JP3786018B2 - 同期機の制御装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、同期電動機または同期発電機の速度やトルクをインバータ等の半導体電力変換器を用いて制御する制御装置に関し、特に低速回転から高速回転まで良好な制御特性が得られる安価な制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
同期電動機または同期発電機は、界磁に界磁巻線を有する同期機、界磁に永久磁石を有する永久磁石同期機、界磁に界磁巻線や永久磁石を持たずに突極性だけを有するリラクタンスモータに分類することができる。何れの同期機の制御も基本的な原理は同様であるので、ここでは永久磁石同期電動機を例に挙げて従来の制御方法を説明する。
【０００３】
同期機の制御方法として、次の３種類の方法が知られている。
第１の方法は、回転子軸に位置センサを取付け、位置センサから得られる回転子の位置情報に基づき同期機の電流を制御する。特に、同期電動機の電流波形が方形波状の場合は、当該同期電動機をブラシレスＤＣモータと呼ぶ。また、同期機の電流波形を正弦波状に制御する場合は、当該制御方法をベクトル制御と呼ぶことが多い。何れにしても、回転子の位置情報を用いることが特徴であり、一般産業用途やサーボドライブ等に最も広く適用されている。
【０００４】
図７は、上記ベクトル制御による制御ブロック図であり、これを第１の従来技術とする。以下、図７を参照しながら制御方法を説明する。
同期機１００の回転子軸にはレゾルバやエンコーダ等の位置センサ２１が取り付けられており、回転子の位置と回転速度を演算する位置・速度演算器２２により、回転子の位置θと回転速度ωが検出される。電流検出器２３によって同期機１００の２相の電流ｉ_ｕ，ｉ_ｗを検出し、これらの電流から位置信号θを用いて界磁のＮ極方向の起磁力を作る電流成分であるｄ軸電流ｉ_ｄと、これに直交する方向の起磁力を作る電流成分であるｑ軸電流ｉ_ｑを座標変換器２４により演算する。この際の演算式を数式１に示す。
【０００５】
【数１】

【０００６】
次に、第１の速度指令ω_１ ^＊の変化率を加減速演算器２５により制限して第２の速度指令ω_２ ^＊を演算する。加算器２６はω_２ ^＊と回転速度ωとの偏差を演算し、速度調節器２７は前記偏差を増幅してトルク指令τ^＊を演算する。電流指令演算器２８は、τ^＊とωからｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊とｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊を演算する。加算器２９，３０は、ｉ_ｄ ^＊とｉ_ｄとの偏差、ｉ_ｑ ^＊とｉ_ｑとの偏差をそれぞれ求め、電流調節器３１はこれらの偏差を増幅してｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊とｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊を計算する。座標変換器３２は、ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊及び回転子位置θから３相電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊を次式の如く演算する。
【０００７】
【数２】

【０００８】
上記の３相電圧指令をＰＷＭ回路３３により搬送波と比較して電力変換器３００の半導体スイッチング素子に対するゲート信号に変換し、３相交流電源２００に接続された電力変換器３００を制御することにより、同期機１００の端子電圧を制御する。この結果、同期機１００の回転速度ωを第１の速度指令ω_１ ^＊に一致させるように制御することができる。
【０００９】
次に、第２の従来技術は、電動機の電圧や電流から回転子の位置を推定して位置センサを不要とする方法であり、センサレスベクトル制御と呼ばれている。
この方法は最近盛んに研究され、徐々に実用化されつつある（例えば、特開平７−２４５９８１号「電動機の磁極位置検出装置」、特開２０００−２３４９８「ＩＰＭモータ制御方法及び制御装置」、電気学会論文誌Ｄ１１７巻１号Ｐ９８〜１０４（平成９年）等を参照）。
【００１０】
図８は、上記の電気学会論文誌Ｄに掲載されたセンサレスベクトル制御の制御ブロック図である。
図において、電流推定器３４は、ｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊，ｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊，ｄ軸電流検出値ｉ_ｄｃ，ｑ軸電流検出値ｉ_ｑｃ，誘起電圧推定値ｅ_ｑＭ、及び、速度推定器３８による速度推定値ω_Ｍの高周波成分（リプル成分）をローパスフィルタ３９により除去して得た第２の速度推定値ω_Ｍ２を使って、ｄ軸電流推定値ｉ_ｄＭとｑ軸電流推定値ｉ_ｑＭを数式３により計算する。図において、３５，３６はｄ軸電流、ｑ軸電流の各推定値と検出値との偏差を求めるための加算器、３７はｑ軸電流の推定値と検出値との偏差から同期機１００の誘起電圧を推定演算する誘起電圧推定器である。
【００１１】
【数３】

【００１２】
なお、座標変換器２４から出力されるｉ_ｄｃとｉ_ｑｃは位置センサの信号を使って直接検出したｄ軸電流とｑ軸電流ではないため添字ｃを付け、ｉ_ｄＭとｉ_ｑＭは電流推定器３４により推定したｄ軸電流とｑ軸電流であるため添字Ｍを付けている。
【００１３】
上記数式３において、Ｌ_ｄ：ｄ軸インダクタンス、Ｌ_ｑ：ｑ軸インダクタンス、Ｒ：電機子抵抗、ｔ：時間であり、添字（ｔ）は時間の関数であることを表す。
位置推定値θ_Ｍと誘起電圧推定値ｅ_ｑＭとの間に誤差がある場合、電流推定値ｉ_ｄＭと電流検出値ｉ_ｄｃとの偏差、同ｉ_ｑＭとｉ_ｑｃとの偏差は次式の関係にある。
【００１４】
【数４】

【００１５】
ここで、ｅ_ｑ：同期機の誘起電圧、θ：回転子位置である。
数式４から、ｄ軸電流の偏差は回転子の位置推定誤差に比例し、ｑ軸電流の偏差は誘起電圧の偏差に比例する。そこで、誘起電圧推定器３７と速度推定器３８では、数式５，数式６により誘起電圧推定値と速度推定値を演算する。
【００１６】
【数５】

【００１７】
【数６】

【００１８】
なお、数式５において、Ｔ_Ｉｅｑ：積分時定数であり、数式６における関数ｓｇｎは、数式７に示すとおりである。また、数式６において、ψ_ｍ：無負荷鎖交磁束、Ｋθ：比例ゲインである。
【００１９】
【数７】

【００２０】
図８において、位置推定値θ_Ｍは速度推定値ω_Ｍを速度積分器４０により積分して求める。速度制御演算には、前述した如く第１の速度推定値ω_Ｍの高周波成分をローパスフィルタ３９により除去した第２の速度推定値ω_Ｍ２を用いている。
ω_Ｍ２を図７のωに対応させれば、その他の部分は図７の従来技術と同じであるため、以下の説明を省略する。なお、図８において、破線で囲んだブロックＡ’と一点鎖線で囲んだブロックＡ”は、後の説明の便宜上付けたものである。
【００２１】
残る第３の従来技術は、電動機の電圧と周波数をほぼ比例して制御するＶ／ｆ制御であり、位置センサが不要で、かつ簡単な制御で可変速駆動を実現できる特徴がある。
図９は、同期電動機等のＶ／ｆ制御の制御ブロック図であり、以下にその制御方法を説明する。ω_１ ^＊は電力変換器３００の出力周波数指令である。ただし、出力周波数は定常状態では同期機１００の速度と一致するので、以下の説明では便宜上、周波数指令を速度指令と呼ぶことにする。このω_１ ^＊を第１の速度指令として、その変化率を加減速演算器２５により制限して第２の速度指令ω_２ ^＊を演算する。また、加算器４３により速度指令ω_２ ^＊から速度補償値Δωを減算して第３の速度指令ω_３ ^＊を演算する。
【００２２】
ｆ／Ｖ変換器４４は速度指令ω_３ ^＊にほぼ比例した信号Ｖ^＊を出力し、これを同期機１００の端子電圧指令Ｖ^＊とする。一方、速度指令ω_３ ^＊を積分器４５により積分して電圧指令の位相θ_Ｖを得る。座標変換器４６は、数式８に従って３相の電圧指令を演算する。
【００２３】
【数８】

【００２４】
一方、電流検出器２３により同期機１００の２相の電流ｉ_ｕ，ｉ_ｗを検出し、これらの電流と前記θ_Ｖから同期機１００の電圧ベクトルと同方向の電流成分、すなわち有効電流ｉ_ｅを座標変換器２４により演算する。電流制限器４２はｉ_ｅが所定の値を超えないように前述の速度補償量Δωを演算し、重負荷時にはΔωを大きくして速度指令ω_３ ^＊を低下させ、同期機１００や電力変換器３００を過負荷から保護している。
また、３相電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊をＰＷＭ回路３３により電力変換器３００の半導体スイッチング素子に対するゲート信号に変換して電力変換器３００を制御することにより、同期機１００の端子電圧を制御する。この結果、同期機１００の回転速度を第１の速度指令ω_１ ^＊に一致させるように制御することができる。
【００２５】
【発明が解決しようとする課題】
第１の従来技術のように、位置センサから得られる回転子位置情報に基づき同期機の電流を制御する方法は、通常の回転速度では高性能な制御が可能である。しかしながら、回転速度が毎分数万回転に至るような高速回転では、所望する仕様の位置センサが市販されていなかったり、位置センサが非常に高価だったりする。
【００２６】
また、第２の従来技術のように位置センサが不要なセンサレスベクトル制御を適用したとしても、マイクロプロセッサを用いた制御装置では回転速度の上昇に応じて演算周期も高速化する必要があるので、高価なプロセッサ及び周辺部品が必要になり、制御装置のコストが非常に高くなる。
【００２７】
更に、第３の従来技術として説明したＶ／ｆ制御は、簡単な演算で同期機を制御でき、かつ高速な演算も必要でないため制御装置を安価に提供することができる。しかるに、Ｖ／ｆ制御の場合は回転子の位置が分からないので低速時に安定性が悪くなり、かつ大きな始動トルクを発生できないという問題がある。
【００２８】
そこで本発明は、上述した各従来技術が持つ問題点を解消し、低速から高速まで安定して十分なトルクが得られ、かつ安価に提供可能な同期機の制御装置を提供しようとするものである。
【００２９】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、電力変換器を用いて同期機の速度またはトルクを制御する制御装置において、
同期機の回転速度または電力変換器の出力周波数に応じて速度モードを判別し、低速モードまたは高速モードの何れかを選択する手段と、
同期機の回転速度または電力変換器の出力周波数が低く、低速モードが選択された場合に、少なくとも同期機の回転子の位置情報を用いて同期機の電流を制御するベクトル制御手段と、
同期機の回転速度または電力変換器の出力周波数が高く、高速モードが選択された場合に、同期機の回転子の位置情報を用いずに同期機の速度指令に基づいて同期機の電圧及び周波数をほぼ比例させて制御するＶ／ｆ制御手段と、
低速モードから高速モードに切り換わる際に、同期機の電圧が急変しないように、同期機に対する端子電圧指令及びその位相指令を同一に保つ補償手段と、を備えたものである。
【００３０】
請求項２記載の発明は、電力変換器を用いて同期機の速度またはトルクを制御する制御装置において、
同期機の回転速度または電力変換器の出力周波数に応じて速度モードを判別し、低速モードまたは高速モードの何れかを選択する手段と、
同期機の回転速度または電力変換器の出力周波数が低く、低速モードが選択された場合に、少なくとも同期機の回転子の位置情報を用いて同期機の電流を制御するベクトル制御手段と、
同期機の回転速度または電力変換器の出力周波数が高く、高速モードが選択された場合に、同期機の回転子の位置情報を用いずに同期機の速度指令に基づいて同期機の電圧及び周波数をほぼ比例させて制御するＶ／ｆ制御手段と、
高速モードから低速モードに切り換わる際に、同期機の電圧及び電流が急変しないように、電圧指令及び電流指令を補償する補償手段と、を備えたものである。
【００３１】
請求項３記載の発明は、電力変換器を用いて同期機の速度またはトルクを制御する制御装置において、
同期機の回転速度または電力変換器の出力周波数に応じて速度モードを判別し、低速モードまたは高速モードの何れかを選択する手段と、
同期機の回転速度または電力変換器の出力周波数が低く、低速モードが選択された場合に、同期機の回転子の位置を直接検出せずに同期機の電圧または電流から回転子の位置を推定演算して同期機の電流を制御するセンサレスベクトル制御手段と、
同期機の回転速度または電力変換器の出力周波数が高く、高速モードが選択された場合に、同期機の回転子の位置情報を用いずに同期機の速度指令に基づいて同期機の電圧及び周波数をほぼ比例させて制御するＶ／ｆ制御手段と、
高速モードから低速モードに切り換わる際に、同期機の電圧及び電流が急変しないように、電圧指令及び電流指令を補償する補償手段と、を備えたものである。
【００３３】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。まず、図１は本発明の第１実施形態であり、請求項１記載の発明の主要部に相当する。なお、以下の各実施形態において、図７〜図９に示した従来技術と機能上共通する構成要素には、同一の番号を付してある。
【００３４】
同期機１００には位置センサ２１が取り付けられており、回転子の位置と回転速度を演算する位置・速度演算器２２により回転子の位置θと回転速度ωが演算される。切換器４７は回転速度ωから同期機１００の速度モードが低速モードであるか高速モードであるかを判別し、それに応じて速度モード信号ＣＨＧを出力する。始動直後では、速度モード信号ＣＨＧは低速モードを示す信号となる。
【００３５】
切換器４７は回転速度ωを常時監視しており、ωが所定の値を超えた場合に速度モード信号ＣＨＧを低速モードから高速モードに切り換える。
高速モードになったら切換器４７は速度指令ω_３ ^＊を監視し、ω_３ ^＊が所定の値より小さくなった場合に速度モード信号ＣＨＧを高速モードから低速モードに切り換える。
【００３６】
破線で囲んだブロックＡ，Ｃは低速モードの場合だけ演算処理を行い、高速モードの場合は演算を停止する。逆に破線で囲んだブロックＢは高速モードの場合だけ演算処理を行い、低速モードの場合は演算を停止する。
また、低速モードでは速度モード信号ＣＨＧによりスイッチＳＷ１，ＳＷ２のａ接点を開いてｂ接点を閉じ（図示の状態）、高速モードでは逆にａ接点を閉じてｂ接点を開く。
【００３７】
低速モードの動作を更に詳しく説明する。第１の速度指令ω_１ ^＊の変化率を加減速演算器２５により制限して第２の速度指令ω_２ ^＊を演算する。このとき、ブロックＢは動作を停止しているため電流制限器４２の出力はゼロに保持されており、加算器４３を介したω_３ ^＊とω_２ ^＊は同一の値である。加算器２６はω_３ ^＊と回転速度ωとの偏差を演算し、速度調節器２７はこの偏差を増幅してトルク指令τ^＊を演算する。電流指令演算器２８は、τ^＊とωからｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊とｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊を演算する。
【００３８】
加算器２９，３０は、それぞれｉ_ｄ ^＊とｉ_ｄとの偏差、ｉ_ｑ ^＊とｉ_ｑとの偏差を求め、電流調節器３１はこれらの偏差を増幅してｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊とｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊を計算する。座標変換器４８は、ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊から端子電圧指令Ｖ_Ｌ ^＊と角度φを次式の如く演算する。
【００３９】
【数９】

【００４０】
角度φと回転子位置θとは加算器４９により加算され、電圧指令の位相θ_Ｖが演算される。座標変換器４６は、前述の数式８により３相電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊を演算する。３相電圧を演算する方法は図７の従来技術と異なるが、ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊からｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊を計算した結果は図７の場合と同じとなる。その他の部分は図７と同じである。これにより、低速モードでは図７と同じベクトル制御となる。
【００４１】
次に、高速モードの動作を説明する。高速モードではブロックＡ，Ｃが動作を停止しており、座標変換器４８から出力される角度φは９０度に保持される。また、加算器４９には積分器４５から出力される位相がスイッチＳＷ１を介して入力されている。従って、座標変換器４６に入力される電圧指令の位相θ_Ｖは図９の従来技術に対して９０度の位相差を持つが、これは座標変換器２４の出力のｉ_ｑを有効電流ｉ_ｅにするためである。
一方、ｆ／Ｖ変換器４４の出力Ｖ_Ｈ ^＊はスイッチＳＷ２を介して座標変換器４６に入力され、端子電圧指令Ｖ^＊となる。その他の部分は図９と同じである。これにより、高速モードでは図９と同じＶ／ｆ制御となる。
【００４２】
上記のように本実施形態では、低速モードでは回転子位置θに基づいて同期機１００の電流を制御するので安定した大きな始動トルクが得られ、高速時には回転子位置θを用いることなく、ブロックＢを介して同期機１００の電圧と周波数を制御するので、位置センサ２１の電気的仕様により高速時に正しい位置情報が得られなくても同期機１００を高性能に制御することができる。
【００４３】
次に、図２は本発明の第２実施形態であり、請求項３記載の発明の主要部に相当する。
図２において、ブロックＡ１は図８のブロックＡ’において電流調節器３１の後段に図１の座標変換器４８を付加したものと同一の構成であり、このブロックＡ１は速度推定値ω_Ｍ２と位置推定値θ_Ｍを演算する。また、図２のブロックＢは図１におけるブロックＢと同一の構成である。
【００４４】
図２において、位置推定値θ_ＭとブロックＢ内の積分器４５の出力との何れか一方が、速度モード信号ＣＨＧにより切り換えられるスイッチＳＷ１により選択されて加算器４９に入力される。また、ブロックＡ１からの角度φが加算器４９に入力され、その加算結果が電圧指令の位相θ_Ｖとして座標変換器４６に入力されている。スイッチＳＷ２は、前記同様にブロックＡ１からのＶ_Ｌ ^＊とブロックＢからのＶ_Ｈ ^＊との何れか一方を速度モード信号ＣＨＧにより選択し、端子電圧指令Ｖ^＊として座標変換器４６に出力する。
【００４５】
本実施形態では同期機１００に位置センサがなく、低速時にはセンサレスベクトル制御を行い、ブロックＡ１により回転速度と回転子位置を推定演算して速度推定値ω_Ｍ２と位置推定値θ_Ｍを出力する。切換え器４７は、第１実施形態と同様にして速度推定値ω_Ｍ２及び速度指令ω_３ ^＊とから低速モードか高速モードかを判別し、判別したモードに応じて速度モード信号ＣＨＧを出力する。
【００４６】
ブロックＡ１は低速モードの場合だけ演算処理を行い、高速モードの場合は演算を停止する。逆に、ブロックＢは高速モードの場合だけ演算処理を行い、低速モードの場合は演算を停止する。
低速モードでは、スイッチＳＷ１，ＳＷ２のａ接点を開いてｂ接点を閉じる。これにより、前記数式９により演算された端子電圧指令Ｖ_Ｌ ^＊が座標変換器４６に入力されると共に、同じく数式９により演算された角度φと位置推定値θ_Ｍとが加算器４９により加算され、その加算結果が電圧指令の位相θ_Ｖとして座標変換器４６に入力されて３相電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊が演算される。
高速モードでは、逆にａ接点を閉じてｂ接点を開く。このときの動作は第１実施形態と同一であるため、説明を省略する。
【００４７】
本実施形態によれば、低速時には同期機１００の回転子位置を直接検出することなく、ブロックＡ１によって同期機１００の電圧や電流から回転子位置を推定演算するので、位置センサが不要になる。
また、位置推定のために高速な演算処理が必要になる高速時には、回転子の位置情報を用いることなくブロックＢによって同期機１００の電圧と周波数を制御するので、高速の演算処理が不必要になり、安価な制御装置でも同期機１００を高性能に制御することができる。
【００４８】
図３は本発明の第３実施形態であり、請求項１記載の発明に相当する。
この実施形態では、第１及び第２実施形態のブロックＢにおいて電圧補償器５０、加算器５２及び位相補償器５１を付加することにより、ブロックＢ’が構成されている。
ここでは、代表例として第２実施形態のブロックＢをブロックＢ’に置き換えたものを図３に示し、本実施形態を説明する。なお、第１実施形態のブロックＢをブロックＢ’に置き換えても良い。
【００４９】
図３に示す第３実施形態では、ブロックＡ１による低速モードでの電圧指令Ｖ_Ｌ ^＊と高速モードでの電圧指令Ｖ_Ｈ１ ^＊との偏差Ｖ_Ｌ ^＊−Ｖ_Ｈ１ ^＊をΔＶ^＊とし、このΔＶ^＊を電圧補償器５０に設定する。そして、ΔＶ^＊とＶ_Ｈ１ ^＊とを加算器５２により加算して電圧指令Ｖ_Ｈ２ ^＊を求め、このＶ_Ｈ２ ^＊を高速モードに切り換えた直後の電圧指令とする。その結果、低速モードから高速モードに切り換えた直後はＶ_Ｌ ^＊とＶ_Ｈ２ ^＊とが同一値になるので、切換え前後の電圧指令Ｖ^＊は同一値となる。
また、電圧補償器５０の出力ΔＶ^＊は、時間の経過に伴ってゼロに収束するようにする。これにより、端子電圧指令Ｖ^＊は、低速モードから高速モードに切り換えた後に時間が経過するにつれてＶ_Ｈ１ ^＊と等しくなる。
【００５０】
一方、位相補償器５１は、低速モードから高速モードに切り換える直前にブロックＡ１からの角度φを読み込み、φから９０度を減じた値を積分器４５にプリセットする。高速モードではφを９０度にセットするので、低速モードから高速モードに切り換えた前後でθ_Ｖは同一値となる。
【００５１】
このように、本実施形態によれば、低速時の制御から高速時の制御に切り換える際に、同期機１００の電圧が急変しないように端子電圧指令Ｖ^＊及びその位相θ_Ｖを補償する機能を有するため、制御モードを切り換えた時に電流やトルクが急変せず、同期機１００を高性能に制御することができる。
【００５２】
図４は本発明の第４実施形態であり、請求項３記載の発明に相当する。
図４において、ブロックＡ２は図１のブロックＡに図８のブロックＡ”を付加したものに相当する。また、この実施形態では、速度指令ω_３ ^＊と座標変換器２４の出力ｉ_ｒ，ｉ_ｅと高速モードの電圧指令Ｖ_Ｈ ^＊とに基づいて負荷角δを演算する負荷角演算器５３と、ｉ_ｒ，ｉ_ｅ，Ｖ_Ｈ ^＊，δを用いて座標変換を行う座標変換器５４とが付加されている。
【００５３】
負荷角演算器５３は、高速モードから低速モードに切り換える際に、同期機１００の負荷角δを演算する。始めに、図５を用いて負荷角について説明する。
図５は同期機の電圧、電流及び磁束の関係を示すベクトル図である。同期機の端子電圧ベクトルｖから抵抗電圧降下Ｒｉを差し引くと誘起電圧ベクトルｅとなる。ここで、ｉは電機子電流ベクトルである。また、誘起電圧ベクトルｅに対し、直交する方向に鎖交磁束ベクトルΨが生じている。なお、ここで、負荷角δはｑ軸とｅとの交角であると（ＩＥＥＥ電気・電子用語辞典に）定義されている。ｑ軸とｅとの交角＝ｄ軸とΨとの交角であるから、図５では、負荷角δをｄ軸とΨとの交角として記している。
【００５４】
図６は、負荷角演算器５３と座標変換器５４の詳細な制御ブロック図を示している。負荷角演算器５３内の誘起電圧演算器５３１では、数式１０に従って図５に示す誘起電圧成分ｅ_ｅ，ｅ_ｒを演算する。なお、有効電流ｉ_ｅ及び無効電流ｉ_ｒは図４の座標変換器２４から入力される。
【００５５】
【数１０】

【００５６】
ここで、ｅ_ｅ：電圧ベクトル方向の誘起電圧成分、
ｅ_ｒ：電圧ベクトルと直交方向の誘起電圧成分、
ｉ_ｅ：電圧ベクトル方向の電流成分（有効電流）、
ｉ_ｒ：電圧ベクトルと直交方向の電流成分（無効電流）
である。
図６におけるトルク演算器５３２は、次式を用いて同期機のトルクτ_１を演算する。
【００５７】
【数１１】

【００５８】
磁束演算器５３３は、次式を用いて鎖交磁束ベクトルΨの大きさを演算する。
【００５９】
【数１２】

【００６０】
トルク演算器５３６は、次式を用いて第２のトルクτ_２を演算する。
【００６１】
【数１３】

【００６２】
ここで、ψ_ｍ：無負荷鎖交磁束、
Ｌ_ｄ：同期機のｄ軸インダクタンス、
Ｌ_ｑ：同期機のｑ軸インダクタンス、
である。
【００６３】
第１のトルク演算値τ_１と第２のトルク演算値τ_２との偏差を加算器５３４により求め、負荷角調節器５３５は前記偏差を増幅してその出力をδとする。τ_１とτ_２との偏差がゼロになったとき、δは負荷角に一致する。
負荷角調節器５３５は例えばＰＩ調節器やＰＩＤ調節器等の各種調節器により構成されており、第１のトルク演算値τ_１は一種のトルク指令値として意味を持つ。つまり、負荷角調節器５３５は、第２のトルク演算値τ_２がトルク指令値τ_１に一致するように演算を行い、負荷角δを出力する。なお、上記負荷角調節器については、本出願人による特開平１０−２４３６９９号公報の図８，図１１等、同じく特開平１１−２９９２９７号公報の図１，図４，図６等に記載されている。
【００６４】
以上の演算により、負荷角δを演算することができる。なお、図示されていないが、端子電圧の大きさとτ_１からパターン化された関数を用いて負荷角δを直接演算してもよい。
図５に示した鎖交磁束ベクトルΨと端子電圧ベクトルｖとの交角φ_ｖは、次式で求まる。
【００６５】
【数１４】

【００６６】
また、鎖交磁束ベクトルΨと電機子電流ベクトルｉとの交角φ_ｉは、次式で求まる。
【００６７】
【数１５】

【００６８】
図６における角度演算器５４１は数式１４，１５の演算を行い、φ_ｖとφ_ｉを出力する。加算器５４２，５４３はこれらのφ_ｖ，φ_ｉにそれぞれ負荷角δを加算し、その加算結果を用いて座標変換器５，６により端子電圧指令Ｖ_Ｈ ^＊とｉ_ｅ，ｉ_ｒを座標変換すると、ｄ−ｑ軸の電圧指令ｖ_ｄ ^＊＊，ｖ_ｑ ^＊＊とｄ−ｑ軸の電流指令ｉ_ｄ ^＊＊，ｉ_ｑ ^＊＊が求まる。
高速モードから低速モードに切り換える直前に、電圧指令ｖ_ｄ ^＊＊，ｖ_ｑ ^＊＊により電流調節器３１の出力をプリセットし、電流指令ｉ_ｄ ^＊＊，ｉ_ｑ ^＊＊により電流指令演算器２８の出力をプリセットする。また、第１のトルク演算値τ_１により速度調節器２７の出力をプリセットする。
【００６９】
このことにより、高速モードから低速モードに切り換えた際に、同期機１００の電圧や電流の変化がなくなる。なお、電流指令演算器２８の出力は、高速モードから低速モードに切り換えた直後はｉ_ｄ ^＊＊，ｉ_ｑ ^＊＊になるが、時間の経過と共に電流指令演算器２８で演算した値に徐々に変化するようにする。
図示されていないが、高速モードから低速モードに切り換える直前に、図４のブロックＡ”内のω_Ｍ２はω_３ ^＊の値にプリセットし、θ_Ｍは積分器４５の出力値にプリセットする。
【００７０】
なお、第３実施形態と第４実施形態を併用すれば、低速モードから高速モードへの切り換えと、高速モードから低速モードへの切り換えの両者に対して切り換え時の電圧や電流の急変がなくなることは自明なので、説明は省略する。
【００７１】
【発明の効果】
以上のように、請求項１または２記載の発明によれば、低速時には回転子の位置情報に基づいて同期機の電流を制御するため安定した大きな始動トルクが得られ、高速時には回転子の位置情報を用いることなく同期機の電圧と周波数を制御するので、位置センサの電気的仕様により高速時に正しい位置情報が得られなくても同期機を高性能に制御することができる。
【００７２】
また、請求項１の発明では、低速時の制御から高速時の制御に切り換える際に、同期機の電圧が急変しないように電圧指令を補償する機能を有するので、制御モードを切り換える際に電流やトルクが急変せず、同期機を高性能に制御することができる。
【００７３】
請求項２または３記載の発明によれば、高速時の制御から低速時の制御に切り換える際に、同期機の電圧や電流が急変しないように電圧指令や電流指令を補償する機能を有するので、制御モードを切り換える際に電流やトルクが急変せず、同期機を高性能に制御することができる。
更に、請求項３記載の発明においては、低速時には同期機の回転子の位置を直接検出することなく、同期機の電圧や電流から回転子の位置を推定演算するため位置センサが不要となり、位置推定のために高速な演算処理が必要になる高速時には回転子の位置情報を用いることなく同期機の電圧と周波数を制御するので高速の演算処理が不必要になり、安価な制御装置でも同期機を高性能に制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態を示す制御ブロック図である。
【図２】本発明の第２実施形態を示す制御ブロック図である。
【図３】本発明の第３実施形態を示す制御ブロック図である。
【図４】本発明の第４実施形態を示す制御ブロック図である。
【図５】同期機の電圧、電流及び磁束の関係を示すベクトル図である。
【図６】図４における主要部の構成図である。
【図７】第１の従来技術を示す制御ブロック図である。
【図８】第２の従来技術を示す制御ブロック図である。
【図９】第３の従来技術を示す制御ブロック図である。
【符号の説明】
２１ 位置センサ
２２ 位置・速度演算器
２３ 電流検出器
２４，４６，４８，５４ 座標変換器
２５ 加減速演算器
２６，２９，３０，４３，４９，５２ 加算器
２７ 速度調節器
２８ 電流指令演算器
３１ 電流調節器
３３ ＰＷＭ回路
４２ 電流制限器
４４ ｆ／Ｖ変換器
４５ 積分器
４７ 切換器
５０ 電圧補償器
５１ 位相補償器
５３ 負荷角演算器
５３１ 誘起電圧演算器
５３２，５３６ トルク演算器
５３３ 磁束演算器
５３４，５４２，５４３ 加算器
５３５ 負荷角調節器
５４１ 角度演算器
５４４，５４５ 座標変換器
１００ 同期機
２００ ３相交流電源
３００ 電力変換器
ＳＷ１，ＳＷ２ スイッチ

Claims (3)

1. 電力変換器を用いて同期機の速度またはトルクを制御する制御装置において、
   同期機の回転速度または電力変換器の出力周波数に応じて速度モードを判別し、低速モードまたは高速モードの何れかを選択する手段と、
   同期機の回転速度または電力変換器の出力周波数が低く、低速モードが選択された場合に、少なくとも同期機の回転子の位置情報を用いて同期機の電流を制御するベクトル制御手段と、
   同期機の回転速度または電力変換器の出力周波数が高く、高速モードが選択された場合に、同期機の回転子の位置情報を用いずに同期機の速度指令に基づいて同期機の電圧及び周波数をほぼ比例させて制御するＶ／ｆ制御手段と、
   低速モードから高速モードに切り換わる際に、同期機の電圧が急変しないように、同期機に対する端子電圧指令及びその位相指令を同一に保つ補償手段と、
   を備えたことを特徴とする同期機の制御装置。
2. 電力変換器を用いて同期機の速度またはトルクを制御する制御装置において、
   同期機の回転速度または電力変換器の出力周波数に応じて速度モードを判別し、低速モードまたは高速モードの何れかを選択する手段と、
   同期機の回転速度または電力変換器の出力周波数が低く、低速モードが選択された場合に、少なくとも同期機の回転子の位置情報を用いて同期機の電流を制御するベクトル制御手段と、
   同期機の回転速度または電力変換器の出力周波数が高く、高速モードが選択された場合に、同期機の回転子の位置情報を用いずに同期機の速度指令に基づいて同期機の電圧及び周波数をほぼ比例させて制御するＶ／ｆ制御手段と、
   高速モードから低速モードに切り換わる際に、同期機の電圧及び電流が急変しないように、電圧指令及び電流指令を補償する補償手段と、
   を備えたことを特徴とする同期機の制御装置。
3. 電力変換器を用いて同期機の速度またはトルクを制御する制御装置において、
   同期機の回転速度または電力変換器の出力周波数に応じて速度モードを判別し、低速モードまたは高速モードの何れかを選択する手段と、
   同期機の回転速度または電力変換器の出力周波数が低く、低速モードが選択された場合に、同期機の回転子の位置を直接検出せずに同期機の電圧または電流から回転子の位置を推定演算して同期機の電流を制御するセンサレスベクトル制御手段と、
   同期機の回転速度または電力変換器の出力周波数が高く、高速モードが選択された場合に、同期機の回転子の位置情報を用いずに同期機の速度指令に基づいて同期機の電圧及び周波数をほぼ比例させて制御するＶ／ｆ制御手段と、
   高速モードから低速モードに切り換わる際に、同期機の電圧及び電流が急変しないように、電圧指令及び電流指令を補償する補償手段と、
   を備えたことを特徴とする同期機の制御装置。

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