馬達驅動裝置、及具備其之冷凍循環裝置、以及馬達驅動方法
[0001] 本發明有關驅動馬達之馬達驅動裝置等。
[0002] 旋轉式壓縮機或往復式壓縮機在冷媒的壓縮過程中負載轉矩週期性變動這一點是廣為人知的。作為抑制這樣的負載轉矩的變動所伴隨的振動或噪音之技術，例如，在專利文獻1所記載的技術是廣為人知的。亦即，在專利文獻1，記載有把馬達控制成讓馬達的輸出轉矩與壓縮機的負載轉矩(脈動轉矩)的差為零。 [0003] 在記載在前述的專利文獻1的技術中，是可以抑制壓縮機的振動等，但，隨負載轉矩的週期性的變動，馬達電流的峰值會大幅變動，招致損失的增加。在此，作為減低馬達的損失的技術，例如，於專利文獻2，記載著把馬達電流的峰值保持在大致一定者。 [先前技術文獻] [專利文獻] [0004] 專利文獻1：日本特許第4221307號公報 專利文獻2：日本特許第4958431號公報
發明欲解決之課題 [0005] 如前述，在專利文獻1所記載的技術中，是可以抑制壓縮機的振動，但，會招致馬達等(馬達或電路零件)的損失的增加。另一方面，在專利文獻2所記載的技術中，是可以減低馬達等的損失，但，壓縮機的振動比較大。亦即，壓縮機的振動的抑制、與馬達等的損失的減低，係成為互償(trade-off)的關係。 [0006] 在此，本發明係其課題在於提供一種馬達驅動裝置等，其係可以兼顧振動的抑制、與損失的減低。 [用以解決課題之手段] [0007] 為了解決前述的課題，本發明係配合馬達的旋轉座標系統中的q軸的轉矩電流的變化，使d軸的激磁電流變化。 [發明效果] [0008] 根據本發明，可以提供一種馬達驅動裝置等，其係可以兼顧振動的抑制、與損失的減低。
[0010] 以下，作為其中一例，說明有關藉由馬達驅動空調機100(參閱圖2參閱)的壓縮機11之構成。 [0011] ≪第1實施方式≫ ＜空調機的構成＞ 圖1為有關第1實施方式之具備馬達驅動裝置之空調機100的說明圖。 空調機100(冷凍循環裝置)乃是進行冷房運轉或暖房運轉等的空調之機器。如圖1表示，空調機100係具備：室外機Go、室內機Gi、以及遙控器Re。 [0012] 於室外機Go，收容有壓縮機11(參閱圖2)或室外熱交換器13等。於室內機Gi，收容有室內熱交換器14(參閱圖2)或室內風扇Fi等。室外機Go與室內機Gi，係透過配管k來連接，並且，透過通訊線(未圖示)來連接。遙控器Re乃是把運轉/停止的指令、設定溫度的變更、運轉模式的變更等的操作訊號發送到室內機Gi者。 [0013] 圖2為具備馬達驅動裝置50之空調機100的構成圖。 如圖2表示，空調機100係具備：冷媒迴路10、室外風扇Fo、以及室內風扇Fi。而且，空調機100係除了前述的構成，亦具備：馬達M、轉換器20、變換器(inverter)30、電流檢測器40、以及馬達驅動裝置50。 [0014] 冷媒迴路10乃是冷媒所循環的迴路，構成包含有壓縮機11(負載)、四通閥12、室外熱交換器13、室內熱交換器14、以及膨脹閥15。 [0015] 壓縮機11乃是壓縮氣體狀的冷媒之機器，被連結到馬達M的旋轉件。壓縮機11係具有在冷媒的壓縮過程中，負載轉矩(脈動轉矩)週期性變動之特性。作為這樣的壓縮機11，例如，舉例有旋轉式壓縮機或往復式壓縮機，但不限定於此。 馬達M例如為永磁式同步馬達，被連結到壓縮機11。作為這樣的馬達M，舉例有凸極型的同步馬達(凸極電機)。 [0016] 四通閥12乃是切換冷媒的流動方向之閥。亦即，控制四通閥12，使得於暖房運轉時(圖2的實線箭頭)，使室內熱交換器14作為凝結器發揮功能，使室外熱交換器13作為蒸發器發揮功能。另一方面，控制四通閥12，使得於冷房運轉時(圖2的虛線箭頭)，使室外熱交換器13作為凝結器發揮功能，使室內熱交換器14作為蒸發器發揮功能。 [0017] 亦即，冷媒迴路10係構成：壓縮機11、凝結器(室外熱交換器13及室內熱交換器14的其中一方)、膨脹閥15、以及蒸發器(室外熱交換器13及室內熱交換器14的另一方)透過四通閥12依序連接成環狀。接著，根據來自遙控器Re(圖1參閱)的操作訊號或各種感測器(未圖示)的檢測值，於冷媒迴路10，以公知的冷凍循環(熱泵週期)，冷媒進行循環。 [0018] 室外熱交換器13乃是在外部氣體與冷媒之間進行熱交換之熱交換器。 室外風扇Fo乃是把外部氣體送入到室外熱交換器13之風扇，是設置在室外熱交換器13的附近。 [0019] 室內熱交換器14乃是在室內空氣(空調對象空間的空氣)與冷媒之間進行熱交換之熱交換器。 室內風扇Fi乃是把室內空氣送入到室內熱交換器14之風扇，是設置在室內熱交換器14的附近。 [0020] 膨脹閥15乃是把以前述的「凝結器」所凝結的冷媒予以減壓之閥。藉由膨脹閥15被減壓的冷媒，導到前述的「蒸發器」。 [0021] 轉換器20乃是把從交流電源E所施加的交流電壓變換成直流電壓之電力變換器。 變換器30乃是把從轉換器20所施加的直流電壓變換成交流電壓，把該交流電壓施加到馬達M的繞線之電力變換器。作為這樣的變換器30，例如，可以使用三相全波橋變換器。 [0022] 電流檢測器40係例如為並聯阻抗，檢測從轉換器20供給到變換器30之電流。電流檢測器40的檢測值係輸出到接著說明之馬達驅動裝置50的控制部51。 [0023] 馬達驅動裝置50乃是藉由驅動馬達M，以可變速驅動連結到該馬達M之壓縮機11之裝置。如圖2表示，馬達驅動裝置50具備控制部51。控制部51雖未圖示，但可以構成包含CPU(Central Processing Unit)、ROM(Read Only Memory)、RAM(Random Access Memory)、各種介面等的電子電路。接著，讀出被記憶到ROM的程式而展開到RAM，CPU實行各種處理。 [0024] ＜轉矩控制、電流恆定控制、高效率轉矩控制＞ 接著，簡單說明了進行到這裡的「轉矩控制」及「電流恆定控制」後，說明有關本實施方式的「高效率轉矩控制」。 [0025] 圖3為表示轉矩控制中，使馬達M以機械角做1旋轉時的壓縮機11的負載轉矩、馬達M的輸出轉矩、旋轉速度、及馬達電流之說明圖(適宜參閱圖2)。 尚且，所謂「轉矩控制」，乃是為了使壓縮機11的負載轉矩一致而使馬達M的輸出轉矩變動之控制。如前述，使馬達M以機械角做1旋轉的話，壓縮機11的負載轉矩係週期性脈動。在圖3所表示之例中，在馬達M以機械角做1旋轉的過程中，以虛線表示的負載轉矩為一次脈動。 [0026] 在該轉矩控制下，使圖3表示的輸出轉矩(實線)一致於負載轉矩(虛線)，讓馬達M的旋轉速度為一定。藉此，抑制壓縮機11的振動或噪音。可是，隨負載轉矩的變動而馬達電流的峰值大幅變動的緣故，雖未圖示，但馬達M等(馬達M或電路零件)的損失成為比較大的值。 [0027] 圖4為表示電流恆定控制中，使馬達M的旋轉件以機械角做1旋轉時的壓縮機11的負載轉矩、馬達M的輸出轉矩、旋轉速度、及馬達電流之說明圖(適宜參閱圖2)。 尚且，所謂「電流恆定控制」，係與負載轉矩的變動無關，乃是讓馬達M的輸出轉矩為一定之控制。 [0028] 如圖4表示，在電流恆定控制下，馬達M的輸出轉矩維持一定的緣故，馬達電流的峰值遂為一定。藉此，可以減低馬達M等的損失。可是，馬達M的旋轉速度大幅變動的緣故，壓縮機11變得容易振動。 [0029] 如此，壓縮機11的振動的抑制、與馬達M等的損失的減低，成為互償的關係。在此，在第1實施方式下，為了兼顧壓縮機11的振動的抑制、與馬達M等的損失的減低，進行「高效率轉矩控制」。 所謂「高效率轉矩控制」，乃是配合負載轉矩的週期性的變動所產生的馬達的dq座標系統(旋轉座標系統)中的q軸的轉矩電流I
q的變化，控制部51(圖2參閱)使d軸的激磁電流I
d變化之控制。尚且，有關「高效率轉矩控制」之詳細，後述之。 [0030] ＜控制部的構成＞ 圖5為馬達驅動裝置50所具備的控制部51的構成圖。 如圖5表示，控制部51具備：3相/2軸變換部51a、軸誤差演算部51b、PLL迴路51c、積分器51d、減法運算器51e、速度控制部51f、以及速度變動抑制控制部51g。而且，控制部51係除了前述的構成，還具備：加法運算器51h、減法運算器51i、最佳相位控制部51j、另一之減法運算器51k、電流控制部51m、電壓指令演算部51n、2軸/3相變換部51r、以及PWM訊號產生部51s。 [0031] 尚且，根據電流檢測器40(參閱圖2)的檢測值，於控制部51，重現3相座標系統的電流(I
u、I
v、I
w)。接著，已被重現之電流(I
u、I
v、I
w)的值，係作為電流檢測值，輸入到3相/2軸變換部51a。 [0032] 3相/2軸變換部51a，係根據馬達M(參閱圖2)的旋轉件的相位θ
dc，把3相座標系統的電流(I
u、I
v、I
w)變換成dc軸、qc軸的電流檢測值(I
dc、I
qc)。尚且，把馬達M中的實際的磁體磁通Φ的方向作為d軸，與該d軸正交的軸作為q軸。而且，電流檢測值(I
dc、I
qc)中的下標「c」，係意味根據電流等的檢測值者。 [0033] 軸誤差演算部51b，係推定與馬達M的磁體磁通有關之實軸與控制軸之間的軸誤差Δθ。更具體說明的話，軸誤差演算部51b，係例如使用以下的式子(1)演算：馬達M中的實際的磁體磁通Φ的相位、與後述之積分器51d的演算結果也就是相位θ
dc(控制相位)之間的軸誤差Δθ。 尚且，於式(1)表示的R為馬達M的繞線阻抗，ω
r為馬達M的旋轉速度的算出結果。而且，L
dc為馬達M的d軸電感，L
qc為馬達M的q軸電感。而且，附在d軸電壓指令V
d *等的上標的「*」，係表示指令值者。 [0034]
[0035] 軸誤差演算部51b的演算結果也就是每時每刻的軸誤差Δθ，係輸出到圖5表示的PLL迴路51c(Phase Locked Loop)。如此，控制部51，係根據轉矩電流Iqc的瞬時值、及激磁電流I
dc的瞬時值，推定每時每刻的軸誤差Δθ。接著，控制部51根據軸誤差Δθ，以無位置感測方式控制馬達M。 [0036] 尚且，為了參考，以下表示與馬達M的軸誤差Δθ的演算有關的原理式子(從與馬達M有關之特定的式子導出的原理式子)也就是式子(2)。 [0037]
[0038] 式子(2)中，分母的第3項、第4項為包含微分演算的微分項，而且，分子的第3項、第4項也成為微分項。以往，該處理係以省略了比較複雜的微分項的形態，為以下表示的式子(3)所用。 [0039]
[0040] 例如，在沒有週期性的轉矩變動之安定狀態下，激磁電流I
dc或轉矩電流I
qc的時間微分值大致為零的緣故，即便在式子(3)，也可以適切算出軸誤差Δθ。相對於此，在本實施方式中，如後述般，為了對抗週期性的負載轉矩而使轉矩電流I
qc變化，更進一步，配合轉矩電流I
qc也使激磁電流I
dc變化。在這樣的處理之際，為了高精度地算出每時每刻的軸誤差Δθ，在本實施方式使用式子(1)。 [0041] 順便一說，即便是省略了原理式子也就是式子(2)的分母、分子的第4項(軸誤差Δθ的微分項)之形態的式子(1)，也可以充分地以高精度算出軸誤差Δθ。 [0042] 圖5表示之PLL迴路51c，係根據PI控制(Proportional Integral control)，算出馬達M的旋轉速度ω
r，使得前述的軸誤差Δθ為零。藉此，根據電流檢測值等之dc軸、dq軸，係為了與馬達M的實際的磁體磁通Φ對應之d軸、q軸一致的緣故，可以以無位置感測的方式控制馬達M。 [0043] 積分器51d，係藉由積分旋轉速度ω
r，算出馬達M的旋轉件的相位θ
dc。 減法運算器51e，係算出從上位系統(未圖示)輸入的旋轉速度指令ω
r *、與從PLL迴路51c輸入的馬達M的旋轉速度ω
r之差分(ω
r *-ω
r)，作為旋轉速度偏差Δω
r。 [0044] 速度控制部51f，係根據從減法運算器51e輸入的旋轉速度偏差Δω
r，藉由例如PI控制，算出與馬達M的平均轉矩對應之轉矩電流指令I
q0 *。 [0045] 速度變動抑制控制部51g係為了抑制隨馬達M的週期性的轉矩變動之速度變動，算出變化在正弦波狀的脈動轉矩電流指令I
qsin *。具體說明的話，速度變動抑制控制部51g，係根據旋轉速度指令ω
r *及旋轉速度偏差Δω
r，使用例如以下的式子(4)表示之傳遞函數G(s)，為了讓旋轉速度偏差Δω
r為零而算出脈動轉矩電流指令I
qsin *。 [0046] 尚且，脈動轉矩電流指令I
qsin *的下標「sin」係表示該波形為正弦波狀(sin曲線狀)。而且，式子(4)表示的s為拉普拉斯運算子，K
1、K
2、K
3為控制係數，ω
0為特定的中心頻率。 [0047]
[0048] 式(4)表示之傳遞函數G(s)具有：於特定的中心頻率ω
0具有感度(增益)，於其他的頻率幾乎沒有感度之特性。因此，以把該中心頻率ω
0的值設定成旋轉速度指令ω
r *的方式，構成速度變動抑制控制部51g，使得僅反應在旋轉速度指令ω
r *的角頻率。藉此，幾乎不會提升與旋轉速度指令ω
r *相異之頻率的感度，可以圖求旋轉速度指令ω
r *的高靈敏度化(高增益化)。而且，也有可以讓旋轉速度偏差Δω
r大致為零之優點。 [0049] 尚且，只要是於特定的頻率具有感度之傳遞函數的話，也可以使用其他的傳遞函數。例如，取代式子(4)，也可以使用於以下的式子(5)表示之傳遞函數G(s)。在此，於式子(5)表示之K
4、K
5為控制係數，ω
0為特定的中心頻率。 [0050]
[0051] 圖6為使用了式子(5)的傳遞函數G(s)之情況的波德圖。如圖6表示，在特定的中心頻率ω
0的附近，增益及相位大幅變化。如此，以使用式子(5)等的傳遞函數G(s)的方式，可以圖求旋轉速度指令ω
r *的高靈敏度化(高增益化)。 [0052] 圖5表示之加法運算器51h，係以取得速度控制部51f的演算結果也就是轉矩電流指令I
q0 *、與速度變動抑制控制部51g的演算結果也就是脈動轉矩電流指令I
qsin *之和(I
q0 *+I
qsin *)的方式，算出新的轉矩電流指令I
q *。 [0053] 如前述般，轉矩電流指令I
q0 *乃是與馬達M的平均轉矩對應之電流指令值。而且，脈動轉矩電流指令I
qsin *乃是用於抑制週期性的轉矩變動的電流指令值。加法運算器51h的演算結果也就是轉矩電流指令I
q *(=I
q0 *+I
qsin *)，係為了對抗週期性變動之壓縮機11的負載轉矩，正弦波狀地變化(脈動)。 [0054] 圖5表示之減法運算器51i，係算出加法運算器51h的演算結果也就是轉矩電流指令I
q *、與3相/2軸變換部51a的演算結果也就是轉矩電流I
qc(檢測值)之差ΔI
q(=I
q *-I
qc)。該差ΔI
q係輸入到後述之電流控制部51m。 [0055] 最佳相位控制部51j，係根據加法運算器51h的演算結果也就是轉矩電流指令I
q *(=I
q0 *+I
qsin *)，使用以下的式子(6)，算出每時每刻的激磁電流指令I
d *。尚且，式子(6)表示之Ke為感應電壓常數，L
d為馬達M的d軸電感，L
q為馬達M的q軸電感。 [0056]
[0057] 至此，式子(6)中，根據轉矩電流指令I
q *的時間性的平均值，算出了激磁電流指令I
d *。相對於此，在本實施方式下，最佳相位控制部51j，係根據轉矩電流指令I
q *的(不為時間性的平均值)瞬時值，使用式子(6)，算出激磁電流指令I
d *。藉此，可以配合正弦波狀地脈動之轉矩電流I
q的每時每刻的變化，使激磁電流I
d變化。 [0058] 更進一步具體說明的話，控制部51係在正側的領域使轉矩電流I
q週期性變化，並且，在負側的領域使激磁電流I
d週期性變化(參閱圖7A)。接著，控制部51係轉矩電流I
q的絕對值越小，也讓激磁電流I
d的絕對值越小。尚且，於前述之「正側的領域」及「負側的領域」，也分別包含零的值。 [0059] 而且，從別的觀點來說明的話，控制部51係為了相對於正弦波狀的轉矩電流I
q成為逆相位，使激磁電流I
d正弦波狀變化(參閱圖7A)。 [0060] 藉由這樣的「高效率轉矩控制」，馬達M的驅動中，於週期性變動之負載轉矩為大時(在圖7A，壓縮機11的曲柄角：200°、560°的附近)，控制部51係增大轉矩電流I
q，並且，增大激磁電流I
d(負的值)的絕對值。藉此，最大限度活用隨激磁電流I
d之磁阻轉矩，可以一邊抑制壓縮機11的振動，一邊減低馬達M等的損失。 [0061] 而且，馬達M的驅動中，於週期性變動之負載轉矩為小時(在圖7A，壓縮機11的曲柄角：40°、400°的附近)，控制部51係縮小轉矩電流I
q，並且，縮小激磁電流I
d(負的值)的絕對值。藉此，與流動著和馬達的機械角無關之一定的激磁電流I
d之先前技術(電流恆定控制)相比，抑制無謂之大的電流流動，進而，可以減低馬達M等的損失。 [0062] 再回到圖5繼續說明。 圖5表示之減法運算器51k，係算出激磁電流指令I
d *、與3相/2軸變換部51a的演算結果也就是激磁電流I
dc(檢測值)之差ΔI
d(=I
d *-I
dc)。 [0063] 電流控制部51m，係為了讓減法運算器51k的演算結果也就是差ΔI
d、及別一之減法運算器51i的演算結果也就是差ΔI
q為零，算出第二激磁電流指令I
d **及第二轉矩電流指令I
q **。 [0064] 電壓指令演算部51n，係根據第二激磁電流指令I
d **及第二轉矩電流指令I
q **，使用公知的電壓方程式，演算電壓指令(V
d *、V
q *)。 [0065] 2軸/3相變換部51r，係把前述之電壓指令(V
d *、V
q *)，根據積分器51d的演算結果也就是相位θ
dc，變換成三相的電壓指令(V
u *、V
v *、V
w *)。 [0066] PWM訊號產生部51s，係根據三相的電壓指令(V
u *、V
v *、V
w *)，產生基於PWM控制(Pulse Width Modulation control)之PWM訊號。藉由該PWM訊號，切換變換器30(參閱圖2)的各切換元件(未圖示)的開啟/關閉。 [0067] ＜實驗結果＞ 圖13A為表示根據「轉矩控制」，在表1表示之條件下驅動了馬達M之情況的dq座標系統的馬達電流的波形之比較例。 尚且，圖13A的橫軸為壓縮機11(參閱圖2)的曲柄角，縱軸為馬達電流(激磁電流I
d、轉矩電流I
q)。 [0068]
[0069] 在前述之「轉矩控制」，為了對抗週期性變動之負載轉矩，轉矩電流I
q係正弦波狀地變化。可是，與壓縮機11的曲柄角(馬達M的機械角)無關，激磁電流I
d為一定。 [0070] 圖13B為表示根據「轉矩控制」，在表1表示之條件下驅動了馬達M之情況的三相馬達電流的波形之比較例。 尚且，圖13B的橫軸為壓縮機11(參閱圖2)的曲柄角，與圖13A的橫軸的曲柄角對應。亦即，圖13B表示之波形圖為得到作為把馬達M的轉矩電流I
q及激磁電流I
d控制成如圖13A般的結果者。而且，圖13B的縱軸為三相的馬達電流(U相、V相、W相的電流)。 [0071] 圖7A為表示根據本實施方式的「高效率轉矩控制」，在表1表示之條件下驅動了馬達M之情況的dq座標系統的馬達電流的波形之實驗結果。 如前述般，控制部51係為了對抗週期性變動之負載轉矩，使轉矩電流I
q變化成正弦波狀。而且，控制部51，係為了與轉矩電流I
q成為逆相位，使激磁電流I
d正弦波狀變化。 [0072] 圖7B為表示根據本實施方式的「高效率轉矩控制」，在表1表示之條件下驅動了馬達M之情況的三相馬達電流的波形之實驗結果。 尚且，圖7B的橫軸的曲柄角，與圖7A的橫軸的曲柄角對應。 例如，在三相馬達電流變大的領域(需要大的輸出轉矩之領域)，控制部51係增大激磁電流I
d(負的值)的絕對值(參閱圖7A)。藉此，為了最大限度活用磁阻轉矩，可以減低三相馬達電流的峰值的波峰。更進一步，與圖13A的比較例相比，轉矩電流I
q的峰值即便比較小(參閱圖7A)，也可以得到用於對抗負載轉矩之充分的轉矩(脈動轉矩)。 [0073] 而且，在三相馬達電流變小的領域(幾乎沒有必要有輸出轉矩的領域)，控制部51係縮小激磁電流I
d(負的值)的絕對值。藉此，可以抑制三相馬達電流無謂地流動。例如，在圖7B表示之實驗結果，壓縮機11的曲柄角：40°、400°的附近的峰值係比圖13B表示之比較例還小。如此，根據本實施方式，可以讓在輸出轉矩為幾乎沒有必要的領域下的三相馬達電流的峰值趨近於零。藉此，比起以往，可以大幅減低馬達M等的損失。 [0074] 順便一說，馬達M的輸出轉矩T，係以以下的式子(7)所給與。在此，於式子(7)表示之P
m為極偶數。 [0075]
[0076] 如式子(7)表示，於馬達M的輸出轉矩T，含有磁體所致之磁轉矩(P
m・Ke・i
q)、與應消解磁氣能量的不平衡之磁阻轉矩(-P
m(L
d-L
q)i
q・i
d)。在本實施方式，以激磁電流i
d配合轉矩電流i
q控制成最佳的方式，可以圖求馬達M的輸出轉矩T的最大化(馬達電流的最小化)。 [0077] 圖8為表示比較例中的馬達電流的實效值及馬達銅損、與本實施方式中的馬達電流的實效值及馬達銅損之圖表。 尚且，比較例係根據前述之「轉矩控制」，在表1表示之條件下驅動了馬達M之情況的實驗結果。而且，也就進行「高效率轉矩控制」之本實施方式，在表1表示之條件下驅動馬達M。 [0078] 如圖8表示，在本實施方式，與比較例相比，馬達電流的實效值變小。而且，在本實施方式，與比較例相比，馬達銅損大幅變小。尚且，在圖8雖省略，也除了馬達銅損，也可以減低變換器30(參閱圖2)的各切換元件(未圖示)中的通流損或切換損失。 [0079] ＜效果＞ 根據第1實施方式，控制部51，係配合轉矩電流I
q的變動，實行使激磁電流I
d變動之「高效率轉矩控制」。藉此，在使轉矩控制最大限度發揮的狀態下，可以圖求馬達M等的損失的減低(亦即，高效率化)。該結果，可以抑制壓縮機11的振動或噪音，並且，比起以往可以大幅減低馬達M等的損失。 [0080] 而且，控制部51，係根據轉矩電流I
qc的瞬時值、及激磁電流I
dc的瞬時值，根據前述之式子(1)，推定每時每刻的軸誤差Δθ。藉此，可以高精度算出軸誤差Δθ，進而，可以適切地進行「高效率轉矩控制」。 [0081] ≪第2實施方式≫ 第2實施方式係馬達驅動裝置的控制部51A(參閱圖9)具備轉矩脈動推定部51t(參閱圖9)這一點，與第1實施方式相異。而且，第2實施方式係速度變動抑制控制部51Ag(圖9參閱)的構成與第1實施方式相異。尚且，就其他部分，是與第1實施方式同樣。因此，就與第1實施方式相異的部分進行說明，關於重複的部分省略說明。 [0082] 圖9為有關第2實施方式之馬達驅動裝置所具備的控制部51A的構成圖。 控制部51A具備：轉矩脈動推定部51t或速度變動抑制控制部51Ag等。轉矩脈動推定部51t係推定馬達M中的轉矩脈動成分(週期性的干擾)。 [0083] 圖10為包含馬達驅動裝置的轉矩脈動推定部51t之構成圖。 如圖10表示，轉矩脈動推定部51t具備：比例增益演算部511t、以及乘法運算器512t、513t。 [0084] 比例增益演算部511t，係於軸誤差演算部51b的演算結果也就是軸誤差Δθ，乘上特定的比例增益(2J/P)。尚且，被包含在比例增益(2J/P)的J為壓縮機11及馬達M的慣量，P為馬達M的極數。 [0085] 乘法運算器512t，係演算PLL迴路51c的演算結果也就是馬達M的旋轉速度ω
r的二次方。另一方的乘法運算器513t，係藉由比例增益演算部511t的演算結果、與前述之乘法運算器512t的演算結果之乘法運算，算出轉矩脈動成分ΔT
m。該轉矩脈動成分ΔT
m係輸入到接著說明之速度變動抑制控制部51Ag(參閱圖11)。 [0086] 圖11為馬達驅動裝置的控制部51A所具備的速度變動抑制控制部51Ag的說明圖。 如圖11表示，速度變動抑制控制部51Ag具備：訊號發生部g1、傅立葉轉換部g2、積分補償器g3、以及傅立葉反轉換部g4。 [0087] 訊號發生部g1係使旋轉速度指令ω
r *的sin成分及cos成分的訊號發生。 傅立葉轉換部g2，係把轉矩脈動成分ΔT
m作為輸入，藉由傅立葉轉換，分別抽出該sin成分及cos成分(1次成分)。 積分補償器g3乃是演算用於讓藉由傅立葉轉換部g2所抽出的轉矩脈動成分ΔT
m的頻率成分為零之特定的sin成分及cos成分之積分器。 [0088] 傅立葉反轉換部g4，係藉由傅立葉反轉換，把積分補償器g3的演算結果(sin成分、cos成分)變換成脈動轉矩電流指令I
qsin *。該脈動轉矩電流指令I
qsin *，係用於加法運算器51h(參閱圖9)所致之轉矩電流指令I
q *(=I
q0 *+I
qsin *)的演算。 [0089] 即便是具備這樣的速度變動抑制控制部51Ag或轉矩脈動推定部51t(參閱圖10)之構成，也與第1實施方式同樣，可以兼顧壓縮機11的振動的抑制、與馬達M等的損失的減低。 [0090] ＜效果＞ 根據第2實施方式，與第1實施方式相比，構成雖複雜化，但可以一邊最大化轉矩控制的效用，一邊最小化馬達M等的損失。 [0091] ≪變形例≫ 以上，就有關本發明之馬達驅動裝置50等，經由各實施方式進行了說明，但本發明不限於這些記載，可以進行種種的變更。 例如，在伴隨著馬達電流，而馬達M的電感變化的情況下，可以把q軸電感L
q及d軸電感L
d中至少其中一方，根據馬達電流而為可變。就這樣的處理，使用圖12A、圖12B進行說明。 [0092] 圖12A為表示馬達M的轉矩電流i
q與q軸電感L
q之關係之說明圖。 圖12A的橫軸為轉矩電流i
q，縱軸為q軸電感L
q。在圖12A表示之例，隨馬達M的轉矩電流i
q變大，q軸電感L
q變小。也可以使表示這樣的關係的計算式或是資料表預先記憶到控制部51，根據每時每刻的轉矩電流i
q，控制部51算出q軸電感L
q。藉此，可以更進一步高精度地算出前述之式子(1)的軸誤差Δθ。 特別是，關於q軸電感L
q，與d軸電感L
d相比，隨馬達電流的變動為大的緣故，對軸誤差Δθ的精度之影響為大。如此控制部51，係根據轉矩電流i
q，推定馬達M的每時每刻的q軸電感L
q，根據該q軸電感L
q，推定軸誤差Δθ。 [0093] 圖12B為表示馬達M的激磁電流i
d與d軸電感L
d之關係之說明圖。 圖12B的橫軸為負的值也就是於激磁電流i
d乘上(-1)所成之(-i
d)，縱軸為d軸電感L
d。在圖12B表示之例子，馬達M的激磁電流i
d的絕對值趨近於零，d軸電感L
d係徐徐地變大。也可以使表示這樣的關係之計算式或是資料表預先記憶到控制部51，根據每時每刻的激磁電流i
d，控制部51算出d軸電感L
d。藉此，可以更進一步高精度地算出前述之式子(1)的軸誤差Δθ。 尚且，控制部51係可以推定前述之q軸電感L
q及d軸電感L
d之兩者，而且，也可以推定其中一方者。 [0094] 而且，也可以是，控制部51，係配合被包含在轉矩電流i
q之N次成分(亦即，傅立葉分析中的N次成分)的變化，使激磁電流i
d變化。在此，N為自然數。藉此，可以有效果地抑制壓縮機11的振動。 [0095] 而且，也可以是，例如，根據被包含在轉矩電流i
q之3次成分及5次成分，控制部51使激磁電流i
d變化。亦即，也可以是，轉矩電流i
q中，根據次數為相異之高頻成分的各個抽出結果，控制部51使激磁電流i
d變化。藉此，可以更有效果地抑制壓縮機11的振動。 [0096] 而且，在第1實施方式，說明了有關控制部51(參閱圖5)根據旋轉速度偏差Δω
r等而控制馬達M之構成，但不限於此。亦即，也可以使用與壓縮機11或馬達M的振動有關係的值(例如，馬達M的振動加速度)或軸誤差Δθ的變動幅度等，進行同樣的控制。尚且，有關第2實施方式也是同樣的。 [0097] 而且，在各實施方式，說明了使用前述之式子(1)來算出軸誤差Δθ之處理，但不限於此。例如，取代式子(1)，也可以使用式子(2)。藉此，計算多少變複雜，但可以更進一步高精度地算出軸誤差Δθ。而且，取代式子(1)，也可以使用式子(3)。使用式子(3)的話，雖出現若干程度的誤差(軸誤差Δθ本身的誤差)，但可以發揮與各實施方式同樣的效果。 [0098] 而且，在第1實施方式，作為馬達驅動裝置50所具備的控制部51，雖例示了圖5的構成，但不限於此。亦即，作為控制部51的構成，也可以使用與無位置感測的向量控制有關之其他的公知的構成。 [0099] 而且，在各實施方式，說明了有關以無位置感測控制馬達M之構成，但不限於此。例如，也於藉由感測器(未圖示)檢測馬達M的旋轉位置之構成，可以適用各實施方式。於設置這樣的感測器的情況，前述之軸誤差Δθ的演算變成非必要。 [0100] 而且，在各實施方式，說明了有關以馬達M驅動空調機100的壓縮機11，但不限於此。例如，也於所謂冷藏庫之冷凍循環裝置等，以馬達M驅動產生週期性的轉矩變動的壓縮機(負載)之構成，可以適用各實施方式。 [0101] 而且，在各實施方式，說明了於馬達M的機械角1旋轉中產生1次的轉矩變動之壓縮機11，但不限於此。例如，除了雙旋轉式壓縮機，也於廣泛使用在冷藏庫等的冷凍循環裝置之往復式壓縮機，可以適用各實施方式。 [0102] 尚且、各實施方式係為了容易理解地說明本發明而詳細地記載，但未必限定在所說明之全部的構成者。又，有關各實施方式的構成的一部分，是可以追加、刪除、置換其他的構成。 還有，前述之各個構成、功能、處理部、處理手段等，係亦可把這些的一部分或者是全部，經由以例如積體電路來設計等以硬體來實現。而且，考慮到說明上必要來表示其機構或構成，產品上未必被限制在所表示之全部的機構或構成。
[0103] 100：空調機(冷凍循環裝置) 10：冷媒迴路 11：壓縮機 12：四通閥 13：室外熱交換器(凝結器、蒸發器) 14：室內熱交換器(蒸發器、凝結器) 15：膨脹閥 20：轉換器 30：變換器 40：電流檢測器 50：馬達驅動裝置 51、51A：控制部 51a：2軸變換部 51b：軸誤差演算部 51c：PLL迴路 51d：積分器 51e：減法運算器 51f：速度控制部 51g、51Ag：速度變動抑制控制部 51h：加法運算器 51i：減法運算器 51j：最佳相位控制部 51k：減法運算器 51m：電流控制部 51n：電壓指令演算部 51r：3相變換部 51s：PWM訊號產生部 51t：轉矩脈動推定部
[0009] [圖1]為有關本發明的第1實施方式之具備馬達驅動裝置之空調機的說明圖。 [圖2]為有關本發明的第1實施方式之具備馬達驅動裝置之空調機的構成圖。 [圖3]為表示轉矩控制中，使馬達以機械角做1旋轉時的壓縮機的負載轉矩、馬達的輸出轉矩、旋轉速度、及馬達電流之說明圖。 [圖4]為表示電流恆定控制中，使馬達以機械角做1旋轉時的壓縮機的負載轉矩、馬達的輸出轉矩、旋轉速度、及馬達電流之說明圖。 [圖5]為有關本發明的第1實施方式之馬達驅動裝置所具備之控制部的構成圖。 [圖6]為有關本發明的第1實施方式之馬達驅動裝置中，使用了特定的傳遞函數之情況的波德圖。 [圖7A]為表示根據本發明的第1實施方式的「高效率轉矩控制」，在特定的條件下驅動了馬達之情況的dq座標系統的馬達電流的波形之實驗結果。 [圖7B]為表示根據本發明的第1實施方式的「高效率轉矩控制」，在特定的條件下驅動了馬達之情況的三相馬達電流的波形之實驗結果。 [圖8]為表示比較例中的馬達電流的實效值及馬達銅損、與本發明的第1實施方式中的馬達電流的實效值及馬達銅損之圖表。 [圖9]為有關本發明的第2實施方式之馬達驅動裝置所具備之控制部的構成圖。 [圖10]為有關本發明的第2實施方式之包含馬達驅動裝置的轉矩脈動推定部之構成圖。 [圖11]為有關本發明的第2實施方式之馬達驅動裝置的控制部所具備之速度變動抑制控制部的說明圖。 [圖12A]為表示馬達的轉矩電流與q軸電感的關係之說明圖。 [圖12B]為表示馬達的激磁電流與d軸電感的關係之說明圖。 [圖13A]為表示根據「轉矩控制」，在特定的條件下驅動了馬達之情況的dq座標系統的馬達電流的波形之比較例。 [圖13B]為表示根據「轉矩控制」，在特定的條件下驅動了馬達之情況的三相馬達電流的波形之比較例。