JP2016082636A - モータ制御装置、圧縮機、空気調和機およびプログラム - Google Patents

Abstract

【課題】空気調和機等に適用されるモータ制御装置において、騒音や振動の低減と消費電力の低減とをバランスを取りつつ実現する。
【解決手段】直流電圧を交流電圧に変換する電力変換回路と、該電力変換回路を駆動するドライブ信号を出力する制御部とを備え、負荷装置に接続された電動機を交流電圧によって駆動するモータ制御装置において、該制御部は、電動機または負荷装置の振動量に応じて増減する振動対応量（Δτ_m ^{^}）を取得する手段と、該振動対応量に基づいてドライブ信号（Ｉ_qsin ^*）を決定するドライブ信号決定部（１１ａ）とを設けた。
【選択図】図１７

Description

本発明は、モータ制御装置、圧縮機、空気調和機およびプログラムに関する。

空気調和機等に適用されるモータ制御装置の背景技術として、例えば、特許文献１の要約書には、「交流同期電動機の回転駆動対象となる負荷装置が周期的な外乱を発生する場合に、この周期的な外乱を抑制しつつ、入力電力の低減を図った電動機制御装置を提供する」および「負荷装置が発生するトルクの脈動成分を抽出し、それを補償するトルク制御において、脈動成分を補正する電流成分を制限するリミッタを設ける」と記載されている。

特開２００６−１８０６０５号公報

しかし、特許文献１には、リミッタが脈動成分を補正する電流成分を制限する際、周期的な外乱との関係において如何なる条件下で制限するのか開示されていない。すなわち、騒音や振動の低減と消費電力の低減とをバランスを取りつつ実現することは特許文献１では考慮されていなかった。
この発明は上述した事情に鑑みてなされたものであり、騒音や振動の低減と消費電力の低減とをバランスを取りつつ実現できるモータ制御装置、圧縮機、空気調和機およびプログラムを提供することを目的とする。

上記課題を解決するため本発明にあっては、電動機または負荷装置の振動量に応じて増減する振動対応量を取得し、この振動対応量に基づいて電動機を制御することを特徴とする。

本発明によれば、電動機等の騒音や振動の低減と消費電力の低減とをバランスを取りつつ実現できる。

比較例１による圧縮機の全体ブロック図である。 比較例１における電力変換回路および電流検出部の構成を示すブロック図である。 比較例１における負荷装置である回転ロータリー型圧縮機構部の構成を示す図である。 比較例１における電気角、機械角、座標系を説明する図である。 比較例１におけるＰＷＭ信号作成器の波形図である。 比較例１における制御部のブロック図である。 比較例１における電圧指令値演算部のブロック図である。 比較例１におけるＰＬＬ制御器のブロック図である。 比較例１におけるトルク電流指令値作成器のブロック図である。 比較例１における各部の波形図である。 比較例２による圧縮機の全体ブロック図である。 比較例２における制御部のブロック図である。 比較例２における脈動トルク推定器の原理を示すブロック図である。 比較例２における脈動トルク電流指令値作成器のブロック図である。 比較例２における機械速度ω_rに対する振動振幅値の特性を示す図である。 比較例２における制御応答周波数に対する振動振幅値および消費電力の特性を示す図である。 本発明の第１実施形態における圧縮機の全体ブロック図である。 第１実施形態における制御部のブロック図である。 第１実施形態における振動状態推定器のブロック図である。 第１実施形態における脈動トルク電流指令値作成器のブロック図である。 第１実施形態の動作説明図である。 第２実施形態による圧縮機の外観構成を示す図である。 第２実施形態における脈動トルク電流指令値作成器のブロック図である。 第２実施形態における指令値切替器の動作説明図である。 第２実施形態における指令値切替器の他の動作説明図である。 第３実施形態における脈動トルク電流指令値作成器のブロック図である。 第３実施形態における他の振動状態推定器のブロック図である。 第３実施形態における各部の波形図である。 第４実施形態における空気調和機の冷却系統図である。 振動状態推定器の変形例のブロック図である。 振動状態推定器の他の変形例のブロック図である。 脈動トルク電流指令値作成器の変形例のブロック図である。 脈動トルク電流指令値作成器の他の変形例のブロック図である。

［比較例１］
＜比較例１の構成＞
（比較例１の全体構成）
本発明の実施形態を説明する前に、実施形態と比較するための比較例１の構成について説明する。図１は比較例１による圧縮機の全体構成を示す図である。この圧縮機は、圧縮機構である負荷装置９と、該負荷装置９を駆動する電動機６と、電動機６を制御するモータ制御装置１ａとから構成されている。

図１において、モータ制御装置１ａは、電力変換回路５にドライブ信号を出力する制御部２ａを有している。電力変換回路５は直流電圧源とインバータとを内蔵し、インバータは上記ドライブ信号に基づいて交流電圧を出力する。電動機６はこの交流電圧によって回転し、電動機６に結合された負荷装置９を回転駆動する。これにより、ドライブ信号に基づいた電圧または電流により、電動機（モータ）６の速度やトルクが所期の状態になるように制御される。

本比較例において、電動機６は、回転子に永久磁石を有する永久磁石同期モータである。また、電動機６により駆動される負荷装置９は、本比較例においては、回転ロータリー型圧縮機構である。電流検出部７は、電動機６あるいは電力変換回路５に流れる電流を検出する。これら制御部２ａと、電力変換回路５と、電流検出部７とによってモータ制御装置１ａが構成されている。

次に、電力変換回路５と電流検出部７の構成を図２に示す。電力変換回路５は、図２に示すように、インバータ２１と、直流電圧源２０と、ゲートドライバ回路２３とを有している。インバータ２１は、スイッチング素子２２ａ〜２２ｆ（例えば、ＩＧＢＴやＭＯＳ−ＦＥＴ等の半導体スイッチング素子）と、これらに並列に接続された還流用ダイオードとを有している。なお、スイッチング素子２２ａ〜２２ｆを総称して「スイッチング素子２２」と呼ぶ。

これらのスイッチング素子２２は、２組のスイッチング素子２２が直列に接続されることにより、各相の上下アームを構成している。図２の例においては、スイッチング素子２２ａ，２２ｂによりＵ相、スイッチング素子２２ｃ，２２ｄによりＶ相、スイッチング素子２２ｅ，２２ｆによりＷ相の上下アームが構成されている。各相の上下アームの接続点は、電動機６へ接続されている。ゲートドライバ回路２３は、供給されたパルス状のドライブ信号を増幅して出力する。スイッチング素子２２は、ゲートドライバ回路２３が出力するドライブ信号２４ａ〜２４ｆに応じて、直流電圧源２０の出力電圧をスイッチングする。

本比較例においては、直流電圧源２０には、シャント抵抗器２５が直列接続されている。これは、過大な電流が流れないようにスイッチング素子２２を保護するものである。このように、直流電圧源２０の出力電圧をスイッチングして３相交流電圧を出力することにより、任意の周波数の３相交流電圧を電動機６に印加することができ、これによって電動機６を可変速駆動することができる。電流検出部７は、電力変換回路５から電動機６に流れる３相の交流電流のうち、Ｕ相とＷ相に流れる電流Ｉ_u，Ｉ_wを検出する。勿論、全相の交流電流を検出しても差支えないが、キルヒホッフの第１法則から、３相のうち２相が検出できれば、他の１相は検出した２相から算出できる。

本比較例は、電動機６や負荷装置９等の機械部分において生じる振動や騒音の問題を解消しようとするものである。そのために、まず負荷装置９すなわち回転ロータリー型の圧縮機構における具体的な課題について述べる。図３(a)，(b)は、本比較例において負荷装置９として採用される回転ロータリー型圧縮機構部５００を示す。図３(a)は圧縮機構部５００および電動機６の側断面図を示し、図３(b)は図３(a)におけるＡ−Ａ’断面図である。図３(a)において圧縮機構部５００は、密閉容器５１１に収容された電動機６と、該電動機６によって駆動される負荷装置９としての圧縮機構部５００とを有している。圧縮機構部５００は、円筒状のシリンダ５０４と、偏心しつつ該シリンダ５０４内を回動自在に構成されたロータリーピストン５０１とを有している。

電動機６は回転子６ａと固定子６ｂとを有しており、回転子６ａはシャフト５０２を上方向に突出させている。このシャフト５０２はクランクシャフト５０３に結合され、クランクシャフト５０３はロータリーピストン５０１に結合されている。これにより、圧縮機構部５００は電動機６のシャフト５０２により回転駆動される。また、図３(b)に示すように、シリンダ５０４には、吸込み口５０５と吐出口５０７とが形成されるとともに、ベーン５０６が設けられている。ベーン５０６は、シリンダ５０４の中心に向かって付勢されており、ロータリーピストン５０１に摺動しつつ半径方向に移動自在になっている。

上記構成により圧縮機構部５００では、電動機６を動力源としてロータリーピストン５０１が偏心駆動され、圧縮機としての吸込み、圧縮、吐出の一連の工程が実行される。次に、図３(b)を参照しつつ具体的な圧縮工程を説明する。まずシリンダ５０４に設けられた吸込み口５０５から気化した冷媒が吸い込まれる。その後、電動機６の回転によりロータリーピストン５０１が回転し、ベーン５０６の図中の左側の容積が小さくなることで冷媒が圧縮される。さらにロータリーピストン５０１が回転し、上部に戻るあたりで吐出口５０７から、圧縮された（液化された）冷媒が吐出される。以上のような吸込み、圧縮、吐出の一連の工程においては、ロータリーピストン５０１に印加される圧力が変化する。この圧力変化を、ロータリーピストン５０１を駆動する電動機６から見ると、周期的に負荷トルクが変化していることを意味する。

図４(a)は、ロータリーピストン５０１の機械角１回転における、回転子６ａの回転角度位置θ_dに対する負荷トルクτ_Lの変化の例を示す図である。図４(a)の横軸はロータリーピストン５０１の１周期（０度から３６０度）を示し、縦軸は負荷トルクτ_Lの大きさを示している。本比較例では、電動機６として４極電動機（回転子６ａの極数が「４」）の例を示しているため、電気角２周期が機械角１周期に相当する。したがって、仮に、電動機６が６極であった場合は、電気角３周期が機械角１周期に相当することになる。また、回転子６ａの位置とロータリーピストン５０１との位置関係は組み付けによって決まるが、図４(a)ではロータリーピストン５０１が、図３(a)においてベーン５０６を最大限外側に押し出す位置を０°としている。

図４(a)によれば、圧縮工程が進むにつれ負荷トルクτ_Lが急激に大きくなり、吐出工程では、負荷トルクτ_Lが減少しており、１回転中において負荷トルクτ_Lが変動している事が分かる。また、回転する度に回転角度位置に応じて負荷トルクτ_Lが変動するため、電動機６から見ると周期的に負荷トルクτ_Lが変動していることになる。従って、電動機６の回転の都度、図４(a)のパターンのトルク変化が生じていることになる。但し、たとえ同一の圧縮機構部５００を用いたとしても、電動機６の回転速度、吸込み口５０５や吐出口５０７の圧力、吸込み口５０５と吐出口５０７の圧力差等によって、負荷トルクτ_Lのピーク値や、ピーク値となる回転角度位置θ_dや、負荷トルクの増減変化波形は変化する。

圧縮機構部５００における負荷トルクτ_Lの変動と、電動機６が発生するモータトルクτ_mとに差が生じると、振動や騒音が生じる。特に、前述のように負荷トルクτ_Lの変動が大きい場合は、制御部２ａの構成によっては、電動機６に流れる電流に跳ね上りが生じ、あるいは電動機６の回転速度変動が生じるため、振動や騒音が生じやすい。そのため、負荷トルクτ_Lの変動を考慮して制御部２ａを構成することが望ましい。本比較例においては、周期的な負荷変動に対応し電動機６の騒音や振動を低減しようとしているため、その目的を達成するために望まれることは、負荷トルクτ_Lとモータトルクτ_mとをなるべく一致させることである。

（座標軸の説明）
モータ制御装置１ａの各部の説明の前に、座標軸の定義を明確にしておく。図４(b)は、モータ制御装置１ａにて検出、推定、あるいは仮定する制御軸の回転角度位置（推定回転角度位置θ_dc）と、実際の回転子６ａの回転角度位置θ_dとの関係を示す図である。回転子６ａに設けられた永久磁石の主磁束方向の位置をｄ軸とし、ｄ軸から回転方向に電気的に９０度（電気角９０度）進んだｑ軸とからなるｄ−ｑ軸を定義する。このｄ−ｑ軸は回転座標系である。

図４(b)において、回転子６ａの回転角度位置θ_dはｄ軸の位相を示す。このｄ−ｑ軸に対し、制御上の仮想回転子位置をｄｃ軸とし、そこから回転方向に電気的に９０度進んだ軸をｑｃ軸とし、ｄｃ軸，ｑｃ軸からなるｄｃ−ｑｃ軸を定義する。ｄｃ−ｑｃ軸も回転座標系である。これらの座標軸の関係が図４(b)に示されている。なお、これ以降の説明において、ｄ−ｑ軸を実軸、ｄｃ−ｑｃ軸を制御軸と呼ぶ。また、実軸と制御軸のズレである誤差角を軸誤差Δθ_dと呼ぶ。但し、本比較例においては、位置センサ等によって実際の軸誤差Δθ_dが直接的に得られるわけではなく、推測によって求めるため、軸誤差Δθ_dの推定値をΔθ_cと呼ぶ。

図４(c)は、固定座標系である３相軸と回転座標系である制御軸との関係を示した図である。図４(c)ではＵ相を基準にｄｃ軸の回転角度位置（磁極位置）を推定し、その結果を上述の推定回転角度位置θ_dcとする。ｄｃ軸は図中の円弧状矢印の方向（反時計方向）に回転している。そのため、回転周波数（後に示す、インバータ周波数指令値ω１）を積分することで、推定回転角度位置θ_dcが得られる。本比較例では、電動機６として永久磁石同期モータを用いているため、モータ制御装置１ａにて検出、推定、あるいは仮定する制御軸の推定回転角度位置θ_dcと、実際の回転子６ａの回転角度位置θ_dとは、基本的には同期している場合が多い。

但し、実際には加減速時や負荷変動時等の過渡状態において、制御軸の位置と回転子６ａの実軸の位置にズレ（軸誤差Δθ_d）が生じる場合がある。軸誤差Δθ_dが生じた場合、電動機６が実際に発生するトルクが減少したり、電動機６に流れる電流に歪みや跳ね上がりが生じたりすることもある。これらも振動や騒音の原因となる。特に、加減速中の過渡状態や低速駆動状態においては、軸誤差Δθ_dの影響により、適切な制御が困難になる場合がある。そこで、本比較例では、加減速中の過渡状態や低速駆動状態において軸誤差Δθ_dが発生した場合においても、電動機６のモータトルクτ_mを適切に制御することにより、電動機６の騒音や振動を低減しようとするものである。

（制御部２ａ）
図１に戻り、制御部２ａについて説明する。制御部２ａの内部において、トルク電流指令値作成器１０は、負荷トルクτ_Lの平均値および周期的に変動する値に応じたトルク電流指令値Ｉ_tq ^*を作成する。本比較例においては、出力されたトルク電流指令値Ｉ_tq ^*が、そのままｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*として、電圧指令値作成器３に供給される。

電圧指令値作成器３においては、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*と、電流検出部７から供給された交流電流検出値Ｉ_u，Ｉ_wとに基づいて電圧指令値Ｖ_u ^*，Ｖ_v ^*，Ｖ_w ^*が生成される。ＰＷＭ信号作成器３３においては、これら電圧指令値Ｖ_u ^*，Ｖ_v ^*，Ｖ_w ^*に応じたドライブ信号が生成される。制御部２ａは、マイクロコンピュータやＤＳＰ(digital signal processor)等の半導体集積回路（演算制御部）と、演算制御部に供給されるプログラム等のソフトウェアを有しており、これらによって各機能を実現している。

（ＰＷＭ信号作成器３３）
制御部２ａの内部においてＰＷＭ信号作成器３３は、電圧指令値作成器３から出力された３相の電圧指令値Ｖ_u ^*，Ｖ_v ^*，Ｖ_w ^*と、キャリア信号である三角波との比較により、電力変換回路５に与えるドライブ信号を生成する。電気角一周期における１相分の電圧指令値と三角波信号とドライブ信号との関係を図５に示す。図５は比較例１におけるＰＷＭ信号作成器の波形図であり、図中の「電圧指令値」とは、上述のＶ_u ^*，Ｖ_v ^*，Ｖ_w ^*の何れかである。生成されるドライブ信号Ｇｐ，Ｇｎは、対応する相における上アーム，下アーム（図２参照）のドライブ信号である。例えば、Ｕ相の電圧指令値Ｖ_u ^*に対して、生成されるドライブ信号Ｇｐ，Ｇｎは、図２におけるドライブ信号２４ａ，２４ｂに対応する。

図５において、電圧指令値が三角波キャリア信号のレベル以上になると、上アームのドライブ信号ＧｐはＨレベルになり、上アームのスイッチング素子はオン状態になる。また、下アームのドライブ信号ＧｎはＬレベルになり、下アームのスイッチング素子はオフ状態になる。また、電圧指令値が三角波キャリア信号のレベル未満になると、上アームのドライブ信号ＧｐはＬレベルになり、上アームのスイッチング素子はオフ状態になる。また、下アームのドライブ信号ＧｎはＨレベルになり、下アームのスイッチング素子はオン状態になる。従って、図５に示すように、電圧指令値のレベルに応じて、ドライブ信号のデューティ比が設定される。

なお、ゲートドライバ回路２３やスイッチング素子２２自体の遅れに起因して、上下アームのスイッチング素子２２が短絡する恐れがあるため、実際には上下アームの両方がオフ状態となるデッドタイム（数マイクロ秒〜十数マイクロ秒程度）を付加して最終的なドライブ信号とすることが望ましい。但し、以下の説明においては、説明の簡略化のため、デッドタイムを有しない理想的なドライブ信号を用いることを前提として説明する。

（３φ／ｄｑ変換器８，ｄｑ／３φ変換器４）
次に、図６を参照して、ＰＷＭ信号作成器３３以外の制御部２ａの各構成要素について説明する。図６は比較例１における制御部２ａのブロック図であり、図中の３φ／ｄｑ変換器８は、推定回転角度位置θ_dcを用いて、３相軸上の交流電流検出値Ｉ_u，Ｉ_wを制御軸上（すなわちｄｃ軸上およびｑｃ軸上）の電流検出値Ｉ_dc，Ｉ_qcに座標変換する。また、ｄｑ／３φ変換器４は、推定回転角度位置θ_dcを用いて、ｄｃ−ｑｃ軸上の電圧指令値Ｖ_d ^*，Ｖ_q ^*を３相軸上の電圧指令値Ｖ_u ^*，Ｖ_v ^*，Ｖ_w ^*に座標変換する。

これらにより、制御部２ａの内部では、主として回転座標系であるｄｃ−ｑｃ軸が使用される。その理由は、回転座標系では電圧や電流の定常的な値は直流量として扱えるという利点があるためである。座標変換のためには、電動機６の回転子６ａの回転角度位置の情報が必要になる。本比較例では、位置センサ等によって回転角度位置を検出するのではなく、上述したように、電動機６に流れる電流および電動機６への印加電圧に基づいて、推定回転角度位置θ_dcを計算することとしている。これにより、回転子６ａに位置センサ等を設けることが不要になり、コストダウンを図ることができる。

（電圧指令値演算部３４）
次に、図７を参照し、電圧指令値演算部３４の構成を説明する。電圧指令値演算部３４には、ｄ軸，ｑ軸の電流指令値Ｉ_d ^*，Ｉ_q ^*が供給される。本比較例において、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*は、上述したように、トルク電流指令値作成器１０が出力するトルク電流指令値Ｉ_tq ^*に等しい。また、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*は本比較例においてはゼロを設定しているので、この理由について述べておく。本比較例においては、電動機６は、非突極型の永久磁石同期モータであるため、ｄ軸，ｑ軸のインダクタンスＬ_d，Ｌ_qが同一になる。

これにより、本比較例においては、ｄ軸，ｑ軸のインダクタンスＬ_d，Ｌ_qの差によって発生するリラクタンストルクは考慮する必要がなくなる。したがって、電動機６が発生するモータトルクτ_mはｑ軸を流れる電流に比例するものと考え、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*はゼロを設定している。また、電圧指令値演算部３４には、後述するＰＬＬ制御器１３からインバータ周波数指令値ω₁（電圧指令値Ｖ_u ^*，Ｖ_v ^*，Ｖ_w ^*が有すべき周波数の指令値）が供給されるとともに、３φ／ｄｑ変換器８から電流検出値Ｉ_dc，Ｉ_qcが供給される。

図７のｄ軸電流制御器１４ａにおいて、減算器９１ｃは、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*からｄｃ軸電流検出値Ｉ_dcを減算する。比例器９２ｃ，９２ｄは、この減算結果に対して、各々所定のゲインＫｐ＿ａｃｒｄ，Ｋｉ＿ａｃｒｄを乗算する。積分器９４ｃは、比例器９２ｄの出力結果、すなわち「Ｋｉ＿ａｃｒｄ×（Ｉ_d ^*−Ｉ_dc）」を積分する。加算器９０ｃは、比例器９２ｃの乗算結果と、積分器９４ｃの積分結果とを加算し、その加算結果をｄ軸電流指令値Ｉ_d ^**として出力する。

同様に、ｑ軸電流制御器１４ｂにおいて、減算器９１ｄはｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*からｑｃ軸電流検出値Ｉ_qcを減算する。比例器９２ｅ，９２ｆは、この減算結果に対して、各々ゲインＫｐ＿ａｃｒｑ，Ｋｉ＿ａｃｒｑを乗算する。積分器９４ｄは、比例器９２ｆの出力結果、すなわち「Ｋｉ＿ａｃｒｑ×（Ｉ_q ^*−Ｉ_qc）」を積分する。加算器９０ｄは、比例器９２ｅの乗算結果と、積分器９４ｄの積分結果とを加算し、その加算結果をｑ軸電流指令値Ｉ_q ^**として出力する。このように、ｄ軸電流制御器１４ａおよびｑ軸電流制御器１４ｂは、各々比例積分演算器を構成している。

ここで、電流制御器１４ａ，１４ｂにおいて比例積分演算を行っている理由について説明しておく。後述する乗算器９２ｇ，９２ｉ等の構成要素では、電動機６の１相あたりの巻線抵抗値Ｒを用いて演算を行っている。しかし、実際の巻線抵抗値Ｒは一定値ではない。例えば、固定子６ｂに対して大きな電流を供給すると、固定子６ｂの温度上昇によって実際の巻線抵抗値Ｒは大きくなる。

このような場合、ｄ軸，ｑ軸の電流指令値Ｉ_d ^*，Ｉ_q ^*と、想定した巻線抵抗値Ｒとに基づいてｄ軸，ｑ軸電圧指令値Ｖ_d ^*，Ｖ_q ^*を出力すると、実際のｄ軸，ｑ軸の電流値がｄ軸，ｑ軸の電流指令値Ｉ_d ^*，Ｉ_q ^*に一致しなくなり、トルク制御の精度が悪化する。そこで、ｄ軸，ｑ軸電流指令値Ｉ_d ^*，Ｉ_q ^*と、対応する電流検出値Ｉ_dc，Ｉ_qcとを比較し、その差分に基づいて求めたｄ軸，ｑ軸電流指令値Ｉ_d ^**，Ｉ_q ^**を用いることにより、巻線抵抗値Ｒの変動による影響を吸収しつつ制御を続行することが可能になる。

ｄ軸，ｑ軸電流指令値Ｉ_d ^**，Ｉ_q ^**には、乗算器９２ｇ，９２ｉにて、それぞれ電動機６の１相あたりの巻線抵抗値Ｒが乗算され、電圧値Ｒ×Ｉ_d ^**，Ｒ×Ｉ_q ^**が出力される。また、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^**は、低域通過フィルタ９８ｂに供給され、一次遅れフィルタの伝達関数「１／（１＋Ｔ_dｓ）」にてフィルタリングされ、ｄ軸電流指令値Ｉ_df ^**として出力される。同様に、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^**は、低域通過フィルタ９８ａに供給され、一次遅れフィルタの伝達関数「１／（１＋Ｔ_qｓ）」にてフィルタリングされ、ｑ軸電流指令値Ｉ_qf ^**として出力される。ここで、時定数Ｔ_d，Ｔ_qは、電動機６の固定子６ｂの電気時定数であり、Ｔ_d＝Ｌ_d／Ｒ，Ｔ_q＝Ｌ_q／Ｒになる。

乗算器９２ｈにおいては、ｑ軸電流指令値Ｉ_qf ^**に対して、インバータ周波数指令値ω₁と、ｑ軸のインダクタンスＬ_qとが乗算される。減算器９１ｅにおいては、電圧値Ｒ×Ｉ_d ^**から乗算器９２ｈの出力信号ω₁×Ｌ_q×Ｉ_qf ^**から減算され、下式（１）に示すｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*が出力される。

Ｖ_d ^*＝Ｒ×Ｉ_d ^**−ω₁×Ｌ_q×Ｉ_qf ^** …（１）

また、乗算器９２ｊにおいては、ｄ軸電流指令値Ｉ_df ^**に対して、インバータ周波数指令値ω₁と、ｄ軸のインダクタンスＬ_dとが乗算される。乗算器９２ｋにおいては、インバータ周波数指令値ω₁に対して、誘起電圧定数Ｋ_eが乗算される。電動機６は同期電動機であると同時に同期発電機でもある。すなわち、回転子６ａが回転すると、回転速度に比例する起電力が固定子６ｂに生ずる。その際の比例定数が上記誘起電圧定数Ｋ_eである。そして、加算器９０ｅにおいては、乗算器９２ｉ，９２ｊ，９２ｋの各出力信号が加算され、その結果として下式（２）に示すｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*が出力される。

Ｖ_q ^*＝Ｒ×Ｉ_q ^**＋ω₁×Ｌ_d×Ｉ_df ^**＋ω₁×Ｋ_e …（２）

上述の乗算器９２ｈ，９２ｊは、ｄ軸，ｑ軸間の相互干渉をシミュレートしようとするものである。ｑ軸電流によって生じた起電力は、ほぼ９０°遅れてｄ軸に現れる。この現象をシミュレートするため、減算器９１ｅにおいては、電圧値Ｉ_d ^**Ｒからω₁×Ｌ_q×Ｉ_qf ^**を減算している。また、ｄ軸電流によって生じた起電力は、ほぼ９０°遅れてｑ軸のマイナス方向に現れる。この現象をシミュレートするため、加算器９０ｅでは、電圧値Ｉ_q ^**Ｒに対してω₁×Ｌ_d×Ｉ_df ^**を加算している。

図７の回路構成では、電圧指令値演算部３４の中に、電流制御器１４ａ，１４ｂを設けた点と、電動機６の電気時定数相当の遮断周波数を有する一次遅れフィルタである低域通過フィルタ９８ａ，９８ｂを設けた点とが特徴である。これらによって電動機６の逆モデルを成立させているため、制御部２ａの演算周期に制約がある場合においても電動機６に対するベクトル制御を実現できる。

（位置推定部４０）
次に、位置推定部４０について説明する。前述のように、本比較例では回転子６ａの回転角度位置として推定回転角度位置θ_dcを用いるが、これを演算するものが位置推定部４０である。図６において、位置推定部４０内の軸誤差演算器１２は、制御軸上の電流検出値Ｉ_dc，Ｉ_qcおよびｄ軸，ｑ軸電圧指令値Ｖ_d ^*，Ｖ_q ^*等に基づいて、下式（３）により実軸と制御軸との軸誤差（推定値）Δθ_cを演算する。

次に、図８を参照し、ＰＬＬ制御器１３の構成を説明する。ＰＬＬ制御器１３は、軸誤差Δθ_cが軸誤差指令値Δθ^*（本比較例ではゼロ）に一致させる方向にインバータ周波数指令値ω₁を調整するものである。減算器９１ｂは、軸誤差指令値Δθ^*と軸誤差Δθ_cとの差分を出力する。比例器９２ａは、この差分に比例ゲインＫｐ＿ｐｌｌを乗算し、比例器９２ｂは該差分に比例ゲインＫｉ＿ｐｌｌを乗算する。積分器９４ｂは、比例器９２ｂの出力を積分する。これにより、比例器９２ｂと積分器９４ｂとは、積分演算部９３ａを構成する。この積分演算部９３ａにおける演算結果と比例器９２ａにおける乗算結果とは、加算器９０ｃにて加算され、この加算結果がインバータ周波数指令値ω₁になる。これにより、ＰＬＬ制御器１３は、いわゆる比例積分演算器を構成している。

仮に、図４(b)に示したように、ｄｃ−ｑｃ軸がｄ−ｑ軸よりも進むと、軸誤差Δθ_cが正値になる。すると、減算器９１ｂから負値である「−Δθ_c」がＰＬＬ制御器１３に供給されるから、比例器９２ａの出力も負値になり、積分演算部９３ａにおける積分結果は低下する。これにより、インバータ周波数指令値ω₁が低下するから、ｄｃ−ｑｃ軸がｄ−ｑ軸に近づいてゆく。すなわち、軸誤差Δθ_cがゼロに近づいてゆく。逆に、ｄｃ−ｑｃ軸がｄ−ｑ軸よりも遅れると、軸誤差Δθ_cが負値になる。すると、減算器９１ｂから正値である「−Δθ_c」がＰＬＬ制御器１３に供給されるから、比例器９２ａの出力も正値になり、積分演算部９３ａにおける積分結果は上昇する。これにより、インバータ周波数指令値ω₁が上昇するから、ｄｃ−ｑｃ軸がｄ−ｑ軸に近づいてゆく。すなわち、軸誤差Δθ_cがゼロに近づいてゆく。

図６に戻り、ＰＬＬ制御器１３の後段に設けられた積分器９４ａにより、インバータ周波数指令値ω₁が積分される。速度を積分すると位置になるから、積分器９４ａは、インバータ周波数指令値ω₁を積分することによって、推定回転角度位置θ_dcを出力する。このように、本比較例の位置推定部４０は、実軸と制御軸のズレである誤差角（軸誤差Δθ_c）を推定し、軸誤差Δθ_cがゼロに近づくよう制御することにより、推定回転角度位置θ_dcを間接的に推定するものである。出力された推定回転角度位置θ_dcは、上述したように、ｄｑ／３φ変換器４、３φ／ｄｑ変換器８等に供給される。

（トルク電流指令値作成器１０）
次に、トルク電流指令値作成器１０の構成を図９を参照し説明する。
トルク電流指令値作成器１０には、インバータ周波数指令値ω₁と、回転速度指令値ω^*とが供給され、減算器９１ｂにおいて両者の差分が出力される。なお、回転速度指令値ω^*は、図示せぬ上位制御系等から与えられる。この差分に対して、比例器９２ｐ，９２ｑでは、各々比例ゲインＫｐ＿ａｓｒ，Ｋｉ＿ａｓｒが乗算され、比例器９２ｑの出力は積分器９４ｅによって積分される。比例器９２ｐおよび積分器９４ｅの出力は、加算器９０ｆにおいて加算され、その結果がトルク電流指令値Ｉ_tq ^*として出力される。すなわち、トルク電流指令値作成器１０は、いわゆる比例積分演算器を構成している。

仮に、インバータ周波数指令値ω₁が回転速度指令値ω^*よりも低くなると、減算器９１ｂから出力される両者の差分は正値になるから、比例器９２ｐ，９２ｑ、積分器９４ｅ、加算器９０ｆを介してトルク電流指令値Ｉ_tq ^*が増加してゆくことになる。トルク電流指令値Ｉ_tq ^*が増加すると、実際の回転子６ａの回転速度が増加するため、インバータ周波数指令値ω₁も増加し、インバータ周波数指令値ω₁が回転速度指令値ω^*に近づいてゆくことになる。

逆に、インバータ周波数指令値ω₁が回転速度指令値ω^*よりも高くなると、減算器９１ｂから出力される両者の差分は負値になるから、比例器９２ｐ，９２ｑ、積分器９４ｅ、加算器９０ｆを介してトルク電流指令値Ｉ_tq ^*が減少してゆくことになる。トルク電流指令値Ｉ_tq ^*が減少すると、実際の回転子６ａの回転速度が減少するため、インバータ周波数指令値ω₁も減少し、インバータ周波数指令値ω₁が回転速度指令値ω^*に近づいてゆくことになる。

通常、上位制御系等から与えられる回転速度指令値ω^*は、インバータ周波数指令値ω₁と比較すると、変化の周期は非常に長く、電動機６の一回転中においては一定値であるとみなして良い。そのため、トルク電流指令値作成器１０によって、電動機６はほぼ一定周波数で回転する。この時、インバータ周波数指令値ω₁を積分することで得られる推定回転角度位置θ_dcは、ほぼ一様に増加する。

但し、トルク電流指令値作成器１０によって実現されるフィードバックループは、ＰＬＬ制御器１３や電流制御器１４ａ，１４ｂよりも外側の制御ループとなる。そのため他の制御器よりも設定可能な応答周波数を低く設定する必要がある。これにより、トルク電流指令値Ｉ_tq ^*は、負荷トルクτ_Lの平均値にほぼ比例しながら、若干脈動する値になる。

＜比較例１の問題点＞
比較例１に対して、圧縮機構部５００を駆動した際に生じる各部の波形の数値解析結果を図１０(a)〜(d)に示す。図１０(a)は、モータトルクτ_mと負荷トルクτ_L（単位はＰ．Ｕ．）の変化を示す。モータトルクτ_mとは、電動機６の発生トルクであり、負荷トルクτ_Lは瞬時負荷トルクである。また、図１０(b)は、回転速度指令値ω^*とインバータ周波数指令値ω₁との変化（単位はＨｚ）を示す。また、図１０(c)はｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*（本比較例ではトルク電流指令値Ｉ_tq ^*に等しい）の変化を示し、図１０(d)はＵ相モータ電流の変化（単位はＰ．Ｕ．）を示す。ここで横軸の時間目盛の単位は何れも０．０２秒であり、図１０の例にあっては、図４(a)で示した機械角の１周期が０．０４秒であることが解る。

図１０(a)によれば、モータトルクτ_mと負荷トルクτ_Lは、機械角１周期内でのピーク値の位相が一致していない。モータトルクτ_mがこの周期内でほぼ正弦波状に変動して繰り返すのに対し、負荷トルクτ_Lは前半周期での急増後、後半周期ではやや緩やかな減少を繰り返しており、１周期内でのトルクの位相の不一致が際立っている。但し、図示の例は回転ロータリー型圧縮機構部５００の動作例であるため、負荷トルクτ_Lは負になることはない。また、図１０(b)によれば、回転速度指令値ω^*が一定であるのに対して、インバータ周波数指令値ω₁は正弦波状の変動を繰り返している。また、図１０(c)に示すｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*および図１０(d)に示すＵ相モータ電流値も脈動している。

図１０の結果から、１回転中における負荷トルクτ_Lが変動することによって、モータトルクτ_m、電動機６の実周波数（電動機６の回転速度）、電動機に流れる電流等が脈動することが分かる。ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*および実際に電動機に流れる電流が脈動すること自体は問題ではないが、問題は、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*および実際に電動機に流れる電流のピークと、負荷トルクτ_Lのピークとの間にタイミングのずれが生じていることである。これは、図８のＰＬＬ制御器１３、図７の電流制御器１４ａ，１４ｂ、図９のトルク電流指令値作成器１０等のフィードバック制御器に設定可能な応答周波数に制約があるためである。

そこで、設定可能な応答周波数の制約について述べておく。まず、図８のＰＬＬ制御器１３は、電動機の電気定数（例えば、電動機６の１相あたりの巻線抵抗値Ｒやｑ軸のインダクタンスＬ_q等）によって設定可能な応答周波数が決まり、その値はインバータ周波数指令値ω₁が低いほど、低い応答周波数を設定する必要がある。これは、応答周波数を高くしてしまうと、インバータ周波数指令値ω₁の変化に対して電動機６の動作が追従できず、インバータ周波数指令値ω₁が発散してしまう可能性があるためである。

一方、図７の電流制御器１４ａ，１４ｂは、制御部２の演算時間の制約によって、設定可能な応答周波数が決まる。従って、電動機６が高速で回転するほど電流制御器１４ａ，１４ｂの応答周波数を低く設定する必要がある。制御部２の演算は、実際は所定周期でマイクロコンピュータに対して割込みを発生させることによって実現されている。すると、電動機６が高速で回転するほど、１回転あたりの割込み回数が減少することになり、様々なデータのサンプリング回数も減少することになる。仮に、少ないサンプルに基づいて強い制御をかけようとすると、やはりｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*などが発散してしまう可能性がある。

他に、フィードバック制御を行う要素としては、トルク電流指令値作成器１０がある。しかし、上述したように、トルク電流指令値作成器１０は、ＰＬＬ制御器１３や電流制御器１４ａ，１４ｂよりも外側の制御ループに設けられるため、他の制御器よりも応答周波数を低く設定する必要がある。このように、比較例１の構成のみでは、広い運転範囲において周期的な負荷変動に対応することは難しい場合がある。

［比較例２］
＜比較例２の構成＞
（脈動トルク推定器１６）
次に、比較例１の問題点に対応する比較例２の圧縮機の構成を図１１，図１２を参照し説明する。比較例２においては、図１１に示すように、比較例１（図１参照）におけるモータ制御装置１ａに代えて、モータ制御装置１ｂが適用される。モータ制御装置１ａ，１ｂの相違点は、制御部２ａに代えて、制御部２ｂが適用されていることである。この制御部２ｂには、脈動トルク推定器１６と、脈動トルク電流指令値作成器１１ａと、加算器９０ａとが追加されている。ここで、比較例２における制御部２ｂの詳細を図１２に示す。

次に、脈動トルク推定器１６について説明するが、最初に脈動トルク推定器１６の原理を図１３(a)，(b)を参照し説明する。図１３(a)は、モータトルクτ_mと負荷トルクτ_Lの差によって軸誤差Δθ_dが発生する過程を説明するための図である。上述した比較例１においては、図９に示したトルク電流指令値作成器１０により、インバータ周波数指令値ω₁の平均速度は、上位制御系等から与えられる回転速度指令値ω^*に一致する。しかし、瞬時速度においては、下式（４）のように速度変動Δωが生じる。

上述したように、モータトルクτ_mは電動機６の発生トルクであり、負荷トルクτ_Lは瞬時負荷トルクである。また、Ｊは電動機６の慣性モーメントである。従って、モータトルクτ_mと負荷トルクτ_Lとの差によって速度変動Δωが生じ、速度変動Δωによって軸誤差Δθ_dも生じる。

図１３(a)は、モータトルクτ_mと負荷トルクτ_Lとの差が軸誤差Δθ_dに至るまでの現象をブロック線図として示したものである。モータトルクτ_mと負荷トルクτ_Lとの差トルクΔτ_m（減算器９１ｈ）に慣性モーメントＪの逆数を掛けて積分（積分器９４ｆ）することで、電動機の回転子６ａの機械速度ω_rが得られる。次いで機械速度ω_rに電動機６の極対数（＝極数Ｐ／２）を乗算する（乗算器９２ｒ）ことにより、電動機６の電気速度ω_eが得られる。さらに電気速度ω_eを積分（積分器９４ｇ）することにより、回転子６ａの回転角度位置θ_dが得られる。そして、回転角度位置の指令値である回転角度指令値θ_d ^*から回転子６ａの回転角度位置θ_dを減算（減算器９１ｉ）することにより、その角度誤差（軸誤差Δθ_d）が得られる。

図１３(a)の模式図のような過程を経て、トルク差が軸誤差Δθ_dに至ると考えることができる。このことは逆に考えると、軸誤差Δθ_dに対応する検知可能な値からトルク差を推定可能であることを意味している。前述の通り、本比較例では、位置センサ等が設けられていないため、軸誤差Δθ_dは直接的には得られない。そこで、本比較例で検出あるいは推定が可能な値を用いることとする。

図１３(b)は、本比較例において取得可能な軸誤差Δθ_cからトルク差を推定する機能ブロック図である。ブロック線図の特徴として、矢印の方向（すなわち、演算方向）を逆にする場合、乗算は除算に、積分は微分に、それぞれ置き換えることで、等価な関係を維持したまま入出力関係を変えることができる。図１３(b)に示したブロック図は、軸誤差から差トルクを得られるように、図１３(a)の矢印の方向を逆にし、かつ、本比較例で検出あるいは推定が可能な値を用いるように等価変換した結果である。

図１３(b)についてより詳細に説明すると、上述のように、軸誤差Δθ_cは、軸誤差演算器１２によって得られる。この軸誤差の負値（−Δθ_c）を微分することにより（微分器９５ａ）、電気速度ω_eの推定値である推定電気速度ω_e ^*が得られ、さらに「２／極数Ｐ」を乗ずることによって（乗算器９２ｓ）、推定機械速度ω_r ^*が得られる。そして、微分器９５ｂにて推定機械速度ω_r ^*を微分し、慣性モーメントＪを乗ずることにより、差トルク推定値Δτ_m ^{^}が得られる。

図１３(c)は、図１３(b)の等価変換手順をまとめて示した図であるとともに、脈動トルク推定器１６の構成を示す図である。本比較例では、機械角の１周期あるいは複数周期で変化する脈動負荷トルクに注目しているため、図１３(b)のブロック図の複素数ｓをｊω_rに置き換えて整理し、脈動トルク推定器１６を構成する演算回路９３ｂを得たものである。ｊは複素数の虚部を示す虚数単位であり、２乗すると（−１）となる。そのため、図１３(b)にてΔθ_cに付されていた負号が無くなる。このように、図１３(c)の脈動トルク推定器１６は、図６および式（３）で示した軸誤差演算器１２によって得られる軸誤差Δθ_cが入力されると、差トルク推定値Δτ_m ^{^}を出力する。

（脈動トルク電流指令値作成器１１ａ）
次に、脈動トルク電流指令値作成器１１ａの具体的な構成を図１４を参照し説明する。
図１４において、積分器９４ｊはインバータ周波数指令値ω₁を積分することにより、推定回転角度位置θ_dcを出力する。乗算器９２ｏでは、推定回転角度位置θ_dcに「２／Ｐ」（Ｐは極数）が乗算され、その結果が推定機械角度位置θ_rとして出力される。余弦演算器９６および正弦演算器９７は、それぞれ推定機械角度位置θ_rの余弦成分ｃｏｓθ_rおよび正弦成分ｓｉｎθ_rを出力する。

図１３(c)の脈動トルク推定器１６により推定された差トルク推定値Δτ_m ^{^}は、図１０(a)に示したモータトルクτ_mと負荷トルクτ_Lの差分に相当する値である。単相座標変換器３２においては、差トルク推定値Δτ_m ^{^}に推定機械角度位置θ_rの余弦成分ｃｏｓθ_rおよび正弦成分ｓｉｎθ_rが乗算され、下式（５），（６）に示すように、機械速度ω_r（機械角１次成分）における余弦成分Δτ_mcと正弦成分Δτ_msとが出力される。すなわち、差トルク推定値Δτ_m ^{^}が、機械速度ω_rで回転する座標系に座標変換される。

Δτ_mc＝cos θ_r×Δτ_m ^{^} …（５）
Δτ_ms＝sin θ_r×Δτ_m ^{^} …（６）

低域通過フィルタ９８ｃ，９８ｄでは、差トルク推定値余弦成分Δτ_mcおよび差トルク推定値正弦成分Δτ_msのうち、機械速度ω_r以上の成分が減衰される。次に、減算器９１ｊ，９１ｋにおいては、差トルク推定値余弦成分Δτ_mc，差トルク推定値正弦成分Δτ_msと、それぞれの指令値（Δτ_mc ^*＝０，Δτ_ms ^*＝０）との差が求められる。そして、求められた差に対して比例器９２ｔ，９２ｍでは積分ゲインＫｉ＿ａｔｒが乗じられ、積分器９４ｈ，９４ｉでは、各乗算結果が積分される。

これらの積分結果は、脈動トルク電流指令値の余弦成分Ｉ_qsin ^* _cおよび正弦成分Ｉ_qsin ^* _sになる。この後、再度、単相座標逆変換器３７にて、次式（７）に基づいて座標変換が実行される。

Δτ_mm ^{^}＝cos θ_r×Ｉ_qsin ^* _c＋ｓｉｎθ_r×Ｉ_qsin ^* _s …（７）

この座標変換により、差トルク推定値Δτ_m ^{^}の機械速度ω_rの成分Δτ_mm ^{^}が得られる。差トルク推定値の機械速度成分Δτ_mm ^{^}には、比例器９２ｎにてゲインＫｔｒｑが乗算され、その乗算結果が脈動トルク電流指令値Ｉ_qsin ^*として出力される。なお、本比較例では、ゲインＫｔｒｑは「１」である。図１２に戻り、加算器９０ａにおいては、脈動トルク電流指令値Ｉ_qsin ^*とトルク電流指令値Ｉ_tq ^*とが加算され、加算結果がｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*として出力される。

ここで、再び図１４を参照し、脈動トルク電流指令値作成器１１ａの全体動作について説明しておく。仮に、モータトルクτ_mが負荷トルクτ_Lよりも大きくなると、差トルク推定値Δτ_m ^{^}が正値になるから、減算器９１ｊ，９１ｋの出力値が負値になる。すると、積分器９４ｈ，９４ｉにおける積分結果が減少してゆくから、脈動トルク電流指令値Ｉ_qsin ^*も減少してゆく。これにより、モータトルクτ_mが下がってゆくから、差トルク推定値Δτ_m ^{^}がゼロに近づいてゆく。

逆に、差トルク推定値Δτ_m ^{^}が負値であったとすると、減算器９１ｊ，９１ｋの出力値が正値になり、積分器９４ｈ，９４ｉの積分結果は増加してゆくから、脈動トルク電流指令値Ｉ_qsin ^*が増加してゆく。これにより、モータトルクτ_mが上昇してゆくから、差トルク推定値Δτ_m ^{^}がゼロに近づいてゆく。このように、図１４の脈動トルク電流指令値作成器１１ａにおいては、差トルク推定値Δτ_m ^{^}がゼロに近づくように脈動トルク電流指令値Ｉ_qsin ^*が制御されるから、機械速度ω_r（機械角１次成分）の各成分のトルク変動を抑制できる。

＜比較例２の問題点＞
比較例２によれば、周期的な負荷変動すなわち差トルク推定値Δτ_m ^{^}の変動に対応し、電動機６の騒音や振動を効果的に抑制することができる。一方、前述のように、モータ制御装置１ｂ内の各構成要素には設定可能な応答周波数に上限があり、その設定可能な応答周波数は、電動機６の駆動周波数（回転速度）に応じて変動する。従って、各構成要素の応答の特性には周波数依存性がある。一方、電動機６および負荷装置９等の機構部は複数の機械共振周波数を有する。

図１５は、上述のモータ制御装置１ｂを用いて電動機６および負荷装置９を駆動した際の振動（振動振幅値）の周波数特性の例を示している。全体的には、回転速度が低速になっていくにつれ、振動振幅値が大きくなっていく傾向を有する。これは、電動機６の速度が低下すると、慣性力が小さくなるためである。また、１５００ｒｐｍ近傍にピークが現れているが、これは電動機６や負荷装置９等の機械系の機械共振周波数である。

振動の周波数特性は、負荷条件によっても変動する。図１５に破線で示した周波数特性は、実線よりも負荷が重い場合の例である。例えば、圧縮機構部５００の吸込み口５０５の圧力と吐出口５０７の圧力の差が大きくなれば、負荷が大きくなる。負荷が大きい場合であっても、３０００ｒｐｍ付近の高速域では振動の差は小さくなる。一方、回転速度が低速になるほど振動の増加（悪化）が顕著になる。

次に、図１６は、ある回転速度おいて、脈動トルク電流指令値作成器１１ａの積分制御の応答周波数を変更した場合の振動と消費電力の例である。なお、積分制御の応答周波数を変更するとは、具体的には図１４の比例器９２ｔ，９２ｍにおける積分ゲインＫｉ＿ａｔｒを変更することである。図１６から、応答周波数を低くする（すなわち、積分ゲインＫｉ＿ａｔｒを小さくする）ことにより、振動振幅値が変動し、これによって周期脈動トルクを抑制する際の効き具合を調整できる。

周期脈動トルク制御の効き具合を弱くすると（すなわち制御応答周波数を下げると）、振動抑制効果も低減するため、振動振幅値は大きくなる。その一方、消費電力は、ある制御応答周波数ｆａまでは低減してゆくことが解る。これは、周期変動負荷に合わせて発生する電動機の発生トルクの周期変動成分が小さくなる、すなわち電動機に印加される電圧の周期変動成分が小さくなるため、消費電力が抑えられるためである。

しかし、制御応答周波数ｆａよりもさらに制御応答周波数を低下させてゆくと（周期脈動トルク制御の効き具合を弱くしていくと）、消費電力は増加に転ずる。これは、周期変動負荷と電動機の発生トルクの乖離が大きくなり、速度変動が増加し過ぎてしまうためである。以上をまとめると、振動抑制効果と消費電力とはトレードオフの関係があり、許容範囲内であれば、ある程度の振動を容認することにより、消費電力を低減できる点が分かる。比較例２は、単純に振動振幅を抑制しようとしたものであり、確かに振動振幅は抑制できるものの、消費電力が大きくなるという課題が生じる。

［第１実施形態］
＜第１実施形態の構成＞
次に、本発明の第１実施形態の構成を図１７，図１８を参照し説明する。
上述したように、比較例２の構成では、振動振幅は抑制できるものの、消費電力が大きくなるという課題があった。そこで、第１実施形態は、振動振幅の抑制と、消費電力の削減とを両立させようとするものである。そのため、本実施形態にあっては、図１７に示すように、比較例２（図１１参照）におけるモータ制御装置１ｂに代えて、モータ制御装置１が適用される。両者の相違点は、制御部２ｂに代えて、制御部２が適用されていることである。ここで、制御部２の構成を図１８に示す。制御部２においては、比較例２における脈動トルク電流指令値作成器１１ａに代えて脈動トルク電流指令値作成器１１が適用され、さらに振動状態推定器１７が追加されている。

まず、振動状態推定器１７の構成を図１９を参照し説明する。
図１９においてピークホールド部８０ａ，８０ｂは、各々所定時間内における軸誤差Δθ_cの最大値および最小値を保持し、保持した値を出力する。減算器９１ｍは、両者の差、すなわち軸誤差Δθ_cの周期変動の振幅ＡｍｐＰｕｌΔθ_cを出力する。比較器８１ａは、この振幅ＡｍｐＰｕｌΔθ_cと閾値ＰｕｌＪｕｄ１とを比較し、振幅ＡｍｐＰｕｌΔθ_cが閾値ＰｕｌＪｕｄ１未満である場合は“１”を出力し、閾値ＰｕｌＪｕｄ１以上の場合は“０”を出力する。比較器８１ａから出力される信号を「振動状態判定フラグＰｕｌＦｌｇ」という。

電動機６または負荷装置９の振動は、電動機６の回転速度の変動が主要因である。そのため、図１９の振動状態推定器１７は、図１３(a)にて説明した速度変動と軸誤差Δθの関係を利用して、振動を推定している。軸誤差Δθ_cの周期変動の振幅ＡｍｐＰｕｌΔθ_cから振動振幅値を推定し、振動振幅値に基づいて閾値ＰｕｌＪｕｄ１の値を決定することも勿論可能である。しかし、「振動が許容範囲内であるか否か」の判断を行うためには、必ずしも振動振幅値は必要ではないため、本実施形態においては、上記振幅ＡｍｐＰｕｌΔθ_cに基づいて、閾値ＰｕｌＪｕｄ１の値を決定することにより、演算器の構成を簡易化している。このように、振幅ＡｍｐＰｕｌΔθ_cは、「電動機（６）または負荷装置（９）の振動量に応じて増減する振動対応量」であり、本実施形態においては、この振動対応量によって、電動機または負荷の振動を推定している。

次に、脈動トルク電流指令値作成器１１の構成を図２０を参照し説明する。脈動トルク電流指令値作成器１１の構成は、単相座標変換器３２の前段部分を除いて、脈動トルク電流指令値作成器１１ａ（図１４参照）と同様である。すなわち、脈動トルク電流指令値作成器１１ａにおいては、単相座標変換器３２に対する入力信号は常に差トルク推定値Δτ_m ^{^}であった。これに対して、本実施形態においては、単相座標変換器３２の前段にスイッチ８２ａが挿入され、ゼロ信号または差トルク推定値Δτ_m ^{^}のうち一方が選択され、選択された信号が単相座標変換器３２に入力される。

ここで、スイッチ８２ａの状態は、振動状態判定フラグＰｕｌＦｌｇによって切り替えられる。すなわち、振動状態判定フラグＰｕｌＦｌｇが“０”である場合（軸誤差Δθ_cの周期変動が大きく、振動が大きいと推定される場合）には、差トルク推定値Δτ_m ^{^}が選択され、振動状態判定フラグＰｕｌＦｌｇが“１”である場合（軸誤差Δθ_cの周期変動が小さく、振動が小さいと推定される場合）にはゼロ信号が選択される。

スイッチ８２ａにて差トルク推定値Δτ_m ^{^}が選択された場合の脈動トルク電流指令値作成器１１の動作は、比較例２における脈動トルク電流指令値作成器１１ａの動作と同様である。すなわち、脈動トルク電流指令値作成器１１からは、差トルク推定値Δτ_m ^{^}をゼロに近づけるような脈動トルク電流指令値Ｉ_qsin ^*が出力され続ける。

一方、スイッチ８２ａにてゼロ信号が選択されると、積分器９４ｈ，９４ｉの前段までの信号が全てゼロ信号になる。これにより、積分器９４ｈ，９４ｉの出力信号すなわち脈動トルク電流指令値正弦成分Ｉ_qsin ^* _sおよび脈動トルク電流指令値余弦成分Ｉ_qsin ^* _cも、一定値に保持される。

＜第１実施形態の効果＞
第１実施形態は以上のような構成を用いることにより、周期脈動トルク制御の効き具合を弱くでき、消費電力を抑えることができる。その効果を図２１を参照し、さらに詳細に説明する。図２１において、破線で示した波形は、周期脈動トルク制御の効き具合を変更しない比較例２の回転速度および消費電力の遷移を示す。この例においては、脈動トルク電流指令値作成器１１の積分制御が収束するまで、振動を抑制するような制御が続行される。これによって、確かに振動は抑制されるが、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*の変動成分の振幅は増加するため消費電力も増加する。

一方、図２１にて実線で示した波形が、本実施形態による波形であり、振動が許容範囲内になった時刻ｔ101、すなわち振動状態推定器１７にて振動が許容範囲内に入った（振動状態判定フラグＰｕｌＦｌｇが“１”になった）時点で、周期脈動トルク制御の効き具合が弱められる。この例においては、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*の変動成分の振幅（および位相）は、その時点の値に固定されるため、比較例２の場合よりも消費電力を削減することができる。このように、本実施形態においては、周期脈動トルク制御の効き具合を弱くすることにより、振動を許容範囲内に抑制しつつ消費電力を抑えることができる。

そして、周期脈動トルク制御の効き具合は、振動状態推定器１７において、閾値ＰｕｌＪｕｄ１の値をどのように設定するかによって操作できる。従って、消費電力の低減を優先するのか、振動抑制を優先するのか等の用途に応じて閾値ＰｕｌＪｕｄ１を変更するとよい。また、閾値ＰｕｌＪｕｄ１の変更は、エンドユーザに委ねてもよい。すなわち、エンドユーザが、「多少の振動があってもできるだけ消費電力を抑制したい」と希望する場合は、閾値ＰｕｌＪｕｄ１を高めに設定すればよく、「消費電力が多少増えても、なるべく振動を抑制したい」と希望するのであれば、閾値ＰｕｌＪｕｄ１を低めに設定するとよい。

［第２実施形態］
＜第２実施形態の全体構成＞
次に、本発明の第２実施形態による圧縮機３０２の構成を図２２を参照し説明する。なお、既に説明した比較例１，２および第１実施形態に示されたものに対応するものには同一の符号を付し、その説明を省略する。

圧縮機３０２においては、動力源である電動機６と圧縮機構部５００とが、密閉容器５１１の内部に装着されている。そして、電動機６は、配線ケーブル３１０を介してモータ制御装置３０１に接続されている。また、電動機６の回転子６ａに結合されているシャフト５０２とロータリーピストン５０１とは、クランクシャフト５０３を介して接続されている。これにより、電動機６の回転に応じてロータリーピストン５０１が偏心して回転し、吸込み、圧縮、吐出、という一連の工程が実行される。吸込みパイプ５０８は吸込み口に、吐出パイプ５０９は吐出口に、それぞれ接続されており、圧縮機３０２に接続される外部のシステムとの間で冷媒を循環する。

シャフト５０２の一端は、軸受け５１０によって支持されている。密閉容器５１１の底部には潤滑油が貯溜されており、軸受け５１０および圧縮機構部５００を潤滑する。シャフト５０２の他端には、バランスウェイト５１２が付加されており、ロータリーピストン５０１の偏心による重量のアンバランスを緩和している。バランスウェイト５１２の重量を重くすると、慣性モーメントが大きくなり、電動機６の発生トルクと負荷トルクの差による速度変動も小さくできる。その反面、電動機の加減速に要する時間もエネルギーも増加する。

＜脈動トルク電流指令値作成器１１ｄの構成＞
本実施形態におけるモータ制御装置３０１は、第１実施形態のモータ制御装置１（図１７参照）における脈動トルク電流指令値作成器１１に代えて、図２３に示す脈動トルク電流指令値作成器１１ｄが適用されている点が異なる。そこで、脈動トルク電流指令値作成器１１ｄの構成を図２３を参照し説明する。

脈動トルク電流指令値作成器１１ｄには、積分器９４ｊと、乗算器９２ｏと、余弦演算器９６と、正弦演算器９７と、任意周波数成分抑制器５０と、比例器９２ｎとが設けられている。これらの構成は、比較例２の脈動トルク電流指令値作成器１１ａ（図１４参照）のものと同様である。但し、比較例１においては、比例器９２ｎの出力がそのまま脈動トルク電流指令値Ｉ_qsin ^*として出力されていたのに対して、本実施形態においては、比例器９２ｎの出力信号は必ずしも脈動トルク電流指令値Ｉ_qsin ^*になるわけではない。そこで、本実施形態においては、比例器９２ｎの出力信号を「指令値候補Ｉ_qsin ^* _TQ」と呼ぶ。

また、本実施形態の脈動トルク電流指令値作成器１１ｄにおいては、第二の任意周波数成分抑制器５０ｃが設けられており、その内部には、単相座標変換器３２と、低域通過フィルタ９８ｅ，９８ｆと、減算器９１ｎ，９１ｐと、比例器９２ｐ，９２ｑと、積分器９４ｋ，９４ｍと、単相座標逆変換器３７とが設けられている。これらの構成要素は、任意周波数成分抑制器５０内の対応する構成要素と同様の機能を有している。但し、第二の任意周波数成分抑制器５０ｃへの入力信号は、ｑｃ軸電流検出値Ｉ_qcの脈動成分である点において、任意周波数成分抑制器５０とは相違する。第二の任意周波数成分抑制器５０ｃの出力信号を「指令値候補Ｉ_qsin ^* _ACR」と呼ぶ。

指令値切替器５４は、振動状態判定フラグＰｕｌＦｌｇと、インバータ周波数指令値ω₁とに基づいて、指令値候補Ｉ_qsin ^* _ACR，Ｉ_qsin ^* _TQまたはゼロ信号のうち何れかを選択し、選択した信号を脈動トルク電流指令値Ｉ_qsin ^*として出力する。

ここで、指令値候補Ｉ_qsin ^* _TQが脈動トルク電流指令値Ｉ_qsin ^*として選択された場合の動作を検討すると、比較例２において述べたように、差トルク推定値Δτ_m ^{^}がゼロに近づくように脈動トルク電流指令値Ｉ_qsin ^*が制御される。電動機６または負荷装置９の振動は、電動機６の回転速度の変動が主要因であり、回転速度の変動は、モータトルクτ_mと負荷トルクτ_Lの差である差トルクΔτ_mによって生じる。従って、その推定値である差トルク推定値Δτ_m ^{^}をゼロに近づけることは、「振動を減少させる」という目的を達成するためには極めて好適である。但し、この場合は、差トルク推定値Δτ_m ^{^}をゼロに近づける方向にｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*および実際に固定子６ｂに供給される電流の振幅値を変化させるため、この振幅値の変動は大きくなる。

一方、指令値候補Ｉ_qsin ^* _ACRが脈動トルク電流指令値Ｉ_qsin ^*として選択された場合の動作を検討する。第二の任意周波数成分抑制器５０ｃに供給されるｑｃ軸電流検出値Ｉ_qcには、直流成分と脈動成分とが含まれているが、単相座標変換器３２を介することにより、機械速度ω_rの脈動成分以外の成分が減衰される。これにより、第二の任意周波数成分抑制器５０ｃにおいては、ｑｃ軸電流検出値Ｉ_qcが一定値に近づくように、すなわちｑｃ軸電流検出値Ｉ_qcの脈動成分がゼロに近づくように、脈動トルク電流指令値Ｉ_qsin ^*が制御される。

これは、「消費電力を低減する」という目的を達成するためには極めて好適である。その理由を以下説明する。ｑｃ軸電流検出値Ｉ_qcが脈動するという事は、実際に固定子６ｂに供給される電流の振幅が脈動するという事である。そして、固定子６ｂの銅損は電流値の二乗に比例するから、脈動が大きくなるほど銅損が大きくなる。従って、銅損を抑制する（消費電力を低減する）ためには、固定子６ｂに流れる電流の振幅を一定値に近づけること、すなわちｑｃ軸電流検出値Ｉ_qcを一定値に近づけることが望ましいことが解る。

次に、指令値切替器５４の動作を図２４，図２５を参照し説明する。仮に、周期脈動トルク制御を行わなかった場合、すなわち脈動トルク電流指令値Ｉ_qsin ^*として常にゼロ信号が選択されていたと仮定した場合、機械速度ω_rに対して、実際に電動機６および負荷装置９に発生する振動振幅値の例を図２４(a)に示す。図２４(a)において実線は軽負荷時、破線は重負荷時の振動振幅値の例であり、何れにおいても、機械速度ω_rが上昇するに従って、振動振幅値が小さくなることが解る。

すると、負荷の大きさ（負荷トルクτ_Lの平均値）と、機械速度ω_rとが推定できたとすると、図２４(a)の特性に基づいて、振動振幅値が推定できることが解る。すると、推定された振動振幅値は、「電動機（６）または負荷装置（９）の（実際の）振動量に応じて増減する振動対応量」に該当するものであり、本実施形態においては、この振動対応量によって、電動機または負荷の振動を推定している。但し、実際に電動機６の制御を行うにあたって、振動振幅値の推定値を求める必要はなく、「機械速度ω_rがある回転速度に達したか否か」を判断すれば充分である。従って、機械速度ω_rも、「負荷の大きさ（負荷トルクτ_Lの平均値）」との組み合わせにおいて、「電動機（６）または負荷装置（９）の振動量に応じて増減する振動対応量」に該当し、本実施形態は、この振動対応量（機械速度ω_rまたはその推定値）によって、電動機または負荷の振動を推定しているものでもある。

ここで、重負荷時においても、振動振幅値が所定の許容値Ｔｈ１（第１の閾値）未満になる回転速度をＮ１とする。この許容値Ｔｈ１は、図１９にて説明した閾値ＰｕｌＪｕｄ１に対応する値である。すると、図２４(b)に示すように、重負荷時において、振動状態判定フラグＰｕｌＦｌｇは、機械速度ω_rが回転速度Ｎ１以上になると“１”になり、回転速度Ｎ１未満では“０”になる。一方、軽負荷時においては、回転速度Ｎ１よりも低い回転速度Ｎ２において、振動振幅値が許容値Ｔｈ１以下になる。すると、軽負荷時において、閾値ＰｕｌＪｕｄ１は、機械速度ω_rが回転速度Ｎ２以上になると“１”になり、回転速度Ｎ２未満では“０”になる。

何れの場合おいても、回転速度がＮ１以上では、振動状態判定フラグＰｕｌＦｌｇは常に“１”になる。従って、Ｎ１未満の回転速度は、「トルク制御許容速度範囲内」の回転速度であり、Ｎ１以上の回転速度は、「トルク制御許容速度範囲外」の回転速度になる。

振動状態判定フラグＰｕｌＦｌｇが“１”であるとき、第１実施形態の場合と同様に、指令値切替器５４にあってはゼロ信号が脈動トルク電流指令値Ｉ_qsin ^*として選択される。一方、振動状態判定フラグＰｕｌＦｌｇが“０”であるとき、本実施形態にあっては、指令値候補Ｉ_qsin ^* _ACR，Ｉ_qsin ^* _TQのうち一方が脈動トルク電流指令値Ｉ_qsin ^*として選択されるが、何れが選択されるかは機械速度ω_rに基づいて決定される。なお、本実施形態では位置センサ等が設けられていないことにより機械速度ω_rの実測値は得られないため、実際には、インバータ周波数指令値ω₁に基づいて推定した機械速度ω_rが用いられる。

振動状態判定フラグＰｕｌＦｌｇが“０”であるとき、指令値切替器５４において脈動トルク電流指令値Ｉ_qsin ^*を選択する処理を、図２５(a)〜(c)を参照し説明する。図２５(a)に示すように、振動振幅値に対して、上記許容値Ｔｈ１よりも大きい許容値Ｔｈ２（第２の閾値）を定める。そして、機械速度ω_rを最大値から徐々に下げていったときに、振動振幅値が最初に許容値Ｔｈ２になる回転速度を予め求めておく。図２５(a)において、その回転速度は、重負荷時においてはＮ３であり、軽負荷時においてはＮ４である。

指令値切替器５４は、振動状態判定フラグＰｕｌＦｌｇが“０”であるとき、機械速度ω_rが当該回転速度（Ｎ３またはＮ４）未満である場合は、指令値候補Ｉ_qsin ^* _TQを選択し、機械速度ω_rが当該回転速度（Ｎ３またはＮ４）以上である場合は指令値候補Ｉ_qsin ^* _ACRを選択し、選択した信号を脈動トルク電流指令値Ｉ_qsin ^*として出力する。これにより、重負荷時および軽負荷時において、機械速度ω_rに対応して選択される脈動トルク電流指令値Ｉ_qsin ^*は、図２５(b)，(c)に示す通りになる。何れの場合も、振動振幅値の大きい低速度領域から、振動振幅値の小さい高速度領域に向かうにつれて、脈動トルク電流指令値Ｉ_qsin ^*は、指令値候補Ｉ_qsin ^* _TQ、指令値候補Ｉ_qsin ^* _ACRおよびゼロ信号の順に変化してゆく。

＜第２実施形態の効果＞
このように、本実施形態によれば、振動振幅値が大きくなる低速度領域においては、差トルク推定値Δτ_m ^{^}をゼロに近づける制御が実行される。一方、振動振幅値が小さくなる中速度領域においては、ｑｃ軸電流検出値Ｉ_qcの変動をゼロに近づける制御が行われ、振動振幅値がさらに小さくなる高速度領域においては、周期脈動トルク制御が停止される（脈動トルク電流指令値Ｉ_qsin ^*としてゼロ信号が選択される）。

換言すれば、本実施形態は、第１のパラメータ（差トルク推定値Δτ_m ^{^}）の変動を抑制することにより、負荷トルクに起因する電動機６の回転速度の変動を抑制する第１の周期脈動トルク制御部（５０）と、第２のパラメータ（ｑｃ軸電流検出値Ｉ_qc）の変動を抑制することにより、負荷トルクに起因する前記電動機６の回転速度の変動を抑制する第２の周期脈動トルク制御部（５０ｃ）と、振動対応量または回転速度に基づいて、第１の周期脈動トルク制御部（５０）または第２の周期脈動トルク制御部（５０ｃ）のうち何れか一方を選択する選択部（５４）とを有する。

従って、本実施形態によれば、電動機６や負荷装置９等の駆動条件に応じて、適切な制御状態を選択することができ、振動の抑制と消費電力の低減とを両立させることができる。これにより、バランスウェイト５１２の重量を削減することができ、慣性モーメントも削減できるため、起動特性を改善することができ、短時間で吸込パイプと吐出パイプに圧力差を生じさせることができる。

［第３実施形態］
次に、本発明の第３実施形態による圧縮機について説明する。本実施形態による圧縮機は、上述した第１実施形態のもの（図１７）と同様であるが、第１実施形態の脈動トルク電流指令値作成器１１に代えて、図２６に示す脈動トルク電流指令値作成器１１ｅが適用される。また、振動状態推定器１７に加えて、図２７に示す振動状態推定器１７ｄが適用される。すなわち、本実施形態においては、振動状態推定器１７，１７ｄの双方が適用されることになる。そこで、これら追加された構成要素および異なる構成要素について説明する。

＜振動状態推定器１７ｄ＞
まず、図２７を参照し、振動状態推定器１７ｄの構成を説明する。振動状態推定器１７ｄにおいては、第１実施形態の振動状態推定器１７（図１９参照）と同様に、ピークホールド部８０ａ，８０ｂと減算器９１ｍとが設けられており、減算器９１ｍは、軸誤差Δθ_cの周期変動の振幅ＡｍｐＰｕｌΔθ_cを出力する。比較器８１ｄは、この振幅ＡｍｐＰｕｌΔθ_cと閾値ＰｕｌＪｕｄ４とを比較し、振幅ＡｍｐＰｕｌΔθ_cが閾値ＰｕｌＪｕｄ４よりも小さい場合は“１”を出力し、それ以外の場合は“０”を出力する。比較器８１ｄから出力される信号を「振動状態判定フラグＰｕｌＦｌｇＤＳ」という。比較器８１ｄの構成は第１実施形態の比較器８１ａと近似しているが、閾値ＰｕｌＪｕｄ４は閾値ＰｕｌＪｕｄ１の数倍程度の値である点が異なる。

＜脈動トルク電流指令値作成器１１ｅ＞
次に、図２６を参照し、脈動トルク電流指令値作成器１１ｅの構成を説明する。脈動トルク電流指令値作成器１１ｅには、積分器９４ｊと、乗算器９２ｏと、余弦演算器９６と、正弦演算器９７と、単相座標変換器３２とが設けられている。これらの構成は、比較例２の脈動トルク電流指令値作成器１１ａ（図１４参照）のものと同様である。これにより、単相座標変換器３２からは、上述の式（５），（６）に示した、差トルク推定値Δτ_m ^{^}の機械速度ω_r（機械角１次成分）における余弦成分Δτ_mcと正弦成分Δτ_msとが出力される。

また、単相座標変換器３２の後段に設けられている低域通過フィルタ９８ｃ，９８ｄ、減算器９１ｊ，９１ｋ、比例器９２ｔ，９２ｍ、積分器９４ｈ，９４ｉも、比較例１のものと同様である。比較例１においては、これら積分器９４ｈ，９４ｉの出力信号によって直ちに脈動トルク電流指令値Ｉ_qsin ^*が決定されていたが、本実施形態では直ちに脈動トルク電流指令値Ｉ_qsin ^*が決定されるわけではないため、積分器９４ｈ，９４ｉの出力信号の名称を「積分結果余弦成分Ｉ_qnc ^*」「積分結果正弦成分Ｉ_qns ^*」と呼ぶ。

振幅位相演算器５１は、積分結果余弦成分Ｉ_qnc ^*および積分結果正弦成分Ｉ_qns ^*を振幅値Ａと位相値θ_kとから成る極座標値に変換する。保持部５２は、振動状態推定器１７（図１９参照）から供給される振動状態判定フラグＰｕｌＦｌｇが“０”である限り、振幅位相演算器５１から供給された振幅値Ａと位相値θ_kとをそのまま出力する。そして、振動状態判定フラグＰｕｌＦｌｇが“０”から“１”に立ち上がると、その時点における振幅値Ａと位相値θ_kとが保持部５２に保持され、それ以降は保持された振幅値Ａと位相値θ_kとが出力され続ける。上述したように、振動状態推定器１７ｄ（図２７参照）に適用される閾値ＰｕｌＪｕｄ４は、振動状態推定器１７に適用される閾値ＰｕｌＪｕｄ１の数倍程度の値である。従って、振動状態判定フラグＰｕｌＦｌｇが“０”から“１”に立ち上がったタイミングでは、振動状態推定器１７ｄから出力される振動状態判定フラグＰｕｌＦｌｇＤＳも、既に“１”になっている筈である。

位相固定振幅減少部５５は、位相値θ_kを維持したまま、振動状態判定フラグＰｕｌＦｌｇＤＳが“１”である限り、振幅値Ａを所定の補正周期毎に段階的に減衰させてゆき、減衰した結果を振幅値ＡＤとして出力する。そして、振動状態判定フラグＰｕｌＦｌｇＤＳが“０”になると、振幅値ＡＤを徐々に増加させてゆく。そして、振動状態判定フラグＰｕｌＦｌｇＤＳが再び“１”になると、その時点の振幅値ＡＤを保持する。

次に、余弦正弦成分配部５３においては、位相固定振幅減少部５５から出力された振幅値ＡＤと、位相値θ_kとに基づいて、余弦成分および正弦成分が生成される。単相座標逆変換器３７においては、これら余弦成分および正弦成分に基づいて、差トルク推定値の機械速度成分Δτ_mm ^{^}が合成される。差トルク推定値の機械速度成分Δτ_mm ^{^}には、比例器９２ｎにてゲインＫｔｒｑ（本実施形態においては「１」）が乗算され、その乗算結果が脈動トルク電流指令値Ｉ_qsin ^*として出力される。

＜第３実施形態の動作＞
次に、本実施形態の動作を図２８を参照し説明する。図２８(a)において、時刻ｔ1以前の期間中では、機械速度ω_rは、その平均速度が目標速度に近づくように制御されている。その期間中、図２８(c)の例では軸誤差Δθ_cは閾値ＰｕｌＪｕｄ１，ＰｕｌＪｕｄ４未満になっているが、平均速度が目標速度に達しておらず、振動状態の評価が始まっていないため、振動状態判定フラグＰｕｌＦｌｇ，ＰｕｌＦｌｇＤＳは共に“０”になっている。

次に、時刻ｔ1において機械速度ω_rの平均速度は目標速度に達しているが、振動状態の判定期間を設けるため、若干の時間を経過した時刻ｔ2において、振動状態の判定が開始される。図２８(c)を参照すると、時刻ｔ2において、軸誤差Δθ_cは閾値ＰｕｌＪｕｄ１，ＰｕｌＪｕｄ４未満であるため、図２８(e)，(f)に示すように、振動状態判定フラグＰｕｌＦｌｇ，ＰｕｌＦｌｇＤＳは共に“１”に立ち上がる。

振動状態判定フラグＰｕｌＦｌｇが“０”から“１”に立ち上がったことにより、時刻ｔ2以降、位相固定振幅減少部５５から出力される振幅値ＡＤは、補正周期毎に段階的に減少されてゆく。これにより、図２８(d)に示すように、脈動トルク電流指令値Ｉ_qsin ^*の振幅が段階的に減少し、周期脈動トルク制御の効き具合が弱められてゆくことになる。図２８(c)，(e)を参照すると、時刻ｔ3には軸誤差Δθ_cが閾値ＰｕｌＪｕｄ１以上になるから、振動状態判定フラグＰｕｌＦｌｇが“０”に立ち下がる。

但し、位相固定振幅減少部５５による振幅値ＡＤの制御は、先に時刻ｔ2に振動状態判定フラグＰｕｌＦｌｇが“０”から“１”に立ち上がった際に開始されているから、時刻ｔ3における立下りは、その後の制御に対して影響を及ぼすわけではない。時刻ｔ2以降、脈動トルク電流指令値Ｉ_qsin ^*が段階的に減少され、軸誤差Δθ_cが段階的に増加してゆくと、やがて時刻ｔ4において軸誤差Δθ_cが閾値ＰｕｌＪｕｄ４以上になる。

これにより、位相固定振幅減少部５５においては、出力する振幅値ＡＤの値が徐々に増加されてゆく。その結果、時刻ｔ5において軸誤差Δθ_cは再び閾値ＰｕｌＪｕｄ４未満になるから、以降はその状態における振幅値ＡＤが継続して出力されるようになり、脈動トルク電流指令値Ｉ_qsin ^*の振幅も一定になる。このように、本実施形態においては、時刻ｔ5以降は周期脈動トルク制御の効き具合を弱めることにより、振動を許容範囲内にしつつ消費電力を抑制することができる。

ところで、圧縮機の動作中には、例えば急に液状の冷媒が圧縮機に還流されるような状況等、負荷トルクτ_Lが急増する場合もある。そのため、機械速度ω_rまたは軸誤差Δθ_c等の変動幅が所定の許容値を超えた場合には、振幅値ＡＤの保持を停止し、図２８に示したシーケンスを最初から実行し直すとよい。これにより、負荷急変等の異常時においても低振動で圧縮機を駆動することが可能になる。

［第４実施形態］
次に、本発明の第４実施形態の空気調和機について、図２９を参照し説明する。
図２９において、空気調和機３００は、室内機３０３と、室外機３０４と、両者を接続する配管３０５とを有している。室内機３０３には室内熱交換器３０６と、室内熱交換器３０６に送風する送風機３０７とが設けられている。また、室外機３０４には、圧縮機３０２と、該圧縮機３０２を制御するモータ制御装置３０１とが設けられ、両者は配線ケーブル３１０を介して接続されている。さらに、室外機３０４には、室外熱交換器３０８と、該室外熱交換器３０８に送風する送風機３０９とが設けられている。室内を冷房する場合においては、図上で上側の配管３０５を介して室外機３０４の室外熱交換器３０８から室内機３０３の室内熱交換器３０６に冷媒が供給される。室内を冷房した後に気化した冷媒は、下側の配管３０５を介して圧縮機３０２に還流される。圧縮機３０２の構成は、第２実施形態のもの（図２２参照）と同様である。

このような構成において、圧縮機３０２には、機械角１回転毎、または負荷である圧縮機構部５００の特性によって、脈動トルクが生じる。空気調和機３００においては、地球温暖化や電気代削減のために、省エネ化が強く望まれている。そのため、圧縮機３０２をインバータで駆動して可変速にすることにより、冷暖房サイクルの起動／停止に伴うロスを削減することが一般的となっている。さらに、住宅の断熱性能の向上により、一旦室内の温度が設定値になった後は、空気調和機３００の能力を最小化して動作し続けることが望まれている。このように、モータ制御装置３０１および圧縮機３０２に対しては、「より低速で駆動する」ことが望まれている。しかし、低速で駆動する際には、振動抑制が大きな課題となる。振動が大きいと騒音の原因になるだけでなく、配管３０５に応力が生じ、寿命を低下させる可能性もある。

圧縮機３０２を構成する電動機６の回転子６ａが高速で駆動している場合は、慣性モーメントの効果により、電動機６のモータトルクτ_mと負荷トルクτ_Lとの差である差トルクΔτ_mが大きかったとしても、振動や騒音への影響は比較的小さい。しかし、電動機６を低速で駆動する場合には、差トルクΔτ_mが振動や騒音に与える影響は大きい。圧縮機３０２が搭載される空気調和機の室外機は、その名称通り室外に設置されるが、居住空間に近いところに設置されることも多いため、振動や騒音は極力削減することが望ましい。そこで、周期的な負荷変動を抑制し電動機の騒音や振動を低減可能なモータ制御装置、すなわち、上記第１〜第３実施形態に述べた何れかのモータ制御装置が、図２９におけるモータ制御装置３０１として適用される。

一般的に、空気調和機は、運転直後は冷却サイクルが安定しないために負荷変動が大きくなり、冷却サイクルが安定すると負荷変動も一様の変動に落ち着く傾向がある。そのため、運転直後は脈動トルク制御により十分な振動抑制が望まれるが、冷凍サイクルが安定した後は、周期脈動トルク制御の効き具合を調整し、振動を許容範囲内にしつつ消費電力を抑制することが望まれる。上記第１〜第３実施形態に述べた何れかのモータ制御装置が、図２９におけるモータ制御装置３０１として適用されることにより、この要望が充足される。

［変形例］
本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。上述した実施形態は本発明を理解しやすく説明するために例示したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。上記実施形態に対して可能な変形は、例えば以下のようなものである。

＜振動状態推定器の変形例＞
（１）上記各実施形態において、振動状態推定器１７（図１９参照）または振動状態推定器１７ｄ（図２７参照）に代えて、図３０に示す振動状態推定器１７ｂを適用してもよい。
図３０において、ピークホールド部８０ｃ，８０ｄは、各々所定時間内におけるインバータ周波数指令値ω₁の最大値および最小値を保持し、出力する。減算器９１ｎは、両者の差、すなわちインバータ周波数指令値ω₁の周期変動の振幅ＡｍｐＰｕｌω₁を出力する。比較器８１ｂは、この振幅ＡｍｐＰｕｌω₁と閾値ＰｕｌＪｕｄ２とを比較し、振幅ＡｍｐＰｕｌω₁が閾値ＰｕｌＪｕｄ２よりも小さい場合は“１”、それ以外の場合は“０”になる振動状態判定フラグＰｕｌＦｌｇ２を出力する。この振動状態判定フラグＰｕｌＦｌｇ２は、上記各実施形態における振動状態判定フラグＰｕｌＦｌｇまたはＰｕｌＦｌｇＤＳに代えて用いることができる。

本変形例の振動状態推定器１７ｂは、特に低速域に用いて好適である。上記実施形態の振動状態推定器１７にて適用された軸誤差Δθ_cは、式（３）にあるように逆正接を用いて計算される。そして、式（３）の分母に注目すると、ｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*が含まれている。式（２）より、ｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*の第３項は誘起電圧定数と速度の積であり、いわゆる速度起電圧であるから、低速域になると値が小さくなる。すなわち、式（３）は分子の変化や変動が仮に同一であった場合でも、逆正接の値は大きくなる。これに対して、本変形例に適用されるインバータ周波数指令値ω₁は、ＰＬＬ制御器１３（図８参照）にて軸誤差Δθ_cを用いて計算されるが、ＰＬＬ制御器１３の比例積分制御の応答周波数に基づいて、その変動範囲は適切な変動範囲に抑えることができる。このように、振幅ＡｍｐＰｕｌω₁は、「電動機（６）または負荷装置（９）の振動量に応じて増減する振動対応量」であり、本変形例は、この振動対応量（振幅ＡｍｐＰｕｌω₁）によって、電動機または負荷の振動を推定しているものである。

（２）また、上記各実施形態における振動状態推定器１７，１７ｄに代えて、図３１に示す振動状態推定器１７ｃを適用することもできる。
振動状態推定器１７ｃには、εΔτ_mcおよびεΔτ_msという二つの信号が入力される。これらの信号は、脈動トルク電流指令値作成器１１，１１ｄ，１１ｅ（図２０，図２３，図２６参照）等に含まれる減算器９１ｊ，９１ｋの出力信号を指す。すなわち、差トルク推定値Δτ_m ^{^}の機械速度ω_rに対する余弦成分Δτ_mc，正弦成分Δτ_msと、それぞれの指令値（Δτ_mc ^*＝０，Δτ_ms ^*＝０）との差である。

比較器８１ｃは、入力された信号εΔτ_mc，εΔτ_msの双方が閾値ＰｕｌＪｕｄ３未満であれば“１”、少なくとも何れか一方が閾値ＰｕｌＪｕｄ３以上であれば“０”になる振動状態判定フラグＰｕｌＦｌｇ３を出力する。この振動状態判定フラグＰｕｌＦｌｇ３は、上記各実施形態における振動状態判定フラグＰｕｌＦｌｇまたはＰｕｌＦｌｇＤＳに代えて用いることができる。

本変形例の振動状態推定器１７ｃは、特に、差トルク推定値Δτ_m ^{^}等に高次の振動成分が多く含まれる場合に用いて好適である。上記各実施形態における脈動トルク電流指令値作成器１１，１１ｄ，１１ｅ（図２０，図２３，図２６）においては、単相座標変換器３２から差トルク推定値余弦成分Δτ_mcおよび正弦成分Δτ_msが出力されると、それらが指令値（Δτ_mc ^*＝０，Δτ_ms ^*＝０）に近づくように、積分器９４ｈ，９４ｉが動作する。

すると、信号εΔτ_mc，εΔτ_msが小さくなった（共に閾値ＰｕｌＪｕｄ３未満になった）ということは、単相座標変換器３２および単相座標逆変換器３７で座標変換時に使用した周波数と同一の周波数成分が、抑制されている事を意味する。単相座標変換を適用することにより、他の周波数成分の感度は下げられるため、例えば、振動成分に複数の高次成分が含まれていても、対象とする周波数成分（すなわち機械速度ω_rの成分）を抑制できたかどうかを容易に判断できる。このように、信号εΔτ_mc，εΔτ_msは、「電動機（６）または負荷装置（９）の振動量に応じて増減する振動対応量」であり、本変形例は、この振動対応量（信号εΔτ_mc，εΔτ_ms）によって、電動機または負荷の振動を推定しているものである。

（３）上述の変形例以外にも、制御部２にて直接的あるいは間接的に検出可能な値または計算値を用いて、振動状態を推定することができるから、これらの値を用いて振動状態推定器を構成してもよいことは勿論である。例えば、ｄｑ／３φ変換器４から出力される電圧指令値Ｖ_u ^*，Ｖ_v ^*，Ｖ_w ^*の瞬時値と理想的なサインカーブとの差によって振動状態を推定することができ、交流電流検出値Ｉ_u，Ｉ_wの瞬時値とサインカーブとの差によっても振動状態を推定することができる。また、これらによって求められる電動機６の消費電力によっても振動状態を推定することができる。従って、これらの電圧、電流、電力など量は、「電動機（６）または負荷装置（９）の振動量に応じて増減する振動対応量」であり、これら振動対応量によって、電動機または負荷の振動を推定することができる。

（４）上記各実施形態、比較例、変形例における振動状態推定器１７ｂ，１７ｄには、インバータ周波数指令値ω₁を供給したが、該指令値ω₁に代えて、回転速度指令値ω^*を供給してもよい。また、第３実施形態の振動状態推定器１７ｄ（図２７）には、軸誤差Δθ_cが供給されたが、これに代えてインバータ周波数指令値ω₁または回転速度指令値ω^*を供給してもよい。

＜脈動トルク電流指令値作成器の変形例＞
（１）第１実施形態における脈動トルク電流指令値作成器１１（図２０）に代えて、図３２に示す脈動トルク電流指令値作成器１１ｂを適用してもよい。
図２０においては、単相座標変換器３２の前段にスイッチ８２ａが挿入され、振動状態判定フラグＰｕｌＦｌｇの値に応じて、差トルク推定値Δτ_m ^{^}またはゼロ信号の何れかが選択されていた。本変形例においては、比例器９２ｔ，９２ｍの前段にスイッチ８２ｂ，８２ｃが挿入されている。そして、振動状態判定フラグＰｕｌＦｌｇが“０”である場合には、スイッチ８２ｂ，８２ｃにて、減算器９１ｊ，９１ｋの出力信号（上述した信号εΔτ_mc，εΔτ_ms）が選択され、比例器９２ｔ，９２ｍに供給される。

振動状態判定フラグＰｕｌＦｌｇが“０”である場合の脈動トルク電流指令値作成器１１ｂの動作は、比較例２における脈動トルク電流指令値作成器１１ａ（図１４参照）の動作と同様である。すなわち、脈動トルク電流指令値作成器１１ｂからは、差トルク推定値Δτ_m ^{^}をゼロに近づけるような脈動トルク電流指令値Ｉ_qsin ^*が出力され続ける。

一方、振動状態判定フラグＰｕｌＦｌｇが“１”になると、スイッチ８２ｂ，８２ｃにてゼロ信号が選択される。これにより、積分器９４ｈ，９４ｉに供給される信号がゼロ信号になる。これにより、積分器９４ｈ，９４ｉの出力信号すなわち脈動トルク電流指令値正弦成分Ｉ_qsin ^* _sおよび脈動トルク電流指令値余弦成分Ｉ_qsin ^* _cも、一定値に保持される。この結果、周期脈動トルク制御の効き具合を弱くでき、消費電力を抑えることができる。本変形例によれば、振動状態判定フラグＰｕｌＦｌｇが“１”である場合には、単相座標変換器３２や低域通過フィルタ９８ｃ，９８ｄの演算を省略することができるため、演算時間を短縮できるという効果も呈する。

（２）また、第１実施形態における脈動トルク電流指令値作成器１１（図２０）に代えて、図３３に示す脈動トルク電流指令値作成器１１ｃを適用してもよい。
本変形例の脈動トルク電流指令値作成器１１ｃは、比較例２の脈動トルク電流指令値作成器１１ａ（図１４参照）において、積分器９４ｈ，９４ｉと単相座標逆変換器３７との間に振幅位相演算器５１、保持部５２および余弦正弦成分配部５３を挿入したものに等しい。

また、振幅位相演算器５１、保持部５２、余弦正弦成分配部５３は、第３実施形態の脈動トルク電流指令値作成器１１ｅ（図２６参照）に適用されているものと同様である。従って、積分器９４ｈ，９４ｉから積分結果余弦成分Ｉ_qnc ^*，積分結果正弦成分Ｉ_qns ^*が出力されると、これらの値が振幅位相演算器５１において極座標値に変換され、振幅値Ａと位相値θ_kとが出力される。

また、保持部５２は、振動状態推定器１７（図１９参照）から供給される振動状態判定フラグＰｕｌＦｌｇが“０”である限り、これら振幅値Ａと位相値θ_kとをそのまま出力する。そして、振動状態判定フラグＰｕｌＦｌｇが“０”から“１”に立ち上がると、その時点における振幅値Ａと位相値θ_kとが保持部５２に保持され、それ以降は保持された振幅値Ａと位相値θ_kとが出力され続ける。余弦正弦成分配部５３においては、保持部５２から出力された振幅値ＡＤと、位相値θ_kとに基づいて、余弦成分および正弦成分が生成される。単相座標逆変換器３７においては、これら余弦成分および正弦成分に基づいて、差トルク推定値の機械速度成分Δτ_mm ^{^}が合成される。

本変形例と比較例２の脈動トルク電流指令値作成器１１ａ（図１４）とを比較すると、本変形例においては、振動状態判定フラグＰｕｌＦｌｇが“１”になった後は、周期脈動トルク制御の効き具合を弱くでき、これによって消費電力を抑制することができる。また、本変形例によれば、振動状態判定フラグＰｕｌＦｌｇが“１”である場合には、保持部５２の前段までの要素、すなわち単相座標変換器３２、低域通過フィルタ９８ｃ，９８ｄ、積分器９４ｈ，９４ｉ等の演算を省略することができるため、演算時間を短縮できるという効果もある。

（３）第３実施形態の脈動トルク電流指令値作成器１１ｅ（図２６）、あるいは上述した図３３の変形例による脈動トルク電流指令値作成器１１ｃのように、単相座標変換器３２および単相座標逆変換器３７を用いる脈動トルク電流指令値作成器にあっては、さらなる変形が可能である。すなわち、これらの脈動トルク電流指令値作成器において、振動状態判定フラグＰｕｌＦｌｇが“１”になった際、位相値θ_kを所定範囲内に制限するようにしてもよい。位相値θ_kが所定範囲内に制限されると、これによって周期脈動トルク制御の効きが弱くなるため、上述した各実施形態と同様に、消費電力を抑制することができる。

（４）上記各実施形態、比較例、変形例における脈動トルク電流指令値作成器１１，１１ａ〜１１ｅには、インバータ周波数指令値ω₁を供給したが、該指令値ω₁に代えて、回転速度指令値ω^*を供給してもよい。
（５）第３実施形態において、位相固定振幅減少部５５（図２６）は、振幅値ＡＤを段階的に減少させたが、振幅値ＡＤをランプ状に連続的に減少させてもよい。

＜電動機、負荷装置等の変形例＞
（１）上記各実施形態においては、電動機６は回転子６ａに永久磁石を有する永久磁石同期モータを用いた例を説明したが、電動機６として、その他の電動機（例えば、誘導機、同期機、スイッチトリラクタンスモータ、シンクロナスリラクタンスモータ等）を用いることができる。また、電動機６は三相電動機でなくてもよく、例えば二相電動機、その他の多相電動機であってもよい。電動機の種類によっては、電圧指令値演算部３４での演算方法が変わるが、それ以外については各実施形態の構成と同様のものを適用でき、各実施形態と同様の効果を奏することができる。

（２）上記各実施形態においては、電動機６として非突極型のものを採用したため、ｄ軸とｑ軸のインダクタンス値は同一であると仮定し、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*としてゼロを設定した。しかし、電動機６として突極型の電動機を採用してもよい。すなわち、突極型の電動機においては、ｄ軸とｑ軸のインダクタンスに差が生じるから、ｑ軸電流によるトルクの他に、ｄ軸とｑ軸のインダクタンスの差に起因するリラクタンストルクが生じる。その場合、リラクタンストルクを考慮してｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*を設定することにより、同一のトルクを小さいｑ軸電流で発生できる。これにより、消費エネルギーを削減できるという効果を奏する。

（３）上記各実施形態においては、負荷装置９として回転ロータリー型の圧縮機構を用いた例を説明したが、負荷装置９として、ピストンが直線的に動くレシプロ型、あるいは渦巻状の旋回翼からなるスクロール型等の圧縮機構を適用してもよい。それぞれの圧縮方式によって周期的な負荷変動の特性は異なるものの、何れの圧縮方式においても圧縮工程に起因する負荷変動がある。これらの負荷トルク変動特性はそれぞれ異なるが、前述の手段を備えるモータ制御装置は圧縮機構が異なる場合にも同様に適用でき、何れにおいても上記各実施形態と同様の効果を奏する。

（４）上記各実施形態においては、負荷装置９として圧縮機を適用した例を説明したが、負荷装置９として、周期的に変動する負荷トルク特性を有する他の流体機械（例えばポンプ）を採用でき、その場合も上記実施形態と同様の効果を奏する。

（５）上記各実施形態において、電動機６のシャフト５０２は、クランクシャフト５０３を介して圧縮機構部５００のロータリーピストン５０１に接続されていた。そのため、圧縮機３０２としての一連の工程は電動機６の機械角１周期となり、その結果、負荷トルクの変動も機械角１周期であった。しかし、例えば電動機６のシャフトとクランクシャフト５０３の間に、ギア等の変速機構を追加してもよい。この場合、負荷トルクの変動は、機械角１周期の所定値倍（この所定値は、整数であると整数ではない場合がある）で変動するが、負荷トルクの変動周期が予め分かっているため、上記各実施形態と同様の内容を適用可能であり、同様の効果を奏する。

（６）上記各実施形態においては、電動機６と負荷装置９との間の動力伝達は、図３(a)，(b)に示したように機械的な接続により実現されていた。しかし、潤滑油の給油の構成や、圧縮あるいは搬送対象（例えば有害ガス）によっては、磁気的に接続された機構を含めることで、電動機６と負荷装置９とを隔離し、安全性やメンテナンス性を高めてもよい。

＜その他各部の変形例＞
（１）上記各実施形態においては、図９に示すトルク電流指令値作成器１０によってトルク電流指令値Ｉ_tq ^*を生成したが、トルク電流指令値Ｉ_tq ^*は図示せぬ上位制御系等から得てもよい。

（２）上記各実施形態においては、制御軸上で電圧や電流を制御したが、実際に電動機６に印加される電圧の振幅と位相を調整して電動機６を制御してもよい。また、上記各実施形態においては、制御軸上のｄ軸，ｑ軸電流指令値Ｉ_d ^*，Ｉ_q ^*に基づいてｄ軸，ｑ軸電圧指令値Ｖ_d ^*，Ｖ_q ^*を求め（図７参照）、ｄ軸，ｑ軸電圧指令値Ｖ_d ^*，Ｖ_q ^*に基づいて三相の電圧指令値Ｖ_u ^*，Ｖ_v ^*，Ｖ_w ^*を求めていた。しかし、ｄ軸，ｑ軸電流指令値Ｉ_d ^*，Ｉ_q ^*に基づいて、三相の電流指令値を求め、この三相の電流指令値に基づいて三相の電圧指令値Ｖ_u ^*，Ｖ_v ^*，Ｖ_w ^*を求めてもよい。

（３）上記各実施形態においては、直流電圧源２０に対してシャント抵抗器２５を直列に接続したが、他にスイッチング素子２２を保護する手段を講じた場合等は、シャント抵抗器２５を省略することもできる。

（４）上記各実施形態においては、電力変換回路５から電動機６に供給される電流を電流検出部７によって直接的に検出したが、この電流検出部７に代えてシングルシャント電流検出方式の電流検出部を採用してもよい。シングルシャント電流検出方式とは、例えばシャント抵抗器２５の電圧降下を測定することによって直流電圧源２０の出力電流を測定し、交流側の電流を求めるものである。これは、電力変換回路５の各相の交流電流と同等の電流がシャント抵抗器２５に流れることを利用している。シャント抵抗器２５に流れる電流は時間的に変化するため、ドライブ信号２４ａ〜２４ｆが変化するタイミングを基準に適切なタイミングで電流検出するとよい。

（５）上記各実施形態において、制御部２はマイクロコンピュータやＤＳＰ等の半導体集積回路（演算制御部）によって構成したが、各実施形態の構成、機能、処理部、処理手続き等は、それらの一部または全部を、例えばＡＳＩＣ(特定用途向けＩＣ)等のハードウェアによって実現しても良い。また、マイクロコンピュータやＤＳＰ等の半導体集積回路を用いる場合には、これらに適用されるプログラムを記憶媒体に格納して頒布し、あるいは伝送路を通じて頒布してもよい。

１，１ａ，１ｂ モータ制御装置
２，２ａ，２ｂ 制御部
３ 電圧指令値作成器
４ ｄｑ／３φ変換器４（逆座標変換部）
５ 電力変換回路
６ 電動機
７ 電流検出部
８ ３φ／ｄｑ変換器（座標変換部）
９ 負荷装置
１０ トルク電流指令値作成器
１１，１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄ，１１ｅ 脈動トルク電流指令値作成器（ドライブ信号決定部）
１２ 軸誤差演算器
１３ ＰＬＬ制御器
１６ 脈動トルク推定器
１７，１７ｂ，１７ｃ，１７ｄ 振動状態推定器（振動状態推定部）
２０ 直流電圧源
２１ インバータ
２２ スイッチング素子
２３ ゲートドライバ回路
３２ 単相座標変換器
３３ ＰＷＭ信号作成器
３４ 電圧指令値演算部（ドライブ信号決定部）
３７ 単相座標逆変換器
４０ 位置推定部
５０ 任意周波数成分抑制器（第１の周期脈動トルク制御部）
５０ｃ 任意周波数成分抑制器（第２の周期脈動トルク制御部）
５１ 振幅位相演算器
５２ 保持部
５３ 余弦正弦成分配部
５４ 指令値切替器（選択部）
５５ 位相固定振幅減少部
８０ａ〜８０ｄ ピークホールド部
８１ａ，８１ｂ，８１ｃ，８１ｄ 比較器（振動判定部）
８２ａ，８２ｂ，８２ｃ スイッチ
３００ 空気調和機
３０１ モータ制御装置
３０２ 圧縮機
３０３ 室内機
３０４ 室外機
３０５ 配管
３０６ 室内熱交換器
３０７ 送風機
３０８ 室外熱交換器
３０９ 送風機
３１０ 配線ケーブル
５００ 圧縮機構部
５００ 回転ロータリー型圧縮機構部（圧縮機構部）
５０１ ロータリーピストン
５０２ シャフト
５０３ クランクシャフト
５０４ シリンダ
５０５ 吸込み口
５０６ ベーン
５０７ 吐出口
５０８ 吸込みパイプ
５０９ 吐出パイプ
５１０ 軸受け
５１１ 密閉容器（収納容器）
５１２ バランスウェイト
Ｔｈ１ 許容値（第１の閾値）
Ｔｈ２ 許容値（第２の閾値）

Claims (11)

1. 直流電圧を交流電圧に変換し、負荷装置に接続された電動機を前記交流電圧によって駆動する電力変換回路と、
   前記電力変換回路を駆動するドライブ信号を出力する制御部と
   を備え、前記制御部は、
   前記電動機または前記負荷装置の振動量に応じて増減する振動対応量に基づいて、前記電動機または前記負荷装置の振動状態を推定する振動状態推定部と、
   前記振動対応量に基づいて前記ドライブ信号を決定するドライブ信号決定部と
   を有することを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記振動状態推定部は、
   前記振動対応量が所定の閾値以上であるか否かを判定する振動判定部
   をさらに有することを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記負荷装置は、前記電動機の機械角一周期の所定値倍の長さを有する脈動周期で負荷トルクが変動するものであり、
   前記ドライブ信号決定部は、前記振動対応量が前記閾値以上である場合に、前記負荷トルクに起因する前記電動機の回転速度の変動を抑制する周期脈動トルク制御を行う
   ことを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
4. 前記ドライブ信号決定部は、
   前記回転速度が所定のトルク制御許容速度範囲内であり、かつ、前記振動対応量が前記閾値以上である場合に前記周期脈動トルク制御を行う一方、前記回転速度が前記トルク制御許容速度範囲から外れると、前記周期脈動トルク制御を停止する
   ことを特徴とする
   行うことを特徴とする請求項３に記載のモータ制御装置。
5. 前記電動機は多相電動機であり、
   前記電力変換回路から前記電動機に印加される多相電圧または前記電動機に供給される多相電流を、回転座標における値に変換する座標変換部と、
   前記回転座標における値を前記多相電流または前記多相電流に変換する逆座標変換部と
   をさらに有し、
   前記ドライブ信号決定部は、前記負荷トルクに起因する前記電動機の回転速度の変動をフィードバック制御するとともに、前記振動対応量が前記閾値未満になると、前記回転座標における値の位相または振幅のうち少なくとも一方を固定する
   ことを特徴とする請求項３に記載のモータ制御装置。
6. 前記ドライブ信号決定部は、
   第１のパラメータの変動を抑制することにより、前記負荷トルクに起因する前記電動機の回転速度の変動を抑制する第１の周期脈動トルク制御部と、
   第２のパラメータの変動を抑制することにより、前記負荷トルクに起因する前記電動機の回転速度の変動を抑制する第２の周期脈動トルク制御部と、
   前記振動対応量または前記回転速度に基づいて、前記第１の周期脈動トルク制御部または前記第２の周期脈動トルク制御部のうち何れか一方を選択する選択部と
   を有することを特徴とする請求項５に記載のモータ制御装置。
7. 前記振動対応量は、前記回転速度の変動幅、前記電動機に供給される電流の振幅値の変動幅、前記電動機に印加される電圧の振幅値の変動幅、前記電動機に供給される電力の振幅値の変動幅、または前記電動機若しくは前記負荷装置に生じる振動振幅の推定値のうち、何れか一または複数の値である
   ことを特徴とする請求項６に記載のモータ制御装置。
8. 前記第１の周期脈動トルク制御部は、前記回転速度の変動幅が小となるように、前記電動機に供給される電流の振幅値を制御するものであり、
   前記第２の周期脈動トルク制御部は、前記電動機に供給される電流の振幅値の変動が小となるように、前記電動機に供給される電流の振幅値を制御するものであり、
   前記選択部は、
   前記振動対応量が第１の閾値未満であれば、周期脈動トルク制御を停止し、
   前記振動対応量が第１の閾値以上であって第２の閾値未満であれば、前記第２の周期脈動トルク制御部を選択し、
   前記振動対応量が第２の閾値以上であれば、前記第１の周期脈動トルク制御部を選択する
   ことを特徴とする請求項７に記載のモータ制御装置。
9. 請求項１に記載のモータ制御装置と、
   前記モータ制御装置に駆動された電動機と、
   前記電動機に接続された圧縮機構部と、
   前記電動機と前記負荷装置とを収納する収納容器と
   を有することを特徴とする圧縮機。
10. 請求項９に記載の圧縮機と、
    前記圧縮機に接続された室内熱交換器と、
    前記圧縮機および前記室内熱交換器に接続された室外熱交換器と、
    を有することを特徴とする空気調和機。
11. 直流電圧を交流電圧に変換し、負荷装置に接続された電動機を前記交流電圧によって駆動する電力変換回路と、コンピュータを有し前記電力変換回路を駆動するドライブ信号を出力する制御部とを備えるモータ制御装置に適用されるプログラムであって、前記コンピュータを
    前記電動機または前記負荷装置の振動量に応じて増減する振動対応量に基づいて、前記電動機または前記負荷装置の振動状態を推定する振動状態推定部、
    前記振動対応量に基づいて前記ドライブ信号を決定するドライブ信号決定部、
    として機能させるためのプログラム。