JP2005198402A - 同期電動機の制御装置，電気機器およびモジュール - Google Patents

Abstract

【課題】
交流同期電動機の回転子位置、ならびに回転速度を直接検出する手段を持たない駆動装置において、駆動装置内部、あるいは負荷装置が周期的な外乱を発生する場合に、この周期的な外乱を抑制して、低振動・低騒音な可変速駆動が実現できる電動機の制御装置を提供する。
【解決手段】
交流同期電動機の磁束軸の位置と、制御器内で仮定した磁束軸の位置との差（軸誤差）を演算し、これを零になるように回転速度を補正することで、センサレス駆動を実現し、さらに、この軸誤差の演算値に基づき、電動機、あるいは負荷装置が発生するトルクの脈動成分を抽出する手段と、それを補償する手段を設けることで達成できる。
【選択図】図１

Description

本発明は、同期電動機の制御装置，電気機器およびモジュールに関する。

交流電動機の速度、あるいは位置センサを用いない制御方式は、これまで様々な手法が公開されている。例えば、交流電動機の代表例である永久磁石同期電動機を対象とした例として、特開２００１−２５１８８９号公報等の方式が知られている。この制御方式は、位置センサを用いない代わりに、制御器内部で磁極位置の推定演算を行うものである。

また、電動機の負荷装置が発生する周期的なトルク外乱の抑制方法としては、特開平
１０−１７４４８８号公報，特開２００２−３４２９０号公報等がある。特開平１０−
１７４４８８号公報に記載の方式は、電動機の速度検出値に含まれる脈動成分を抽出し、これを打ち消すようにインバータ出力電圧に補正を加えるものである。この方式の実現には、速度情報が必要になる。

特開２００２−３４２９０号公報の方式は、トルク電流成分に含まれる脈動成分を検出し、回転速度に補正を加えることで電動機を安定に制御するものである。

特開２００１−２５１８８９号公報 特開平１０−１７４４８８号公報 特開２００２−３４２９０号公報

特開２００１−２５１８８９号公報の方式では、位置センサレスを実現することができるが、負荷装置に圧縮機等の周期外乱の伴う負荷を接続した場合には、その周期外乱を抑制することができない。その結果、回転脈動が発生し、装置の振動・騒音の原因となる課題がある。

特開平１０−１７４４８８号公報の方式は、周期外乱を抑制することが可能であるが、電動機の回転速度情報を必要とする。このため、何らかの速度検出器が必要になる。ホールＩＣ等の位置センサを取り付け、モータの速度検出に使うことは原理的には可能であるが、負荷装置がエアコン等の圧縮機の場合は、周囲環境の課題からセンサの取り付けは困難である。

位置センサの代わりに、電動機の中性点電位を検出し、その変動成分から、速度情報を得る手法も知られているが、速度情報が、電気角にして６０度毎にしか得られず、高速・高精度な速度検出は困難である。特に、電動機を駆動するインバータのオンディレイ（デッドタイム期間）の影響による周期外乱は、電動機の駆動周波数に対して６倍の周波数で変動するため、電気角６０度間隔での速度検出で、この外乱を抑制することは不可能である。また、中性点電位を得るための配線が、１本余分に必要になるという課題がある。

特開２００２−３４２９０号公報の方式は、トルク電流に含まれる脈動に応じて、回転速度自体を変動し、制御装置全体の安定性を向上させるものである。このため、回転脈動はさらに増加し、振動・騒音の課題は解決されない。また、対象が誘導電動機であるので、このままでは同期電動機への適用は難しい。

本発明の目的は、周期的な外乱に起因する振動・騒音を抑制することが可能な電動機の制御装置を提供することにある。

本発明の一つの特徴は、同期電動機の制御装置において、前記電動機または負荷のどちらか一方、あるいは双方が発生する周期外乱成分を、軸誤差推定値に基づいて求める周期外乱推定器を有することである。

本発明によれば、周期的な外乱に起因する振動・騒音を抑制することが可能な電動機の制御装置が実現できる。

次に、図１乃至図１５を参照して、本発明による交流電動機の制御装置の実施例を説明する。尚、以下の実施例では、電動機として永久磁石型同期電動機（以下、ＰＭモータと略）を用いて説明するが、他の同期電動機（例えば、巻線型同期電動機，リラクタンスモータなど）に関しても、同様に実現可能である。

図１は、本発明による交流電動機制御装置の実施例１の系統構成を例示するブロック図である。本実施例１の制御装置は、上位制御装置の指令１００により電動機に回転数指令ω_r ^*を与える回転数指令発生器１と、電動機の交流印加電圧を演算し、パルス幅変調波信号（ＰＷＭ信号）に変換して出力する制御器２と、このＰＷＭ信号により駆動されるインバータ３と、インバータ３に電力を供給するコンバータ４と、制御対象であるＰＭモータ５と、ＰＭモータの負荷である圧縮機６と、コンバータ４がインバータ３へ供給する電流Ｉ０を検出する電流検出器７からなる。

制御器２は、電流検出器７により検出された電流Ｉ０に基づいて、ＰＭモータ５に流れる三相交流電流Ｉ_u，Ｉ_v，Ｉ_w を制御器内部で演算により再現する電流再現器８と、再現された三相交流電流Ｉ_uc，Ｉ_vc，Ｉ_wcを、位相角θ_dc（制御器内部で仮定しているＰＭモータの磁石磁束の位置）によって、ｄ，ｑ各軸上の成分Ｉ_dc，Ｉ_qcに座標変換するｄｑ座標変換器９と、ｑ軸上の電流成分に対して指令Ｉ_q ^*を与えるＩ_q ^*発生器１０と、同様に、ｄ軸上の電流成分に対して指令Ｉ_d ^*を与えるＩ_d ^*発生器１１と、Ｉ_d ^*，Ｉ_q ^*、ならびに電気角周波数指令ω₁ ^*に基づいて、電圧指令Ｖ_dc ^*，Ｖ_qc ^*を演算する電圧指令演算器１２と、Ｖ_dc ^*，Ｖ_qc ^*を、三相交流電圧指令ｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*に変換するｄｑ逆変換器１３と、三相交流電圧指令に基づいて、インバータ３をスイッチ動作するためのパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）を発生させるＰＷＭパルス発生器１４と、ＰＭモータ５の磁石磁束位置
θ_d と、制御器２内部で仮定している位置θ_dcとの誤差に相当する角度（軸誤差）Δθを推定演算するΔθ推定器１５と、加算、ならびに減算を行う加減算器１６と、軸誤差推定値Δθ_dcに対し、指令を与える零指令発生器１７と、Δθを零に制御するために、電気角周波数指令ω₁ ^*に補償を加える比例補償器１８と、ＰＭモータの極数Ｐを用いて回転数指令ω_r ^*を電動機の電気角周波数指令ω₁ ^*に変換する変換ゲイン１９と、電気角周波数を積分し、磁石磁束位置θ_dcを演算する積分器２０と、軸誤差推定値Δθ_dcに基づいて、周期外乱トルク成分であるΔＴ_mを推定演算するΔＴ_m推定器２１(周期外乱推定器）と、ΔＴ_mの推定値ΔＴ_mcに基づいて、ｑ軸電流指令Ｉ_q ^*に補正を加えるトルク制御器(ＡＴＲ)２２と、からなる。

インバータ３に電力を供給するコンバータ４は、交流電源４１と、交流を整流するダイオードブリッジ４２と、直流電圧に含まれる脈動成分を抑制する平滑コンデンサ４３とで構成されている。

次に、図１を用いて、本実施例１の動作原理を説明する。変換ゲイン１９は、回転数指令発生器１からの回転数指令ω_r ^*に基づき、ＰＭモータの電気角周波数ω₁ ^*を演算し出力する。さらに積分器２０を用いてω₁ ^*を積分し、交流位相θ_dcを演算する。電流再現器８では、電流検出器７で検出した電源電流Ｉ０に基づき、特開平８−１９２６３号公報等に記載された手法によって、ＰＭモータの三相交流電流を演算により再現する。次に、ｄｑ座標変換器９において、再現された交流電流Ｉ_uc，Ｉ_vc，Ｉ_wcを、θ_dcにより、角周波数ω₁ ^*で回転する回転座標軸（ｄｑ軸）上の電流成分Ｉ_dc，Ｉ_qcに変換する。Ｉ_qcは、Ｉ_q ^*発生器１０で処理されて、ｑ軸上の電流指令Ｉ_q ^*となる。また、Ｉ_d ^*発生器１１は、ｄ軸上の電流指令Ｉ_d ^*を発生させる（非突極型回転子のＰＭモータでは、通常Ｉ_d ^*＝０）。電圧指令演算器１２では、これらの指令（Ｉ_d ^*，Ｉ_q ^*）と角周波数指令ω₁ ^*に基づき、ＰＭモータへの印加電圧Ｖ_dc ^*，Ｖ_qc ^*を演算する。Ｖ_dc ^*，Ｖ_qc ^*は、ｄｑ逆変換器１３によって、再び交流量に変換され、さらにＰＷＭパルス発生器１４において、パルス幅変調波信号に変換されて、インバータ３へ送られる。これらの基本動作に関しては、特開２００２−２７２１９４号公報に記載されている手法と同様のものである。

Δθ推定器１５では、ＰＭモータ内の磁石磁束の位置θ_d と、制御器内の位置θ_dcの誤差Δθの推定演算を行う。Δθは、図２に例示するベクトル図によって定義される。ＰＭモータ内部の実際の磁石磁束Φの位置をｄ軸とし、それに直交する軸をｑ軸とする。これに対し、制御器内で仮定しているｄｑ軸をｄｃ−ｑｃ軸と定義し、両者のずれが軸誤差
Δθに相当する。

Δθが求められれば、これを修正することで、ｄ−ｑ軸とｄｃ−ｑｃ軸を一致させることが可能となり、ＰＭモータのセンサレス制御が実現できる。Δθの推定演算は、例えば、図３に示すように、Ｉ_q ^*とＩ_qcの差に比例ゲインＫ０を乗じて、Δθの推定値Δθ_dcとすることができる。Ｉ_qcは、負荷変動等によって、θ_d とθ_dcにずれが生じることで変動するため、Ｉ_qcの動きから、逆にΔθを推定することが可能である。ただし、図３の構成の場合には、高精度にΔθを求めるのは困難である。精度を向上させるには、例えば、特開２００２−２７２１９４号公報における数式（３）などに従って演算すればよい。

Δθ推定器１５によって演算された軸誤差推定値Δθ_dcに基づき、これが零になるようにフィードバック制御を行う。零指令発生器１７の指令（零）と、Δθ_dcの差を加減算器１６により求め、比例補償器１８を介して、角周波数ω₁ ^*に補償を加える。図２のベクトル図に示すように、Δθが正の場合、ｄｃ−ｑｃ軸が、ｄ−ｑ軸よりも進んでいることになるため、ω₁ ^*を下げることで、Δθを減少させることができ、逆に、Δθが負の場合は、ω₁ ^*を上げて、ｄ−ｑ軸とｄｃ−ｑｃ軸を一致させる。このように制御することで、Ｍモータの磁極軸の位置センサを用いることなく、制御器内部の位相角θ_dcを、実際のＰＭモータ内の磁石磁束位置θ_d に一致させることができ、位置センサレス制御が実現できる。

次に、本発明の特徴部分であるΔＴ_m 推定器２１（周期外乱推定器）と、トルク制御器２２について、詳細を説明する。まず初めに、ＰＭモータのトルク発生の原理と、軸誤差Δθの関係について、図４、ならびに図５を用いて簡単に説明する。

図４は、ＰＭモータに印加される電圧から、軸誤差Δθ発生までの原理を示すブロック図である。図の各ブロックにおいて、ＲはＰＭモータの巻線抵抗、ＬはＰＭモータのインダクタンス、ＰはＰＭモータの極数、Ｋ_e はＰＭモータの発電定数（磁石磁束）、Ｊは
ＰＭモータと負荷装置のトータルのイナーシャ、ｓはラプラス変換に用いる微分演算子を表す。

図４に示すように、ｑ軸電流Ｉ_qは、ＰＭモータに印加される印加電圧Ｖ_q、ならびに電圧外乱ＶＤと、モータの電気定数Ｒ，Ｌの関係から発生する。Ｉ_q は、ＰＭモータの磁石磁束（ｄ軸）に直交する成分であり、発電定数Ｋ_e を乗じることで、電動機トルクＴ_m になる。ＰＭモータの回転速度ω_r は、電動機トルクＴ_m と負荷トルクＴ_L の差を積分したものである。ここで、負荷トルクＴ_L は、負荷装置の種類や用途によって、様々な特性を持つ。ω_r に、極対数（Ｐ／２）を乗じて、モータの電気角周波数ω₁ が得られ、その積分値がＰＭモータの位置θ_d になる。軸誤差Δθは、制御器内の位相θ_dcとの差として得られる。

ここで、電圧外乱ＶＤ、あるいは負荷トルクＴ_L に、周期的な成分が含まれることを考える。

周期的な電圧外乱ＶＤとしては、例えば、ＰＭモータの磁石磁束が均一でなく、着磁ばらつきがある場合や、あるいは巻線の相間ばらつきがある場合に、等価的に周期的な電圧外乱として影響してくる。あるいは、インバータにおけるアーム短絡防止期間（デッド・タイム）の影響による外乱等も、インバータの駆動周波数の６倍周波数として発生する。

また、周期的な負荷トルク外乱としては、例えば、冷蔵庫やエアコン等に用いられるレシプロ圧縮機や、シングルロータリー圧縮機等の負荷が考えられる。レシプロ圧縮機の場合、電動機の一回転を一周期として、激しく負荷が変動する。

これら、振動・騒音を制御的に抑制するには、前述の周期的なトルク変動が零になるように、制御系を構成すればよい。従来の発明では、何らかの手段で回転速度情報を検出し、その回転脈動が零になるように印加電圧を制御して対応してきた。エアコン等の圧縮機では、直接速度情報を得ることは難しいため、モータの中性点電位の変動を検出し、電気角で６０度刻みの情報を得て、速度を推定演算していた。

しかしながら、この方式では、電気角周期に対して６点の情報しか得られず、速度情報としては不充分である。この状態では、６０度分の遅れの影響や、速度検出精度に問題が生じる。あるいは、モータの誘導起電圧のひずみによって生じる脈動に対しては、電気角周期よりも短い周期（主に１／６周期）になるため、抑制することは困難である。

また、制御理論を駆使し、負荷外乱オブザーバなどを構築し、脈動トルクを推定演算する手法も考えられるが、この場合には、オブザーバそのものの応答周波数が課題となる。脈動トルクの周波数が高い場合、それに応じて、オブザーバの設定応答も上げる必要がある。脈動トルクの周波数成分が高くなればなるほど、オブザーバの高い応答性が要求され、結果的には高速演算処理が必要になる。このため、これまでの周期外乱の抑制方法としては、一般的に低速域での振動抑制は可能であったが、高速回転時の抑制は難しかった。

例として、汎用マイコンを使用してオブザーバを構成した場合を考察してみる。オブザーバ応答時間を１ｍｓ（１,０００rad／ｓ→約１５０Ｈｚ）とした場合、検出可能な脈動トルクは３０Ｈｚ程度である。これを４極のモータにすると、９００［ｒ／min ］となる。圧縮機の場合、最高回転数が３,０００［ｒ／min］以上になることが多いため、３０％程度の速度以下でないと適用できないことになる。

本発明では、図４のブロック図に着目し、軸誤差Δθから、トルク脈動成分ΔＴ_m を推定する手法を提案する。軸誤差Δθは、瞬時瞬時の値が演算できるため、演算遅れの影響を受けずに高精度の推定演算が可能である。また、駆動周波数に対して高い周波数成分
（例えば、６倍の振動成分）に対しても、検出可能であるという特徴がある。この結果、従来の周期外乱抑制方法に比べ、大幅に高速域までの推定演算が可能になる。

このような周期外乱が発生した場合、電動機トルクＴ_m と、負荷トルクＴ_L の差が、周期的なトルク変動となり、振動・騒音の原因になる。この振動，騒音を抑制するには、例えば、装置全体を吸音材で囲むなどの対策が必要であり、装置の大形化、ならびにコストアップとなり、課題である。

これら、振動・騒音を制御的に抑制するには、前述の周期的なトルク変動が零になるように、制御系を構成すればよい。従来の発明では、何らかの手段で回転速度を検出し、その回転脈動を零になるように印加電圧を制御して対応してきた。しかしながら、エアコン等の圧縮機では、モータが圧縮機内部に組み込まれるため、簡単に速度情報を得るのは難しく、また、得られたとしても、せいぜい電気角相当で６０度刻みの情報しか得られない。このため、高精度化は困難であった。

本発明では、図４のブロック図に着目し、軸誤差Δθから、トルク脈動成分ΔＴ_m を推定する手法を提案する。軸誤差Δθは、瞬時瞬時の値が演算できるため、高速・高精度の推定演算が可能である。また、駆動周波数に対して高い周波数成分（例えば、６倍の振動成分）に対しても、検出可能であるという特徴がある。

図５に、負荷トルクＴ_L が、角周波数ω_d にて正弦波状に振動する成分を含んだ場合のトルク脈動成分（ΔＴ_m ），回転速度変動（Δω_r ），軸誤差（Δθ）をそれぞれ例示する。定常状態を考えると、Ｔ_mとＴ_L の平均値は一致し、ΔＴ_mは振動成分のみになる（図５（ｂ））。回転速度に含まれる振動成分Δω_r は、このΔＴ_mを積分したものであり、ΔＴ_m に比べて、位相が９０度遅れた波形になる。振動の大きさ自体は、イナーシャＪに依存して変化するが、位相はほぼ９０度遅れるものと考えてよい。軸誤差Δθは、Δω_rをさらに積分し、符号を反転したもの（図２に示した定義の関係で符号を反転する）となるため、位相は９０度進められることになる（積分で９０度遅れた上で、符号が反転するので、９０度進むことになる）。すなわち、ΔＴ_m の変動成分は、Δθにおいては、同位相の振動波形となって観測される。この関係を、ブロック線図から導出すると、以下のようになる。

図６（ａ）に、ΔＴ_m からΔθまでのブロック図を示す。このブロック図を、逆変換することで、Δθから、ΔＴ_m までの伝達関数を求めることができ、同図（ｃ）のようになる。

図６（ｃ）に従ってΔＴ_m を求めれば、Δθ_dc（Δθの推定値）から、直接トルクの脈動成分の推定が可能である。しかしながら、Δθ_dcを二階微分することは、現実的に不可能である。Δθ_dcは、元々推定値であり、検出値のノイズ等も多く含まれているため、微分を用いることは推定誤差が増え、また、演算周期からの限界もある。

そこで、「外乱成分は周期関数である」という点に着目し、ｓ＝ｊω_d を図６（ｃ）に代入する。すると、図６（ｄ）に示すように、Δθを定数倍したものが、ΔＴ_m となって推定できることになる。この結果は、図５における（ｂ）と（ｄ）の波形の関係と一致する。

図６（ｄ）を具現化する構成が、図７に示すΔＴ_m 推定器２１（周期外乱推定器）である。ΔＴ_m推定器２１(周期外乱推定器）は、Δθ_dcを２Ｊ／Ｐ倍にする比例ゲイン２１１と、２つの乗算器２１２からなり、図６（ｄ）の演算を実施する。

図７により、Δθ_dcから、ΔＴ_m に含まれる角速度ω_d の周期外乱成分を推定することが可能である。

次に、このΔＴ_m を抑制するトルク制御器２２（図８）について説明する。

トルク制御器に必要な条件としては、
（１）周期外乱成分に対して、追従性が高いこと
（２）周期外乱以外の成分には、感度が低いこと
の２つが要求される。（１）は、周期外乱を抑制するために、最も重要な条件である。
（２）は、過渡時などに、直流的なΔθが発生した場合に、トルク制御器が制御全体に影響することを防止するために必要な条件である。前述のように、本補償器は、「周期外乱であること」が前提であり、図６に示す等価変換は、直流外乱等には適用できない。よって、周期外乱以外の成分には、感度を下げておく必要がある。

図８に例示するトルク制御器は、ΔＴ_m の推定値ΔＴ_mcに対して、零指令を与える零指令発生器１７と、角周波数ω_d にてピークを持つ正弦波伝達関数２２１と、トルク制御ゲイン２２２から構成される。この時、正弦波伝達関数２２１の角周波数ω_d を、周期外乱トルクの変動周波数に一致させておく。圧縮機等の場合、周期外乱の変動周波数は、駆動周波数に一致した周波数になるため、ω_d を脈動周波数に合わせることは容易である。また、周期的な電圧外乱に対しても、駆動周波数の整数倍になることがほとんどであるため、このω_d の設定は比較的容易である。

また、本トルク制御器は、前述の条件（１），（２）の双方を満たしている。正弦波伝達関数は、角周波数ω_d においてゲインが無限大となり、ΔＴ_mcに含まれるω_d 成分の要素のみの偏差を零にすることが可能であり、それ以外の周波数成分に関しては感度を持たない。正弦波伝達関数の詳細に関しては、例えば、特開平７−２０９０６号公報等に示されている。

図８のトルク制御器２２を用いることで、角周波数ω_dの正弦波状の信号Ｉ_qSIN ^*がＩ_q ^*に加算され、トルク脈動成分ΔＴ_m を抑制することが可能である。

以上、本発明の第１の実施例を、周期外乱負荷を例に説明したが、周期的な電圧外乱に関しても同様に対策が可能である。また、電流検出法として、コンバータ４の電流値Ｉ０からモータ電流を再現する方法を用いたが、各相電流を直接ホールＣＴや、シャント抵抗にて検出しても良い。

次に、図９を用いて、本発明による実施例２について説明する。

実施例１では、トルク脈動の振動周波数ω_d に対して、ゲインが無限大となる正弦波伝達関数を導入した。この結果、トルク脈動に含まれるω_d 成分は除去されるが、代わりにＰＭモータの駆動電流のひずみが大きくなる。負荷トルク変動に瞬時に追従させるため、瞬時電流の変動は大きくなるのは避けられないが、これが原因となって、ＰＭモータの効率の劣化、あるいは、ピーク電流による過電流トリップなどの不具合が発生する場合がある。そこで、全体的に振動・騒音の低減効果を和らげて、逆に電流ひずみを防止する妥協点に調整する方が実用的であると言える。

実施例２は、周期外乱の抑制効果に対して、抑制能力を調整する機能を付加するものである。

図９に、本実施例２におけるトルク制御器２２Ｂの構成を例示する。本トルク制御器
２２を、図１のトルク制御器２２の代わりに用いることで、実施例２が実現できる。

図９におけるトルク制御器２２Ｂでは、ピーク抑制機能を持った正弦波伝達関数２２１Ｂと、制御ゲイン２２２Ｂと、零指令発生器１７と、加減算器１６から構成されている。ピーク抑制機能を持った正弦波伝達関数２２１Ｂは、分母にＴａ・ｓの項を持ち、Ｔａの大きさによって、関数のピーク値を可変にすることができる。

この結果、ω_d 成分の外乱抑制効果を調整することが可能となり、騒音・振動と、ＰＭモータ相電流のひずみの最適点での駆動が可能となる。

次に、図１０を用いて、本発明による実施例３について説明する。

実施例１、ならび２では、トルク制御器として、トルク脈動の振動周波数ω_d に対して、ゲインが最大（実施例１では無限大）となる伝達関数を導入した。これらの制御器では、最終的には、出力段の制御ゲイン（制御ゲイン２２２、あるいは制御ゲイン２２２Ｂ）の大きさで、脈動成分の収束応答が決定される。

しかしながら、これらの制御ゲインの設定値と、実応答時間の関係が複雑であり、ボード線図を作成して検討するか、あるいはシミュレーション，実測により求めることになる。このため、調整作業に非常に労力を要することになる。

実施例３では、調整作業を簡便化するためのトルク制御器を提供する。

図１０に、本実施例３におけるトルク制御器２２Ｃの構成例を示す。本トルク制御器
２２Ｃを、図１のトルク制御器２２の代わりに用いることで、実施例３が実現できる。

図１０におけるトルク制御器２２Ｃでは、単相−ｄｑ座標変換器２２３，一次遅れフィルタ２２４，積分制御器２２５，ｄｑ−単相逆変換器２２６、ならびに積分器２０，加減算器１６，零指令発生器１７から構成される。次にこのトルク制御器２２Ｃの動作について説明する。

ΔＴ_m 推定器の出力ΔＴ_mcを、単相−ｄｑ座標変換器２２３にて、ＳＩＮ成分とＣＯＳ成分に分解する。尚、単相−ｄｑ座標変換器２２３の変換式は下記である。

（数１）に従えば、ΔＴ_mcにω_d の周波数成分が含まれれば、その量に応じて、ΔＴ_ds，ΔＴ_qsの平均値が零でない値になる。この平均値は、それぞれ、ΔＴ_mcに含まれるCOS成分、ならびにＳＩＮ成分に一致する。ただし、ΔＴ_ds，ΔＴ_qsには、ω_d の２倍成分が多量に含まれるため、一次遅れフィルタ２２４にて、交流成分を削除する必要がある。この結果、ΔＴ_ds，ΔＴ_qsは、ΔＴ_mcに含まれる脈動成分の、ＣＯＳ成分、ならびにＳＩＮ成分になる。次に、この各成分を零にするため、指令である「零」信号を、零指令発生器１７から与え、指令との偏差を加減算器１６で演算する。これらの偏差に基づき、積分制御器２２５が積分補償を行い、脈動成分を零に制御する。最後に、Ｉ_ds，Ｉ_qsの値を単相信号に逆変換し、Ｉ_qSIN ^* を出力する。この逆変換は、下記式に従って演算される。

脈動成分ΔＴ_mcは、（数１）にて座標変換された後は、直流量になるため、積分制御器２２５にて、偏差をなくすことができる。すなわち、このトルク制御器は、外部から見ると、角周波数ω_d においてゲインが無限大となる補償要素と、等価になる。つまり、実施例１のトルク制御器２２と同等の周波数特性を持つことになる。

トルク制御器２２Ｃの場合、図８や図９のトルク制御器に比べ、調整箇所は一次遅れフィルタの時定数Ｔ_ATR と、積分制御器２２５のゲインＫ_iATRの２ケ所になる。ただし、
Ｔ_ATRは、ω_dに対して十分大きな時定数に選べばよいので、調整方法は特に難しくない。また、Ｋ_iATRの値は、直接的に、脈動成分抑制の応答時間を決定付けることになり、制御応答時間は、Ｋ_iATRの値に対して線形になる。この結果、ゲイン設定が容易になるという効果が得られる。

次に、図１１を用いて、本発明による実施例４について説明する。

実施例３では、振動周波数ω_d に対して、ゲインが無限大となるトルク制御器を提供した。これは、実施例１のトルク制御器（図８）に動作としては等価である。このため、実施例２で記述したことと、同様の課題が生じる。すなわち、トルク脈動に含まれるω_d 成分は除去されるが、代わりにＰＭモータの駆動電流のひずみが大きくなり、ＰＭモータの効率の劣化、あるいは、ピーク電流による過電流トリップなどの不具合が生じ易くなる。

そこで、実施例２と同様に、角周波数ω_d におけるゲインを無限大から有限にする方法を提案する。

図１１に、実施例４におけるトルク制御器２２Ｄの構成を例示する。本トルク制御器
２２Ｄを、図１のトルク制御器２２の代わりに用いることで、実施例４が実現できる。

図１１におけるトルク制御器２２Ｄと、図１０におけるトルク制御器２２Ｃとの差違は、積分制御器２２５が、不完全積分制御器２２５Ｄに変更された点である。不完全積分器２２５Ｄ内の時定数ＴｉとゲインＫ_iATRによって、ピークが抑制される。この結果、ω_d 成分の外乱抑制効果を調整することが可能となり、騒音・振動と、ＰＭモータ相電流のひずみの最適点での駆動が可能となる。

次に、図１２を用いて、本発明による実施例５について説明する。

実施例１〜４では、軸誤差Δθの推定値に基づいて、周期的なトルク脈動成分を推定し、抑制する方法を述べた。主要な脈動成分は、Ｉ_qcや、軸誤差推定値に現われるが、Ｉ_dcにも影響が出てくる。

ｄ軸電流はトルクには寄与しないが、トルク脈動によって、回転軸がずれることで、ｄ軸方向にも脈動による電流が発生する。これを利用して、トルク脈動をさらに低減するものが、実施例５である。

図１２において、制御器２Ｅは、実施例１における制御器２とほぼ同じものである。新たに、ｄ軸（ｄｃ軸）の電流制御を行うｄ軸電流制御器Ｉ_dACR（２２Ｃ）を追加した。
２２Ｃは、例えば、図１０に示したトルク制御器２２Ｃと全く同じものを導入し（ゲインＫ_iATRは調整する必要がある）、ΔＴ_mcの代わりにＩ_dcを入力し、出力をＩ_d ^*に加算する。電圧指令演算器１２では、Ｉ_d ^** を新たな指令値として、電圧指令の演算を行う。

Ｉ_dACRを追加することで、Ｉ_dcに含まれる脈動成分を除去でき、結果的に、トルク脈動成分を低減することが可能となる。

次に、図１３を用いて、本発明による実施例６について説明する。

図１３において、部品番号１，２，３，５，７，４１，４２，４３は、それぞれ、実施例１における同じ番号のものと同一のものである。本実施例では、制御器２，インバータ３，電流検出器７，ダイオードブリッジ４２を、パワーモジュールに一体化し、小形化したものである。回転数指令発生器１としては、外部のマイコンを使用し、通信によって速度指令が送られてくる。その他、パワーモジュールには、交流電源４１，平滑コンデンサ４３，ＰＭモータ５を配線することで、周期的なトルク脈動を抑制できる同期電動機の制御装置が実現できる。

本発明の目的は、システムの騒音・振動を低減することで、防音・防振材を減らし、装置の小形化を実現することにある。実施例６では、制御器やインバータをモジュール化することで、さらに装置全体の小形化が実現できる効果がある。

次に、図１４を用いて、本発明による実施例７について説明する。

図１４において、部品番号２，３，６，７，４２，４３は、それぞれ、実施例１(図１)、および実施例６（図１４）における同じ番号のものと同一のものである。本実施例は、制御器２，インバータ３，電流検出器７，ダイオードブリッジ４２を組み込んだパワーモジュールを用いて、エアコンの室外機３０を構成したものである。エアコン等の圧縮機では、密閉状態の圧縮機内部にＰＭモータが組み込まれており、ＰＭモータの回転数や、磁石磁束の位置などの検出が困難である。

しかしながら、本発明による制御装置を組み込むことで、圧縮機の発生する振動・騒音を、ＰＭモータの回転数や位置を検出せずに低減することが可能である。

図１５に、本発明によるエアコンの圧縮機を起動し、回転速度を変化させた場合の、騒音の変化、ならびに電流波形の変化の一例を図示する。図１５では、回転速度を高速から低速へ変化させたため、全体的な騒音は、低下している。

圧縮機の回転数が変化した直後は、騒音・振動が残るが、数秒から数十秒以内に騒音が低下する。この時、騒音低下の前後で、電流のひずみ波形が変化する。これは、圧縮機の回転数が変化することで、周期外乱の発生条件が変化したため、過渡現象が生じたものである。この過渡現象に対しても、制御器が徐々に反応し、最後は騒音を低下させるため、電流の波形（ひずみ）が変化する。

本発明の場合、瞬時瞬時の軸誤差演算に基づいて、周期外乱の抑制が可能であるため、回転速度が高い場合でも、このような現象が観測される。圧縮機を駆動する周波数の最高周波数を１００％とした場合、３０％を超える範囲においても、低騒音化・低振動化が可能である。

また、図１５の電流波形のように、駆動周波数よりも低い周波数の外乱成分のみならず、駆動周波数よりも高い周波数成分に対しても、同様な効果が得られる。

尚、実施例として、エアコンを例に説明したが、その他の電気機器、例えば、パッケージエアコンや、冷蔵庫等の場合にも、同様の効果が得られる。

以上のように、本発明によれば、同期電動機の回転速度や回転軸位置を検出するセンサを用いずに、負荷装置、あるいは電動機自身が発生する周期的なトルク外乱を抑制する高性能な電動機駆動を実現することができる。なお、同期電動機の回転速度や回転軸位置を検出するセンサがある場合でも同様に実現することは可能である。

本発明による同期電動機制御装置の実施例１の系統構成を示すブロック図である。 本発明による同期電動機制御装置の実施例１における軸誤差Δθの定義を示すベクトル図である。 本発明による同期電動機制御装置の実施例１における軸誤差推定器の内部構成を示すブロック図である。 本発明による交流電動機制御装置の実施例１における、電動機への印加電圧から、軸誤差発生までの原理を説明するブロック図である。 本発明による交流電動機制御装置の実施例１における、周期的な外乱トルクと、それに起因して発生する回転脈動，軸誤差変動の原理を示す波形図である。 本発明による交流電動機制御装置の実施例１における、脈動トルク成分の推定原理を説明するブロック図である。 本発明による同期電動機制御装置の実施例１におけるΔＴ_m 推定器の内部構成を示すブロック図である。 本発明による同期電動機制御装置の実施例１におけるトルク制御器の内部構成を示すブロック図である。 本発明による同期電動機制御装置の実施例２におけるトルク制御器の内部構成を示すブロック図である。 本発明による同期電動機制御装置の実施例３におけるトルク制御器の内部構成を示すブロック図である。 本発明による同期電動機制御装置の実施例４におけるトルク制御器の内部構成を示すブロック図である。 本発明による同期電動機制御装置の実施例５における制御器の内部構成を示すブロック図である。 本発明による同期電動機制御装置を適用した実施例６の外観を示す構成図である。 本発明による同期電動機制御装置をエアコンに適用した実施例７の外観を示す構成図である。 本発明によるエアコンの圧縮機を起動し、回転速度を変化させた場合の、騒音の変化、ならびに電流波形の変化の一例を示した図である。

符号の説明

１…回転数指令発生器、２…制御器、３…インバータ、４…コンバータ、５…ＰＭモータ、６…圧縮機、７…電流検出器、８…電流再現器、９…ｄｑ座標変換器、１０…Ｉ_q ^*発生器、１１…Ｉ_d ^*発生器、１２…電圧指令演算器、１３…ｄｑ逆変換器、１４…ＰＷＭパルス発生器、１５…Δθ推定器、１６…加減算器、１７…零指令発生器、１８…比例補償器、１９…変換ゲイン、２０…積分器、２１…ΔＴ_m 推定器、２２…トルク制御器、４１…交流電源、４２…ダイオードブリッジ、４３…平滑コンデンサ。

Claims (15)

1. 負荷を伴う同期電動機を、インバータの出力電圧によって制御する制御器を有する同期電動機の制御装置において、
   前記制御器では、前記電動機または負荷のどちらか一方、あるいは双方が発生する周期外乱成分を、軸誤差推定値に基づいて求める周期外乱推定器を有することを特徴とする同期電動機の制御装置。
2. 請求項１において、
   前記軸誤差推定値は、前記同期電動機に流れる交流電流、あるいは、電源が供給する電流の少なくとも一方の検出値に基づいて演算することを特徴とする同期電動機の制御装置。
3. 請求項１において、
   周期外乱の変動周波数又は変動周波数付近にピーク値を持つ周波数特性の補償器により、前記周期外乱を打ち消すトルク制御器を有することを特徴とする同期電動機の制御装置。
4. 請求項１において、
   前記軸誤差推定値は、前記同期電動機における磁極軸の位相角と、前記同期電動機の磁極軸の推定位相角との誤差に相当する量であることを特徴とする同期電動機の制御装置。
5. 請求項１において、
   前記負荷は、圧縮機であることを特徴とする同期電動機の制御装置。
6. 請求項１において、
   前記周期外乱推定器は、
   前記軸誤差推定値と、周期外乱の変動周波数と、前記同期電動機ならびに前記負荷装置の定数とに基づいて、前記周期外乱成分を演算することを特徴とした同期電動機の制御装置。
7. 請求項３において、
   前記トルク制御器の出力に基づいて、前記制御器の出力電圧に補正を加えるものであることを特徴とする同期電動機の制御装置。
8. 請求項３において、
   前記ピーク値を変更し、周期外乱の抑制効果を可変する手段を備えることを特徴とする同期電動機の制御装置。
9. 請求項３において、
   前記トルク制御器が、
   前記周期外乱を入力とし、
   前記周期外乱の周波数で変化するＳＩＮ関数、ならびにＣＯＳ関数を乗算し、
   それぞれの平均値を求めて、前記周期外乱のＳＩＮ成分，ＣＯＳ成分を導出し、
   前記ＳＩＮ成分、ならびに前記ＣＯＳ成分が零になるように、前記制御器の出力する電圧に対して、積分制御、あるいは不完全積分制御による補正を加えるものであることを特徴とした同期電動機の制御装置。
10. 請求項１において、
    前記同期電動機の磁極軸位相に対して、これに同期した電流成分である励磁電流成分を演算する手段を備え、
    前記励磁電流成分に含まれる脈動分を除去する手段を備えることを特徴とした同期電動機の制御装置。
11. 請求項１の同期電動機の制御装置により、圧縮機を駆動することを特徴とした冷蔵庫。
12. 請求項１の同期電動機の制御装置により、圧縮機を駆動することを特徴としたエアコンディショナー。
13. 同期電動機と、該同期電動機に接続された圧縮機と、前記同期電動機にパルス幅変調された電圧を印加し、前期同期電動機を連続した交流電流で駆動するインバータと、前記インバータの出力する電圧を制御する制御器とを有する電気機器において、
    前記同期電動機の駆動周波数を変化させ、前記圧縮機の回転数を変化させた場合に現れる前記交流電流波形のひずみ成分を、時間経過と共に変化させ、
    前記電気機器の発生する騒音・振動を低減することを特徴とした電気機器。
14. 請求項１３において、
    前記同期電動機の駆動周波数の変化時に、前記交流電流のひずみ成分を変化させる動作を、前記同期電動機の通常駆動される駆動周波数範囲に対して、３０％速度以上の範囲において実行することを特徴とした電気機器。
15. 負荷に接続された同期電動機に電圧を印加するインバータと、
    インバータに電力を供給するコンバータと、
    前記電圧を制御する制御器とを有するモジュールにおいて、
    前記制御器では、前記電動機または負荷装置のどちらか一方、あるいは双方が発生する周期外乱成分を、軸誤差推定値に基づいて推定演算する周期外乱推定器を有することを特徴とするモジュール。
    
    
    

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