω＊の補正は、以下のようにして制御系の安定化に寄与する。
いま、安定化制御器５内部の比例増幅器のゲインが負であると仮定し、この状態で何らかの理由によりδ軸電流ｉδが増加したとする。この場合、補正量△ω＊は負になるため、加算器３２から出力される角速度指令は大きさが減少する。角速度つまり周波数が低下すれば、同期電動機１の負荷角または内部相差角と呼ばれる角度が小さくなり、その結果、δ軸電流ｉδの増加が抑制されるため、このメカニズムにより制御系が安定化する。
このように、同期電動機１のトルク変動分に相当するδ軸電流ｉδの変動分を安定化制御器５を介して角速度指令ω＊に帰還し、同期電動機１のトルク変動を抑制して制御を安定化させている。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
図８に示したようなシステムで同期電動機１を始動する場合、同期引き込みによって始動すると始動時間が長くなる。図９は、同期引き込みによる始動時の角速度指令ω＊の時間特性を示しており、角速度指令ω＊ は所定期間、一定としてその後、増加させるような制御が行われる。
また、この方法では大きな始動トルクを発生させることができないため、大きい始動トルクを必要とするシステムでは脱調して始動が不可能になるという問題がある。
【００１２】
一方、永久磁石同期電動機の突極性に起因するｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑとの差を用いて、始動時の磁極（磁石）位置を推定する方法がある（電気学会論文誌Ｄ，１１８巻５号，平成１０年，第６５２頁〜第６６０頁「突極性に基づく位置推定法を用いた位置センサレスＩＰＭモータ駆動システム」等を参照）。
この推定方法は、ＰＷＭインバータの出力電圧高調波による高調波電流から同期電動機のインダクタンスを演算して磁極位置を推定するものであるが、磁極位置を知ることはできても磁極の極性（Ｎ極またはＳ極）の判別は不可能である。磁極位置のみを知って極性不明のままで始動すると、脱調により確実な始動が行えないおそれがある。
【００１３】
磁極の極性を判別するため、適宜な電圧ベクトルを選択して電機子巻線の磁極軸（ｄ軸）方向に電流を流し、その時の磁気飽和現象を利用して磁極の極性を判別する方法も知られている（電気学会論文誌Ｄ，１１６巻７号，平成８年，第７３６頁〜第７４２頁「センサレス突極形ブラシレスＤＣモータの初期位置角推定法」等を参照）。
しかるにこの方法では、磁気飽和現象が不十分な電動機に対して種々の問題を生じる。すなわち、磁気飽和現象を最大限に利用するために定格電流をはるかに超えるような電流をｄ軸方向に流すことは、インバータ容量の増大や同期電動機の永久磁石の減磁を招く結果となる。
【００１４】
そこで本発明は、突極比（Ｌｑ／Ｌｄ）が小さく、また、定格電流程度をｄ軸方向に流しても磁気飽和現象を利用できないため上述した磁極判別が困難であるような永久磁石同期電動機に対し、その始動時に速やかに磁極の極性を判別し、確実な始動及び大きな始動トルクの発生を可能にした永久磁石同期電動機の制御装置を提供しようとするものである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、磁極位置検出器を有しない永久磁石同期電動機を駆動する電力変換装置の出力電圧と出力周波数とをほぼ比例させて制御する永久磁石同期電動機の制御装置であって、
電力変換装置の出力電圧ベクトルの方向を第１の座標軸とし、第１の座標軸に直交する座標軸を第２の座標軸とする回転座標上で電力変換装置に対する角速度指令にほぼ比例した電圧指令を生成し、この電圧指令を前記角速度指令から演算した角度を用いて座標変換することにより同期電動機の各相電圧指令を得ると共に、同期電動機の各相電流を前記角度を用いて座標変換することにより電流の第１の座標軸成分及び第２の座標軸成分を得るようにした制御装置において、
同期電動機の停止時における永久磁石回転子の磁極位置を検出する磁極位置演算手段と、この磁極位置演算手段により検出した磁極位置を用いて前記座標変換用の角度を演算する手段と、同期電動機の始動時に、第１の座標軸に沿った電圧ベクトルを電力変換装置から印加した時に同期電動機に流れる電流の第２の座標軸成分の極性を判別してその極性から永久磁石回転子の回転方向を判別する極性判別演算手段と、を備えたものである。
【００１６】
請求項２記載の発明は、請求項１に記載した永久磁石同期電動機の制御装置において、極性判別演算手段は、永久磁石回転子の回転方向に応じた補償角度を演算して出力し、この極性判別演算手段から出力された補償角度を磁極位置演算手段により演算された磁極位置に加算し、その加算結果を用いて座標変換用の角度を演算するものである。
【００１７】
請求項３記載の発明は、請求項２に記載した永久磁石同期電動機の制御装置において、極性判別演算手段は、永久磁石回転子の回転方向を逆転と判別した時に補償角度として１８０°を出力するものである。
なお、同期電動機の回転方向を正転と判別した時には、補償角度として０°を出力する。
【００１８】
請求項４記載の発明は、請求項２に記載した永久磁石同期電動機の制御装置において、極性判別演算手段は、永久磁石回転子の回転方向判別時にその移動角度を演算する移動角度演算手段を備え、永久磁石回転子の回転方向を正転と判別した時に補償角度として前記移動角度を出力し、かつ、永久磁石回転子の回転方向を逆転と判別した時に補償角度として（１８０°−前記移動角度）を出力するものである。
【００１９】
請求項５記載の発明は、請求項４に記載した永久磁石同期電動機の制御装置において、移動角度演算手段は、同期電動機の電機子抵抗、電機子インダクタンス、電気角速度、永久磁石の鎖交磁束、及び、第２の座標軸成分の電流を用いて移動角度を演算するものである。
【００２０】
請求項６記載の発明は、請求項２〜５の何れか１項に記載した永久磁石同期電動機の制御装置において、補償角度と磁極位置演算手段により演算した磁極位置との加算値と、角速度指令の積分値と、を加算して座標変換用の角度を演算するものである。
【００２１】
請求項７記載の発明は、請求項６に記載した永久磁石同期電動機の制御装置において、回転方向の判別時に、角速度指令の積分値をゼロとするものである。
【００２２】
請求項８記載の発明は、請求項１〜７の何れか１項に記載した永久磁石同期電動機の制御装置において、同期電動機に流れる電流の第１の座標軸成分に応じて角速度補正量を演算する安定化制御手段を備え、この安定化制御手段により演算された角速度補正量を元の角速度指令に加算するものである。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は本発明の実施形態を示すブロック図であり、図８と同一の構成要素には同一の参照符号を付して詳述を省略し、以下では異なる部分を中心に説明する。
【００２４】
まず、座標変換器７により三相の各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを回転座標変換して得たδ軸電流ｉδは安定化制御器５に入力される一方で、磁極位置演算器８に入力されている。
ここで、図２は、同期電動機１のＵ相巻線の電流による磁束方向をα軸とし、α軸に直交する方向をβ軸としたα−β固定子座標系から見た各座標系を表している。δ−γ座標系は、前述のようにインバータ２の出力電圧ベクトルｖδと角度が一致するδ軸（第１の座標軸）とこれに直交するγ軸（第２の座標軸）とからなり、ｄ−ｑ座標系は、永久磁石回転子の磁極軸に一致するｄ軸とこれに直交するｑ軸とからなる。
【００２５】
図１における磁極位置演算器８は、ｄ−ｑ軸の突極性（ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑとの差）から同期電動機１の停止時におけるｄ−ｑ軸の位置（α−β座標系を基準としたｄ−ｑ座標系の角度：α軸に対するｄ軸の角度）θ０を求めるものである。つまり、図２においてα軸に対するγ軸の角度θγは既知であるので、γ軸とｄ軸との間の角度δが判れば角度θ０を知ることができる。
【００２６】
θ０を求める方法としては、例えば特開平１１−１８４７７号公報「永久磁石形ブラシレスモータの初期磁極位置推定方法」に紹介されている方法が挙げられる。
以下、その方法を略述する。
【００２７】
γ軸方向の電流制御系をクローズドループにより構成すると共に、δ軸方向の電流制御系をオープンループで構成し、γ軸方向の電流指令をステップ状の交番電流指令として与えたときのδ軸方向に発生する干渉電流を観測し、この干渉電流の積分値とγ軸電流指令値との積の符号が正の時はγ軸を角度δだけ進め、前記符号が負の時は角度δだけ遅らせることにより、γ軸をｄ軸またはｄ軸から１８０°進んだ−ｄ軸に一致させる。そのときの角度δとθγとから、θ０を求めることができる。
【００２８】
δ軸方向の電圧をｖδ、γ軸方向の電圧をｖγ、ｄ軸インダクタンスをＬｄ、ｑ軸インダクタンスをＬｑ、電機子（固定子）抵抗をＲとしたときの永久磁石同期電動機１の停止時の状態方程式は、数式１となる。
【００２９】
【数１】
ここで、γ軸方向の電流制御系をクローズドループにより構成すると共に、δ軸方向の電流制御系をオープンループで構成した場合、γ軸電流指令値はｉγＲｅｆ、ｖδ＝０、ｖγ＝Ｋγ（ｉγＲｅｆ−ｉγ）となるため、数式１は数式２のようになる。なお、Ｋγは定数である。
【００３１】
【数２】
更に、ラプラス変換した時のｉδの応答は、数式３となる。
【００３３】
【数３】
数式３において、Ｉδ(ｓ)はｉδのラプラス表現である。また、数式３におけるａγγ，ａδδ，ａγδは数式４に示すとおりである。
【００３５】
【数４】
更に、γ軸電流指令をステップ状の交番電流指令として与えたときのδ軸方向に発生する干渉電流ｉδの積分値∫ｉδｄｔは、ａγγ＝１／Ｌｄ，ａδδ＝１／Ｌｑとし、Ｋγが十分に大きいと仮定すると、数式５のようになる。
【００３７】
【数５】
また、数式５の干渉電流ｉδの積分値とγ軸電流指令値との積の符号関数ｆγは、数式６に示すようになる。
【００３９】
【数６】
上記の結果と、ｆγをｘ軸にとってδをｙ軸にとったときのｆγ−δ特性がほぼ正弦波状に変化することから、ｆγ≧０のときはγ軸をδだけ進め、ｆγ＜０のときはγ軸をδだけ遅らせるように調節すれば、γ軸は最終的にｄ軸（δ＝０°に相当）または−ｄ軸（δ＝１８０°に相当）に漸近収束して磁極位置を推定することができる。
上記説明において、ｉγＲｅｆ＝ｉγとおけば、数式６は、δ軸電流ｉδの積分値とγ軸電流ｉγとの積の符号を求める関数となる。
【００４１】
なお、図１において、１１はγ軸電流指令発生回路であり、この回路１１から出力されるγ軸電流指令ｉγ＊はδ軸電流指令ｉδ＊と共に初期位置演算用電流制御器１０に入力されている。なお、初期位置演算用電流制御器１０にはγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδも入力されている。
初期位置演算用電流制御器１０はこれらの入力信号に基づいてγ軸電圧指令ｖγ＊及びδ軸電圧指令ｖδ＊を生成し、出力するものであり、γ軸電圧指令ｖγ＊及びδ軸電圧指令ｖδ＊はそれぞれスイッチＳＷ１，ＳＷ２を介して座標変換器３に入力される。なお、スイッチＳＷ１は接点ａ，ｂの切り替えにより０と電流制御器１０の出力とを選択可能であり、スイッチＳＷ２は接点ａ，ｂの切り替えにより周波数／電圧変換器４の出力と電流制御器１０の出力とを選択可能である。
【００４２】
図１の実施形態による同期電動機１の始動に当たっては、まず電動機１の停止状態においてスイッチＳＷ１，ＳＷ２を接点ｂ側に切り替え、γ軸電流指令発生回路１１及び初期位置演算用電流制御器１０を介してγ軸電圧指令ｖγ＊及びδ軸電圧指令ｖδ＊を座標変換器３に入力する。その際のγ軸電流ｉγ、δ軸電流ｉδを磁極位置演算器８に入力して数式６の符号関数を求め、その符号に応じてδを僅かずつ増加または減少させていくことにより最終的にγ軸をｄ軸に一致させ、そのときの角度θ０を初期磁極位置として推定する。
こうしてθ０が求めた後、スイッチＳＷ１，ＳＷ２を接点ａ側に切り替えることによりδ軸電圧指令ｖδ＊にて探り電圧を発生させ、後述する方法で回転方向を判別し、同期電動機１を始動するものである。
【００４３】
また、極性判別演算器９は、同期電動機１の停止時に図２における永久磁石の磁極の向きがＮ極であるかＳ極であるか、つまりｄ軸の角度がθ０またはθ０＋１８０°の何れであるかを判別するものである。
ここで、磁極判別に当たっては、電動機１が停止している状態で電動機１に探り電圧として出力電圧ベクトル（δ軸電圧指令ｖδ ＊）を印加するものであるが、この電圧の大きさはシーケンス的に決めてもよいし、電流制御系による電流制御によって決めてもよい。
本実施形態では、δ軸電圧ｖδに直交するγ軸電流ｉγの極性から磁極の極性を判別し、始動時における回転子の正逆転を判別する。以下に、その原理を説明する。
【００４４】
突極性が小さいとすれば、ｄ−ｑ座標系における永久磁石同期電動機の電圧電流方程式は数式７となる。
【００４５】
【数７】
数式７において、Ｒは電機子抵抗、Ｌは電機子インダクタンス、ωは電気角速度、ψｍは永久磁石の鎖交磁束、ｐは微分演算子である。
前述した如く、インバータ2の電圧ベクトルの方向をδ軸と定義し、このδ軸から９０°遅れた軸をγ軸と定義したδ−γ座標系にて数式７を変形すると、数式８となる。なお、ｖγ＝０とする。
【００４７】
【数８】
数式８において、ω１はインバータの出力電気角速度、δは図２に示したγ軸とｄ軸との間の角度である。
【００４９】
ここで、ω１とδの間には、数式９の関係がある。
【００５０】
【数９】
同期電動機１の始動時にはω１＝０とし、数式８からｉγ，ｉδを求めると数式１０となる。
【００５２】
【数１０】
図３は、ｄ軸方向とＮ極とが一致している場合における始動時のインバータ２の出力電圧ベクトルｖ、同期電動機１の逆起電力ベクトルｅ、電流ベクトルｉの関係を示しており、図４は、ｄ軸方向とＳ極とが一致している場合（図３に対して磁極の極性が逆の場合）における出力電圧ベクトルｖ、逆起電力ベクトルｅ、電流ベクトルｉの関係を示している。
【００５４】
図３に示すようにｄ軸方向とＮ極とが一致している場合、始動時にｄ−ｑ軸は始動トルクにより正方向（反時計方向）に角速度ωで回転し、ｄ−ｑ軸はγ−δ軸より進むため、δ＜０となる。
一方、図４に示すようにｄ軸方向とＳ極とが一致している場合、始動時にｄ−ｑ軸はγ−δ軸に対しほぼ１８０°ずれた位置にあり、ｄ−ｑ軸は始動トルクにより逆方向（時計方向）に角速度ωで回転するが、ｄ−ｑ軸とγ−δ軸との位置関係すなわち角度δは−π＜δ＜−π／２となる。従って、正転時、逆転時に関わらず、sinδ＜０となる。
【００５５】
また、永久磁石の鎖交磁束ψｍは常に正であるから、数式１０の右辺の行列の第１行目から明らかなように、ｉγの極性はωの極性に依存する。すなわち、正転時（ω＞０）には図３に示す如くｉγ＞０となり、逆転時（ω＜０）には図４に示す如くｉγ＜０となる。
従って、出力電圧ベクトルｖを探り電圧として同期電動機１に加えたときに流れるγ軸電流ｉγの極性により、同期電動機１に電圧を印加してトルクを発生させたときに回転する方向を判別することができる。
【００５６】
次に、図５は図１における極性判別演算器の第１実施例を示している。
この極性判別演算器９Ａでは、回転方向判別時において、電流ベクトルｉの成分であるγ軸電流ｉγの極性（すなわち回転方向）を正負判別器９０１により判別し、γ軸電流ｉγが負、つまり逆転時にはＲＳフリップフロップ９０２，９０３、アンド回路９０６，９０７、ＲＳフリップフロップ９０４，９０５、オア回路９０８を介して始動フラグｆｌｇ＝０を出力すると共に、乗算器９０９を介して補償角度θｃｍｐ(＝１８０°)を出力する。ここで、γ軸電流ｉγが負の時はＲＳフリップフロップ９０５の出力Ｑが「１」であり、乗算器９０９を経た補償角度θｃｍｐは１８０°となる。
【００５７】
上記補償角度θｃｍｐは図１の加算器３４，３３を介して座標変換器３，７に入力される。このとき、始動フラグｆｌｇ＝０であるため、加算器３３の他方の入力信号（積分器６の出力）は０である。
【００５８】
回転方向判別時において、γ軸電流が正、つまり正転時にはＲＳフリップフロップ９０２，９０３、アンド回路９０６，９０７、ＲＳフリップフロップ９０４，９０５、オア回路９０８を介して始動フラグｆｌｇ＝０を出力すると共に、乗算器９０９を介して補償角度θｃｍｐ(＝０°)を出力する。ここで、γ軸電流ｉγが正の時はＲＳフリップフロップ９０５の出力Ｑが「０」であり、乗算器９０９を経た補償角度θｃｍｐは０°となる。このときも始動フラグｆｌｇ＝０であるから、加算器３４，３３を介して座標変換器３，７に入力される角度θは０となる。
【００５９】
すなわち、この実施形態において、回転方向を判別する際にγ軸電流が負の時（逆転時）と正の時（正転時）とでは、座標変換器３，７に入力される角度θが１８０°反転することになる。
このことは、逆転と判別されたときにγ−δ軸座標を１８０°回転させてインバータ２の出力電圧ベクトルを反転させることを意味しており、これによって正逆転判別後に同期電動機２を確実に正転させることができる。
【００６０】
なお、極性判別演算器９Ａの機能を極性判別時（回転方向判別時）のみ有効とし、その後は動作させないために、ＲＳフリップフロップ９０２〜９０５が設けられている。
また、前述の如く回転方向を判別する間は始動フラグｆｌｇ＝０とすると共に、正転または逆転を判別した後にｆｌｇ＝１とすることにより、角速度指令ω＊に応じた角速度が加算器３２から積分器６に入力される。
ＲＳフリップフロップ９０２〜９０５のリセットは停止時に行うこととする。
【００６１】
ここで、本実施形態では、図８と同様に角速度指令ω＊に安定化制御器５の出力を加算しているが、この安定化制御器５は本発明に必要不可欠なものではない。
【００６２】
次いで、図６は図１における極性判別演算器の第２実施例を示している。
この極性判別演算器９Ｂでは、回転方向判別中にｄ−ｑ軸が移動した角度（永久磁石回転子の回転角度）δ０を移動角度演算器９１０により求め、この移動角度δ０を加算器９１１，９１４、乗算器９１２，９１３により回転方向に応じて補正した後に角度θｃｍｐとして出力するようにしたものである。すなわち、加算器９１１，９１４、乗算器９１２，９１３の作用により、正転時にはθｃｍｐ＝δ０が出力され、逆転時にはθｃｍｐ＝π−δ０が出力される。
【００６３】
図７は、図６における移動角度演算器９１０の構成を示している。
移動角度δ０は、数式１０の右辺の行列の第１行目に基づいて計算する。図中、「ｐ」は微分演算子であるが、微分演算は差分を求めたり、ローパスフィルタと組み合わせて疑似微分を用いても良い。回転方向を判別した後は始動フラグｆｌｇ＝１となるため、積分器９１５の前段の乗算器から出力されるω＝０として積分器９１５の入力をゼロとすることで、移動角度δ０をホールドする。積分器９１５のリセットは、図５，図６のＲＳフロップフロップと同様に停止信号により行う。
【００６４】
この結果、図５の実施例では、始動時の座標変換器３の角度θは永久磁石回転子の移動角度δ０だけ誤差を生じるが、図６及び図７の実施例では、移動角度δ０だけ補償角度θｃｍｐを補正するので、図５の実施例よりも一層確実な始動が行え、このとき、磁極位置演算器８の作用によって磁極位置が判明しているので、一層大きい始動トルクを実現することができる。
【００６５】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、永久磁石同期電動機に対し探り電圧を印加してトルクを発生させ、回転子を移動させたときのγ軸電流の極性から同期電動機の正転または逆転を瞬時に判別することができる。
また、判別した回転方向に応じて座標変換器の角度を操作すると共に、永久磁石回転子の移動角度を演算し、その移動角度を用いて座標変換に用いる角度を補正することにより、一層確実な始動と大きな始動トルクを得ることができる。
【００６６】
このため、磁極位置検出器を持たず、磁気飽和現象を利用した磁極判別が不可能な永久磁石同期電動機に対しても、始動トルクを大きくするとともに脱調のない安定した始動を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態を示すブロック図である。
【図２】各座標系の説明図である。
【図３】磁極の極性に応じた座標系及び電圧・電流ベクトルの説明図である。
【図４】磁極の極性に応じた座標系及び電圧・電流ベクトルの説明図である。
【図５】図１における極性判別演算器の第１実施例を示すブロック図である。
【図６】図１における極性判別演算器の第２実施例を示すブロック図である。
【図７】図６における移動角度演算器のブロック図である。
【図８】従来技術を示すブロック図である。
【図９】同期引き込みによる始動時の角速度指令の時間特性を示す図である。
【符号の説明】
１ 永久磁石同期電動機
２ インバータ
３ 座標変換器
４ 周波数／電圧（ｆ／ｅ）変換器
５ 安定化制御器
６ 積分器
７ 座標変換器
８ 磁極位置演算器
９，９Ａ，９Ｂ 極性判別演算器
１０ 初期位置演算用電流制御器
１１ γ軸電流指令発生回路
３１〜３４ 加算器
９０１ 正負判別器
９０２〜９０５ ＲＳフリップフロップ
９０６，９０７ アンド回路
９０８ オア回路
９０９，９１２，９１３ 乗算器
９１０ 移動角度演算器
９１１，９１４ 加算器
９１５ 積分器
ＳＷ１，ＳＷ２ スイッチ
Claims (8)
- 磁極位置検出器を有しない永久磁石同期電動機を駆動する電力変換装置の出力電圧と出力周波数とをほぼ比例させて制御する永久磁石同期電動機の制御装置であって、
電力変換装置の出力電圧ベクトルの方向を第１の座標軸とし、第１の座標軸に直交する座標軸を第２の座標軸とする回転座標上で電力変換装置に対する角速度指令にほぼ比例した電圧指令を生成し、この電圧指令を前記角速度指令から演算した角度を用いて座標変換することにより同期電動機の各相電圧指令を得ると共に、同期電動機の各相電流を前記角度を用いて座標変換することにより電流の第１の座標軸成分及び第２の座標軸成分を得るようにした制御装置において、
同期電動機の停止時における永久磁石回転子の磁極位置を検出する磁極位置演算手段と、
この磁極位置演算手段により検出した磁極位置を用いて前記座標変換用の角度を演算する手段と、
同期電動機の始動時に、第１の座標軸に沿った電圧ベクトルを電力変換装置から印加した時に同期電動機に流れる電流の第２の座標軸成分の極性を判別してその極性から永久磁石回転子の回転方向を判別する極性判別演算手段と、
を備えたことを特徴とする永久磁石同期電動機の制御装置。 - 請求項１に記載した永久磁石同期電動機の制御装置において、
極性判別演算手段は、永久磁石回転子の回転方向に応じた補償角度を演算して出力し、この極性判別演算手段から出力された補償角度を磁極位置演算手段により演算された磁極位置に加算し、その加算結果を用いて座標変換用の角度を演算することを特徴とする永久磁石同期電動機の制御装置。 - 請求項２に記載した永久磁石同期電動機の制御装置において、
極性判別演算手段は、永久磁石回転子の回転方向を逆転と判別した時に補償角度として１８０°を出力することを特徴とする永久磁石同期電動機の制御装置。 - 請求項２に記載した永久磁石同期電動機の制御装置において、
極性判別演算手段は、永久磁石回転子の回転方向判別時にその移動角度を演算する移動角度演算手段を備え、永久磁石回転子の回転方向を正転と判別した時に補償角度として前記移動角度を出力し、かつ、永久磁石回転子の回転方向を逆転と判別した時に補償角度として（１８０°−前記移動角度）を出力することを特徴とする永久磁石同期電動機の制御装置。 - 請求項４に記載した永久磁石同期電動機の制御装置において、
移動角度演算手段は、同期電動機の電機子抵抗、電機子インダクタンス、電気角速度、永久磁石の鎖交磁束、及び、第２の座標軸成分の電流を用いて移動角度を演算することを特徴とする永久磁石同期電動機の制御装置。 - 請求項２〜５の何れか１項に記載した永久磁石同期電動機の制御装置において、
補償角度と磁極位置演算手段により演算した磁極位置との加算値と、角速度指令の積分値と、を加算して座標変換用の角度を演算することを特徴とする永久磁石同期電動機の制御装置。 - 請求項６に記載した永久磁石同期電動機の制御装置において、
回転方向の判別時に、角速度指令の積分値をゼロとすることを特徴とする永久磁石同期電動機の制御装置。 - 請求項１〜７の何れか１項に記載した永久磁石同期電動機の制御装置において、
同期電動機に流れる電流の第１の座標軸成分に応じて角速度補正量を演算する安定化制御手段を備え、この安定化制御手段により演算された角速度補正量を元の角速度指令に加算することを特徴とする永久磁石同期電動機の制御装置。
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