TWI601371B - Motor Control Units, Compressors, Air Conditioners and Computer Program Products - Google Patents

Description

馬達控制裝置、壓縮機、空調機及電腦程式產品

本發明有關馬達控制裝置、壓縮機、空調機及電腦程式產品。

作為適用於空調機等的馬達控制裝置的先前技術，在專利文獻1的摘要書中，記載著「提供有在作為交流同步電動機的旋轉驅動對象之負載裝置發生有週期性的外部亂源的情況下，一邊抑制該週期性的外部亂源，並謀求輸入電力的減低之電動機控制裝置」及「在抽出負載裝置所發生的力矩的脈動成分，並予以補償的力矩控制中，設有限制補正脈動成分的電流分量之限制器」。

[先前技術文獻]

[專利文獻]

[專利文獻1]日本特開2006-180605號專利公報

但是、在專利文獻1中，並沒有揭示出在限制器限制補正脈動成分的電流分量之際，是在與週期性的外部亂源的關係中如何的條件下進行限制。亦即，在專利文獻1中並沒有考慮到去實現在噪音或振動的減低、與消耗電力的減低中取得平衡。

本發明係有鑑於上述的情事而創作者，其目的在於提供一種可以實現在噪音或振動的減低、與消耗電力的減低中取得平衡之馬達控制裝置、壓縮機、空調機及程式。

在用於解決上述課題之本發明中，其特徵為：取得因應電動機或是負載裝置的振動量而增減的振動對應量，根據該振動對應量控制電動機。

根據本發明，可以實現在電動機等的噪音或振動的減低、與消耗電力的減低中取得平衡。

1、1a、1b‧‧‧馬達控制裝置

2，2a，2b‧‧‧控制部

3‧‧‧電壓指令值作成器

4‧‧‧dq/3 變換器4(逆座標變換部)

5‧‧‧電力變換電路

6‧‧‧電動機

7‧‧‧電流檢測部

8‧‧‧3 /dq變換器(座標變換部)

9‧‧‧負載裝置

10‧‧‧力矩電流指令值作成器

11、11a、11b、11c、11d、11e‧‧‧脈動力矩電流指令值作成器(驅動訊號決定部)

12‧‧‧軸誤差演算器

13‧‧‧PLL控制器

16‧‧‧脈動力矩推定器

17、17b、17c、17d‧‧‧振動狀態推定器(振動狀態推定部)

20‧‧‧直流電壓源

21‧‧‧換流器(inverter)

22‧‧‧切換元件

23‧‧‧閘極驅動電路

32‧‧‧單相座標變換器

33‧‧‧PWM訊號作成器

34‧‧‧電壓指令值演算部(驅動訊號決定部)

37‧‧‧單相座標逆變換器

40‧‧‧位置推定部

50‧‧‧任意頻率成分抑制器(第1週期脈動力矩控制部)

50c‧‧‧任意頻率成分抑制器(第2週期脈動力矩控制部)

51‧‧‧振幅相位演算器

52‧‧‧保持部

53‧‧‧餘弦正弦成分配部

54‧‧‧指令值切換器(選擇部)

55‧‧‧相位固定振幅減少部

80a~80d‧‧‧峰值保持部

81a、81b、81c、81d‧‧‧比較器(振動判定部)

82a、82b、82c‧‧‧切換器

300‧‧‧空調機

301‧‧‧馬達控制裝置

302‧‧‧壓縮機

303‧‧‧室內機

304‧‧‧室外機

305‧‧‧配管

306‧‧‧室內熱交換器

307‧‧‧送風機

308‧‧‧室外熱交換器

309‧‧‧送風機

310‧‧‧配線纜線

500‧‧‧壓縮機構部

500‧‧‧旋轉式轉子型壓縮機構部(壓縮機構部)

501‧‧‧旋轉式活塞

502‧‧‧軸

503‧‧‧曲柄軸

504‧‧‧缸筒

505‧‧‧吸入口

506‧‧‧輪葉

507‧‧‧吐出口

508‧‧‧吸入管

509‧‧‧吐出管

510‧‧‧軸承

511‧‧‧密閉容器(收納容器)

512‧‧‧配重

Th1‧‧‧容許值(第1閾值)

Th2‧‧‧容許值(第2閾值)

[圖1]為比較例1的壓縮機之全體方塊圖。

[圖2]為表示比較例1中的電力變換電路及電流檢測部的構成之方塊圖。

[圖3]為表示比較例1中的負載裝置之旋轉式轉子型壓縮機構部的構成之圖。

[圖4]為說明比較例1中的電角度、機械角、座標系統之圖。

[圖5]為比較例1中的PWM訊號作成器之波形圖。

[圖6]為比較例1中的控制部之方塊圖。

[圖7]為比較例1中的電壓指令值演算部之方塊圖。

[圖8]為比較例1中的PLL控制器之方塊圖。

[圖9]為比較例1中的力矩電流指令值作成器之方塊圖。

[圖10]為比較例1中的各部之波形圖。

[圖11]為比較例2的壓縮機之全體方塊圖。

[圖12]為比較例2中的控制部之方塊圖。

[圖13]為表示比較例2中的脈動力矩推定器的原理之方塊圖。

[圖14]為比較例2中的脈動力矩電流指令值作成器之方塊圖。

[圖15]為表示比較例2中的相對於機械速度ω_r的振動振幅值的特性之圖。

[圖16]為表示比較例2中的相對於控制響應頻率的振動振幅值及消耗電力的特性之圖。

[圖17]為本發明的第1實施方式中的壓縮機之全體方塊圖。

[圖18]為第1實施方式中的控制部之方塊圖。

[圖19]為第1實施方式中的振動狀態推定器之方塊圖。

[圖20]為第1實施方式中的脈動力矩電流指令值作成器之方塊圖。

[圖21]為第1實施方式之動作說明圖。

[圖22]為表示第2實施方式之壓縮機的外觀構成之圖。

[圖23]為第2實施方式中的脈動力矩電流指令值作成器之方塊圖。

[圖24]為第2實施方式中的指令值切換器的動作說明圖。

[圖25]為第2實施方式中的指令值切換器之另一動作說明圖。

[圖26]為第3實施方式中的脈動力矩電流指令值作成器之方塊圖。

[圖27]為第3實施方式中的另一振動狀態推定器之方塊圖。

[圖28]為第3實施方式中的各部之波形圖。

[圖29]為第4實施方式中的空調機之冷卻系統圖。

[圖30]為振動狀態推定器的變形例之方塊圖。

[圖31]為振動狀態推定器的另一變形例之方塊圖。

[圖32]為脈動力矩電流指令值作成器的變形例之方塊圖。

[圖33]為脈動力矩電流指令值作成器的另一變形例之 方塊圖。

[比較例1]

<比較例1之構成>

(比較例1之全體構成)

在說明本發明的實施方式之前，說明有關用於與實施方式比較之比較例1的構成。圖1為表示比較例1的壓縮機之全體構成之圖。該壓縮機是利用以下所構成：為壓縮機構之負載裝置9、驅動該負載裝置9之電動機6、以及控制電動機6之馬達控制裝置1a。

圖1中，馬達控制裝置1a具有輸出驅動訊號到電力變換電路5之控制部2a。電力變換電路5內裝有直流電壓源與換流器(inverter)，換流器根據上述驅動訊號輸出交流電壓。電動機6係藉由該交流電壓而旋轉，旋轉驅動被結合到電動機6的負載裝置9。經此，經由基於驅動訊號的電壓或是電流，控制電動機(馬達)6的速度或力矩成期望的狀態。

本比較例中，電動機6為在旋轉件具有永久磁體之永磁式同步馬達。而且，經由電動機6所被驅動的負載裝置9，係在本比較例中，為旋轉式轉子型壓縮機構。電流檢測部7，係檢測流動在電動機6或者是電力變換電路5的電流。藉由這些控制部2a、電力變換電路5、 電流檢測部7，構成馬達控制裝置1a。

接著，於圖2表示電力變換電路5與電流檢測部7之構成。電力變換電路5，係如圖2所示，具有換流器21、直流電壓源20、及閘極驅動電路23。換流器21，係具有切換元件22a~22f(例如、IGBT或MOS-FET等的半導體切換元件)、以及與這些並聯連接的回流用二極體。尚且，總稱切換元件22a~22f為「切換元件22」。

這些切換元件22，係經由串聯連接2組切換元件22的方式，構成各個相的上下支路。圖2之例中，經由切換元件22a、22b構成U相的上下支路，經由切換元件22c、22d構成V相的上下支路，經由切換元件22e、22f構成W相的上下支路。各個相的上下支路的連接點被連接到電動機6。閘極驅動電路23，係放大且輸出被供給的脈衝狀之驅動訊號。切換元件22，係因應閘極驅動電路23所輸出的驅動訊號24a~24f，切換直流電壓源20的輸出電壓。

本比較例中，於直流電壓源20，串接有分路阻抗器25。此乃是保護切換元件22不會流動有過大的電流者。如此，經由切換直流電壓源20的輸出電壓而輸出3相交流電壓的方式，可以施加任意頻率的3相交流電壓到電動機6，藉此可以可變速驅動電動機6。電流檢測部7，係在從電力變換電路5流動到電動機6之3相的交流電流中，檢測流動到U相與W相的電流I_u、I_w。當然， 即便檢測全相的交流電流也不會有影響，但從克希何夫第1定律，可以檢測3相中的2相的話，可以從已檢測的2相來算出另外1相。

本比較例，乃是用以消解在電動機6或負載裝置9等的機械部分中所產生的振動或噪音的問題者。為此，首先敘述有關負載裝置9亦即旋轉式轉子型的壓縮機構中的具體的課題。圖3(a)、(b)表示本比較例中作為負載裝置9所採用的旋轉式轉子型壓縮機構部500。圖3(a)為表示壓縮機構部500及電動機6之側剖視圖，圖3(b)為圖3(a)中的A-A’剖視圖。圖3(a)中的壓縮機構部500，係具有：被收容在密閉容器511的電動機6、以及作為藉由該電動機6而被驅動的負載裝置9之壓縮機構部500。壓縮機構部500，係具有：圓桶狀的缸筒504、以及構成一邊偏心一邊在該缸筒504內自由旋動之旋轉式活塞501。

電動機6具有旋轉件6a與固定件6b；旋轉件6a係使軸502朝上方向突出。該軸502被結合到曲柄軸503，曲柄軸503被結合到旋轉式活塞501。經此，壓縮機構部500經由電動機6的軸502被旋轉驅動。而且，如圖3(b)所示，於缸筒504，形成吸入口505與吐出口507的同時，設有輪葉506。輪葉506，係朝向缸筒504的中心被彈推，變成一邊滑動在旋轉式活塞501一邊自由移動在半徑方向。

經由上述構成，在壓縮機構部500，把電動機6作為動力源偏心驅動旋轉式活塞501，實行作為壓縮機 的吸入、壓縮、吐出之一連串的製程。接著，一邊參閱圖3(b)一邊說明具體的壓縮製程。首先，從設在缸筒504的吸入口505吸入已氣化的冷媒。之後，經由電動機6的旋轉旋轉式活塞501旋轉，以縮小輪葉506之圖中的左側的容積的方式壓縮冷媒。更進一步旋轉旋轉式活塞501，以每回到上部的方式從吐出口507吐出被壓縮過的(被液化)冷媒。在以上般的吸入、壓縮、吐出之一連串的製程中，被施加在旋轉式活塞501的壓力產生變化。從驅動旋轉式活塞501的電動機6看該壓力變化的話，意味著週期性變化負載力矩。

圖4(a)為表示旋轉式活塞501的機械角1旋轉中的，相對於旋轉件6a的旋轉角度位置θ_d之負載力矩τ_L的變化之例之圖。圖4(a)的橫軸表示旋轉式活塞501的1週期(從0度到360度)，縱軸表示負載力矩τ_L的大小。在本比較例，作為電動機6表示有4極電動機(旋轉件6a的極數為「4」)之例的緣故，電角度2週期相當於機械角1週期。因此，假設，在電動機6為6極的情況下，電角度3週期相當於機械角1週期。而且、旋轉件6a的位置與旋轉式活塞501的位置關係係藉由組裝來決定，在圖4(a)中旋轉式活塞501，係把在圖3(a)中的輪葉506擠出到最外側的位置作為0°。

根據圖4(a)，隨著壓縮製程的進展負載力矩τ_L急遽變大，在吐出製程，負載力矩τ_L減少，在1回的旋轉中負載力矩τ_L變動這件事是很清楚的。而且，在每 次旋轉時因應旋轉角度位置而負載力矩τ_L變動的緣故，從電動機6來看的話負載力矩τ_L變成週期性變動。從而，變成電動機6每次的旋轉，產生如圖4(a)的模式的力矩變化。但是，即便使用相同的壓縮機構部500，也因為電動機6的旋轉速度、吸入口505或吐出口507的壓力、吸入口505與吐出口507的壓力差等，負載力矩τ_L的峰值、成為峰值的旋轉角度位置θ_d、負載力矩的增減變化波形等發生變化。

在壓縮機構部500中的負載力矩τ_L的變動、與電動機6所產生的馬達力矩τ_m之間發生有差異的話，產生有振動或噪音。特別是，在如前述般負載力矩τ_L的變動為大的情況下，因為控制部2a的構成，於流動在電動機6流動的電流發生跳升，或者是發生電動機6的旋轉速度變動的緣故，容易產生振動或噪音。為此，希望是考慮到負載力矩τ_L的變動來構成控制部2a。在本比較例中，希望為了對應到週期性的負載變動減低電動機6的噪音或振動，而達成其目的，使負載力矩τ_L與馬達力矩τ_m盡量可以一致。

(座標軸的說明)

在馬達控制裝置1a的各部的說明之前，先明確座標軸的定義。圖4(b)為表示用馬達控制裝置1a進行檢測、推定、或者是暫定之控制軸的旋轉角度位置(推定旋轉角度位置θ_dc)、與實際的旋轉件6a的旋轉角度位置θ_d的關 係之圖。定義利用把設在旋轉件6a的永久磁體的主磁通方向的位置作為d軸、與從d軸在旋轉方向上前進到電性的90度(電角度90度)的q軸所構成的d-q軸。該d-q軸為旋轉座標系統。

圖4(b)中，旋轉件6a的旋轉角度位置θ_d表示d軸的相位。相對於該d-q軸，把控制上的假想旋轉件位置作為dc軸，把從這裡在旋轉方向上前進到電性的90度的軸作為qc軸，定義利用dc軸、qc軸所構成的dc-qc軸。dc-qc軸也是旋轉座標系統。這些座標軸的關係表示於圖4(b)。尚且，在以後的說明中，稱呼d-q軸為實軸，dc-qc軸為控制軸。而且，把實軸與偏離控制軸的誤差角稱為軸誤差△θ_d。但是，本比較例中，藉由位置感測器等無法直接得到實際的軸誤差△θ_d，而是藉由推測所求得的緣故，把軸誤差△θ_d的推定值稱為△θ_c。

圖4(c)為表示固定座標系統的3相軸與旋轉座標系統的控制軸的關係之圖。在圖4(c)把U相當作基準推定dc軸的旋轉角度位置(磁極位置)，把其結果作為上述的推定旋轉角度位置θ_dc。dc軸旋轉在圖中的圓弧狀箭頭的方向(逆時針方向)。為此，以積分旋轉頻率(之後表示，換流器頻率指令值ω1)的方式，得到推定旋轉角度位置θ_dc。在本比較例，作為電動機6使用永磁式同步馬達的緣故，用馬達控制裝置1a進行檢測、推定、或者是暫定之控制軸的推定旋轉角度位置θ_dc、與實際的旋轉件6a的旋轉角度位置θ_d，基本上同步的情況較多。

但是，實際上在加減速時或負載變動時等的過渡狀態中，是有在控制軸的位置與旋轉件6a的實軸的位置發生偏離(軸誤差△θ_d)的情況。在發生軸誤差△θ_d的情況下，也是有電動機6實際產生的力矩減少、或是流動到電動機6的電流發生畸變或跳升等。這些也成為振動或噪音的原因。特別是，在加減速中的過渡狀態或低速驅動狀態中，因為軸誤差△θ_d的影響，是有適切的控制變困難的情況。在此，在本比較例，在加減速中的過渡狀態或低速驅動狀態中，也在發生軸誤差△θ_d的情況下，經由適切控制電動機6的馬達力矩τ_m的方式，來減低電動機6的噪音或振動。

(控制部2a)

返回圖1，說明有關控制部2a。控制部2a的內部中，力矩電流指令值作成器10，係作成因應到負載力矩τ_L的平均值及週期性變動的值之力矩電流指令值I_tq ^*。本比較例中，被輸出的力矩電流指令值I_tq ^*是照原樣作為q軸電流指令值I_q ^*，被供給到電壓指令值作成器3。

電壓指令值作成器3中，根據q軸電流指令值I_q ^*、與從電流檢測部7所供給的交流電流檢測值I_u、I_w，產生電壓指令值V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*。PWM訊號作成器33中，產生因應這些電壓指令值V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*之驅動訊號。控制部2a，係具有微計算機或DSP(digital signal processor)等的半導體積體電路(演算控制部)、與被供給到 演算控制部的程式等的軟體，並藉由這些來實現各功能。

(PWM訊號作成器33)

控制部2a的內部中，PWM訊號作成器33，係經由從電壓指令值作成器3所輸出的3相的電壓指令值V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*、與乃是載波訊號的三角波之比較，產生給予到電力變換電路5的驅動訊號。把電角度一週期中的1相份的電壓指令值與三角波訊號與驅動訊號之關係表示於圖5。圖5為比較例1中的PWM訊號作成器的波形圖，所謂圖中的「電壓指令值」，是上述的V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*中之任一者。所產生的驅動訊號Gp、Gn，為所對應的相中的上支路、下支路(參閱圖2)的驅動訊號。例如，相對於U相的電壓指令值V_u ^*，所產生的驅動訊號Gp、Gn，對應到圖2中的驅動訊號24a、24b。

圖5中，電壓指令值變成三角波載波訊號的位準以上的話，上支路的驅動訊號Gp變成H位準，上支路的切換元件變成開啟狀態。而且，下支路的驅動訊號Gn變成L位準，下支路的切換元件變成關閉狀態。而且，電壓指令值未達三角波載波訊號的位準的話，上支路的驅動訊號Gp變成L位準，上支路的切換元件變成關閉狀態。而且，下支路的驅動訊號Gn變成H位準，下支路的切換元件變成開啟狀態。從而，如圖5所示，因應電壓指令值的位準，設定驅動訊號的工作比。

尚且，起因於閘極驅動電路23或切換元件22 本身的延遲，有上下支路的切換元件22短路之虞的緣故，實際上，是期望附加上下支路兩方變成關閉狀態截止時間(數微秒~十數微秒左右)來成為最終的驅動訊號。但是，以下的說明中，為了簡略化說明，是以使用不具有截止時間之理想上的驅動訊號作為前提進行說明。

(3 /dq變換器8、dq/3 變換器4)

接著，參閱圖6，說明有關PWM訊號作成器33以外的控制部2a的各構成要件。圖6為比較例1中的控制部2a的方塊圖，圖中的3 /dq變換器8，係使用推定旋轉角度位置θ_dc，把3相軸上的交流電流檢測值I_u、I_w座標變換成控制軸上(亦即dc軸上及qc軸上)的電流檢測值I_dc、I_qc。而且，dq/3 變換器4，係使用推定旋轉角度位置θ_dc，把dc-qc軸上的電壓指令值V_a ^*、V_q ^*座標變換成3相軸上的電壓指令值V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*。

經由這些，在控制部2a的內部，主要是使用旋轉座標系統之dc-qc軸。其理由乃是，因為具有在旋轉座標系統下電壓或電流之恆定的值係作為直流量來使用之優點的緣故。為了用於座標變換，電動機6的旋轉件6a的旋轉角度位置的資訊遂為必要。在本比較例，並非藉由位置感測器等來檢測旋轉角度位置，而是如上述般，根據流動到電動機6的電流及對電動機6的施加電壓，計算推定旋轉角度位置θ_dc。經此，變成不用在旋轉件6a設置位置感測器等，可以圖求降低成本。

(電壓指令值演算部34)

接著，參閱圖7，說明電壓指令值演算部34的構成。於電壓指令值演算部34，供給有d軸、q軸的電流指令值I_d ^*、I_q ^*。本比較例中，q軸電流指令值I_q ^*，係如上述般，等於力矩電流指令值作成器10所輸出的力矩電流指令值I_tq ^*。而且，d軸電流指令值I_d ^*係在本比較例中設定成零的緣故，有關該理由先行敘述。本比較例中，電動機6為隱極型的永磁式同步馬達的緣故，d軸、q軸的電感L_d，L_q遂為相同。

經此，本比較例中，變成不用考慮因d軸、q軸的電感L_d、L_q的差所產生的磁阻轉矩。因此，考慮到電動機6所產生的馬達力矩τ_m與在q軸流動的電流成比例，d軸電流指令值I_d ^*設定為零。而且，於電壓指令值演算部34，從後述的PLL控制器13被供給有換流器頻率指令值ω₁(電壓指令值V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*所應具有的頻率的指令值)的同時，從3 /dq變換器8被供給有電流檢測值I_dc、I_qc。

圖7的d軸電流控制器14a中，減法運算器91c係從d軸電流指令值I_d ^*減去dc軸電流檢測值I_dc。比例器92c、92d係對該減法運算結果，對各個指定的增益Kp_acrd、Ki_acrd進行乘法運算。積分器94c，係對比例器92d的輸出結果，亦即「Ki_acrd×(I_d ^*-I_dc)」進行積分。加法運算器90c，係把比例器92c的乘法運算結果、 與積分器94c的積分結果予以加法運算，把該加法運算結果作為d軸電流指令值I_d ^**來輸出。

同樣，q軸電流控制器14b中，減法運算器91d係從q軸電流指令值I_q ^*減去qc軸電流檢測值I_qc。比例器92e、92f係對該減法運算結果，對各個增益Kp_acrq、Ki_acrq進行乘法運算。積分器94d，係對比例器92f的輸出結果，亦即「Ki_acrq×(I_q ^*-I_qc)」進行積分。加法運算器90d，係把比例器92e的乘法運算結果、與積分器94d的積分結果予以加法運算，把該加法運算結果作為q軸電流指令值I_q ^**來輸出。如此，d軸電流控制器14a及q軸電流控制器14b係構成各個比例積分演算器。

在此，先說明有關電流控制器14a、14b中進行比例積分演算的理由。在後述的乘法運算器92g、92i等的構成要件中，使用電動機6的每1相的繞線阻抗值R進行演算。但是，實際的繞線阻抗值R不為一定值。例如，對固定件6b供給大的電流的話，因為固定件6b的溫度上升實際的繞線阻抗值R變大。

這樣的情況下，根據d軸、q軸的電流指令值I_d ^*、I_q ^*、與假想的繞線阻抗值R輸出d軸、q軸電壓指令值V_d ^*、V_q ^*的話，實際的d軸、q軸的電流值變成不與d軸、q軸的電流指令值I_d ^*、I_q ^*一致，力矩控制的精度惡化。在此，比較d軸、q軸電流指令值I_d ^*、I_q ^*、與所對應的電流檢測值I_dc、I_qc，經由使用根據該差分所求出的d軸、q軸電流指令值I_d ^**、I_q ^**，變成可以一邊吸收因繞線 阻抗值R的變動所致的影響一邊續行控制。

於d軸、q軸電流指令值I_d ^**、I_q ^**，用乘法運算器92g、92i，分別對電動機6的每1相的繞線阻抗值R進行乘法運算，輸出電壓值R×I_d ^**、R×I_q ^**。而且，d軸電流指令值I_d ^**被供給到低通濾波器98b，被一次延遲濾波器的傳遞函數「1/(1+T_ds)」過濾，作為d軸電流指令值I_df ^**而被輸出。同樣，q軸電流指令值I_q ^**被供給到低通濾波器98a，被一次延遲濾波器的傳遞函數「1/(1+T_qs)」過濾，作為q軸電流指令值I_qf ^**而被輸出。在此，時間常數T_d、T_q，為電動機6的固定件6b的電性時間常數，變成T_d=L_d/R、T_q=L_q/R。

乘法運算器92h中，對q軸電流指令值I_qf ^**，乘法運算換流器頻率指令值ω₁、與q軸的電感L_q。減法運算器91e中，從電壓值R×I_d ^**減去乘法運算器92h的輸出訊號ω₁×L_q×I_qf ^**，輸出表示於下列式子(1)的d軸電壓指令值V_d ^*。

V_d ^*=R×I_d ^**-ω₁×L_q×I_qf ^**...(1)

而且，乘法運算器92j中，對d軸電流指令值I_df ^**，乘法運算換流器頻率指令值ω₁、與d軸的電感L_d。乘法運算器92k中，對換流器頻率指令值ω₁，乘法運算感應電壓常數K_e。電動機6是同步電動機也同時是同步發電機。亦即，旋轉件6a旋轉的話，於固定件6b產生與旋轉速度成比例的電動勢。此時的比例常數為上述感應電壓常數K_e。接著，加法運算器90e中，加法運算乘法運 算器92i、92j、92k的各輸出訊號，作為其結果輸出表示於下列式子(2)的q軸電壓指令值V_q ^*。

V_q ^*=R×I_q ^**+ω₁×L_d×I_df ^**+ω₁×K_e...(2)

上述的乘法運算器92h、92j，係作為模擬d軸、q軸間的相互干涉者。因q軸電流所產生的電動勢，係延遲大約90°出現在d軸。為了模擬該現象，減法運算器91e中，從電壓值I_d ^**R減去ω₁×L_q×I_qf ^**。而且，因d軸電流所產生的電動勢，係延遲大約90°出現在q軸的負方向。為了模擬該現象，在加法運算器90e，對電壓值I_q ^**R加法運算ω₁×L_d×I_df ^**。

在圖7的電路構成中，其特徵為於電壓指令值演算部34之中，有設有電流控制器14a、14b之特點、以及設有乃是具有相當於電動機6的電性時間常數的遮斷頻率之一次延遲濾波器之低通濾波器98a、98b之特點。藉由這些使電動機6的逆解模式成立的緣故，即便在控制部2a的演算週期有限制的情況下也可以實現對電動機6的向量控制。

(位置推定部40)

接著，說明有關位置推定部40。如前述般，在本比較例作為旋轉件6a的旋轉角度位置是使用推定旋轉角度位置θ_dc，但演算這些的是位置推定部40。圖6中，位置推定部40內的軸誤差演算器12，係根據控制軸上的電流檢測值I_dc、I_qc及d軸、q軸電壓指令值V_d ^*、V_q ^*等，經 由下列式子(3)演算實軸與控制軸的軸誤差(推定值)△θ_c。

接著，參閱圖8，說明PLL控制器13的構成。PLL控制器13，係使軸誤差△θ_c與軸誤差指令值△θ^*(在本比較例為零)的方向上調整換流器頻率指令值ω₁者。減法運算器91b係輸出軸誤差指令值△θ^*與軸誤差△θ_c之差分。比例器92a係把比例增益Kp_pll乘法運算到該差分；比例器92b係把比例增益Ki_pll乘法運算到該差分。積分器94b係積分比例器92b的輸出。經此，比例器92b與積分器94b構成積分演算部93a。該積分演算部93a中的演算結果與比例器92a中的乘法運算結果，係用加法運算器90c做加法運算，該加法運算結果成為換流器頻率指令值ω₁。經此，PLL控制器13構成所謂的比例積分演算器。

假設，如圖4(b)所示，dc-qc軸比d-q軸還前進的話，軸誤差△θ_c成為正值。這麼一來，從減法運算器91b負值的「-△θ_c」被供給到PLL控制器13的緣故，比例器92a的輸出也變成負值，積分演算部93a中的積分結果是下降。經此，因為換流器頻率指令值ω₁下降，所以dc-qc軸趨近於d-q軸。亦即，軸誤差△θ_c趨近於零。相反地，dc-qc軸比d-q軸延遲的話，軸誤差△θ_c成為負值。這麼一來，從減法運算器91b正值的「-△θ_c」被供給到PLL控制器13的緣故，比例器92a的輸出也變成正 值，積分演算部93a中的積分結果是上升。經此，因為換流器頻率指令值ω₁上升，所以dc-qc軸趨近於d-q軸。亦即，軸誤差△θ_c趨近於零。

返回到圖6，經由設在PLL控制器13的後段之積分器94a，積分換流器頻率指令值ω₁。積分速度的話成為位置的緣故，積分器94a，係藉由積分換流器頻率指令值ω₁的方式，輸出推定旋轉角度位置θ_dc。如此，本比較例的位置推定部40，係推定實軸與控制軸偏離的誤差角(軸誤差△θ_c)，經由控制成軸誤差△θ_c趨近於零的方式，間接推定出推定旋轉角度位置θ_dc。已被輸出的推定旋轉角度位置θ_dc，係如上述般，被供給到dq/3 變換器4、3 /dq變換器8等。

(力矩電流指令值作成器10)

接著，參閱圖9說明力矩電流指令值作成器10之構成。

於力矩電流指令值作成器10，供給換流器頻率指令值ω₁、與旋轉速度指令值ω^*，在減法運算器91f中輸出兩者的差分。尚且，旋轉速度指令值ω^*，係從未圖示的上位控制系統等所給予的。對該差分，用比例器92p、92q，乘上各個比例增益Kp_asr、Ki_asr，比例器92q的輸出係藉由積分器94e被積分。比例器92p及積分器94e的輸出，係在加法運算器90f中被加法運算，其結果作為力矩電流指令值I_tq ^*被輸出。亦即，力矩電流指令值 作成器10，係構成了所謂的比例積分演算器。

假設，換流器頻率指令值ω₁變得比旋轉速度指令值ω^*低的話，從減法運算器91b輸出的兩者的差分變成正值，所以變成透過比例器92p、92q、積分器94e、加法運算器90f而增加力矩電流指令值I_tq ^*。力矩電流指令值I_tq ^*增加的話，實際的旋轉件6a的旋轉速度增加的緣故，換流器頻率指令值ω₁也增加，變成換流器頻率指令值ω₁趨近於旋轉速度指令值ω^*。

相反地，換流器頻率指令值ω₁變得比旋轉速度指令值ω^*高的話，從減法運算器91b輸出的兩者的差分變成負值，所以變成透過比例器92p、92q、積分器94e、加法運算器90f而減少力矩電流指令值I_tq ^*。力矩電流指令值I_tq ^*減少的話，實際的旋轉件6a的旋轉速度減少的緣故，換流器頻率指令值ω₁也減少，變成換流器頻率指令值ω₁趨近於旋轉速度指令值ω^*。

通常，從上位控制系統等所給與的旋轉速度指令值ω^*，與換流器頻率指令值ω₁比較的話，變化的週期非常長，在電動機6轉一圈中視為一定值者為佳。為此，藉由力矩電流指令值作成器10，電動機6以大致一定頻率旋轉。此時，以積分換流器頻率指令值ω₁的方式得到的推定旋轉角度位置θ_dc，係大致一樣地增加。

但是、藉由力矩電流指令值作成器10所實現的回饋迴路，係成為比PLL控制器13或電流控制器14a、14b更外側的控制迴路。為此是有必要把可以設定 的響應頻率設定成比其他的控制器還低。經此，力矩電流指令值I_tq ^*，係成為一邊大致與負載力矩τ_L的平均值成比例，一邊有若干程度脈動的值。

<比較例1之問題點>

對於比較例1，把驅動壓縮機構部500之際所產生之各部的波形的數值解析結果表示於圖10(a)~(d)。圖10(a)係表示馬達力矩τ_m與負載力矩τ_L(單位為P．U．)之變化。所謂的馬達力矩τ_m，就是電動機6的產生力矩；負載力矩τ_L為瞬時負載力矩。而且，圖10(b)係表示旋轉速度指令值ω^*與換流器頻率指令值ω₁的變化(單位為Hz)。而且，圖10(c)係表示q軸電流指令值I_q ^*(在本比較例相等於力矩電流指令值I_tq ^*)的變化；圖10(d)係表示U相馬達電流的變化(單位為P．U．)。在此橫軸的時間尺度的單位係皆為0．02秒；圖10之例中，理解到在圖4(a)所表示的機械角的1週期為0．04秒。

根據圖10(a)，馬達力矩τ_m與負載力矩τ_L，係在機械角1週期內的峰值的相位尚未一致。相對於馬達力矩τ_m在該週期內反覆變動成大致正弦波狀，負載力矩τ_L係反覆在前半週期急遽增加後，在後半週期稍稍緩慢減少，在1週期內的力矩的相位之不一致這點是顯眼的。但是，圖示之例為旋轉式轉子型壓縮機構部500之動作例的緣故，負載力矩τ_L不會變成負的。而且，根據圖10(b)，相對於旋轉速度指令值ω^*為一定者，換流器頻率指令值 ω₁係反覆正弦波狀的變動。而且，於圖10(c)所表示的q軸電流指令值I_q ^*及於圖10(d)所表示的U相馬達電流值也脈動著。

從圖10的結果，因為1回的旋轉中的負載力矩τ_L為變動的緣故，了解到馬達力矩τ_m、電動機6的實頻率(電動機6的旋轉速度)、流動在電動機的電流等是脈動的。q軸電流指令值I_q ^*及實際上流動在電動機的電流是脈動這一點本身並不是問題，問題是，在q軸電流指令值I_q ^*及實際上流動在電動機的電流的波峰、與負載力矩τ_L的波峰之間產生時序的偏差這一點。此乃是，在圖8的PLL控制器13、圖7的電流控制器14a、14b、圖9的力矩電流指令值作成器10等的回饋控制器對可以設定的響應頻率有限制的緣故。

在此，先敘述有關可以設定的響應頻率的限制。首先，圖8的PLL控制器13，係藉由電動機的電性常數(例如，電動機6之每1相的繞線阻抗值R或q軸的電感L_q等)決定可以設定的響應頻率，該值係換流器頻率指令值ω₁為低的話，就有必要設定低的響應頻率。此乃是因為，提高響應頻率的話，對換流器頻率指令值ω₁的變化電動機6的動作無法追蹤跟從，換流器頻率指令值ω₁是有發散的可能性。

另一方面，圖7的電流控制器14a、14b，係藉由控制部2的演算時間的限制，決定可以設定的響應頻率。從而，電動機6越高速旋轉的話，是有必要設低電流 控制器14a、14b的響應頻率。控制部2的演算，係藉由實際上在指定週期對微計算機使中斷發生的方式而被實現。這麼一來，電動機6越在高速下旋轉的話，變成每1旋轉的中斷次數減少，導致各式各樣的資料的取樣次數也減少。假設，根據較少的試樣驅策較強的控制的話，果然q軸電流指令值I_q ^*等是有發散的可能性。

其他，作為進行回饋控制的元件，是有力矩電流指令值作成器10。但是，如上述般，力矩電流指令值作成器10，係設有比PLL控制器13或電流控制器14a、14b還外側的控制迴路的緣故，是有比要把響應頻率設定成比其他的控制器還低。如此，僅在比較例1的構成下，是有在廣大的運轉範圍中難以對應到週期性的負載變動的情況。

[比較例2]

<比較例2之構成>

(脈動力矩推定器16)

接著，參閱圖11、圖12說明對應到比較例1的問題點之比較例2的壓縮機之構成。比較例2中，係如圖11所示，取代比較例1(圖1參閱)中的馬達控制裝置1a，適用有馬達控制裝置1b。馬達控制裝置1a、1b的相異點，係取代控制部2a，適用有控制部2b。於該控制部2b，追加有脈動力矩推定器16、脈動力矩電流指令值作成器11a、以及加法運算器90a。在此，於圖12詳細表示比較例2中的控制部2b。

接著，說明有關脈動力矩推定器16，但在最初參閱圖13(a)、(b)說明有關脈動力矩推定器16的原理。圖13(a)為用於說明因為馬達力矩τ_m與負載力矩τ_L的差而發生軸誤差△θ_d的過程之圖。在上述之比較例1中，經由圖9所示的力矩電流指令值作成器10，換流器頻率指令值ω₁的平均速度，係與從上位控制系統等所給與的旋轉速度指令值ω^*一致。但是，瞬時速度中，產生如下列式子(4)般的速度變動△ω。

如上述，馬達力矩τ_m，就是電動機6的產生力矩；負載力矩τ_L為瞬時負載力矩。而且，J為電動機6的慣性矩。從而，因馬達力矩τ_m的負載力矩τ_L的差而產生速度變動△ω，因速度變動△ω也產生軸誤差△θ_d。

圖13(a)係把從馬達力矩τ_m與負載力矩τ_L的差直至軸誤差△θ_d為止的現象表示作為方塊圖者。以對馬達力矩τ_m與負載力矩τ_L的差力矩△τ_m(減法運算器91h)乘上慣性矩J的倒數後積分(積分器94f)的方式，得到電動機的旋轉件6a的機械速度ω_r。接下來經由對機械速度ω_r乘上電動機6的極偶數(=極數P/2)的方式(乘法運算器92r)，得到電動機6的電性速度ω_e。更進一步經由積分電性速度ω_e的方式(積分器94g)，得到旋轉件6a的旋轉角度位置θ_d。接著，經由從乃是旋轉角度位置的指令值之旋 轉角度指令值θ_dc ^*減掉旋轉件6a的旋轉角度位置θ_d的方式(減法運算器91i)，得到該角度誤差(軸誤差△θ_d)。

經過圖13(a)的示意圖般的過程，可以思考到從力矩差直至軸誤差△θ_d。逆向思考該部分的話，意味著從對應到軸誤差△θ_d之可檢知的值而可以推定力矩差。如前述，在本比較例，並沒有設有位置感測器等的緣故，軸誤差△θ_d是無法直接得知。在此，在本比較例使用可以檢測或者是推定的值。

圖13(b)為從本比較例中可以取得的軸誤差△θ_c來推定力矩差之功能方塊圖。作為方塊圖的特徵，在反向執行箭頭的方向(亦即，演算方向)的情況下，以分別把乘法運算置換成除法運算、把積分置換成微分的方式，可以在維持等價的關係下改變輸出入關係。圖13(b)所示的方塊圖，係如從軸誤差得到差力矩般，反向執行圖13(a)之箭頭的方向，而且，本比較例乃是使用可以檢測或者是推定的值那一類等價變換過的結果。

有關圖13(b)更詳細地說明的話，如上述般，軸誤差△θ_c係藉由軸誤差演算器12所得。經由微分該軸誤差的負值(-△θ_c)的方式(微分器95a)，得到乃是電性速度ω_e的推定值之推定電性速度ω_e ^*，更進一步藉由乘上「2/極數P」的方式(乘法運算器92s)，得到推定機械速度ω_r ^*。接著，用微分器95b微分推定機械速度ω_r ^*，經由乘上慣性矩J的方式，得到差力矩推定值△τ_m ^{^}。

圖13(c)為表示整理過圖13(b)的等價變換順 序之圖，同時為表示脈動力矩推定器16的構成之圖。在本比較例，係著眼於以機械角的1週期或者是複數週期而變化的脈動負載力矩的緣故，把圖13(b)的方塊圖之複數s置換成jω_r並整理，得到構成脈動力矩推定器16的演算電路93b。j為表示複數的虛部之虛數單位，二次方的話成為(-1)。為此，在圖13(b)附在△θ_c的負號會變成沒有。如此，圖13(c)的脈動力矩推定器16，係被輸入有藉由在圖6及式(3)所示的軸誤差演算器12所得到的軸誤差△θ_c的話，輸出差力矩推定值△τ_m ^{^}。

(脈動力矩電流指令值作成器11a)

接著，參閱圖14說明脈動力矩電流指令值作成器11a之具體的構成。

圖14中，積分器94j係經由積分換流器頻率指令值ω₁的方式，輸出推定旋轉角度位置θ_dc。在乘法運算器92o，推定旋轉角度位置θ_dc被乘上「2/P」(P為極數)，其結果作為推定機械角度位置θ_r而被輸出。餘弦演算器96及正弦演算器97，係分別輸出推定機械角度位置θ_r的餘弦成分cosθ_r及正弦成分sinθ_r。

經由圖13(c)的脈動力矩推定器16所被推定出的差力矩推定值△τ_m ^{^}，為相當於在圖10(a)所示的馬達力矩τ_m與負載力矩τ_L的差分之值。在單相座標變換器32中，對差力矩推定值△τ_m ^{^}乘上推定機械角度位置θ_r的餘弦成分cosθ_r及正弦成分sinθ_r，如下列式子(5)、(6)表示 般，輸出機械速度ω_r(機械角1次成分)中的餘弦成分△τ_mc與正弦成分△τ_ms。亦即，差力矩推定值△τ_m ^{^}被座標變換成以機械速度ω_r旋轉的座標系統。

△τ_mc=cosθ_r×△τ_m ^{^}...(5)

△τ_ms=sinθ_r×△τ_m ^{^}...(6)

在低通濾波器98c、98d，差力矩推定值餘弦成分△τ_mc及差力矩推定值正弦成分△τ_ms中，機械速度ω_r以上的成分被衰減。接著，在減法運算器91j、91k中，求出差力矩推定值餘弦成分△τ_mc、差力矩推定值正弦成分△τ_ms、與各個指令值(△τ_mc ^*=0、△τ_ms ^*=0)之差。接著，對所求出的差用比例器92t、92m乘上積分增益Ki_atr，用積分器94h、94i積分各乘法運算結果。

這些積分結果，成為脈動力矩電流指令值的餘弦成分I_qsin ^* _c及正弦成分I_qsin ^* _s。之後，再度用單相座標逆變換器37，根據下式(7)實行座標變換。

△τ_mm ^{^}=cosθ_r×I_qsin ^* _c+sinθ_r×I_qsin ^* _s...(7)

經由該座標變換，得到差力矩推定值△τ_m ^{^}的機械速度ω_r的成分△τ_mm ^{^}。在差力矩推定值的機械速度成分△τ_mm ^{^}，用比例器92n乘上增益Ktrq，該乘法運算結果係作為脈動力矩電流指令值I_qsin ^*而被輸出。尚且，在本比較例，增益Ktrq為「1」。返回到圖12，在加法運算器90a中，脈動力矩電流指令值I_qsin ^*與力矩電流指令值I_rq ^*相加，加法運算結果係作為q軸電流指令值I_q ^*而被輸 出。

在此，再次參閱圖14，先說明有關脈動力矩電流指令值作成器11a的全體動作。假設，馬達力矩τ_m比負載力矩τ_L大的話，差力矩推定值△τ_m ^{^}變成正值的緣故，減法運算器91j、91k的輸出值變成負值。這麼一來，因為積分器94h、94i中的積分結果減少，脈動力矩電流指令值I_qsin ^*也減少。經此，馬達力矩τ_m下降的緣故，差力矩推定值△τ_m ^{^}趨近於零。

相反地，差力矩推定值△τ_m ^{^}為負值的話，減法運算器91j、91k的輸出值成為正值，積分器94h、94i的積分結果為增加的緣故，脈動力矩電流指令值I_qsin ^*增加。經此，馬達力矩τ_m上升的緣故，差力矩推定值△τ_m ^{^}趨近於零。如此，圖14的脈動力矩電流指令值作成器11a中，經由控制脈動力矩電流指令值I_qsin ^*使得差力矩推定值△τ_m ^{^}趨近於零，可以抑制機械速度ω_r(機械角1次成分)之各成分的力矩變動。

<比較例2之問題點>

根據比較例2，對應到週期性的負載變動亦即差力矩推定值△τ_m ^{^}的變動，可以有效果地抑制電動機6的噪音或振動。另一方面，如前述般，於馬達控制裝置1b內的各構成要件在可以設定的響應頻率上是有上限，該可以設定的響應頻率係對應到電動機6的驅動頻率(旋轉速度)而變動。從而，於各構成要件的響應的特性具有頻率相依性。 另一方面，電動機6及負載裝置9等的機構部具有複數個機械共振頻率。

圖15係表示使用上述的馬達控制裝置1b驅動電動機6及負載裝置9之際的振動(振動振幅值)的頻率特性之例。在整體上，隨著旋轉速度趨向低速，具有振動振幅值變大的傾向。此乃是電動機6的速度下降的話，慣性力變小的緣故。而且，在1500rpm附近出現波峰，但此乃是電動機6或負載裝置9等的機械系統之機械共振頻率。

振動的頻率特性，係因負載條件而變動。於圖15用虛線表示的頻率特性，乃是比起實線負載為重的情況之例。例如，壓縮機構部500的吸入口505的壓力與吐出口507的壓力之差變大的話，負載也變大。即便是負載大的情況，在3000rpm附近的高速域振動之差變小。另一方面，旋轉速度越低速的話振動的增加(惡化)越顯著。

接著，圖16為在某個旋轉速度中，變更了脈動力矩電流指令值作成器11a的積分控制的響應頻率之情況的振動與消耗電力之例。尚且，所謂變更積分控制的響應頻率，具體方面乃是變更圖14的比例器92t、92m中的積分增益Ki_atr。從圖16，經由降低響應頻率(亦即，縮小積分增益Ki_atr)的方式，變動振動振幅值，藉此可以調整在抑制週期脈動力矩之際的效用。

弱化週期脈動力矩控制的效用的話(亦即降低控制響應頻率)、振動抑制效果也減低的緣故，振動振幅 值變大。另一方面，理解到消耗電力係減低到某控制響應頻率fa為止。此乃是，配合週期變動負載所發生的電動機的產生力矩的週期變動分量變小，亦即施加在電動機的電壓的週期變動分量變小的緣故，是為了抑制消耗電力。

但是，比控制響應頻率fa而更進一步使控制響應頻率下降的話(弱化週期脈動力矩控制的效用)，消耗電力轉而增加。此乃是，週期變動負載與電動機的產生力矩的異化變大，是因為過度增加速度變動的緣故。綜上所言，振動抑制效果與消耗電力是有折衷的關係，理解到在容許範圍內的話，經由容忍某種程度的振動的方式，可以減低消耗電力。比較例2為單純抑制振動振幅者，的確是產生了可以抑制振動振幅而消耗電力變大之課題。

[第1實施型態]

<第1實施型態的構成>

接著，參閱圖17，圖18說明本發明的第1實施方式的構成。

如上述般，在比較例2的構成下，是有可以抑制振動振幅而消耗電力變大之課題。在此，第1實施方式係兼顧振動振幅的抑制、與消耗電力的削減。為此，在本實施方式中，如圖17所示，取代比較例2(圖11參閱)中的馬達控制裝置1b，適用有馬達控制裝置1。兩者的相異點，係取代控制部2b，適用有控制部2。在此，於圖18表示控制部2的構成。控制部2中，取代比較例2中的脈動力矩 電流指令值作成器11a適用有脈動力矩電流指令值作成器11，更進一步追加有振動狀態推定器17。

首先，參閱圖19說明振動狀態推定器17的構成。

圖19中峰值保持部80a、80b係維持各個指定時間內中的軸誤差△θ_c的最大值及最小值，輸出已維持的值。減法運算器91m係輸出兩者的差，亦即軸誤差△θ_c的週期變動的振幅AmpPul△θ_c。比較器81a係比較該振幅AmpPul△θ_c與閾值PulJud1，振幅AmpPul△θ_c未達閾值PulJud1的情況輸出“1”，閾值PulJud1以上的情況輸出“0”。把從比較器81a輸出的訊號稱為「振動狀態判定旗標PulFlg」。

電動機6或是負載裝置9的振動，係電動機6的旋轉速度的變動為主要因。為此，圖19的振動狀態推定器17，係利用在圖13(a)已說明的速度變動與軸誤差△θ的關係，推定振動。從軸誤差△θ_c的週期變動的振幅AmpPul△θ_c推定振動振幅值，當然也可以根據振動振幅值決定閾值PulJud1的值。但是，為了進行「振動是否在容許範圍內」的判斷，振動振幅值未必是為必要的緣故，在本實施方式中，經由根據上述振幅AmpPul△θ_c決定閾值PulJud1的值的方式，簡易化演算器的構成。如此，振幅AmpPul△θ_c為「對應到電動機(6)或是負載裝置(9)的振動量而增減之振動對應量」，在本實施方式中，藉由該振動對應量，推定電動機或是負載的振動。

接著，參閱圖20說明脈動力矩電流指令值作成器11的構成。脈動力矩電流指令值作成器11的構成，係除了單相座標變換器32的前段部分外，是與脈動力矩電流指令值作成器11a(參閱圖14)同樣。亦即，在脈動力矩電流指令值作成器11a中，對單相座標變換器32的輸入訊號常態為差力矩推定值△τ_m ^{^}。相對於此，在本實施方式中，在單相座標變換器32的前段插入有切換器82a，選擇零訊號或是差力矩推定值△τ_m ^{^}中的其中一方，被選擇的訊號輸入到單相座標變換器32。

在此，切換器82a的狀態，係藉由振動狀態判定旗標PulFlg來切換。亦即，在振動狀態判定旗標PulFlg為“0”的情況(推定軸誤差△θ_c的週期變動大，振動大的情況)下，選擇差力矩推定值△τ_m ^{^}；在振動狀態判定旗標PulFlg為“1”的情況(推定軸誤差△θ_c的週期變動小、振動小的情況)下選擇零訊號。

用切換器82a選擇了差力矩推定值△τ_m ^{^}的情況之脈動力矩電流指令值作成器11的動作，係與比較例2中的脈動力矩電流指令值作成器11a的動作同樣。亦即，從脈動力矩電流指令值作成器11，持續輸出讓差力矩推定值△τ_m ^{^}趨近於零的脈動力矩電流指令值I_qsin ^*。

另一方面，用切換器82a選擇零訊號的話，至積分器94h、94i的前段為止的訊號全部變成零訊號。經此，積分器94h、94i的輸出訊號，亦即脈動力矩電流指令值正弦成分I_qsin ^* _s及脈動力矩電流指令值餘弦成分 I_qsin ^* _c，也被維持在一定值。

<第1實施型態的效果>

第1實施方式係經由使用以上般的構成的方式，可以弱化週期脈動力矩控制的效用，可以抑制消耗電力。其效果參閱圖21，更進一步詳細說明。圖21中，用虛線所示的波形，係表示不變更週期脈動力矩控制的效用之比較例2的旋轉速度及消耗電力的遷移。該例中，一直到脈動力矩電流指令值作成器11的積分控制收斂為止，續行抑制振動的控制。藉此，的確抑制了振動，但q軸電流指令值I_q ^*的變動分量的振幅增加的緣故，消耗電力也增加。

另一方面，在圖21用實線表示的波形為本實施方式的波形，在振動位在容許範圍內的時刻t101，亦即用振動狀態推定器17讓振動進入到容許範圍內(振動狀態判定旗標PulFlg變成“1”)的時點，弱化週期脈動力矩控制的效用。該例中，q軸電流指令值I_q ^*的變動分量的振幅(及相位)，係被固定在該時點的值的緣故，比起比較例2的情況可以削減消耗電力。如此，在本實施方式中，經由弱化週期脈動力矩控制的效用的方式，可以一邊把振動抑制在容許範圍內一邊抑制消耗電力。

接著，週期脈動力矩控制的效用，係在振動狀態推定器17中，藉由如何去設定閾值PulJud1的值的方式而可以操作。從而，因應優先消耗電力的減低、或是優先振動抑制等的用途來變更閾值PulJud1者為佳。而 且，閾值PulJud1的變更，係亦可委任給終端使用者。亦即，在終端使用者希望「多少有些振動也盡可能抑制消耗電力」的情況下，可以設定提高閾值PulJud1，若是希望「多少增加些消耗電力也盡可能抑制振動」的話，可以設定降低閾值PulJud1。

[第2實施型態]

<第2實施方式的全體構成>

接著，參閱圖22說明本發明的第2實施方式之壓縮機302的構成。尚且，對應到已說明的比較例1、2及第1實施方式所示的部分賦予相同的元件符號，並省略其說明。

壓縮機302中，為動力源之電動機6與壓縮機構部500，被安裝到密閉容器511的內部。接著，電動機6係介隔著配線纜線310連接到馬達控制裝置301。而且，被結合到電動機6的旋轉件6a的軸502與旋轉式活塞501，係介隔著曲柄軸503而被連接。經此，對應到電動機6的旋轉旋轉式活塞501偏心旋轉，實行吸入、壓縮、吐出之一連串的製程。先分別連接吸入管508到吸入口、連接吐出管509到吐出口，在與連接到壓縮機302的外部的系統之間循環冷媒。

軸502的其中一端，係藉由軸承510被支撐著。先在密閉容器511的底部儲滯有潤滑油，潤滑軸承510及壓縮機構部500。在軸502的另一端，先附加有配 重512，緩和因旋轉式活塞501的偏心所致之重量的不平衡。加重配重512的重量的話，慣性矩變大，也可以縮小因電動機6的產生力矩與負載力矩的差所致之速度變動。反面的是，增加電動機的加減速所需要的時間與能量。

<脈動力矩電流指令值作成器11d的構成>

本實施方式中的馬達控制裝置301，係取代第1實施方式的馬達控制裝置1(參閱圖17)中的脈動力矩電流指令值作成器11，適用有圖23所示的脈動力矩電流指令值作成器11d這一點是相異的。在此，參閱圖23說明脈動力矩電流指令值作成器11d的構成。

於脈動力矩電流指令值作成器11d，設有積分器94j、乘法運算器92o、餘弦演算器96、正弦演算器97、任意頻率成分抑制器50、以及比例器92n。這些的構成，是與比較例2的脈動力矩電流指令值作成器11a(參閱圖14)同樣。但是，比較例1中，相對於比例器92n的輸出照原樣作為脈動力矩電流指令值I_qsin ^*而輸出者，在本實施方式中，比例器92n的輸出訊號係未必得是脈動力矩電流指令值I_qsin ^*。在此，在本實施方式中，把比例器92n的輸出訊號稱為「指令值候補I_qsin ^* _TQ」。

而且，在本實施方式的脈動力矩電流指令值作成器11d中，先設有第二任意頻率成分抑制器50c，在其內部，設有單相座標變換器32、低通濾波器98e、98f、減法運算器91n、91p、比例器92p、92q、積分器 94k、94m、以及單相座標逆變換器37。這些構成要件，係具有與任意頻率成分抑制器50內對應的構成要件同樣的功能。但是，往第二任意頻率成分抑制器50c的輸入訊號，係在為qc軸電流檢測值I_qc的脈動成分之這一點中，與任意頻率成分抑制器50相異。把第二任意頻率成分抑制器50c的輸出訊號稱為「指令值候補I_qsin ^* _ACR」。

指令值切換器54，係根據振動狀態判定旗標PulFlg、與換流器頻率指令值ω₁，選擇指令值候補I_qsin ^* _ACR、I_qsin ^* _TQ或是零訊號中之任一者，把已選擇的訊號作為脈動力矩電流指令值I_qsin ^*而輸出。

在此，檢討指令值候補I_qsin ^* _TQ被選擇作為脈動力矩電流指令值I_qsin ^*的情況的動作的話，如比較例2中所述，控制脈動力矩電流指令值I_qsin ^*使得差力矩推定值△τ_m ^{^}趨近於零。電動機6或是負載裝置9的振動，係電動機6的旋轉速度的變動為主要因；旋轉速度的變動，係因馬達力矩τ_m與負載力矩τ_L的差之差力矩△τ_m而產生。從而，把該推定值之差力矩推定值△τ_m ^{^}趨近於零，係極為適合用於達成所謂「使振動減少」之目的。但是，該情況係在把差力矩推定值△τ_m ^{^}趨近於零的方向上使q軸電流指令值I_q ^*及實際上被供給到固定件6b的電流的振幅值變化的緣故，該振幅值的變動變大。

另一方面，檢討指令值候補I_qsin ^* _ACR被選擇作為脈動力矩電流指令值I_qsin ^*的情況的動作。於被供給到第二任意頻率成分抑制器50c的qc軸電流檢測值I_qc，包 含有直流成分與脈動成分，但經由透過單相座標變換器32的方式，衰減機械速度ω_r的脈動成分以外的成分。經此，在第二任意頻率成分抑制器50c中，控制脈動力矩電流指令值I_qsin ^*，使得qc軸電流檢測值I_qc趨近於一定值，亦即qc軸電流檢測值I_qc的脈動成分趨近於零。

此乃是，極為適合達成所謂「減低消耗電力」之目的。以下說明其理由。所謂qc軸電流檢測值I_qc脈動之事，乃是所謂實際上被供給到固定件6b的電流的振幅脈動之事。接著，固定件6b的銅損係因為與電流值的二次方成比例，脈動變得越大銅損變得越大。從而，了解到為了抑制銅損(減低消耗電力)，期望把流動在固定件6b的電流的振幅趨近於一定值，亦即把qc軸電流檢測值I_qc趨近於一定值。

接著，參閱圖24、圖25說明指令值切換器54的動作。假設，在沒有進行過週期脈動力矩控制的情況下，亦即暫定作為脈動力矩電流指令值I_qsin ^*常態被選擇了零訊號的情況下，對於機械速度ω_r，把實際上發生在電動機6及負載裝置9的振動振幅值之例表示於圖24(a)。圖24(a)中，實線為輕負載時、虛線為重負載時的振動振幅值之例，了解到也在任一之中，隨著機械速度ω_r上升，振動振幅值變小。

這麼一來，了解到可以推定負載的大小(負載力矩τ_L的平均值)、與機械速度ω_r的話，根據圖24(a)的特性，可以推定振動振幅值。這麼一來，被推定出的振動 振幅值，為符合「對應到電動機(6)或是負載裝置(9)的(實際的)振動量而增減的振動對應量」者，在本實施方式中，藉由該振動對應量，推定電動機或是負載的振動。但是，在實際上進行電動機6的控制之下，沒有必要求取振動振幅值的推定值，判斷「機械速度ω_r是否達到某旋轉速度」的話是充分。從而，機械速度ω_r也是，在與「負載的大小(負載力矩τ_L的平均值)」之組合中，符合「對應到電動機(6)或是負載裝置(9)的振動量而增減的振動對應量」，本實施方式也是藉由該振動對應量(機械速度ω_r或是該推定值)，推定電動機或是負載的振動者。

在此，也在重負載時，把振動振幅值未達指定的容許值Th1(第1閾值)的旋轉速度作為N1。該容許值Th1為對應到在圖19中已說明的閾值PulJud1之值。這麼一來，如圖24(b)所示，在重負載時，振動狀態判定旗標PulFlg係在機械速度ω_r為旋轉速度N1以上的話變成“1”，未達旋轉速度N1之下變成“0”。另一方面，在輕負載時，在比旋轉速度N1低的旋轉速度N2中，振動振幅值變成容許值Th1以下。這麼一來，在輕負載時，閾值PulJud1係在機械速度ω_r變成旋轉速度N2以上的話變成“1”，在未達旋轉速度N2時變成“0”。

也在任一情況下，在旋轉速度為N1以上時，振動狀態判定旗標PulFlg係常態為“1”。從而，未達N1的旋轉速度為「力矩控制容許速度範圍內」的旋轉速度，N1以上的旋轉速度變成「力矩控制容許速度範圍外」的 旋轉速度。

振動狀態判定旗標PulFlg為“1”時，與第1實施方式的情況同樣，在指令值切換器54，零訊號是作為脈動力矩電流指令值I_qsin ^*而被選擇。另一方面，振動狀態判定旗標PulFlg為“0”時，在本實施方式，是選擇指令值候補I_qsin ^* _ACR、I_qsin ^* _TQ中的其中一方作為脈動力矩電流指令值I_qsin ^*，但何者被選擇是根據機械速度ω_r被決定的。尚且，在本實施方式，因為不設有位置感測器等所以得不到機械速度ω_r的實測值的緣故，實際上，是使用根據換流器頻率指令值ω₁所推定出的機械速度ω_r。

振動狀態判定旗標PulFlg為“0”時，參閱圖25(a)~(c)說明在指令值切換器54中選擇脈動力矩電流指令值I_qsin ^*的處理。如圖25(a)所示，對振動振幅值，決定比上述容許值Th1還大的容許值Th2(第2閾值)。接著，在機械速度ω_r從最大值徐徐地下降時，預先求取振動振幅值在最初成為容許值Th2的旋轉速度。在圖25(a)中，該旋轉速度，係在重負載時為N3，在輕負載時為N4。

指令值切換器54，係在振動狀態判定旗標PulFlg為“0”時，在機械速度ω_r未達該旋轉速度(N3或是N4)的情況下，選擇指令值候補I_qsin ^* _TQ，在機械速度ω_r為該旋轉速度(N3或是N4)以上的情況下選擇指令值候補I_qsin ^* _ACR，把已選擇的訊號作為脈動力矩電流指令值I_qsin ^*而輸出。經此，在重負載時及輕負載時，對應到機械速度ω_r所被選擇的脈動力矩電流指令值I_qsin ^*，係表示於如圖 25(b)、(c)。也在任一情況下，有關從振動振幅值之大的低速度範圍朝向振動振幅值之小的高速度範圍，脈動力矩電流指令值I_qsin ^*係依指令值候補I_qsin ^* _TQ、指令值候補I_qsin ^* _ACR及零訊號的順序變化。

<第2實施型態的效果>

如此，根據本實施方式，在振動振幅值變大的低速度範圍中，實行差力矩推定值△τ_m ^{^}趨近於零的控制。另一方面，在振動振幅值變小的中速度範圍中，進行把qc軸電流檢測值I_qc的變動趨近於零的控制，在振動振幅值更進一步變小的高速度範圍中，停止週期脈動力矩控制(作為脈動力矩電流指令值I_qsin ^*選擇零訊號)。

換言之，本實施方式具有：經由抑制第1參數(差力矩推定值△τ_m ^{^})的變動的方式，抑制起因於負載力矩的電動機6的旋轉速度的變動之第1週期脈動力矩控制部(50)；經由抑制第2參數(qc軸電流檢測值I_qc)的變動的方式，抑制起因於負載力矩的前述電動機6的旋轉速度的變動之第2週期脈動力矩控制部(50c)；以及根據振動對應量或是旋轉速度，選擇第1週期脈動力矩控制部(50)或是第2週期脈動力矩控制部(50c)中其中任一方之選擇部(54)。

從而，根據本實施方式，可以對應到電動機6或負載裝置9等的驅動條件，選擇適切的控制狀態，可以兼顧振動的抑制與消耗電力的減低。經此，可以削減配重 512的重量，也可以削減慣性矩的緣故，可以改善起動特性，可以在短時間於吸入管與吐出管產生壓力差。

[第3實施型態]

接著，說明有關本發明的第3實施方式之壓縮機。本實施方式之壓縮機是與上述的第1實施方式(圖17)同樣，但取代第1實施方式的脈動力矩電流指令值作成器11，適用有於圖26所示的脈動力矩電流指令值作成器11e。而且，加上振動狀態推定器17，適用有圖27所示的振動狀態推定器17d。亦即，在本實施方式中，適用有振動狀態推定器17、17d雙方。在此，說明有關這些追加的構成要件及相異的構成要件。

<振動狀態推定器17d>

首先，參閱圖27，說明振動狀態推定器17d的構成。振動狀態推定器17d中，與第1實施方式的振動狀態推定器17(參閱圖19)同樣，先設有峰值保持部80a、80b與減法運算器91m，減法運算器91m係輸出軸誤差△θ_c的週期變動的振幅AmpPul△θ_c。比較器81d，係比較該振幅AmpPul△θ_c與閾值PulJud4，在振幅AmpPul△θ_c比閾值PulJud4還小的情況下輸出“1”，除此以外的情況下輸出“0”。把從比較器81d輸出的訊號稱為「振動狀態判定旗標PulFlgDS」。比較器81d的構成係與第1實施方式的比較器81a近似，但閾值PulJud4為閾值PulJud1之數倍 左右的值這一點是相異的。

<脈動力矩電流指令值作成器11e>

接著，參閱圖26，說明脈動力矩電流指令值作成器11e的構成。於脈動力矩電流指令值作成器11e，設有積分器94j、乘法運算器92o、餘弦演算器96、正弦演算器97、以及單相座標變換器32。這些的構成，是與比較例2的脈動力矩電流指令值作成器11a(參閱圖14)同樣。經此，從單相座標變換器32，輸出上述的式(5)、(6)所示之差力矩推定值△τ_m ^{^}的機械速度ω_r(機械角1次成分)中的餘弦成分△τ_mc與正弦成分△τ_ms。

而且，設在單相座標變換器32的後段之低通濾波器98c、98d、減法運算器91j、91k、比例器92t、92m、積分器94h、94i，也與比較例1同樣。比較例1中，根據這些積分器94h、94i的輸出訊號立刻決定脈動力矩電流指令值I_qsin ^*，但在本實施方式並非立刻決定脈動力矩電流指令值I_qsin ^*的緣故，把積分器94h、94i的輸出訊號的名稱稱呼為「積分結果餘弦成分I_qnc ^*」「積分結果正弦成分I_qns ^*」。

振幅相位演算器51，係把積分結果餘弦成分I_qnc ^*及積分結果正弦成分I_qns ^*變換成利用振幅值A與相位值θ_k所構成的極座標值。保持部52，係從振動狀態推定器17(參閱圖19)所被供給的振動狀態判定旗標PulFlg限制在“0”，照原樣輸出從振幅相位演算器51所被供給的振 幅值A與相位值θ_k。接著，振動狀態判定旗標PulFlg從“0”上升到“1”的話，該時點中的振幅值A與相位值θ_k被維持在保持部52，以後係持續輸出被維持住的振幅值A與相位值θ_k。如上述般，適用在振動狀態推定器17d(參閱圖27)的閾值PulJud4，乃是適用在振動狀態推定器17的閾值PulJud1之數倍左右的值。從而，在振動狀態判定旗標PulFlg從“0”上升到“1”的時序下，從振動狀態推定器17d所被輸出的振動狀態判定旗標PulFlgDS也理當成為“1”。

相位固定振幅減少部55，係持續維持相位值θ_k，振動狀態判定旗標PulFlgDS限制在“1”，使振幅值A在每個指定的補正週期階段性衰減，把衰減過的結果作為振幅值AD而輸出。接著，振動狀態判定旗標PulFlgDS成為“0”的話，使振幅值AD徐徐地增加。接著，振動狀態判定旗標PulFlgDS再次成為“1”的話，維持該時點的振幅值AD。

接著，在餘弦正弦成分配部53中，根據從相位固定振幅減少部55輸出的振幅值AD、與相位值θ_k，產生餘弦成分及正弦成分。在單相座標逆變換器37中，根據這些餘弦成分及正弦成分，合成差力矩推定值的機械速度成分△τ_mm ^{^}。在差力矩推定值的機械速度成分△τ_mm ^{^}，用比例器92n乘上增益Ktrq(在本實施方式為「1」)，該乘法運算結果係作為脈動力矩電流指令值I_qsin ^*而被輸出。

<第3實施型態的動作>

接著，參閱圖28說明本實施方式的動作。圖28(a)中，在時刻t1以前的期間中，機械速度ω_r被控制成其平均速度趨近於目標速度。該期間中，在圖28(c)之例軸誤差△θ_c未達閾值PulJud1、PulJud4，但平均速度沒有達到目標速度、振動狀態的評量尚未開始的緣故，振動狀態判定旗標PulFlg、PulFlgDS一塊成為“0”。

接著，時刻t1中機械速度ω_r的平均速度是達到目標速度，但設有振動狀態的判定期間的緣故，在經過若干程度的時間之時刻t2中，開始振動狀態的判定。參閱圖28(c)的話，在時刻t2中，軸誤差△θ_c未達閾值PulJud1、PulJud4的緣故，如圖28(e)、(f)所示，振動狀態判定旗標PulFlg、PulFlgDS一塊上升到“1”。

經由振動狀態判定旗標PulFlg從“0”上升到“1”的方式，時刻t2以後，從相位固定振幅減少部55輸出的振幅值AD，係在每個補正週期階段性減少。經此，如圖28(d)所示，脈動力矩電流指令值I_qsin ^*的振幅階段性減少，變成弱化週期脈動力矩控制的效用。參閱圖28(c)、(e)的話，在時刻t3軸誤差△θ_c成為閾值PulJud1以上的緣故，振動狀態判定旗標PulFlg下降到“0”。

但是，因相位固定振幅減少部55所致之振幅值AD的控制，係先在時刻t2振動狀態判定旗標PulFlg從“0”上升到“1”之際時開始的緣故，時刻t3中的下降，係 對之後的控制並非會有影響。時刻t2以後，脈動力矩電流指令值I_qsin ^*被階段性減少，軸誤差△θ_c階段性增加的話，一下子在時刻t4中軸誤差△θ_c變成閾值PulJud4以上。

經此，在相位固定振幅減少部55中，輸出的振幅值AD的值徐徐地增加。其結果，在時刻t5中，軸誤差△θ_c係再次未達閾值PulJud4的緣故，變成以後係繼續輸出該狀態中的振幅值AD，脈動力矩電流指令值I_qsin ^*的振幅也變成一定。如此，在本實施方式中，時刻t5以後係經由弱化週期脈動力矩控制的效用的方式，可以一邊把振動弄在容許範圍內一邊抑制消耗電力。

順便一說，在壓縮機的動作中，例如有突然液狀的冷媒回流到壓縮機的狀況等，也有負載力矩τ_L急遽增加的情況。為此，機械速度ω_r或是軸誤差△θ_c等的變動幅度在超過指定的容許值的情況下，停止振幅值AD的維持，從最初開始重新實行如圖28所示的序列。經此，也在負載急遽變化等之異常時可以在低振動下驅動壓縮機。

[第4實施型態]

接著，參閱圖29說明有關本發明之第4實施方式的空調機。

圖29中，空調機300具有：室內機303、室外機304、以及連接兩者之配管305。在室內機303設有：室 內熱交換器306、以及送風到室內熱交換器306的送風機307。而且，在室外機304，設有：壓縮機302、以及控制該壓縮機302的馬達控制裝置301；兩者係介隔著配線纜線310被連接著。更進一步，在室外機304，設有：室外熱交換器308、以及送風到該室外熱交換器308的送風機309。在冷房室內的情況下，在圖上介隔著上側的配管305從室外機304的室外熱交換器308供給冷媒到室內機303的室內熱交換器306。冷房室內後之氣化的冷媒，係介隔著下側的配管305回流到壓縮機302。壓縮機302的構成是與第2實施方式(參閱圖22)同樣。

在這樣的構成中，在壓縮機302，藉由機械角每1旋轉、或是乃是負載之壓縮機構部500的特性，產生脈動力矩。在空調機300中，為了削減地球暖化或電費，強烈希望節能化。為此，經由用換流器驅動壓縮機302而可變速的方式，削減隨冷暖房週期的起動/停止所致的漏失這一點是一般的。更進一步，是希望經由提升住宅的絕熱性能，一但室內的溫度到設定值後，最小化空調機300的能力而繼續動作。如此，對馬達控制裝置301及壓縮機302，是期望「用更低速來驅動」。但是，在用低速進行驅動之際，振動抑制便成為大課題。振動大的話不僅是成為噪音的原因，也有在配管305產生應力，使壽命下降的可能性。

在用高速驅動構成壓縮機302的電動機6的旋轉件6a的情況下，因為慣性矩的效果，即便電動機6 的馬達力矩τ_m與負載力矩τ_L的差之差力矩△τ_m為大，對振動或噪音的影響是比較小的。但是，在用低速驅動電動機6的情況下，差力矩△τ_m對振動或噪音的影響為大。搭載壓縮機302的空調機的室外機，係如其名稱般設置在室外，但也有很多是設置在居住空間附近的緣故，是希望能極力削減振動或噪音。在此，抑制週期性的負載變動而可以減低電動機的噪音或振動之馬達控制裝置，亦即，於上述第1~第3實施方式所述之任一馬達控制裝置，是適用作為圖29中的馬達控制裝置301。

一般來說，空調機係剛運轉後冷卻週期不安定的緣故負載變動變大，冷卻週期安定的話負載變動也有安定到一樣的變動之傾向。為此，剛運轉後係經由脈動力矩控制期望有充分的振動抑制，但冷凍週期安定後，調整週期脈動力矩控制的效用，是期望有一邊把振動弄在容許範圍內一邊抑制消耗電力。經由於上述第1~第3實施方式所述之任一馬達控制裝置適用作為圖29中的馬達控制裝置301，充分滿足該要望。

[變形例]

本發明並不限於上述之實施方式，可以有種種的變形。上述的實施方式係為了容易暸解本發明而用於說明之例示，並非是在限定具備已說明之全部的構成。又，可以把某一實施方式的構成的一部分置換到另一實施方式的構成，還有，亦可在某一實施方式的構成加上另一實施方式 的構成。又，有關各實施方式的構成的一部分，是可以追加、刪除、置換其他的構成。對於上述實施方式而可以的變形，係例如以下者。

<振動狀態推定器的變形例>

(1)在上述各實施方式中，取代振動狀態推定器17(參閱圖19)或是振動狀態推定器17d(參閱圖27)，也可以適用於圖30所示之振動狀態推定器17b。

圖30中，峰值保持部80c、80d，係維持、輸出各個指定時間內中的換流器頻率指令值ω₁的最大值及最小值。減法運算器91n係輸出兩者的差，亦即換流器頻率指令值ω₁的週期變動的振幅AmpPulω₁。比較器81b，係比較該振幅AmpPulω₁與閾值PulJud2，在振幅AmpPulω₁比閾值PulJud2還小的情況下輸出“1”，除此以外的情況下輸出成為“0”之振動狀態判定旗標PulFlg2。該振動狀態判定旗標PulFlg2，係可以代用到上述各實施方式中的振動狀態判定旗標PulFlg或是PulFlgDS。

本變形例的振動狀態推定器17b，係特別是適合用在低速域。適用在上述實施方式的振動狀態推定器17之軸誤差△θ_c，係如在式(3)般使用反正切計算之。接著，注視到式(3)的分母，包含有q軸電壓指令值V_q ^*。由式(2)，q軸電壓指令值V_q ^*的第3項為感應電壓常數與速度之積，乃是所謂的速度起始電壓的緣故，位在低速域的話其值變小。亦即，式(3)係也在假設分子的變化或變動 為相同的情況下，反正切的值變大。相對於此，適用在本變形例的換流器頻率指令值ω₁，係在PLL控制器13(圖8參閱)使用軸誤差△θ_c被計算出來，但根據PLL控制器13的比例積分控制的響應頻率，該變動範圍可以抑制在適切的變動範圍。如此，振幅AmpPulω₁為「對應到電動機(6)或是負載裝置(9)的振動量而增減之振動對應量」，本變形例係藉由該振動對應量(振幅AmpPulω₁)，推定電動機或是負載的振動者。

(2)而且，取代上述各實施方式中的振動狀態推定器17、17d，也可以適用有如圖31所示之振動狀態推定器17c。

在振動狀態推定器17c，輸入兩個所謂ε△τ_mc及ε△τ_ms之訊號。這些訊號，指的是包含在脈動力矩電流指令值作成器11、11d、11e(參閱圖20、圖23、圖26)等之減法運算器91j、91k的輸出訊號。亦即，為對差力矩推定值△τ_m ^{^}的機械速度ω_r之餘弦成分△τ_mc、正弦成分△τ_ms、與各個指令值(△τ_mc ^*=0，△τ_ms ^*=0)之差。

比較器81c，係被輸入的訊號ε△τ_mc、ε△τ_ms雙方未達閾值PulJud3的話輸出“1”，至少其中任一方為閾值PulJud3以上的話輸出成為“0”之振動狀態判定旗標PulFlg3。該振動狀態判定旗標PulFlg3，係可以代用到上述各實施方式中的振動狀態判定旗標PulFlg或是PulFlgDS。

本變形例的振動狀態推定器17c，係特別適合 用在於差力矩推定值△τ_m ^{^}多有包含到高次的振動成分的情況。上述各實施方式中的脈動力矩電流指令值作成器11、11d、11e(圖20、圖23、圖26)中，從單相座標變換器32輸出差力矩推定值餘弦成分△τ_mc及正弦成分△τ_ms的話，作動積分器94h、941，使得以趨近於這些指令值(△τ_mc ^*=0，△τ_ms ^*=0)。

這麼一來，訊號ε△τ_mc，ε△τ_ms變小(一起未達閾值PulJud3)的話，是意味著抑制與在單相座標變換器32及單相座標逆變換器37使用座標變換時的頻率為相同的頻率成分。經由適用單相座標變換的方式，其他的頻率成分的感度下降的緣故，例如，即便於振動成分被包含有複數的高次成分，也可以容易判斷是否可以抑制了成為對象的頻率成分(亦即機械速度ω_r的成分)。如此，訊號ε△τ_mc、ε△τ_ms為「對應到電動機(6)或是負載裝置(9)的振動量而增減的振動對應量」，本變形例係藉由該振動對應量(訊號ε△τ_mc、ε△τ_ms)，推定電動機或是負載的振動者。

(3)也於上述的變形例以外，在控制部2直接或者是間接地使用可以檢測的值或是計算值，而可以推定振動狀態的緣故，當然亦可使用這些值構成振動狀態推定器。例如，可以藉由從dq/3 變換器4輸出的電壓指令值V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*的瞬時值與理想的正弦曲線之差來推定振動狀態，也可以藉由交流電流檢測值I_u、I_w的瞬時值與正弦曲線之差來推定振動狀態。而且，也藉由這些所求出的電動機6的消耗電力來可以推定振動狀態。從而，這 些電壓、電流、電力等的量為「對應到電動機(6)或是負載裝置(9)的振動量而增減的振動對應量」，藉由這些振動對應量，可以推定電動機或是負載的振動。

(4)在上述各實施方式、比較例、變形例中的振動狀態推定器17b、17d供給了換流器頻率指令值ω₁，但取代該指令值ω₁，也可以供給旋轉速度指令值ω^*。而且，在第3實施方式的振動狀態推定器17d(圖27)，供給有軸誤差△θ_c，但取而代之也可以供給換流器頻率指令值ω₁或是旋轉速度指令值ω^*。

<脈動力矩電流指令值作成器的變形例>

(1)取代第1實施方式中的脈動力矩電流指令值作成器11(圖20)，亦可適用於圖32所示之脈動力矩電流指令值作成器11b。

圖20中，係在單相座標變換器32的前段插入切換器82a，因應振動狀態判定旗標PulFlg的值，選擇差力矩推定值△τ_m ^{^}或是零訊號之任一者。本變形例中，係在比例器92t、92m的前段插入切換器82b、82c。接著，在振動狀態判定旗標PulFlg為“0”的情況下，用切換器82b、82c，選擇減法運算器91j、91k的輸出訊號(上述之訊號ε△τ_mc，ε△τ_ms)，供給到比例器92t、92m。

振動狀態判定旗標PulFlg為“0”的情況之脈動力矩電流指令值作成器11b的動作，係與比較例2中的脈動力矩電流指令值作成器11a(圖14參閱)動作同樣。亦 即，從脈動力矩電流指令值作成器11b，持續輸出讓差力矩推定值△τ_m ^{^}趨近於零的脈動力矩電流指令值I_qsin ^*。

另一方面，振動狀態判定旗標PulFlg為“1”的話，在切換器82b、82c選擇零訊號。經此，被供給到積分器94h、94i的訊號成為零訊號。經此，積分器94h、94i的輸出訊號，亦即脈動力矩電流指令值正弦成分I_qsin ^* _s及脈動力矩電流指令值餘弦成分I_qsin ^* _c，也被維持在一定值。該結果，可以弱化週期脈動力矩控制的效用，可以抑制消耗電力。根據本變形例，在振動狀態判定旗標PulFlg為“1”的情況下，可以省略單相座標變換器32或低通濾波器98c、98d的演算的緣故，也發揮可以縮短演算時間之效果。

(2)而且，取代第1實施方式中的脈動力矩電流指令值作成器11(圖20)，也適用有於圖33所示之脈動力矩電流指令值作成器11c。

本變形例的脈動力矩電流指令值作成器11c，係等於在比較例2的脈動力矩電流指令值作成器11a(參閱圖14)中，在積分器94h、94i與單相座標逆變換器37之間插入了振幅相位演算器51、保持部52及餘弦正弦成分配部53。

而且，振幅相位演算器51、保持部52、餘弦正弦成分配部53，係與被適用在第3實施方式的脈動力矩電流指令值作成器11e(參閱圖26)者同樣。從而，從積分器94h、94i輸出積分結果餘弦成分I_qnc ^*、積分結果正 弦成分I_qns ^*的話，這些值在振幅相位演算器51中被變換成極座標值，輸出振幅值A與相位值θ_k。

而且，保持部52，係從振動狀態推定器17(圖19參閱)所被供給的振動狀態判定旗標PulFlg限制在“0”，照原樣輸出這些振幅值A與相位值θ_k。接著，振動狀態判定旗標PulFlg從“0”上升到“1”的話，該時點中的振幅值A與相位值θ_k被維持在保持部52，以後係持續輸出被維持住的振幅值A與相位值θ_k。在餘弦正弦成分配部53中，根據從保持部52輸出的振幅值AD、以及相位值θ_k，產生餘弦成分及正弦成分。在單相座標逆變換器37中，根據這些餘弦成分及正弦成分，合成差力矩推定值的機械速度成分△τ_mm ^{^}。

比較本變形例與比較例2的脈動力矩電流指令值作成器11a(圖14)的話，本變形例中，在振動狀態判定旗標PulFlg為“1”後，可以弱化週期脈動力矩控制的效用，藉此可以抑制消耗電力。而且，根據本變形例，在振動狀態判定旗標PulFlg為“1”的情況下，可以省略保持部52之前段為止的元件，亦即單相座標變換器32、低通濾波器98c、98d、積分器94h、94i等的演算，也具有可以縮短演算時間之效果。

(3)如第3實施方式的脈動力矩電流指令值作成器11e(圖26)、或者是上述的圖33的變形例之脈動力矩電流指令值作成器11c般，在使用有單相座標變換器32及單相座標逆變換器37的脈動力矩電流指令值作成器的 情況下，是更可以變形。亦即，在這些脈動力矩電流指令值作成器中，在振動狀態判定旗標PulFlg為“1”之際，亦可把相位值θ_k限制在指定範圍內。相位值θ_k限制在指定範圍內的話，藉此弱化週期脈動力矩控制的效用的緣故，與上述各實施方式同樣，可以抑制消耗電力。

(4)在上述各實施方式、比較例、變形例中的脈動力矩電流指令值作成器11、11a~11e供給了換流器頻率指令值ω₁，但取代該指令值ω₁，也可以供給旋轉速度指令值ω^*。

(5)第3實施方式中，相位固定振幅減少部55(圖26)係使振幅值AD階段性減少，但也可以使振幅值AD燈狀連續性減少。

<電動機、負載裝置等的變形例>

(1)上述各實施方式中，說明了電動機6係使用了在旋轉件6a具有永久磁體之永磁式同步馬達之例，但作為電動機6，可以使用其他的電動機(例如，感應電機、同步機、切換式磁阻馬達、同步式磁阻馬達等)。而且，電動機6也可以不是三相電動機，例如也可以是兩相電動機、其他多相電動機。因電動機的種類，在電壓指令值演算部34的演算方法會有變，但除此以外是可以適用與各實施方式的構成同樣者，可以發揮與各實施方式同樣的效果。

(2)在上述各實施方式中，作為電動機6採用了隱極型者的緣故，d軸與q軸的電感值係暫定為相同， 作為d軸電流指令值I_d ^*設定為零。但是，作為電動機6也可以採用凸極型的電動機。亦即，在凸極型的電動機中，於d軸與q軸的電感產生有差的緣故，除了因q軸電流所致之力矩外，產生有起因於d軸與q軸的電感的差所致之磁阻轉矩。該情況下，經由考慮磁阻轉矩而設定d軸電流指令值I_d ^*的方式，可以用較小的q軸電流產生相同的力矩。經此，可以發揮有削減消耗能源之效果。

(3)在上述各實施方式中，說明了作為負載裝置9使用了旋轉式轉子型的壓縮機構之例，但作為負載裝置9，也可以適用有活塞直線運動的往復式、或者是利用渦卷狀的迴旋翼所構成的渦卷式等的壓縮機構。因各種壓縮方式週期性的負載變動的特性係相異，也在任一壓縮方式中有起因於壓縮製程之負載變動。這些負載力矩變動特性係各自相異，但具備前述的手段之馬達控制裝置係在壓縮機構相異的情況也同樣可以適用，也在任一情況下發揮與上述各實施方式同樣的效果。

(4)在上述各實施方式中，作為負載裝置9說明了適用壓縮機之例，但作為負載裝置9，可以採用具有週期性變動的負載力矩特性之其他的流體機械(例如泵)，該情況下也發揮與上述實施方式同樣的效果。

(5)上述各實施方式中，電動機6的軸502，係介隔著曲柄軸503被連接到壓縮機構部500的旋轉式活塞501。為此，作為壓縮機302之一連串的製程係成為電動機6的機械角1週期，其結果，負載力矩的變動也是機械 角1週期。但是，也可以在例如電動機6的軸與曲柄軸503之間，追加齒輪等的變速機構。該情況下，負載力矩的變動，係以機械角1週期的指定值倍(該指定值有為整數與不為整數的情況)來變動，但負載力矩的變動週期是事先知道的緣故，可以適用與上述各實施方式同樣的內容，發揮同樣的效果。

(6)在上述各實施方式中，電動機6與負載裝置9之間的動力傳遞，係如圖3(a)、(b)所示般經由機械性的連接來實現。但是，對於潤滑油供油的構成、壓縮或者是搬送對象(例如有害氣體)，係以包含磁性連接的機構的方式隔離電動機6與負載裝置9，也可以提高安全性或維修性。

<其他各部之變形例>

(1)在上述各實施方式中，藉由圖9所示的力矩電流指令值作成器10產生了力矩電流指令值I_tq ^*，但力矩電流指令值I_tq ^*也可以從未圖示的上位控制系統等來得到。

(2)在上述各實施方式中，在控制軸上控制了電壓或電流，但實際上也可以調整施加在電動機6的電壓的振幅與相位而控制電動機6。而且，在上述各實施方式中，根據控制軸上的d軸、q軸電流指令值I_d ^*、I_q ^*求出d軸、q軸電壓指令值V_d ^*、V_q ^*(參閱圖7)，根據d軸、q軸電壓指令值V_d ^*、V_q ^*求出三相的電壓指令值V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*。但是，也可以根據d軸、q軸電流指令值I_d ^*、I_q ^*求 出三相的電流指令值，根據該三相的電流指令值求出三相的電壓指令值V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*。

(3)在上述各實施方式中，對直流電壓源20串聯連接了分路阻抗器25，但在其他謀求保護切換元件22的手段之情況等，也可以省略分路阻抗器25。

(4)在上述各實施方式中，藉由電流檢測部7直接地檢測了從電力變換電路5供給到電動機6的電流，但取代該電流檢測部7，也可以採用單並(single shunt)電流檢測方式的電流檢測部。所謂的單並電流檢測方式，係例如藉由測定分路阻抗器25的電壓下降的方式測定直流電壓源20的輸出電流，求出交流側的電流者。此乃是利用與電力變換電路5的各個相的交流電流同等的電流流動到分路阻抗器25者。流動到分路阻抗器25的電流係時間性地變化的緣故，可以用適切的時序為基準電流檢測驅動訊號24a~24f變化的時序。

(5)在上述各實施方式中，控制部2係藉由微計算機或DSP等的半導體積體電路(演算控制部)來構成，但各實施方式的構成、功能、處理部、處理程序等，可以把這些的一部分或是全部，藉由例如ASIC(特定用途向IC)等的硬體來實現。而且，在使用微計算機或DSP等的半導體積體電路的情況下，係可以把適用到這些的程式儲存在記憶媒體而發布，或者是透過傳送路徑而發布。

1‧‧‧馬達控制裝置

2‧‧‧控制部

3‧‧‧電壓指令值作成器

5‧‧‧電力變換電路

6‧‧‧電動機

7‧‧‧電流檢測部

9‧‧‧負載裝置

10‧‧‧力矩電流指令值作成器

11‧‧‧脈動力矩電流指令值作成器(驅動訊號決定部)

16‧‧‧脈動力矩推定器

17‧‧‧振動狀態推定器(振動狀態推定部)

33‧‧‧PWM訊號作成器

90a‧‧‧加法運算器

Claims (9)

1. 一種馬達控制裝置，具備：電力變換電路，係把直流電壓變換成交流電壓，藉由前述交流電壓驅動連接到負載裝置的電動機；以及控制部，係輸出驅動前述電力變換電路的驅動訊號，前述控制部，具有：振動狀態推定部，係根據對應到前述電動機或是前述負載裝置的振動量而增減的振動對應量，推定前述電動機或是前述負載裝置的振動狀態；以及驅動訊號決定部，係根據前述振動對應量決定前述驅動訊號；前述振動狀態推定部，更具有：振動判定部，係判定前述振動對應量是否為指定的閾值以上；前述負載裝置，為以具有前述電動機的機械角一週期的指定值倍的長度之脈動週期來變動負載力矩者；前述驅動訊號決定部，係在前述振動對應量為前述閾值以上的情況下，進行抑制起因於前述負載力矩的前述電動機的旋轉速度的變動之週期脈動力矩控制。
2. 如請求項1之馬達控制裝置，其中，前述驅動訊號決定部，係在前述旋轉速度為在指定的力矩控制許容速度範圍內，而且，前述振動對應量為前述閾值以上的情況下，進行前述週期脈動力矩控制，另一方面，前述旋轉速度脫離 前述力矩控制容許速度範圍的話，停止前述週期脈動力矩控制。
3. 如請求項1之馬達控制裝置，其中，前述電動機為多相電動機；該馬達控制裝置更具有：座標變換部，係把從前述電力變換電路施加到前述電動機的多相電壓或是供給到前述電動機的多相電流，變換成旋轉座標的值；以及逆座標變換部，係把前述旋轉座標的值變換成前述多相電流或是前述多相電流；前述驅動訊號決定部，係回饋控制起因於前述負載力矩之前述電動機的旋轉速度的變動，同時前述振動對應量未達前述閾值的話，固定前述旋轉座標的值的位相或是振幅中之至少其中一方。
4. 如請求項3之馬達控制裝置，其中，前述驅動訊號決定部，具有：第1週期脈動力矩控制部，係經由抑制第1參數的變動，抑制起因於前述負載力矩之前述電動機的旋轉速度的變動；第2週期脈動力矩控制部，係經由抑制第2參數的變動，抑制起因於前述負載力矩之前述電動機的旋轉速度的變動；以及選擇部，係根據前述振動對應量或是前述旋轉速度，選擇前述第1週期脈動力矩控制部或是前述第2週期脈動力矩控制部中之其中任一方。
5. 如請求項4之馬達控制裝置，其中，前述振動對應量，為前述旋轉速度的變動幅度、供給到前述電動機的電流的振幅值的變動幅度、施加到前述電動機的電壓的振幅值的變動幅度、供給到前述電動機的電力的振幅值的變動幅度、或是在前述電動機或者是前述負載裝置產生的振動振幅的推定值中任一或是複數的值。
6. 如請求項5之馬達控制裝置，其中，前述第1週期脈動力矩控制部，為控制供給到前述電動機的電流的振幅值，使得前述旋轉速度的變動幅度變小者；前述第2週期脈動力矩控制部，為控制供給到前述電動機的電流的振幅值，使得供給到前述電動機的電流的振幅值的變動變小者；前述選擇部，係前述振動對應量未達第1閾值的話，停止週期脈動力矩控制；前述振動對應量為第1閾值以上未達第2閾值未達的話，選擇前述第2週期脈動力矩控制部；前述振動對應量為第2閾值以上的話，選擇前述第1週期脈動力矩控制部。
7. 一種壓縮機，具有：如請求項1之馬達控制裝置；被前述馬達控制裝置控制之電動機；被連接到前述電動機之壓縮機構部；以及 收納前述電動機與前述壓縮機構部之收納容器。
8. 一種空調機，具有：如請求項7之壓縮機；被連接到前述壓縮機之室內熱交換器；以及被連接到前述壓縮機及前述室內熱交換器之室外熱交換器。
9. 一種電腦程式產品，係適用在馬達控制裝置，該馬達控制裝置具備：電力變換電路，係把直流電壓變換成交流電壓，藉由前述交流電壓驅動電動機，該電動機連接到以具有前述電動機的機械角一週期的指定值倍的長度之脈動週期來變動負載力矩的負載裝置；以及控制部，係具有電腦，輸出驅動前述電力變換電路之驅動訊號；其中，使前述電腦發揮以下功能：振動狀態推定部，係根據對應到前述電動機或是前述負載裝置的振動量而增減的振動對應量，推定前述電動機或是前述負載裝置的振動狀態，更具有判定前述振動對應量是否為指定的閾值以上之振動判定部；驅動訊號決定部，係根據前述振動對應量決定前述驅動訊號，在前述振動對應量為前述閾值以上的情況下，進行抑制起因於前述負載力矩的前述電動機的旋轉速度的變動之週期脈動力矩控制。