JP2018113770A - モータ駆動装置および冷凍機器 - Google Patents

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Abstract

【課題】小容量の平滑コンデンサを採用しながら、直流電圧リップルに起因するモータ電流の歪み抑制を実現できるモータ駆動装置及び冷凍機器を提供する。【解決手段】整流回路と、フィルムコンデンサまたは２００マイクロファラド以下のコンデンサからなる平滑コンデンサと、電圧検出手段と、インバータ回路と、電流検出手段と、直流電圧信号と直流電流信号に基づきインバータ回路を制御する制御器と、を備えており、制御器は、モータの制御に用いる電圧指令値を生成する電圧制御器と、直流電圧信号に含まれるリップル周波数を演算するリップル周波数演算器と、直流電流信号に基づく信号をリップル周波数近傍でゲインを有するＳ制御器で処理し補正量を出力する高調波抑制器と、を有し、電圧指令値を補正量で補正した信号に基づいて、インバータ回路を制御することを特徴とするモータ駆動装置。【選択図】図１

Description

本発明は、モータ駆動装置、および、これを備えた冷凍装置に関し、特に、交流電源を直流電圧に変換して、更に直流電圧を交流電圧に変換するインバータを用いてモータを駆動するモータ駆動装置であって、直流電圧の電圧リップルの影響によって発生するモータ電流の歪みを抑制し、モータのトルクリップルや振動・騒音を低減する、モータ駆動装置、および、これを備えた冷凍装置に関する。
従来より、交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、その整流回路からの直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、を備えたモータ駆動装置が、エアコンなどの冷凍機器や産業装置に広く用いられている。
このモータ駆動装置では、単相または３相の交流電圧をダイオード整流回路により直流電圧に変換した場合、直流電圧には整流回路に入力される交流電源周波数ｆｓに対して、２倍または６倍の周波数成分を持つ電圧リップルが発生する。この電圧リップルは、整流回路の出力側に接続する平滑コンデンサ容量を大きくすれば低減できるが、平滑コンデンサ容量を大きくすると、モータ駆動装置のコストと体積が増加してしまう課題がある。
直流電圧に電圧リップルが存在する場合、直流電圧の検出遅延とインバータ制御器の演算遅延などの影響で、インバータの出力電圧には、直流電圧リップル周波数ωｒｉｐ成分が含まれることになるため、モータ電流の歪みが発生する。
特に、インバータの出力周波数と直流電圧リップル周波数が接近すると、インバータにより駆動するモータの巻線の抵抗値ｒやインダクタンスＬが小さい場合、二つの周波数の「差の周波数成分」によって、モータ電流の歪みと大きな脈動電流が発生し、モータの出力トルクが脈動するビート現象が発生する。
このビート現象の抑制方式について、例えば、特許文献１には、回転座標系のγ−δ軸電流の高周波成分を検出して、３相の相電流ビート（歪み）成分を演算し、この演算値を増幅して、３相の電圧指令値を修正する方法が開示されている。
特許第４１２０８６８号公報
しかし、特許文献１に記載の方法では、回転座標系のγ−δ軸電流の高周波成分を抽出するために、ハイパス・フィルタが必要になる。このため、電源周波数（５０Ｈｚ、６０Ｈｚ）などの違いや、周波数の誤差などが存在する場合、抑制効果を向上させるには、ハイパス・フィルタに設定するゲインなどの微調整が必須となる。また、ハイパス・フィルタを、マイクロコンピュータもしくはＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）等の離散制御器で実現する場合、離散制御の制御（演算）周期に起因する時間遅延などの影響を無視できない。
そこで、本発明は、直流電圧の検出信号から直流電圧のリップル周波数を推定して、推定されたリップル周波数を特定の周波数に対しゲインを有する正弦波伝達関数制御器(以下「Ｓ制御器」と称する)に設定して、バイパス・フィルタや専用検出回路等の追加構成を不要としながら、モータの出力トルクのビート現象を抑制できるモータ駆動装置、および、冷凍機器を提供することにある。
上記課題を解決するために、本発明のモータ駆動装置は、入力側に交流電源が接続され、出力側にモータが接続され、前記交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、該整流回路が出力する直流電圧を平滑する、フィルムコンデンサまたは２００マイクロファラド以下のコンデンサからなる平滑コンデンサと、該平滑コンデンサの両端電圧を検出し直流電圧信号を出力する電圧検出手段と、前記平滑コンデンサが出力する直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、該インバータ回路の直流電流もしくは交流電流を検出し電流信号を出力する電流検出手段と、前記直流電圧信号と前記電流信号に基づき前記インバータ回路を制御する制御器と、を備えており、前記制御器は、前記モータの制御に用いる電圧指令値を生成する電圧制御器と、前記直流電圧信号に含まれるリップル周波数を演算するリップル周波数演算器と、前記電流信号に基づく信号を前記リップル周波数近傍でゲインを有するＳ制御器で処理し補正量を出力する高調波抑制器と、を有し、前記電圧指令値を前記補正量で補正した信号に基づいて、前記インバータ回路を制御するものとした。
本発明によれば、大容量の平滑コンデンサを採用することなく、また、専用検出回路等の追加構成を不要としながら、直流電圧リップルに起因するモータ電流の歪み抑制し、モータの出力トルクのビート現象を抑制したモータ駆動装置、及び、冷凍機器を提供することができる。
実施例１のモータ駆動装置の構成図。 実施例１の制御器の機能ブロック図。 実施例１のモータ駆動装置の制御軸、モータ回転軸。 実施例１のモータ駆動装置の速度＆位相推定器の構成図。 実施例１のモータ駆動装置の直流電圧検出回路及びＡ／Ｄ変換器の構成図。 実施例１のモータ駆動装置の直流電圧信号波形とモータのｑｃ軸電流波形。 実施例１のモータ駆動装置の高調波抑制器の構成図。 実施例１のモータ駆動装置のＳ制御器のゲイン特性と位相特性を示す図。 実施例１のモータ駆動装置のリップル周波数演算器の構成図。 実施例１のモータ駆動装置のモータのｑｃ軸電流波形と直流電圧リップル周波数の波形。 実施例２の冷凍機器の構成図。
以下、図面を用いて本発明の実施例を説明する。
図１から図１０を用いて、本発明の実施例１のモータ駆動装置について説明する。
図１は本実施例のモータ駆動装置１００の全体構成を示す図である。ここに示すように、モータ駆動装置１００は、交流電源１とモータ６が接続され、主に、整流回路２、平滑コンデンサ３、インバータ回路４、制御器５、電流検出回路７、直流電圧検出回路８を備えている。整流回路２は、交流電源１に接続され、交流電源１からの交流電圧を直流電圧に変換する。平滑コンデンサ３は、整流回路２の直流出力端子に接続され、整流回路２の出力である直流電圧を平滑する。インバータ回路４は、制御器５から入力されたＰＷＭ信号に従って、ＩＧＢＴやパワーＭＯＳなどの半導体スイッチング素子をオン・オフ動作させ、平滑コンデンサ３の出力である直流電圧を交流電圧に変換して出力し、モータ６の回転数もしくはトルクを制御する。
ここで、本実施例の平滑コンデンサ３は、一般的な大容量の電解コンデンサの代わりに、数十から２００μＦ（マイクロファラド）程度のフィルムコンデンサなど、長寿命小型のものを使用する。コンデンサ容量の低減により、直流電圧にリップル成分が大きくなるが、モータ駆動装置１００の小型化、低コスト化及び長寿命化を図ることができる。
電流検出回路７は、平滑コンデンサ３とインバータ回路４の間に設けられたシャント抵抗により、インバータ回路４の直流電流（母線電流）を検出し、母線電流信号Ｉｓｈを出力する。直流電圧検出回路８は、平滑コンデンサ３の両端の直流電圧を検出し、直流電圧信号Ｅｄｃを出力する。また、制御器５は、上位システムから入力される速度指令値ω*、および、電流検出回路７と直流電圧検出回路８の出力に基づいて、インバータ回路４を制御するＰＷＭ信号を生成する。なお、制御器５はマイクロコンピュータもしくはＤＳＰ等の半導体演算素子を用いている。
図２は、モータ６に印加する電圧指令信号を演算し、インバータ回路４を制御するＰＷＭ制御信号を生成する制御器５の機能ブロック図であり、各機能はＣＰＵ（コンピュータ）及び演算プログラムにより実現される。ここに示すように、制御器５は、ｄｑベクトル制御により、モータ６に印加する電圧指令信号（Ｖｕ ＊，Ｖｖ ＊，Ｖｗ ＊）を演算し、インバータ回路４の制御信号であるＰＷＭ信号を生成するものであり、図２に示すように、速度制御器１０と、ｄ軸電流指令発生器１１と、電圧制御器１２と、２軸／３相変換器１３と、速度＆位相推定器１４と、３相／２軸変換器１５と、電流再現演算器１６と、高調波抑制器１７と、リップル周波数演算器１８と、ＰＷＭ制御器１９とを備える。
これらのうち、電流再現演算器１６は、電流検出回路７が出力する母線電流信号Ｉｓｈと、２軸／３相変換器１３が出力する３相電圧指令値Ｖｕ ＊，Ｖｖ ＊，Ｖｗ ＊を用いて、インバータ回路４の出力電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを再現する。なお、図２では、コスト低減のために、母線電流信号Ｉｓｈから３相の出力電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを再現する方式を採用しているが、電流センサなどの電流検出手段を用いてインバータ回路４の出力である交流電流を検出しても良く、この場合は、その電流検出手段が検出した３相電流を３相／２軸変換器１５に入力すれば良い。
図３は、本実施例のモータ駆動装置１００の制御軸と、モータ回転軸を示す図である。同図において、ｄｃ−ｑｃ軸は制御系の推定軸、ｄ−ｑ軸はモータ回転軸であり、ｄ−ｑ軸とｄｃ−ｑｃ軸との軸誤差をΔθｃと定義する。このとき、３相／２軸変換器１５は、電流再現演算器１６で再現された３相の出力電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと、速度＆位相推定器１４により推定された位相情報θｄｃを用い、式１と式２に基づいて、ｄｃ軸電流検出値Ｉｄｃと、ｑｃ軸電流検出値Ｉｑｃを演算する。
Figure 2018113770
Figure 2018113770
速度制御器１０は、外部からの速度指令値ω＊とモータ回転速度推定値ω１の偏差に従って、ｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊を出力する。また、ｄ軸電流指令発生器１１は、モータ電流を最小化するｄ軸電流指令値Ｉｄ ＊を出力する。
電圧制御器１２では、上述した、ｄ軸電流指令値Ｉｄ ＊と、ｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊と、ｄｃ軸電流検出値Ｉｄｃと、ｑｃ軸電流検出値Ｉｑｃと、速度指令値ω＊、および、予め登録されたモータ定数（巻き線抵抗ｒ、ｑ軸インダクタンスＬｄとＬｑ等）を用いて、モータ６の制御に用いるｄｃ軸電圧指令値Ｖｄｃと、ｑｃ軸電圧指令値Ｖｑｃを演算する。電圧制御器１２での電圧制御は周知のものであるため、詳細な説明を省略する。
続いて、モータ位置センサレス制御を実現するための速度＆位相推定方法について、詳細に説明する。
図４は、図２の速度＆位相推定器１４の詳細な機能ブロック図である。この速度＆位相推定器１４は、モータ回転子位置センサレス制御法により、回転子位置と回転速度とを推定するものであり、具体的には、モータ軸（ｄ−ｑ軸）と制御系軸（ｄｃ−ｑｃ軸）との軸誤差Δθｃを演算する軸誤差演算器２１と、モータ回転速度推定値ω１を推定する速度推定器２２と、制御系の位相情報θｄｃを演算する位相演算器２３を備えるとともに、軸誤差Δθｃと指令値（＝０）との一致を保持している。
軸誤差演算器２１は、上述した、ｄｃ軸電圧指令値Ｖｄｃ、ｑｃ軸指令電圧値Ｖｑｃ、ｄｃ軸電流値Ｉｄｃ、ｑｃ軸電流値Ｉｑｃ、モータ定数２４、および、後述する、モータ回転速度推定値ω１から、以下の式３を用いて、軸誤差Δθｃを演算する。
Figure 2018113770
速度推定器２２は、軸誤差演算器２１が出力する軸誤差Δθｃを、所謂、ＰＩ制御器を用いて処理し、モータ回転速度推定値ω１を出力するものである。ここで、ＰＩ制御器は、軸誤差演算器２１で推定される軸誤差ΔθｃをなくすようにＰＬＬ（Phase-Locked Loop）制御するものである。また、位相演算器２３では、モータ回転速度推定値ω１を積分して、制御系の位相情報θｄｃを演算し、出力する。
以上で説明した速度＆位相推定器１４を用いることによって、モータ回転速度推定値ω１と位相情報θｄｃが得られるので、モータ６の回転子位置センサを省略することができ、システム全体としてのコスト低減が可能である。もちろん、エンコーダなど回転子位置センサを採用して常に回転子の速度と位置情報を検出しても良い。
以上で説明した本実施例のモータ制御の基本原理に続いて、直流電圧リップルに起因するモータ電流歪みについて説明する。
図５は、図１に示した、直流電圧検出回路８の回路構成と制御器５に内蔵されたＡ／Ｄ変換器３０の接続を示す図である。ここに示すように、直流電圧検出回路８には、抵抗８ｒとコンデンサ８ｃから構成されるローパスフィルタが存在するため、実際の直流電圧よりも遅れた電圧が、Ａ／Ｄ変換器３０に入力される。更に、Ａ／Ｄ変換器３０は、トリガ信号に従って、入力されたアナログ信号をデジタル信号に変換開始し、変換されたデジタル信号をバッファーメモリ３１に一時保存するため、Ａ／Ｄ変換器３０では、トリガ周期（制御周期）の１周期分の時間遅れが発生する。
図６上グラフには、平滑コンデンサ３の両端の直流電圧のうち、実際の直流電圧波形４１と、制御器５が検出した直流電圧信号波形４２の一例を示す。上記した時間遅れの影響で、実際の直流電圧波形４１よりも、検出された直流電圧信号波形４２が遅れていることを確認できる。静電容量の大きいコンデンサを用いることで、直流電圧Ｅｄｃのリップル成分を少なくできる場合は、時間遅れの影響が少ないが、本実施例のように２００μＦ以下の小型の平滑コンデンサ３を採用すると、直流電圧リップル成分が増大するため、時間遅れの影響が大きくなる。具体的には、図６下図に示すように、モータ６のｑｃ軸電流波形４３にも、直流電圧リップル周波数ωripと同じ周波数の交流成分が現れ、モータトルクリップルが発生している。
そこで、本実施例では、直流電圧リップルに起因するモータのｄｑ軸電流の特定周波数の交流成分を抑制するために、図２に示す高調波抑制器１７を追加した。
この高調波抑制器１７の詳細構成を、図７を用いて説明する。ここに示すように、高調波抑制器１７では、ｄ軸高調波抑制器５２で、ｄｃ軸電流検出値Ｉｄｃと指令値（＝０）の偏差をＳ制御器５１で演算してｄｃ軸電圧指令値Ｖｄｃの補正量Ｖｄｈを出力するとともに、ｑ軸高調波抑制器５４で、ｑｃ軸電流検出値Ｉｑｃと指令値（＝０）の偏差をＳ制御器５３で演算してｑｃ軸電圧指令値Ｖｑｃの補正量Ｖｑｈを出力する。なお、Ｓ制御器５１、５３には、式４の伝達関数を利用する。
Figure 2018113770
ここで、ｓ：ラプラス演算子、ω０：中心周波数、Ｋ１、Ｋ２、Ｋ３：制御ゲイン。
式４の伝達関数には、三つのゲイン（Ｋ１、Ｋ２、Ｋ３）を設けている。これらのゲインの調整により、特定の中心周波数ω０に対応するゲインの大きさと帯域幅及び位相特性の調整ができる。
図８には、Ｓ制御器５１、５３のゲイン特性６１と位相特性６２を示す。図８上図から分かるように、特定の中心周波数ω０において大きなゲインを持つことがＳ制御器の特徴である。言い換えると、Ｓ制御器の出力には、式４の伝達関数に設定された中心周波数ω０の成分のみが現れる。特に、中心周波数ω０付近では、図８に示す位相特性６２に位相が９０°から−９０°の急変があるため、入力信号の位相に拘らず、出力信号の大きさを揃えることができる。
また、図７に示したように、Ｓ制御器５１、５３には、リップル周波数演算器１８からの直流電圧リップル周波数ωｒｉｐが入力され、これが中心周波数ω０として登録される。これにより、Ｓ制御器５１、５３は、入力信号から直流電圧リップル周波数ωｒｉｐの成分のみを抽出して出力する。
本来、直流電圧リップル周波数ωｒｉｐは、交流電源周波数ｆｓ（５０／６０Ｈｚ）と交流相数に従って、事前に設定すれば良いが、事前設定するには、製品出荷時や設置時に、電源周波数の調整作業が必要になる。また、実際の交流系統では、電源周波数が微小な範囲内に変動するため、事前登録した直流電圧リップル周波数ωｒｉｐが実際のリップル周波数と異なる場合、ビート現象の抑制効果が低下する恐れがある。
そこで、本実施例のリップル周波数演算器１８では、直流電圧信号Ｅｄｃから直流電圧リップル周波数ωｒｉｐを演算し、適宜、これを高調波抑制器１７に送信する構成とした。なお、図２にも示すように、直流電圧信号Ｅｄｃは、ＰＷＭ制御器１９に必要な検出信号であるため、リップル周波数演算器１８専用の直流電圧検出回路８を追加する必要はない。
次に、図９の機能ブロック図を用いて、図２のリップル周波数演算器１８の機能を詳細に説明する。ここに示すように、リップル周波数演算器１８は、主に、積分器７０と、SIN/COS演算器７１と、乗算器７２と、移動平均７３と、ATAN演算器７４と、差分演算７５と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）７６を備える。
積分器７０は、固定の入力値（２π（５５×６））を積分して、位相θｒを作成する。ここで、固定の入力値に含まれる「５５」は、５０Ｈｚと６０Ｈｚの２種類の電源周波数の中間値（５５Ｈｚ）に対応するように設定されたものであり、「６」は３相交流電圧を直流電圧に変換した場合に、交流電源周波数ｆｓの６次の周波数成分を持つ電圧リップルが発生することを考慮したものである。SIN/COS演算器７１では、積分器７０が出力した位相θｒに対して、正弦演算及び余弦演算を行い、sin（θｒ）とcos（θｒ）を算出する。一方、直流電圧信号Ｅｄｃに対して、ＬＰＦ７６で出力された低周波数の成分を減算することにより、リップル成分Ｅｄｃ＿ｒｉｐのみを取り出す。ここで、ＬＰＦ７６の遮断周波数は、電源周波数の中間値（５５Ｈｚ）の２倍程度で良い。取り出されたＥｄｃのリップル成分Ｅｄｃ＿ｒｉｐは、式５で表現することができる。
Figure 2018113770
ここで、Ｅｄｃ＿ｒｉｐ１：リップルの一次成分の振幅、θrip：リップルの一次成分の位相、Ｅｄｃ＿ｒｉｐｈ：リップルの一次成分以外の高次周波数成分。
式５で表されるリップル成分Ｅｄｃ＿ｒｉｐの両辺に、sin（θｒ）、または、cos（θｒ）を乗算すると、以下の式６、式７のように、θr−θrip、θr、θr＋θripに係る、３種類の異なる周波数成分が現れる。
Figure 2018113770
Figure 2018113770
式６、式７に現れた周波数成分のうち、θr、θr＋θripに係る周波数成分は周波数が非常に高いため、ローパスフィルタや移動平均処理で簡単に除去できる。本実施例では、図９の通り、移動平均７３を用いて、式６、式７の出力を処理する。なお、移動平均７３の移動時間の長さは、電源周波数の中間値（５５Ｈｚ）の整数倍の周波数の周期に設定される。
次に、移動平均処理後の二つの信号、すなわち、θr−θripに係る周波数成分のみが残留する信号を、ＡＴＡＮ演算７４を用いて逆正接演算することで、移動平均７３を通過する低い周波数の（θr−θrip）を求める。更に、（θr−θrip）の微分（離散制御系では差分）演算処理で、固定の入力値（２π（５５×６））とリップル周波数の差分周波数を計算できる。最後に、差分演算７５で求められた差分周波数に固定の入力値（２π（５５×６））を加算して、直流電圧リップル周波数ωｒｉｐを出力する。
以上で説明したように、図９に示す簡単な演算処理で、直流電圧信号Ｅｄｃから直流電圧リップル周波数ωｒｉｐを算出できる。そして、算出されたリップル周波数ωｒｉｐを、高調波抑制器１７内のＳ制御器５１、５３の中心周波数ω０に設定すれば、交流電源周波数ｆｓの変動の影響を抑制できる。
そして、図２で示したように、電圧制御器１２の出力である電圧指令値（Ｖｄｃ、Ｖｑｃ）を、高調波抑制器１７の出力である補正量（Ｖｄｈ、Ｖｑｈ）で補正することで、直流電圧リップル周波数ωｒｉｐの影響を抑制するモータ電圧指令（Ｖｄｃ ＊、Ｖｑｃ ＊）を算出することができる。そして、２軸／３相変換器１３は、このモータ電圧指令（Ｖｄｃ ＊、Ｖｑｃ ＊）と、速度＆位相推定器１４からの位相情報θｄｃを用い、下記の式８及び式９に基づいて、３相指令電圧（Ｖｕ ＊、Ｖｖ ＊、Ｖｗ ＊）を算出する。
Figure 2018113770
Figure 2018113770
最後に、ＰＷＭ制御器１９は、２軸／３相変換器１３からの３相指令電圧（Ｖｕ ＊、Ｖｖ ＊、Ｖｗ ＊）と、直流電圧検出回路８からの直流電圧信号Ｅｄｃを用いて、ＰＷＭ制御器１９で変調率を算出し、インバータ回路４のＰＷＭ信号を作成する。インバータ回路４の半導体スイッチング素子は、ＰＷＭ信号に従ってオン・オフ動作し、各相の出力端子から、パルス状の電圧（振幅値が直流電圧、幅がＰＷＭ信号によって変化）を出力する。
図１０は、本実施例の高調波抑制器１７とリップル周波数演算器１８の効果を示す実証結果である。時間軸の２．７５ｓから３．０ｓの挙動から、高調波抑制器１７の動作により、モータ６のｑｃ軸電流波形８１の振幅が半分以下に抑制されたことを確認できる。また、時間軸の３．０ｓ以降の挙動から、３相交流電源の電源周波数ｆｓが５０Ｈｚから５１Ｈｚに急変したときであっても、リップル周波数演算器１８が出力する直流電圧リップル周波数ωｒｉｐの波形８２が、交流電源周波数ｆｓの変化に速やかに追従しており、これが高調波抑制器１７に反映させるため、交流電源周波数ｆｓの急変がｑ軸電流波形８１へ与える影響を抑制できたことを確認できる。
以上で説明したように、本実施例によれば、大容量の平滑コンデンサを採用することなく、また、専用検出回路等の追加構成を不要としながら、直流電圧リップルに起因するモータ電流の歪み抑制し、モータの出力トルクのビート現象を抑制するモータ駆動装置を提供することができる。
図１１は、本発明の実施例２の空気調和機や冷凍機などの冷凍機器の構成図を示す。
冷凍機器２００は、空気温度を調和する装置であり、室外機と室内機とが冷媒配管２０６により接続されて構成される。ここで室外機は冷媒と空気の熱交換を行う室外熱交換器２０２と、この室外熱交換器２０２に空気を送風する室外ファン２０４と、冷媒を圧縮して循環させる圧縮機２０５を備える。
また、圧縮機２０５は内部に永久磁石同期モータを備えた圧縮機用モータ２０８を有し、モータ駆動装置２０７により圧縮機用モータ２０８を駆動することで圧縮機が駆動される。モータ駆動装置２０７は、交流電源の交流電圧を直流電圧に変換して、モータ駆動用インバータに提供し、モータを駆動する。
圧縮機２０５は詳細な図示構造はないが、ロータリ圧縮機やスクロール圧縮機等が採用され、内部に圧縮機構部を備えており、この圧縮機構部は圧縮機用モータ２０８により駆動される。圧縮機構部はスクロール圧縮機であれば、固定スクロールと旋回スクロールとにより構成され、固定スクロールに対して旋回スクロールが旋回運動を行うことで、スクロール間に圧縮室が形成されるものである。
このモータ駆動装置２０７として実施例１のモータ駆動装置１００を使用することにより、直流電圧の電圧リップルがあっても、モータ電流の歪みを抑制し、高い制御性能を確保できる。また、冷凍機器として、実施例１のモータ駆動装置１００を用いると、製品の振動や騒音の低減ができる。
１００ モータ駆動装置
１ 交流電源
２ 整流回路
３ 平滑コンデンサ
４ インバータ回路
５ 制御器
６ モータ
７ 電流検出回路
８ 直流電圧検出回路、
８ｒ：抵抗、
８ｃ：コンデンサ
１０ 速度制御器
１１ ｄ軸電流指令発生器
１２ 電圧制御器
１３ ２軸／３相変換器
１４ 速度＆位相推定器
１５ ３相／２軸変換器
１６ 電流再現演算器
１７ 高調波抑制器
１８ リップル周波数演算器
１９ ＰＷＭ制御器
２１：軸誤差演算器
２２：速度推定器
２３：位相演算器
２４：モータ定数、
３０ Ａ／Ｄ変換器
３１ バッファーメモリ
４１ 直流電圧波形
４２ 直流電圧信号波形
４３ ｑ軸電流波形
５１、５３ Ｓ制御器
５２ ｄ軸高調波抑制器
５４ ｑ軸高調波抑制器
６１ Ｓ制御器のゲイン特性
６２ Ｓ制御器の位相特性
７０ 積分器
７１ SIN/COS演算器
７２ 乗算器
７３ 移動平均
７４ ATAN演算器
７５ 差分演算
７６ ローパスフィルタ
２００ 冷凍機器
２０１、２０２ 熱交換器
２０３、２０４ ファン
２０５ 圧縮機
２０６ 配管
２０７ モータ駆動装置
２０８ 圧縮機用モータ

Claims (5)

  1. 入力側に交流電源が接続され、出力側にモータが接続されるモータ駆動装置であって、
    前記交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、
    該整流回路が出力する直流電圧を平滑する、フィルムコンデンサまたは２００マイクロファラド以下のコンデンサからなる平滑コンデンサと、
    該平滑コンデンサの両端電圧を検出し直流電圧信号を出力する電圧検出手段と、
    前記平滑コンデンサが出力する直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、
    該インバータ回路の直流電流もしくは交流電流を検出し電流信号を出力する電流検出手段と、
    前記直流電圧信号と前記電流信号に基づき前記インバータ回路を制御する制御器と、を備えており、
    前記制御器は、
    前記モータの制御に用いる電圧指令値を生成する電圧制御器と、
    前記直流電圧信号に含まれるリップル周波数を演算するリップル周波数演算器と、
    前記電流信号に基づく信号を前記リップル周波数近傍でゲインを有するＳ制御器で処理し補正量を出力する高調波抑制器と、
    を有し、
    前記電圧指令値を前記補正量で補正した信号に基づいて、前記インバータ回路を制御することを特徴とするモータ駆動装置。
  2. 請求項１に記載のモータ駆動装置であって、
    前記Ｓ制御器には、下記の伝達関数を用いることを特徴とするモータ駆動装置。
    Figure 2018113770
     ここで、ｓ：ラプラス演算子、ωｒｉｐ：リップル周波数、K1、K2、K3：制御ゲイン。
  3. 請求項１または請求項２に記載のモータ駆動装置において、
    前記リップル周波数演算器は、
    前記直流電圧信号のリップル成分を取り出し、固定周波数の正弦波及び余弦波との乗算処理により、異なる周波数成分の信号を作成し、前記リップル成分の周波数と前記固定周波数との差分周波数成分を逆正接演算により位相を演算することで、前記直流電圧信号のリップル周波数を算出することを特徴とするモータ駆動装置。
  4. 請求項３に記載のモータ駆動装置において、
    前記リップル周波数演算器は、移動平均もしくはローパスフィルタを利用して、前記リップル周波数と前記固定周波数との差分周波数成分を取り出すことを特徴とするモータ駆動装置。
  5. 圧縮機を有する冷凍機器であって、
    前記圧縮機はモータを内蔵し、
    該モータは、請求項１から請求項４の何れか一項に記載のモータ駆動装置を用いて駆動されることを特徴とする冷凍機器。
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