WO2010024194A1 - 電動機の脈動抑制装置 - Google Patents

電動機の脈動抑制装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2010024194A1
WO2010024194A1 PCT/JP2009/064630 JP2009064630W WO2010024194A1 WO 2010024194 A1 WO2010024194 A1 WO 2010024194A1 JP 2009064630 W JP2009064630 W JP 2009064630W WO 2010024194 A1 WO2010024194 A1 WO 2010024194A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
pulsation
compensation current
torque
compensation
value
Prior art date
Application number
PCT/JP2009/064630
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
裕吾 只野
岳夫 秋山
昌克 野村
Original Assignee
株式会社明電舎
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社明電舎 filed Critical 株式会社明電舎
Priority to JP2010526678A priority Critical patent/JP5088413B2/ja
Publication of WO2010024194A1 publication Critical patent/WO2010024194A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/05—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for damping motor oscillations, e.g. for reducing hunting
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
    • H02P29/02—Providing protection against overload without automatic interruption of supply
    • H02P29/032—Preventing damage to the motor, e.g. setting individual current limits for different drive conditions

Definitions

  • the present invention relates to an apparatus for suppressing torque pulsation or the like generated due to the structure of an electric motor in an electric motor torque control apparatus.
  • the motor Since the motor has structural magnetic flux distortion and cogging torque, it generates torque pulsation that contributes to vibration and noise according to the rotation.
  • the mechanical resonance point and the torque pulsation frequency component coincide with each other, generating an excessive shaft torsion torque, which adversely affects operating characteristics and damages the system. There is a danger of.
  • the torque pulsation generated in the motor is complicatedly related to various factors such as the magnetic imperfection of the motor structure, the response / current error of the inverter that drives the motor, and the characteristics of the mechanical system.
  • the pulsation cycle of the motor it has been found that it occurs mainly depending on the rotor position, and a method for generating a compensation signal repeatedly considering this as a periodic disturbance has been conventionally considered.
  • a block configuration of this method is shown in FIG. 17, and a tension control device that obtains a current command Is in the PI control unit according to the deviation between the tension command Ts and the detection signal Tf and controls the current of the motor M by the current control unit ACR.
  • the sine term coefficient and cosine term coefficient of the pulsation included in the tension detected by the tension sensor are calculated, the deviation between these and the command value “0” is obtained by PI control, and these are converted into a sine wave signal and a cosine wave signal. This is converted and added as a sine wave and cosine wave correction value of the current command.
  • Patent Document 1 the torque pulsation of the frequency component can be suppressed by performing PI control so that the two Fourier coefficients are both zero.
  • Patent Document 1 does not propose a method for adjusting a PI control parameter, and is limited to application to a simple system that does not require strict parameter adjustment. For example, if a torque pulsation suppressing device in which the PI control parameter is not adjusted is applied to a multi-inertia system, overcompensation is caused at the mechanical resonance point, or unstable vibration is caused.
  • the embedded magnet type synchronous motor is a high-efficiency electric motor that can effectively utilize not only the torque by the permanent magnet but also the reluctance torque using magnetic anisotropy.
  • both magnet torque pulsation and reluctance torque pulsation occur in a composite manner.
  • Patent Document 1 describes only superimposing the pulsation compensation current on the current command value, and touches on the problem that the reluctance torque of the embedded magnet synchronous motor and the pulsation of the magnet torque interfere with each other due to the compensation current.
  • vector control is performed with the dq axes subjected to rotational coordinate conversion. Therefore, in the case of an embedded magnet synchronous motor, torque pulsation cannot always be optimally suppressed, and other frequency components may be adversely affected.
  • An object of the present invention is to provide a pulsation compensation signal in a pulsation suppression device that detects a torque pulsation component or the like in the form of a Fourier coefficient and obtains a pulsation compensation signal by controlling a PI controller that sets the magnitude of the Fourier coefficient to “0”. It is an object of the present invention to provide a pulsation suppression device for an electric motor that can reliably and easily learn a pulsation compensation signal while performing stable control while preventing overcompensation, unstable vibration, and interference due to the above.
  • the present invention performs Fourier transform on the torque of an electric motor driven by an inverter, detects a pulsation component of an arbitrary frequency in the form of two Fourier coefficients, and pulsation by detecting these two Fourier coefficients.
  • the suppression learning control system is configured with a complex vector plane so as to obtain the pulsation compensation current, and has the following configuration.
  • a pulsation detection value of an electric motor driven by an inverter is Fourier transformed, a pulsation component of an arbitrary frequency is detected in the form of two Fourier coefficients, and learning control is performed by a learning controller to suppress the pulsation, and vector control is performed.
  • the pulsation suppressing device for an electric motor that suppresses the pulsation by superimposing the learned pulsation compensation current on both the d-axis current command value or the q-axis current command value or the d-axis q-axis current command value of the rotating coordinate system in
  • the pulsation suppression learning control system based on the detection of the two Fourier coefficients is configured by a complex vector plane, and has means for obtaining the pulsation compensation current.
  • the means for obtaining the pulsation compensation current is expressed as a complex vector using the frequency characteristic of the system to be controlled or the system identification result on the complex vector plane, and two Fouriers are obtained from the pulsation compensation current and the motor drive system.
  • a decoupling control element for decoupling the real part and the imaginary part of the complex vector based on the interference term of the coefficient is provided.
  • the means comprises a PID controller as a learning controller, obtains a compensation current from the output of the PID controller through the non-interacting control element, and sets the gain of the PID controller to a desired closed-loop response. It is characterized by having learning control means arranged in a pole.
  • a low frequency pass filter having an initial value of 0 is inserted in the output stage of the learning controller, and is poled so as to obtain a desired closed-loop response. Means is provided for preventing the occurrence of overshoot.
  • the learning controller has a control gain automatic adjustment means for adjusting and automatically adjusting the gain of the learning controller in accordance with the rotational speed of the motor.
  • the present invention is characterized in that there is provided means for setting a response frequency of the learning controller in accordance with a Fourier transform period.
  • the learning controller is provided with means for applying different frequency components, parallelizing them, and simultaneously suppressing torque pulsations of a plurality of frequency components.
  • the pulsation component is a detected value of shaft torque of the motor, and suppresses pulsation of shaft torque of the motor.
  • the pulsation component is a pulsation component of the frame of the electric motor, and suppresses the pulsation of the frame of the electric motor.
  • the pulsation component is a pulsation component of the rotation speed detection value or the rotation position detection value of the electric motor, and suppresses the pulsation of the speed of the electric motor or the pulsation of the rotation position.
  • the pulsation component is a pulsation component of the electric current of the electric motor, and suppresses the pulsation of the electric current of the electric motor.
  • the amplitude M and the phase ⁇ of the torque ripple compensation current i qc * learned in the steady operation state (steady torque command / steady rotation speed) designated when the torque ripple suppression control is executed by the controller are used as the torque command T ref *
  • an amplitude / phase compensation table for generating a two-dimensional amplitude table and a phase table with the rotational speed ⁇ as a variable
  • the pulsation detection value T det in the operating state of the motor is Fourier-transformed, the pulsation component having the same frequency as the table compensation current i qct * is detected in the form of two Fourier coefficients, and the compensation current amplitude is set to zero.
  • Torque ripple suppression control means for obtaining a command value M * and a compensation current phase command value ⁇ * ;
  • the amplitude M and phase ⁇ at that time are read out from the amplitude / phase compensation table from the torque command T ref * and the rotational speed ⁇ in the operating state of the motor, and the amplitude M and phase ⁇ and the compensation current amplitude command value are read out.
  • Torque ripple suppression control means for obtaining a Fourier coefficient B * ;
  • the Fourier coefficient table values A and B at that time are read from the Fourier coefficient compensation table from the torque command T ref * and the rotational speed ⁇ in the operating state of the electric motor, and these Fourier coefficient table values A and B, and the compensation current A synthesis means for synthesizing the cosine Fourier coefficient A * and the compensation current sine Fourier coefficient B * to generate a compensation current cosine Fourier coefficient synthesis value A ′ and a compensation current sine Fourier coefficient synthesis value B ′;
  • the compensation table, the synthesizing means, the torque ripple suppression control means, and the compensation current generating section individually generate the amplitude M and the phase ⁇ or the Fourier coefficient with a plurality of order components, and generate the compensation current by combining these orders.
  • a means for generating is provided.
  • FIG. 1 is a schematic diagram of a system identification device in Embodiment 1.
  • FIG. 1 is a schematic diagram of a system identification device in Embodiment 1.
  • FIG. 6 is a configuration diagram of non-interference control in the second embodiment.
  • control block diagram after non-interference.
  • FIG. 10 is a block diagram of non-interference control in the fourth embodiment.
  • the block diagram of a primary low-pass filter is the block diagram of a primary low-pass filter.
  • FIG. 6 is an IP control waveform diagram according to the third and fourth embodiments.
  • FIG. 10 is a configuration diagram of non-interference control in the sixth embodiment.
  • FIG. 10 is a configuration diagram of non-interference control in the seventh embodiment.
  • FIG. 10 is a configuration diagram of non-interference control in the eighth embodiment.
  • FIG. 1 The block diagram of the non-interacting control in Embodiment 9.
  • FIG. 1 The block diagram of the non-interacting control in Embodiment 9.
  • FIG. 18 is a configuration diagram of non-interference control in the tenth embodiment.
  • FIG. 11 The block diagram of the torque control apparatus of the electric motor in Embodiment 11.
  • FIG. 11 The block diagram of the torque control apparatus of the electric motor in Embodiment 11.
  • FIG. 1 The block diagram of the torque control apparatus of the electric motor in Embodiment 12.
  • FIG. 1 The block diagram of the torque control apparatus of the electric motor in Embodiment 12.
  • FIG. 13 The block diagram of the torque control apparatus of the electric motor in Embodiment 13.
  • FIG. 13 The block diagram of the torque control apparatus of the electric motor in Embodiment 13.
  • FIG. 14 The block diagram of the torque control apparatus of the electric motor in Embodiment 14.
  • FIG. 14 The block diagram of the torque control apparatus of the electric motor in Embodiment 14.
  • FIG. 1 shows a configuration of a torque control device for an electric motor according to the present invention.
  • An electric motor 1 that is a generation source of torque pulsation and some load device 2 are coupled by a shaft 3, and the shaft torque is measured by a torque meter 4 and input to a controller 5.
  • the rotor position information of the electric motor is input using a rotational position sensor 6 such as a rotary encoder.
  • the controller 5 is equipped with torque pulsation suppression means, and gives the inverter 7 a command value obtained by adding a torque pulsation compensation current to the current command value generated based on the torque command value (or speed command value).
  • FIG. 1 shows a configuration of a torque control device for an electric motor according to the present invention.
  • An electric motor 1 that is a generation source of torque pulsation and some load device 2 are coupled by a shaft 3, and the shaft torque is measured by a torque meter 4 and input to a controller 5.
  • the rotor position information of the electric motor is input using a
  • the controller 5 detects the torque pulsation from the torque detection value by the shaft torque meter 4, but this form is only an example, frame vibration detection by an acceleration sensor installed in the frame, rotation speed / position fluctuation detection by an encoder or the like. Alternatively, it can be replaced with current pulsation detection by a current sensor to suppress motor shaft pulsation, motor frame pulsation, motor speed pulsation or rotational position pulsation, and motor current pulsation. is there.
  • the torque pulsation of the three-phase motor is mainly a frequency 6 ⁇ n times the electrical rotation fundamental frequency (n is a positive integer: hereinafter, the 6-fold component is expressed as 6f, the 12-fold component is expressed as 12f, etc.) It is also known that the component becomes large. In addition, 1f and 2f torque pulsations may appear due to incompleteness of the inverter. Further, in a system in which axial torsional resonance can occur as shown in FIG. 1, a pulsation component close to the mechanical resonance point appears after amplification.
  • the torque pulsation in which these various frequency components are mixed is extracted based on Fourier transform. That is, the Fourier transform for each arbitrary order is performed on the detected value T det of the shaft torque meter 4 in FIG. 1 using the motor rotor phase ⁇ .
  • the Fourier series is defined by the following equation. ⁇ represents an electrical angular frequency, and Tr represents one cycle of a pulsating component that is arbitrarily defined.
  • Equation 2 the Fourier coefficients T An and T Bn expressed by Equation 2 above output a direct current value if the motor rotation speed and the pulsation component that is a periodic disturbance are constant in an arbitrary period. If some control is given and both of these coefficients are zero and steady, it means that the torque pulsation of the frequency component is suppressed.
  • a PI control system in which the target value is set to 0 is considered, and a learning control method is proposed so that the Fourier coefficients of the torque pulsation components are both 0.
  • This method is similar to FIG. 17 in Patent Document 1 described above, but in the present invention, as shown in FIG. 2, the method of Patent Document 1 is extended to a vector control system, and the divergence prevention processing of a multi-inertia system is performed. Further, the torque pulsation is suppressed with high accuracy by compensating the torque pulsation in a learning manner based on the actual inverter drive device and the shaft torque feedback signal.
  • the sine / cosine wave generator 11 sets the rotor phase angle ⁇ of the motor and the order n of the pulsating component to be suppressed, and generates a sine / cosine wave having a reference frequency.
  • the sine / cosine wave and an arbitrary Fourier transform period Tr are set, and the torque detection value T det is Fourier transformed based on Equation 2 to calculate n-order Fourier coefficients T An and T Bn .
  • the two PI controllers 13A and 13B are controlled so that the Fourier coefficients of these pulsation components become the target value 0 (that is, the pulsation is suppressed).
  • the configuration method of the PI controller is arbitrary, and outputs I An and I Bn for controlling the Fourier coefficient of torque pulsation to 0 are directly used as the Fourier coefficients of the compensation current signal, and multiplied by the same sine / cosine wave as the Fourier transform unit.
  • Multipliers 14A and 14B respectively perform inverse transformation. That is, it is restored as a compensation current signal having a time waveform. The restored torque pulsation compensation current is superimposed on the d-axis or q-axis current command value of the vector control inverter 16.
  • the command value conversion unit 15 includes a command value conversion table that realizes maximum torque control.
  • the inverter 16 is a general motor driving device that realizes current vector control in the d-axis and the q-axis obtained by rotating coordinate conversion from three phases, and drives the motor load 17.
  • the mechanical system having the device configuration as shown in FIG. 1 is regarded as a two-inertia system including the electric motor 1 and the load device 2, the detected shaft torque has a resonance point depending on the mechanical characteristics, and an arbitrary operation The gain and phase characteristics change suddenly at the point. Therefore, if feedback learning control is performed while the mechanical characteristics are unknown, there may be a case where the pulsation is compensated in the divergence direction instead of simply being stable.
  • pulsation compensation is performed using the time until the response of the PI control output (Fourier coefficient of compensation current) settles to a steady value as the learning time.
  • the Fourier coefficients I An and I Bn of the current are recorded in the memory 19 through a low frequency pass filter (LPF) 18.
  • LPF low frequency pass filter
  • the RMS evaluation & gain adjuster 21 evaluates the amplitude value of the pulsation component using the root mean square of the Fourier coefficient of the torque pulsation detection value: RMS (Formula 3), discriminates the divergence / convergence condition, and determines the learning time is doing.
  • the RMS evaluation & gain adjuster 21 is a combination of the polarities of the two proportional gains of the PI controllers 13A and 13B when the RMS evaluation value is in the direction of divergence and the torque pulsation learning control system becomes unstable. Thus, a search is made and adjusted for a combination in the convergence direction, thereby responding to fluctuations in the gain / phase characteristics of the multi-inertia system.
  • this PI controller it is a simple adjustment method that gradually increases or decreases the adjustment amount after seeing the convergence of the torque pulsation evaluation value, but the adjustment time and learning time become longer There is.
  • the initial value is set small, the learning delay becomes remarkable, and it is difficult to determine the convergence.
  • the initial value is too large, it becomes divergent and oscillating, and in the worst case, the search for the convergence condition itself may be difficult.
  • the process starts by grasping in advance the frequency characteristics of the motor drive device.
  • grasping frequency characteristics and system identification There are various methods for grasping frequency characteristics and system identification. However, since these are known general techniques, the present embodiment is not limited to specific methods.
  • FIG. 3 in an arbitrary steady operation state of a system in which the inverter 16 and the motor load 17 are operated with a current command generated by the torque command value conversion unit 15, the system identification device 22 generates a white noise signal as a torque.
  • a pulsation compensation current i qc is superimposed on the torque current command value (FIG. 3 is superimposed on the q-axis current, but it may be the d-axis or both).
  • System input / output data is obtained using the detected shaft torque value T det at that time as a system output signal.
  • the frequency response is spectrum-analyzed from the input / output time series data, and the frequency transfer function from the torque pulsation compensation current command value to the detected shaft torque value is obtained.
  • the transfer function is expressed by a set of complex vectors as in the following Expression 4.
  • the elements of the set correspond to complex vectors indicating gain / phase characteristics at each frequency.
  • m ⁇ 0, 1, 2, 3,..., 4999, 5000 ⁇
  • a spectrum analysis result or a system identification result is applied to each element (frequency component). Since the gain / phase characteristic of the system for each frequency component can be expressed by a complex vector on a complex plane, it can be expressed as Equation 4.
  • torque pulsation of an arbitrary frequency component can be extracted by using Fourier transform.
  • Equation 2 since the two Fourier coefficients are orthogonal, if the complex vector of Equation 4 above is used focusing on the system state of an arbitrary frequency component, torque pulsation suppression learning using the Fourier coefficient is performed.
  • the control system can be constructed in a complex vector space.
  • Equation 5 and FIG. 4 below show the torque pulsation compensation current and the characteristics of the identification system in a complex vector space.
  • the identification system of Formula 4 and the phase reference of the Fourier coefficient and the definition of the delay / leading direction are unified.
  • FIG. 5 is an example of the configuration, and a non-interacting control element 24 is inserted in the previous stage of the actual system 23.
  • the non-interacting control element 24 shown in FIG. 5 is added so as to cancel the influence of the interference term.
  • the non-interacting control element 24 replaces Equation 6 as Equation 7 below, where the real part T An of the torque pulsation is the real part I An of the pulsation compensation current and the imaginary part T Bn is the real part I of the pulsation compensation current. It becomes possible to separate by the relational expression of Bn .
  • the real part control system and the imaginary part control system are independent and have exactly the same control configuration.
  • Embodiment 2 since the torque pulsation Fourier coefficient after Fourier transform and the compensation current can be made non-interfering in the complex vector space, a controller is constructed using this.
  • the controller uses general PID control as in the conventional system shown in FIG. Although there are various types of PID control, in this embodiment, description will be made using proportional precedence type IP control as an example.
  • the configuration method of the PID controller is arbitrary, and can be similarly configured in other cases.
  • FIG. 6 is a control block diagram focusing only on the torque pulsation component, and a transfer function G for interpolating the non-interacting control element 24 to the IP controller 26 and extracting frequency components by the Fourier transform units 25A and 25B.
  • the non-interfering output through the FT is used as a feedback signal.
  • target values T An * and T Bn * of two Fourier coefficients are normally 0, and are set so as to suppress pulsation of the frequency components.
  • the detected values T An and T Bn of the Fourier coefficient are detected through the real system and the Fourier transform response as shown in Equation 7.
  • the target value and the detected value are input to a proportional precedence type IP controller as shown in FIG.
  • the output of the IP controller is output as the Fourier coefficient of the pulsation compensation current, but the influence of the interference term is removed using the non-interacting control element of the first embodiment.
  • I qc obtained by restoring the torque pulsation compensation current into a complex vector is superimposed on the q-axis current command value with a time-axis waveform, and the motor load is driven via the vector control inverter.
  • the torque pulsation component is detected as a periodic disturbance, the pulsation component included in the shaft torque T sn is extracted by Fourier transform and separated into a real part T An and an imaginary part TBn in the complex vector space. Feedback to the IP control system.
  • a Fourier coefficient learning control system can be constructed in a complex vector space.
  • Equation 8 the Fourier transform response transfer function G FT is approximated by a simple first-order lag system expressed by the following Equation 9.
  • w f is the Fourier transform response frequency [rad / s]
  • the learning control system can be designed with an arbitrary pole arrangement.
  • Formula 8 is a pole arrangement that matches a binomial coefficient standard system model.
  • pole placement methods such as the Butterworth standard system, which can be calculated in the same way.
  • Formula 8 is a quadratic system
  • model matching is performed with a secondary binomial coefficient standard system shown in Formula 10 below.
  • w c is a learning control response frequency [rad / s], and a desired value is arbitrarily set under conditions that do not exceed the Fourier transform response frequency w f .
  • the coefficients 8 and 10 are compared with each other to obtain the proportional gain K p and the integral gain K i as follows.
  • Equation 11 As described above, if P Am , P Bm, Fourier transform response frequency w f , and desired learning control response frequency w c previously obtained by system identification are substituted into Equation 11, the control gain can be uniquely determined. Therefore, torque pulsation suppression control is started using this as the nominal initial value of the learning control system.
  • the learning control method may be fine-adjusted while determining the convergence of the torque pulsation evaluation value of Equation 3, but if the system identification result is obtained to a certain degree of accuracy, the initial value is maintained with little adjustment. Sufficient suppression is possible.
  • the response of the non-interfering closed loop system can be approximated to a desired pole arrangement based on the system identification result, so that the control gain adjustment time of the learning control system is unnecessary or significantly reduced. can do.
  • the proportional preceding path of the IP control since the proportional preceding path of the IP control is directly connected to the control output to form a compensation current, the Fourier coefficient (DC value) of the torque pulsation detection value immediately before the start of suppression Has some value via a proportional gain. Therefore, the compensation current value changes stepwise at the moment when the suppression control is started.
  • the latter-stage non-interacting control is also related, depending on the controller characteristics at that time, the above-mentioned inverse response problem occurs in a stepwise manner, causing a temporary excessive torque.
  • a low frequency pass filter (low pass filter) is inserted in the output stage of the IP learning control system.
  • the initial value of the integrator used for the low-pass filter is set to 0, and is always reset before the start of suppression to maintain the initial value.
  • a low-pass filter with an initial value of 0 enters the proportional preceding path, and the stepwise reverse response that causes excessive torque is suppressed at the suppression start timing.
  • FIG. 8 shows a control configuration diagram after the non-interference of the present embodiment.
  • a first-order low-pass filter serving as a transfer function of G LPF1 shown in the following Expression 12 is added to the IP control output stage.
  • w L is the cut-off frequency of the low-pass filter [rad / s]
  • Equation 13 The closed-loop transfer function at this time is expressed by the following Equation 13.
  • Equation 15 the proportional gain, the integral gain, and the cutoff frequency of the low-pass filter are expressed by Equation 15.
  • w c is a learning control response frequency [rad / s], and a desired value is arbitrarily set under conditions that do not exceed the Fourier transform response frequency w f .
  • w L must be a positive frequency, w c > w f / 3.
  • the proportional gain, the integral gain, and the low-pass filter cutoff frequency can be varied adaptively. Moreover, according to the present embodiment, it is possible to adaptively determine the learning control parameter based on Expression 15, and it is possible to improve the response at the start of torque pulsation suppression.
  • a low-pass filter is inserted into the output of the IP controller, and the closed-loop characteristic of the third-order system is redesigned.
  • the present embodiment provides a technique for improving the reverse response at the start of suppression while maintaining the secondary closed-loop characteristics of Equations 8 and 10 without increasing the order.
  • FIG. 9 is a control configuration diagram of the present embodiment.
  • G LPF2 in FIG. 9 is a low-pass filter that functions only at the start of torque pulsation suppression, and after starting the torque pulsation suppression control, switches to a path that does not go through the low-pass filter.
  • FIG. 10 shows a configuration example when a primary low-pass filter is used. Has a switching mechanism synchronized with the suppression start signal. Before the start of suppression, the Fourier coefficient (DC value) of the torque pulsation detection value is input to the low-pass filter, so that the low-pass filter output and the torque pulsation detection value are almost the same in the steady state, and the deviation obtained by adding or subtracting them. Is 0. This deviation 0 becomes the initial value of the output at the start of suppression.
  • the switch is switched and the input of the low-pass filter becomes zero. Since the integrator of the low-pass filter uses the torque pulsation value immediately before the start of suppression as an initial value, the value gradually approaches 0 according to the response frequency w L characteristic. As a result, the deviation output at the rear stage gradually approaches the value of the torque pulsation detection value from the initial value 0. Eventually, the low-pass filter output becomes 0, and the torque pulsation detection value becomes a path that directly leads to the output.
  • 9 and 10 can be used to suppress excessive torque due to a reverse response by giving a low-pass filter characteristic only at the start of torque pulsation suppression without increasing the order of the control system.
  • FIG. 11 shows the improvement effect obtained by applying the third and fourth embodiments.
  • (A) of the same figure shows each part waveform by normal IP control, and (b) shows each part waveform of IP control with filter according to the method of the third and fourth embodiments.
  • the waveforms are a shaft torque detection value, a Fourier coefficient extracted value of torque pulsation (for example, a 12th order pulsation component), a compensation current command value (12th order compensation component), and an amplitude evaluation value of torque pulsation (Formula 3).
  • the shaft torque pulsation component increases instantaneously at the start of suppression in the normal IP control method.
  • the compensation current also causes reverse response and overshoot.
  • the shaft torque pulsation is smoothly suppressed, and the compensation current does not generate a reverse response or an overshoot.
  • P Am and P Bm obtained by system identification are components depending on the frequency. That is, it is necessary to read one element (one-dimensional complex vector) of the corresponding frequency component from the system P sys (Equation 4) recorded as a set of complex vectors representing the system response according to the rotation speed and the compensation order. There is. If the rotational speed fluctuates, for example, the system gain and phase characteristics fluctuate greatly in the vicinity of the mechanical resonance point.
  • P Am and P Bm in Expression 11 are changed according to the rotation speed.
  • P Am and P Bm in Expression 15 can be changed according to the rotation speed.
  • the system identification result is read out in accordance with the speed fluctuation, so that even if the system characteristics fluctuate greatly near the resonance point or the like, the error of the pole arrangement of the closed loop system and the non-interacting control is reduced, Torque pulsation suppression control can be maintained.
  • the Fourier transform can be calculated with a fixed period, but in the case of an electric motor, periodic torque pulsation synchronized with the rotation is generated. Therefore, it is desirable to change the period of the Fourier transform in accordance with the rotational speed. .
  • the Fourier transform cycle is also adapted to the rotation speed.
  • the Fourier transform response frequency w f approximated by Equation 9 is also changed in accordance with the rotational speed.
  • the learning control response frequency w c cannot in principle give a response performance higher than the Fourier transform, w c is similarly adapted to the rotation speed.
  • the torque pulsation extraction performance can be improved at each speed, and the learning control parameter expressed by Expression 11 also has a desired closed-loop response. Can be adjusted automatically.
  • FIG. 13 shows a configuration diagram of this embodiment.
  • 29 1 to 29 n are control elements for suppressing the pulsation component according to the first order to the nth order of the Fourier series, and the compensation current signals i qc1 to i qcn by these are superposed on each other by the adder 30 to generate the torque pulsation compensation signal. Let i qc .
  • a plurality of torque pulsation frequency components can be suppressed simultaneously.
  • the vibration by the acceleration sensor 8 is detected and fed back.
  • the control method is the same as in the above-described embodiments.
  • vibrations and torque pulsations of the motor frame can be suppressed.
  • the device configuration is as shown in FIG.
  • the current pulsation caused by the torque pulsation is suppressed by detecting the current of the three-phase line supplied with power from the inverter 7 to the electric motor 1 to be compensated for torque pulsation.
  • the device configuration is as shown in FIG. 16, a current sensor 9 is newly added, and the controller 5 performs compensation current processing using this detected current value.
  • inverter current pulsation can be suppressed using the inverter current detection value. Furthermore, torque pulsation can also be suppressed using the estimated torque value converted from the inverter current.
  • the system transfer function of the frequency component synchronized with the torque ripple frequency is expressed by a one-dimensional complex vector, and the real part and the imaginary part of the torque ripple of the arbitrary frequency component are extracted by Fourier transform or the like.
  • a feedback suppression control system is constructed.
  • the proportional / integral gain is determined by the partial model matching method so that the closed-loop characteristic of the proportional leading IP control system matches the pole arrangement of any standard system reference model.
  • they automatically adapt parameters using system identification results and rotational speed information to facilitate implementation in a multi-inertia resonance system.
  • the amplitude and phase of the compensation current signal when the suppression is completed at an arbitrary steady operating point are stored and implemented at a plurality of operating points to obtain a two-dimensional torque / rotational speed. It can also be implemented as a table. In this case, torque / rotational speed information is input to the table, and the compensation current is reproduced from the read compensation current amplitude / phase data, and is controlled by feedforward.
  • the eleventh embodiment and the following twelfth to fourteenth embodiments propose a control device that can ensure compensation accuracy even when the characteristics of an electric motor, an inverter, and the like change over time, in order to suppress torque ripple by the table compensation method described above. .
  • FIG. 18 shows a block configuration of the torque control apparatus for an electric motor according to the present embodiment, and suppresses torque ripple by using on-line compensation in combination with table compensation in inverter control of the current vector control method.
  • the current vector control unit 31 of the inverter 7 is synchronized with the motor rotation coordinates by the coordinate conversion unit 33 from the motor drive currents i u , i v , i w detected by the current sensor 32 and the rotor rotation angle ⁇ of the motor 1.
  • the motor current is controlled by comparison with the d and q axis current detection values converted into the current of the dq axis orthogonal rotation coordinate system.
  • the rotor rotation angle ⁇ is obtained from the encoder waveform abz by the rotational position sensor 6 together with the speed ⁇ by the speed / phase detector 34.
  • the torque / id, iq conversion unit 35 calculates the d-axis and q-axis currents of the rotation dq coordinate system in vector control from the torque command value T ref from the controller 5 and the motor rotation speed ⁇ . Converted to command values i d * (I do ), i q0 * (I qo ), and among these current command values, superimpose torque pulsation compensation current i qcm * on q-axis current command value i q0 *. Use command value.
  • the compensation table 36 and the compensation current generator 37 correspond to the low-pass filter 18 and the memory 19 shown in FIG. 2, and the Fourier coefficient of torque pulsation is obtained at an arbitrary steady operating point (steady torque / steady rotational speed).
  • the compensation current signal of the memory 19 for storing the outputs I An and I Bn for controlling to 0 the data is stored as table data of amplitude M and phase ⁇ , and a compensation current is generated from these data.
  • the amplitude / phase compensation table 36 records the amplitude M and the phase ⁇ corresponding to the torque ripple compensation current outputs I An and I Bn learned by the controller 5. This operation is similarly recorded at a plurality of steady operation points to generate a two-dimensional amplitude table and phase table using the torque command T ref * and the rotational speed ⁇ as variables. Information between data is interpolated by linear interpolation or the like.
  • the compensation current generation unit 37 reads the current amplitude M and phase ⁇ from the operating state (torque command / rotation speed) from the amplitude / phase compensation table 36, and the read amplitude M and phase ⁇ are the rotational phase at that time.
  • Table compensation current i qct * M ⁇ sin (n ⁇ + ⁇ ) is generated using ⁇ (n is the compensation order).
  • the generated table compensation current i qct * is combined with the online compensation current iqc * from the controller 5 to obtain a q-axis current command value i qcm * .
  • the controller 5 is equipped with torque ripple suppression control means.
  • this torque ripple suppression control means for example, as shown in FIG. 2, a sine / cosine wave having a reference frequency (order n) and phase ⁇ .
  • Sine / cosine wave generator 11 setting of these sine / cosine waves and an arbitrary Fourier transform period Tr , and a Fourier transform of the axial torque detection value T det based on Equation 2,
  • Multipliers 14A and 14B that obtain these outputs I An and I Bn as the Fourier coefficients of the compensation current signal as torque pulsation compensation current i qcc * are provided.
  • the obtained torque pulsation compensation current i qcc * is combined with the table compensation current iqct * from the compensation current generation unit 37 to form a compensation signal for the q-axis current command value i q0 * of the vector control inverter 7.
  • the table compensation current i qct * generates the compensation current by instantaneously obtaining the amplitude / phase from the learned compensation current table 36, so that a suitable compensation current can be quickly obtained even when a speed change or torque change occurs. Can be output.
  • FIG. 19 shows a block configuration of the torque control apparatus for an electric motor according to the present embodiment. Although the basic configuration and operation are the same as those in FIG. 18, the error of the amplitude M and phase ⁇ of the compensation current generated in the compensation table 36 is shown. An online compensation feedback loop is constructed from the controller 5 to correct.
  • M * is a compensation current amplitude command value (on-line compensation)
  • ⁇ * is a compensation current phase command value (on-line compensation)
  • the synthesizers 38 and 39 use these as the compensation current amplitude M ⁇ phase ⁇ .
  • the compensation current amplitude value (composite value) M ′ and the compensation current phase value (composite value) ⁇ ′ to the compensation current generator 37 are combined.
  • the table compensation current i qct * and the online compensation current i qc * are combined after the generation of the compensation current. However, in the present embodiment, they are combined in the state of amplitude and phase. That is, the compensation table amplitude value M and the compensation table phase value ⁇ are combined with the online compensation amplitude value M * and the online compensation phase value ⁇ * , respectively, and the combined compensation current amplitude value M ′ and the combined compensation current phase value ⁇ ′. Is generated.
  • the table error can be grasped and corrected with an intuitively easy-to-understand state quantity such as amplitude and phase, and the compensation current generator 37 can be gathered in one place.
  • FIG. 20 shows a block configuration of the torque control apparatus for an electric motor according to the present embodiment.
  • the memory 19 and the combiners 14A and 14B in FIG. Similarly to the above, the compensation current is obtained as a cosine Fourier coefficient and a sine Fourier coefficient.
  • the compensation table 40 generates a compensation current cosine Fourier coefficient table value A and a compensation current sine Fourier coefficient table value B according to the torque command T ref * and the rotational speed ⁇ , and the controller 5 calculates the online compensation current cosine Fourier coefficient A * .
  • the online compensation current sine Fourier coefficient B * is generated, and the synthesizers 38 and 39 synthesize these to obtain a compensation current cosine Fourier coefficient synthesis value A ′ and a compensation current sine Fourier coefficient synthesis value B ′.
  • the controller 5 equipped with torque ripple suppression control means basically uses a technique for extracting and suppressing the torque ripple frequency component by Fourier transform (or a similar technique).
  • Fourier transform or a similar technique.
  • there are two Fourier coefficients sine Fourier coefficient and cosine Fourier coefficient
  • the amplitude value and phase value of the compensation current are calculated using these.
  • the PID controllers 13A and 13B are controlled so that the sine / cosine Fourier coefficients of the torque ripple frequency component detection value are both zero, and the output value of the PID controller generated as a result is compensated current cosine Fourier.
  • the coefficient A and the compensation current sine Fourier coefficient B are used. From these, the amplitude M and the phase ⁇ are obtained as follows.
  • the compensation table is generated or the online compensation is performed after obtaining the amplitude M and the phase ⁇ . While the compensation current characteristic is easy to understand intuitively, the above-described arithmetic conversion is required. It was.
  • a compensation table is generated in the state of two Fourier coefficients A and B before being converted into amplitude and phase, and online compensation is also synthesized in the state of the Fourier coefficient.
  • the compensation current i qc * is generated at the final stage.
  • FIG. 21 shows a case where the configuration of the eleventh embodiment is parallelized. (Since this is the same for the other embodiments, description thereof is omitted.)
  • FIG. 21 shows that the two compensation components 36A and 36B individually generate amplitude M and phase ⁇ with two order components.
  • the two compensation current generators 37A and 37B generate compensation currents for two orders, and simultaneously suppress torque ripple for these two orders.
  • the torque of an electric motor driven by an inverter is Fourier-transformed, a pulsation component of an arbitrary frequency is detected in the form of two Fourier coefficients, and pulsation suppression by detecting these two Fourier coefficients is performed. Since the learning control system is configured with a complex vector plane and the pulsation compensation current is obtained, the torque pulsation compensation signal and the like can be obtained while performing stable control while preventing overcompensation, unstable vibration, and interference with the torque pulsation compensation signal. Learning is sure and easy.
  • on-line compensation is also used to generate a compensation current that is suppressed in a feedforward manner, so that compensation accuracy can be ensured even when characteristics of the motor, inverter, etc. change over time.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

【課題】トルク脈動補償信号などによる過補償や不安定振動、干渉を防いだ安定制御をしながら、脈動補償信号の学習を確実、容易にする。 【解決手段】コントローラ５は、インバータ７で駆動する電動機１の軸トルク検出値をフーリエ変換し、トルク脈動成分を２つのフーリエ係数で検出し、ＰＩＤ学習制御器によってトルク脈動を抑制する補償電流を学習し、ベクトル制御におけるｄ，ｑ軸電流指令値ｉd *、ｉq *にトルク脈動補償電流を重畳してトルク脈動を抑制する。コントローラ５は、２つのフーリエ係数の検出によるトルク脈動抑制の学習制御系を、複素ベクトル平面で構成する。また、コントローラは、複素ベクトル平面で制御対象システムの周波数特性、あるいはシステム同定結果を用いて、それを複素ベクトルで表現し、脈動補償電流と電動機駆動システムから２つのフーリエ係数の干渉項を基に、複素ベクトルの実部と虚部を非干渉化する。

Description

電動機の脈動抑制装置
　本発明は、電動機のトルク制御装置において、電動機の構造に起因して発生するトルク脈動などを抑制する装置に関する。
　電動機は、構造的な磁束の歪みやコギングトルクを持つため、回転に応じて振動・騒音の一因となるトルク脈動を発生する。また、電動機と負荷との間で多慣性系が構成される場合、その機械系共振点とトルク脈動周波数成分が一致することで過大な軸ねじれトルクが発生し、運転特性上の悪影響やシステム破損の危険がある。
　これらの対策として、フィードバック制御による軸ねじれ共振抑制手法や、共振の基となるトルク脈動自体をフィードバック制御で低減する手法がある。しかし、フィードバックによる共振抑制方法では、共振周波数とインバータの応答周波数が近い場合、または制御系のサンプリング時間を充分に短くできない場合に共振抑制が困難になる。
　これらの課題を解決するため、ＩＰＭモータ出力のトルクリップルを打ち消す補償信号をフィードフォワード制御でＩＰＭモータのｄ、ｑ軸電流指令またはトルク指令に加えるようにしたものがある。
　一方、電動機に発生するトルク脈動は、モータ構造の磁気的な不完全性や、それを駆動するインバータの応答・電流誤差、機械系の特性など、様々な要因が複雑に関連している。ただし、電動機の脈動周期に着目すると、主に回転子位置に依存して発生することが分かっており、これを周期的な外乱と見なして繰り返し補償信号を生成する方法が従来から考えられている。
　例えば、トルク脈動の検出値をフーリエ変換し、そのフーリエ係数をＰＩ制御器によって制御する手法がある（例えば、特許文献１参照）。トルク脈動検出値をフーリエ変換すると、正弦・余弦の２つのフーリエ係数を導くことができるため、これらの係数が２つともゼロとなるようにＰＩ制御すれば、その係数をもつ周波数成分のトルク脈動を抑制できる。
　この手法のブロック構成を図１７に示し、テンション指令Ｔｓと検出信号Ｔｆの偏差に応じてＰＩ制御部に電流指令Ｉｓを得、これを電流制御部ＡＣＲでモータＭの電流を制御するテンション制御装置において、テンションセンサで検出するテンションに含まれる脈動の正弦項係数と余弦項係数を算出し、これらと指令値「０」との偏差をＰＩ制御で求め、これらを正弦波信号と余弦波信号に変換して電流指令の正弦波および余弦波補正値として加算する構成としている。
日本国の公告特許公報である特公平８－１７５８５号公報
　上記の特許文献１では、２つのフーリエ係数が２つともゼロとなるようにＰＩ制御することでその周波数成分のトルク脈動を抑制できる。ただし、特許文献１には、ＰＩ制御パラメータの調整手法について提案されておらず、厳密なパラメータ調整を必要としない単純なシステムへの適用に限定されるものである。例えば、ＰＩ制御パラメータを無調整にしたトルク脈動抑制装置を多慣性系システムに適用すると、機械共振点で過補償となるか、逆に不安定振動を引き起こす原因となる。
　一方、電動機の中でも特に埋込磁石式同期電動機は、永久磁石によるトルクだけでなく、磁気的異方性を用いたリラクタンストルクも有効活用できる高効率な電動機である。その反面、トルク脈動の観点からは、マグネットトルク脈動とリラクタンストルク脈動の双方が複合的に発生する。この点、特許文献１では、単に電流指令値に脈動補償電流を重畳することのみが記述されており、埋込磁石同期電動機のリラクタンストルクとマグネットトルクの脈動が補償電流によって干渉する問題に触れられていない。また、回転座標変換したｄｑ軸でベクトル制御することが明記されていない。したがって、埋込磁石同期電動機の場合は、必ずしも最適にトルク脈動を抑制できるとは限らず、他の周波数成分へ悪影響を与える可能性もある。
　本発明の目的は、トルク脈動成分などをフーリエ係数の形で検出し、このフーリエ係数の大きさを「０」とするＰＩ制御器の制御により脈動補償信号を得る脈動抑制装置において、脈動補償信号による過補償や不安定振動、干渉を防いだ安定制御をしながら、脈動補償信号の学習を確実、容易にした電動機の脈動抑制装置を提供することにある。
　本発明は、前記の課題を解決するため、インバータで駆動する電動機のトルクなどをフーリエ変換し、任意周波数の脈動成分を２つのフーリエ係数の形で検出し、この２つのフーリエ係数の検出による脈動抑制の学習制御系を複素ベクトル平面で構成し、前記脈動補償電流を求めるようにしたもので、以下の構成を特徴とする。
　（１）インバータで駆動する電動機の脈動検出値をフーリエ変換し、任意周波数の脈動成分を２つのフーリエ係数の形で検出し、学習制御器により脈動を抑制するように学習制御して、ベクトル制御における回転座標系のｄ軸電流指令値あるいはｑ軸電流指令値あるいはｄ軸ｑ軸電流指令値の双方に学習した脈動補償電流を重畳して、脈動を抑制する電動機の脈動抑制装置において、
　前記２つのフーリエ係数の検出による脈動抑制の学習制御系を、複素ベクトル平面で構成し、前記脈動補償電流を求める手段を備えたことを特徴とする。
　（２）前記脈動補償電流を求める手段は、複素ベクトル平面で制御対象システムの周波数特性、あるいはシステム同定結果を用いて、それを複素ベクトルで表現し、脈動補償電流と電動機駆動システムから２つのフーリエ係数の干渉項を基に、複素ベクトルの実部と虚部を非干渉化する非干渉化制御要素を備えたことを特徴とする。
　（３）前記手段は、学習制御器をＰＩＤ制御器で構成し、このＰＩＤ制御器の出力を前記非干渉化制御要素を通して補償電流を求め、ＰＩＤ制御器のゲインを所望の閉ループ応答となるように極配置する学習制御手段を備えたことを特徴とする。
　（４）前記学習制御器の出力段に初期値０の低周波数域通過フィルタを挿入した上で、所望の閉ループ応答となるように極配置し、前記学習制御系の脈動抑制開始時に逆応答またはオーバーシュートが発生するのを防止する手段を備えたことを特徴とする。
　（５）前記学習制御器へのフィードバック信号経路に、脈動抑制開始時のみ機能する初期値０の低周波数域通過フィルタを挿入し、脈動抑制開始後および低周波数域通過フィルタの時定数経過後は該フィルタを介さない経路に切り換える手段を備えたことを特徴とする。
　（６）前記学習制御器のゲインは、電動機の回転数に適応して可変、自動調整する制御ゲイン自動調整手段を備えたことを特徴とする。
　（７）前記学習制御器のフーリエ変換周期を電動機の回転数に合わせて変更することを特徴とする。
　（８）前記学習制御器の応答周波数を、フーリエ変換周期に適応して設定する手段を備えたことを特徴とする。
　（９）前記学習制御器を異なる周波数成分において適用し、それらを並列化して、同時に複数の周波数成分のトルク脈動を抑制する手段を備えたことを特徴とする。
　（１０）前記脈動成分は、電動機の軸トルク検出値とし、電動機の軸トルクの脈動を抑制することを特徴とする。
　（１１）前記脈動成分は、電動機のフレームの脈動成分とし、電動機のフレームの脈動を抑制することを特徴とする。
　（１２）前記脈動成分は、電動機の回転速度検出値、あるいは回転位置検出値の脈動成分とし、電動機の速度の脈動あるいは回転位置の脈動を抑制することを特徴とする。
　（１３）前記脈動成分は、電動機の電流の脈動成分とし、電動機の電流の脈動を抑制することを特徴とする。
　（１４）前記コントローラによってトルクリプル抑制制御を実行したときに指定した定常動作状態（定常トルク指令・定常回転数）で学習したトルクリプル補償電流ｉqc *の振幅Ｍおよび位相φを、トルク指令Ｔref *と回転数ωを変数とした２次元の振幅テーブルおよび位相テーブルを生成しておく振幅・位相補償テーブルと、
　電動機の運転状態での前記トルク指令Ｔref *と回転数ωからそのときの振幅Ｍと位相φを前記振幅・位相補償テーブルから読み出し、これら振幅Ｍと位相φとそのときの電動機の回転位相θを用いて、テーブル補償電流ｉqct *＝Ｍ・ｓｉｎ（ｎθ＋φ）を生成する補償電流生成部と、
　電動機の運転状態での脈動検出値Ｔdetをフーリエ変換し、前記テーブル補償電流ｉqct *と同じ周波数の脈動成分を２つのフーリエ係数の形で検出し、この脈動成分を０にするトルク脈動補償電流ｉqcc *を求めるトルクリプル抑制制御手段と、
　前記トルク脈動補償電流ｉqcc *と前記テーブル補償電流ｉqct *を合成して前記ｄ，ｑ軸電流指令値に重畳する補償電流合成手段とを備えたことを特徴とする。
　（１５）前記コントローラによってトルクリプル抑制制御を実行したときに指定した定常動作状態（定常トルク指令・定常回転数）で学習したトルクリプル補償電流ｉqc *の振幅Ｍおよび位相φを、トルク指令Ｔref *と回転数ωを変数とした２次元の振幅テーブルおよび位相テーブルを生成しておく振幅・位相補償テーブルと、
　電動機の運転状態での脈動検出値Ｔdetをフーリエ変換し、前記テーブル補償電流ｉqct *と同じ周波数の脈動成分を２つのフーリエ係数の形で検出し、この脈動成分を０にする補償電流振幅指令値Ｍ*および補償電流位相指令値φ*を求めるトルクリプル抑制制御手段と、
　電動機の運転状態での前記トルク指令Ｔref *と回転数ωからそのときの前記振幅Ｍと位相φを前記振幅・位相補償テーブルから読み出し、これら振幅Ｍおよび位相φと、前記補償電流振幅指令値Ｍ*および補償電流位相指令値φ*をそれぞれ合成して合成補償電流振幅値Ｍ’および合成補償電流位相値φ’を生成する合成手段と、
　前記合成補償電流振幅値Ｍ’と合成補償電流位相値φ’およびそのときの電動機の回転位相θを用いて、テーブル補償電流ｉqc *＝Ｍ’・ｓｉｎ（ｎθ＋φ’）を生成する補償電流生成部とを備えたことを特徴とする。
　（１６）前記コントローラによってトルクリプル抑制制御を実行したときに指定した定常動作状態（定常トルク指令・定常回転数）で学習したトルクリプル周波数成分の補償電流余弦フーリエ係数テーブル値Ａおよび補償電流正弦フーリエ係数テーブル値Ｂを、トルク指令Ｔref *と回転数ωを変数とした２次元のテーブル値として生成しておくフーリエ係数補償テーブルと、
　電動機の運転状態での脈動検出値Ｔdetをフーリエ変換し、前記フーリエ係数補償テーブルのテーブル値Ａ，Ｂと同じ周波数の脈動成分を０にする２つの補償電流余弦フーリエ係数Ａ*と補償電流正弦フーリエ係数Ｂ*を求めるトルクリプル抑制制御手段と、
　電動機の運転状態での前記トルク指令Ｔref *と回転数ωからそのときの前記フーリエ係数テーブル値ＡおよびＢを前記フーリエ係数補償テーブルから読み出し、これらフーリエ係数テーブル値ＡおよびＢと、前記補償電流余弦フーリエ係数Ａ*と補償電流正弦フーリエ係数Ｂ*をそれぞれ合成して補償電流余弦フーリエ係数合成値Ａ’と補償電流正弦フーリエ係数合成値Ｂ’を生成する合成手段と、
　前記フーリエ係数合成値Ａ’と補償電流正弦フーリエ係数合成値Ｂ’およびそのときの電動機の回転位相θを用いて、振幅Ｍ＝√（Ａ’2＋Ｂ’2）、位相φ＝ｔａｎ-1（Ｂ’／Ａ’）のテーブル補償電流ｉqc *＝Ｍ・ｓｉｎ（ｎθ＋φ）を生成する補償電流生成部とを備えたことを特徴とする。
　（１７）前記補償テーブルと合成手段とトルクリプル抑制制御手段および補償電流生成部は、複数次数成分で個別に振幅Ｍ、位相φを生成またはフーリエ係数を生成し、これら次数別に合成して補償電流を生成する手段を備えたことを特徴とする。
本発明に係る電動機のトルク制御装置の構成図。
本発明に係る学習制御系のブロック構成図。
実施形態１におけるシステム同定装置の概略図。
トルク脈動補償電流と同定システムの特性図。
非干渉化制御の構成図。
実施形態２における非干渉化制御の構成図。
非干渉化実現後の制御系のブロック図。
非干渉化後の制御構成図。
実施形態４における非干渉化制御のブロック図。
１次ローパスフィルタの構成図。
実施形態３，４によるＩ－Ｐ制御波形図。
実施形態６における非干渉化制御の構成図。
実施形態７における非干渉化制御の構成図。
実施形態８における非干渉化制御の構成図。
実施形態９における非干渉化制御の構成図。
実施形態１０における非干渉化制御の構成図。
トルク脈動抑制ブロック付きのテンション制御装置の構成図。
実施形態１１における電動機のトルク制御装置の構成図。
実施形態１２における電動機のトルク制御装置の構成図。
実施形態１３における電動機のトルク制御装置の構成図。
実施形態１４における電動機のトルク制御装置の構成図。
　（基本構成）
　本発明の実施形態を説明する前に、本発明による脈動抑制装置の基本構成を説明する。
　図１は、本発明に係る電動機のトルク制御装置の構成を示す。トルク脈動の発生源となる電動機１と、何らかの負荷装置２をシャフト３で結合し、その軸トルクをトルクメータ４で計測してコントローラ５に入力する。また、ロータリエンコーダ等の回転位置センサ６を用いて電動機の回転子位置情報を入力する。コントローラ５は、トルク脈動抑制手段を搭載し、トルク指令値（あるいは速度指令値）に基づいて生成された電流指令値に、トルク脈動補償電流を上乗せした指令値をインバータ７に与える。図１の例では、インバータ７で電流ベクトル制御することを考慮して、電動機の回転に同期した回転座標（直交ｄｑ軸）上のｄ軸、ｑ軸電流指令値ｉd *、ｉq *を与えている。
　コントローラ５は、軸トルクメータ４によるトルク検出値からトルク脈動を検出しているが、この形態はあくまで一例であり、フレームに設置した加速度センサによるフレーム振動検出、エンコーダ等による回転速度／位置変動検出、あるいは電流センサによる電流脈動検出に置き換え、電動機の軸の脈動抑制や電動機のフレームの脈動抑制、電動機の速度の脈動抑制あるいは回転位置の脈動抑制、電動機の電流の脈動抑制をすることが可能である。
　図１の装置構成において、トルク脈動は電動機の構造上、回転子位置に応じて周期的に発生することが知られている。また、３相モータのトルク脈動は、主として電気的な回転基本周波数の６×ｎ倍（ｎは正の整数：以後、６倍成分を６ｆ、１２倍成分を１２ｆといったように表現する）の周波数成分が大きくなることも知られている。そのほか、インバータの不完全性などにより、１ｆ、２ｆトルク脈動が現れることもある。また、図１のように軸ねじれ共振が起こり得るシステムにおいては、機械共振点に近い脈動成分が増幅されて現れる。
　本発明では、これらの様々な周波数成分が入り交じったトルク脈動をフーリエ変換に基づいて抽出する。すなわち、図１における軸トルクメータ４の検出値Ｔdetを、電動機回転子位相θを用いて任意次数毎のフーリエ変換を行う。ここで、フーリエ級数は以下の式で定義される。ωは電気角周波数、Ｔrは任意に定義される脈動成分の１周期を意味する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　ただし、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　上記の数式２で示されるフーリエ係数ＴAn、ＴBnは、電動機回転数および周期的外乱である脈動成分が任意期間で一定であれば直流値を出力することに着目する。仮に何らかの制御を与えてこれらの係数がどちらも０で定常となれば、その周波数成分のトルク脈動は抑制されたことを意味する。
　そこで、本発明では、目標値を０としたＰＩ制御系を考え、トルク脈動成分のフーリエ係数が両方とも０となるように学習制御する手法を提案する。この手法は前記の特許文献１における図１７と類似するが、本発明では、図２に示すように、特許文献１の手法をベクトル制御系に拡張するとともに、多慣性系システムの発散防止処理などの改善を図り、また、実際のインバータ駆動装置および軸トルクフィードバック信号に基づいて学習的にトルク脈動を補償することで、トルク脈動を高い精度で抑制する。
　図２について説明する。正弦・余弦波生成器１１では、電動機の回転子位相角θと、抑制したい脈動成分の次数ｎを設定し、基準となる周波数の正弦・余弦波を生成する。フーリエ変換部１２では、この正弦・余弦波および任意のフーリエ変換周期Ｔrを設定して、トルク検出値Ｔdetを数式２に基づきフーリエ変換し、ｎ次のフーリエ係数ＴAn、ＴBnを演算する。ここで、前記の数式２のフーリエ変換の積分処理を適度な時定数を持つ低周波数域通過フィルタ（ローパスフィルタ）に置き換えることも可能である。
　次に、これらの脈動成分のフーリエ係数が目標値０（すなわち脈動を抑制）となるように２つのＰＩ制御器１３Ａ，１３Ｂで各々制御する。ＰＩ制御器の構成方法は任意であり、トルク脈動のフーリエ係数を０に制御するための出力ＩAn、ＩBnをそのまま補償電流信号のフーリエ係数として、フーリエ変換部と同じ正弦・余弦波を乗算器１４Ａ，１４Ｂでそれぞれ乗算して逆変換する。つまり、時間波形の補償電流信号として復元する。復元したトルク脈動補償電流はベクトル制御インバータ１６のｄ軸あるいはｑ軸電流指令値に重畳する。図２では、ｑ軸電流指令値にのみ重畳した例である。ここでは、重畳する前のｄ軸、ｑ軸電流指令値をそれぞれＩdo、Ｉqoと定義し、これらは指令値変換部１５でトルク指令値から任意の配分で各軸電流指令値に変換したものを用いる。例えば、指令値変換部１５は最大トルク制御を実現する指令値変換テーブル等で構成される。なお、インバータ１６は３相から回転座標変換したｄ軸、ｑ軸において電流ベクトル制御を実現する一般的な電動機駆動装置であり、電動機負荷１７を駆動する。
　ここで、図１のような装置構成の機械系を、電動機１と負荷装置２による２慣性系システムとして捉えた場合、軸トルク検出値はその機械特性に依存して共振点を持ち、任意動作点でゲインや位相特性が急変する。したがって、機械特性が不明のままフィードバック学習制御を行うと単純に安定とはならず、逆に発散方向に脈動補償してしまうケースもあり得る。
　そこで、軸トルク検出値をフィードバックして最適なトルク脈動の補償信号を学習生成するため、ＰＩ制御出力（補償電流のフーリエ係数）の応答が定常値に落ち着くまでの時間を学習時間として、脈動補償電流のフーリエ係数ＩAn、ＩBnを低周波数域通過フィルタ（ＬＰＦ）１８を介してメモリ１９に記録する。一旦、学習した後は、メモリ１９からの読み出し値にセレクタ２０Ａ，２０Ｂを切り換えて、フィードフォワード制御でトルク脈動を抑制する。ＲＭＳ評価＆ゲイン調整器２１は、トルク脈動検出値フーリエ係数の２乗平均平方根：ＲＭＳ（数式３）を用いて脈動成分の振幅値を評価し、発散・収束条件を判別し、学習時間を決定している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　また、ＲＭＳ評価＆ゲイン調整器２１は、上記ＲＭＳ評価値が仮に発散方向となり、トルク脈動学習制御系が不安定となった場合は、ＰＩ制御器１３Ａ，１３Ｂの２つの比例ゲインの極性の組み合わせから、収束方向となる組み合わせを探索して調整し、これにより多慣性系システムのゲイン・位相特性の変動に対応する。
　このＰＩ制御器のゲイン調整に関しては、逐次、トルク脈動評価値の収束性を見てから調整量を少しずつ増減していく簡易的な調整手法であるが、調整時間・学習時間が長くなる場合がある。特に、初期値を小さく設定している場合に学習遅れが顕著となり、収束性の判別も難しい。逆に初期値が大きすぎると発散・振動的になり、最悪の場合は収束条件の探索自体も困難となる可能性がある。
　本発明では、トルク脈動補償信号の学習に、ＰＩ制御器のゲインの初期ノミナル値に適切な値を得、トルク制御系の応答に適応した学習速度と安定性を得るものである。以下、実施形態を説明する。
　（実施形態１）
　本実施形態は、基本的な制御ブロック構成は図２と同様であり、フーリエ係数学習制御系を用いる。
　本実施形態では、電動機駆動装置の周波数特性を予め把握することから始める。周波数特性の把握やシステム同定を行う手法は多種多様であるが、これらは既知の一般的技術であるため、本実施形態では特定の手法に限定しない。例えば、図３のように、トルク指令値変換部１５で発生する電流指令でインバータ１６と電動機負荷１７の運転を行うシステムの任意の定常動作状態において、システム同定装置２２は、白色雑音信号をトルク脈動補償電流ｉqcとしてトルク電流指令値に重畳する（図３はｑ軸電流に重畳しているが、ｄ軸、あるいはその両方でも良い）。そのときの軸トルク検出値Ｔdetをシステム出力信号として、システムの入出力データを得る。その入出力の時系列データから周波数応答をスペクトル解析し、トルク脈動補償電流指令値から軸トルク検出値までの周波数伝達関数を取得する。
　システム同定理論に基づいて定式化することもできるが、本実施形態では以下の数式４のように、伝達関数を複素ベクトルの集合で表現する。集合の要素は各周波数におけるゲイン・位相特性を示す複素ベクトルに対応する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 　ただし、ＰSYS＾：同定システム、ｍ：周波数成分の分割要素番号、ＰAm：ｍ番要素の同定システム実数部、ＰBm：ｍ番要素の同定システム虚数部
　ここで、ｍについて説明する。例えば、同定に必要な周波数成分を直流～５ｋＨｚ、分解能を１Ｈｚとすると、要素数は５００１個となる。したがって、ｍ＝｛０、１、２、３、・・・、４９９９、５０００｝として、各要素（周波数成分）には、スペクトル解析結果あるいはシステム同定結果を当てはめる。周波数成分毎のシステムのゲイン・位相特性は、複素平面の複素ベクトルで表現できるため、数式４のように表現できる。
　ところで、フーリエ変換を用いると任意周波数成分のトルク脈動を抽出することができる。数式２に示したように、２つのフーリエ係数は直交性を有するので、任意の周波数成分のシステム状態に着目して上述の数式４の複素ベクトルを用いれば、フーリエ係数を用いたトルク脈動抑制学習制御系を複素ベクトル空間で構築することが可能となる。
　以下の数式５および図４は、トルク脈動補償電流と同定システムの特性を複素ベクトル空間で示したものである。ここで、数式４の同定システムとフーリエ係数の位相基準、遅れ・進み方向の定義を統一しておく。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　このように、フーリエ変換後のフーリエ係数学習制御系でシステム特性を表すと、図４に示すとおり、システムは２つのフーリエ係数制御系（実部の系と虚部の系）が干渉する項を持っていることが分かる。そこで、本実施形態では、複素ベクトルの実部と虚部の非干渉化制御を実現する。図５は、その構成例であり、実システム２３の前段で非干渉化制御要素２４を介挿する。
　フーリエ変換によって周波数成分を抽出する際の応答を伝達関数ＧFTで表現すると、任意周波数成分のトルク脈動のフーリエ係数ＴAn（実部：ｃｏｓ成分）、ＴBn（虚部：ｓｉｎ成分）は、数式６で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　上記の数式６に示すとおり、脈動補償電流の実部と虚部が干渉しているため、干渉項の影響を打ち消すように図５に示す非干渉化制御要素２４を追加する。この非干渉化制御要素２４によって、数式６は以下の数式７ように置き換えられ、トルク脈動の実部ＴAnは脈動補償電流の実部ＩAn、虚部ＴBnは脈動補償電流の実部ＩBnの関係式で分離することが可能となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　上記の数式７により、実部の制御系と虚部の制御系は独立となり、かつ、全く同じ制御構成となる。
　したがって、本実施形態を適用すれば、２つのフーリエ係数学習制御系の補償電流の干渉による悪影響を除去し、振動的な応答を低減できるだけでなく、制御系を構築する上で簡素化することが可能となる。
　（実施形態２）
　実施形態１によって、フーリエ変換後のトルク脈動フーリエ係数と補償電流を、複素ベクトル空間で非干渉化できたので、これを用いて制御器を構築する。制御器は従来方式の図２と同様に、一般的なＰＩＤ制御を用いる。ＰＩＤ制御にも種々の方式があるが、本実施形態では一例として比例先行型Ｉ－Ｐ制御を用いて説明する。ＰＩＤ制御器の構成方法は任意であり、そのほかの場合でも同様に構成可能である。
　本実施形態の全体構成を図６に示す。なお、図中「ｓ」はラプラス演算子である。図６ではトルク脈動成分のみに着目した制御構成図で示し、Ｉ－Ｐ制御器２６に対し、非干渉化制御要素２４を介挿し、フーリエ変換部２５Ａ，２５Ｂによって周波数成分を抽出する伝達関数ＧFTを通した非干渉化した出力をフィードバック信号とする。
　図６において、２つのフーリエ係数の目標値ＴAn *およびＴBn *は、通常は０であり、その周波数成分の脈動を抑制するように設定する。フーリエ係数の検出値ＴAnおよびＴBnは、数式７のように実システムとフーリエ変換応答を介して検出される。目標値と検出値を、図６に示すような比例先行型Ｉ－Ｐ制御器に入力する。このときの比例ゲインをＫp、積分ゲインをＫiとする。Ｉ－Ｐ制御器の出力は脈動補償電流のフーリエ係数として出力するが、実施形態１の非干渉化制御要素を用いて干渉項の影響を除去する。トルク脈動補償電流を複素ベクトルに復元したｉqcを時間軸の波形でｑ軸電流指令値に重畳し、ベクトル制御インバータを介して電動機負荷を駆動する。このとき、周期的外乱としてトルク脈動成分を検出することになるので、軸トルクＴsnに含まれる脈動成分をフーリエ変換によって抽出し、複素ベクトル空間における実部ＴAnと虚部ＴBnに分離してＩ－Ｐ制御系にフィードバックする。以上の制御により、フーリエ係数学習制御系を複素ベクトル空間で構築することができる。
　ここで、前記の数式７により、非干渉化実現後の制御系を簡単化して示すと、図７のように２つのフーリエ係数Ｉ－Ｐ学習制御系を独立して表現できる。この制御系に基づき、指令値ＴAn *およびＴBn *から検出値ＴAnおよびＴBnまでの閉ループ系伝達関数をそれぞれ計算すると、以下の数式８のようになる。ただし、本実施形態では一例として、フーリエ変換応答伝達関数ＧFTを以下の数式９に示す簡素な一次遅れ系で近似する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
 　ｗfは、フーリエ変換応答周波数［ｒａｄ／ｓ］
　上記の数式８の閉ループ系応答を考慮して比例ゲインと積分ゲインを決定すれば、学習制御系を任意の極配置で設計できる。以下、数式８を二項係数標準系モデルにマッチングした極配置とする例を挙げる。極配置の方法は他にもバターワース標準系などがあり、同様に計算できる。
　数式８は２次系であるので、以下の数式１０に示す２次系の二項係数標準系にモデルマッチングする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
 　ｗcは、学習制御応答周波数［ｒａｄ／ｓ］であり、フーリエ変換応答周波数ｗfを超えない条件下で所望の値を任意に設定する。
　数式８と１０を係数比較し、比例ゲインＫpと積分ゲインＫiを求めると以下のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　このように、予めシステム同定により求めておいたＰAm、ＰBmおよびフーリエ変換応答周波数ｗf、所望の学習制御応答周波数ｗcを数式１１に代入すれば、一意に制御ゲインを決定することができるので、これを学習制御系のノミナル初期値としてトルク脈動抑制制御を開始する。
　学習制御の手法は、数式３のトルク脈動評価値の収束性を判別しながら微調整すればよいが、システム同定結果がある程度正確に得られていれば、ほとんど調整することなく初期値のままで十分に抑制が可能である。
　したがって、本実施形態によれば、非干渉化した閉ループ系の応答をシステム同定結果に基づき所望の極配置に近似することができるので、学習制御系の制御ゲイン調整時間を不要、あるいは大幅に低減することができる。
　（実施形態３）
　実施形態２による比例先行Ｉ－Ｐ形学習制御において、トルク脈動抑制開始のタイミングで一時的に逆応答が発生し、過大な軸トルクとなる場合がある。過渡的な挙動であるため時間が経過すれば問題ないが、瞬時的な過大トルクは、例えば故障判断や動作停止処理等に誤動作を与える可能性がある。
　すなわち、図６、図７の構成では、Ｉ－Ｐ制御の比例先行経路が直接的に制御出力に繋がって補償電流を形成するので、抑制開始直前のトルク脈動検出値のフーリエ係数（直流値）が比例ゲインを介して何らかの値を持つ。そのため、抑制制御を開始した瞬間に、補償電流値はステップ的に変化する。後段の非干渉化制御も関連するが、そのときのコントローラ特性によっては、上述の逆応答問題がステップ的に発生し、一時的な過大トルクを生じる原因となる。
　そこで、本実施形態ではＩ－Ｐ学習制御系の出力段に低周波数域通過フィルタ（ローパスフィルタ）を挿入する。ローパスフィルタに用いられる積分器の初期値は０としておき、抑制開始前は常時リセットして初期値を維持しておく。これにより、比例先行経路に初期値０のローパスフィルタが入り、抑制開始のタイミングで過大トルクの原因となるステップ的な逆応答が抑制される。
　本実施形態の非干渉化後の制御構成図を図８に示す。図７と図８を比較して分かるように、Ｉ－Ｐ制御出力段に、以下の数式１２で示す、ＧLPF1の伝達関数になる１次ローパスフィルタを追加している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
 　ｗLは、ローパスフィルタのカットオフ周波数［ｒａｄ／ｓ］
　このときの閉ループ系伝達関数は、以下の数式１３となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　この伝達関数を、以下の数式１４で示される３次の二項係数標準系に極配置を近似すると、比例ゲイン、積分ゲイン、およびローパスフィルタのカットオフ周波数は数式１５となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
 　ｗcは、学習制御応答周波数［ｒａｄ／ｓ］であり、フーリエ変換応答周波数ｗfを超えない条件下で所望の値を任意に設定する。ただし、ｗLは正の周波数でなければならないので、ｗc＞ｗf／３でなければならない。
　以上から、本実施形態においても適応的に比例ゲイン、積分ゲイン、ならびにローパスフィルタカットオフ周波数を可変することができる。しかも、本実施形態によれば、数式１５に基づき適応的に学習制御パラメータを決定できるとともに、トルク脈動抑制開始時の応答を改善することができる。
　（実施形態４）
　実施形態３ではＩ－Ｐ制御器の出力にローパスフィルタを挿入した上で、３次系の閉ループ特性を再設計した。本実施形態では次数を高くすることなく、数式８、数式１０の２次系閉ループ特性を維持した上で、抑制開始時の逆応答を改善する手法を提供する。
　図９は本実施形態の制御構成図である。図９のＧLPF2は、トルク脈動抑制開始時のみ機能するローパスフィルタで、トルク脈動抑制制御を開始した後はローパスフィルタを介さない経路に切り換える。
　図１０は１次ローパスフィルタを用いた場合の構成例である。抑制開始信号に同期した切り換え機構を持つ。抑制開始前は、ローパスフィルタ部にトルク脈動検出値のフーリエ係数（直流値）が入力されているので、定常状態ではローパスフィルタ出力とトルク脈動検出値はほぼ一致しており、それらを加減算した偏差は０である。この偏差０は、抑制開始時の出力の初期値となる。
　次に、トルク脈動抑制が開始されると、スイッチが切り替わり、ローパスフィルタの入力は０となる。ローパスフィルタの積分器は、抑制開始直前のトルク脈動値を初期値としているので、その値から応答周波数ｗLの特性に従って徐々に０へと近づく。その結果、後段の偏差出力は初期値０から徐々にトルク脈動検出値の値へと近づく。最終的には、ローパスフィルタ出力が０となり、トルク脈動検出値がそのまま出力に繋がる経路となる。
　図９、図１０の構成を用いれば、制御系の次数を高くすることなく、トルク脈動抑制開始時のみローパスフィルタ特性を与えて逆応答による過大トルクを抑制できる。
　上記の実施形態３，４を適用したことによる改善効果を図１１に示す。同図の（ａ）は通常のＩ－Ｐ制御による各部波形、（ｂ）は実施形態３，４の手法になるフィルタ付きＩ－Ｐ制御の各部波形を示す。波形は上から、軸トルク検出値、トルク脈動のフーリエ係数抽出値（例として１２次脈動成分）、補償電流指令値（１２次補償成分）、トルク脈動の振幅評価値（数式３）である。
　通常のＩ－Ｐ制御による手法では、抑制開始時に軸トルク脈動成分が瞬時的に大きくなっていることが分かる。また、補償電流も逆応答とオーバーシュートを発生している。一方、フィルタ付きＩ－Ｐ制御による手法では、軸トルク脈動がスムーズに抑制され、補償電流も逆応答やオーバーシュートを発生しない。
　（実施形態５）
　実施形態２～４では、電動機駆動システムが定常動作条件であることを仮定し、数式１１に基づいて比例ゲインＫpと積分ゲインＫiのノミナル初期値を与えたが、本実施形態ではフィードバック学習制御中も常に数式１１または数式１５に基づいて可変とする。すなわち、電動機の回転速度の変動に適応した制御ゲイン自動調整を行う。
　本実施形態を具体的に説明する。前記の数式１１のパラメータの内、システム同定により求めたＰAm、ＰBmは周波数に依存する成分である。つまり、回転速度と補償次数に応じて、システム応答を表す複素ベクトルの集合として記録しておいたシステムＰsys（数式４）から、対応する周波数成分の１要素（１次元複素ベクトル）を読み出す必要がある。回転数が変動すると、例えば機械共振点付近ではシステムのゲイン・位相特性が大きく変動するため、これに適応して数式１１を構成することが望ましい。
　そこで、本実施形態では、数式１１のＰAm、ＰBmを回転速度に応じて変更する。同様に、数式１５のＰAm、ＰBmを回転速度に応じて変更する構成とすることもできる。
　本実施形態によれば、速度変動に適応してシステム同定結果を読み出すので、共振点付近などでシステム特性が大きく変動しても、閉ループ系の極配置や非干渉化制御の誤差を低減し、トルク脈動抑制制御を維持することができる。
　（実施形態６）
　フーリエ変換は、固定の周期で計算することも可能であるが、電動機の場合は回転に同期した周期的なトルク脈動を発生するため、フーリエ変換の周期も回転速度に合わせて変更することが望ましい。
　そこで、本実施形態では実施形態５に加えて、フーリエ変換周期も回転速度に適応させる。これに伴い、数式９で近似したフーリエ変換応答周波数ｗfも回転速度に合わせて変更する。また、学習制御応答周波数ｗcは、原理的にフーリエ変換以上の応答性能を出すことができないため、ｗcも同様に回転速度に適応させる。
　本実施形態のブロック構成を図１２に示し、ゲイン自動調整部２７により回転速度に応じて比例ゲインＫpと積分ゲインＫiを自動調整し、速度自動調整部２８によって回転速度に応じてＰAm、ＰBmを自動調整する。
　本実施形態によれば、フーリエ変換周期を回転速度に応じて変更できるので、各速度でトルク脈動の抽出性能を向上させることができると共に、数式１１で示す学習制御パラメータも所望の閉ループ応答となるように自動調整することができる。
　（実施形態７）
　以上までの実施形態は、任意のひとつの脈動周波数成分についての抑制制御手段であったが、上記構成を並列化すれば複数のトルク脈動周波数成分を抑制することが可能となる。この場合、システム同定結果の複素ベクトルテーブルについては併用できるが、フーリエ変換処理や適応ゲイン自動調整処理については、各々の周波数成分で別途用意する。
　本実施形態の構成図を図１３に示す。２９1～２９nはフーリエ級数の１次～ｎ次の次数別に脈動成分を抑制する制御要素になり、これらによる補償電流信号ｉqc1～ｉqcnを加算器３０で互いに重畳させ、トルク脈動補償信号ｉqcとする。
　本実施形態によれば、複数のトルク脈動周波数成分を同時に抑制することができる。
　（実施形態８）
　上述までの実施形態では、軸トルクをフィードバックする構成を基にトルク脈動補償方式を提案したが、フィードバックする対象を変更することも可能である。
　本実施形態では、図１４のように、加速度センサ８による振動を検出してフィードバックする構成とする。制御方法については上述までの実施形態と同様である。
　本実施形態によれば、モータフレームの振動やトルク脈動を抑制することができる。
　（実施形態９）
　本実施形態では、回転位置センサから提供される位相・速度情報の変動を検出して、その変動を抑制するように制御する。制御内容は基本的に上述までの実施形態と同様である。
　装置構成としては、図１５に示すようになる。
　本実施形態によれば、速度変動や回転位相変動を抑制することができる。
　（実施形態１０）
　本実施形態では、インバータ７からトルク脈動補償対象の電動機１に電源供給する３相ラインの電流を電流センサで検出して、トルク脈動に起因した電流脈動を抑制する。
　装置構成は図１６に示すようになり、電流センサ９を新たに追加し、コントローラ５ではこの電流検出値を使った補償電流処理を行う。
　本実施形態によれば、インバータ電流検出値を用いてインバータ電流脈動を抑制することができる。さらには、インバータ電流から換算したトルク推定値を用いてトルク脈動を抑制することもできる。
　（実施形態１１）
　前記までの実施形態によるトルクリプル抑制制御では、トルクリプル周波数に同期した周波数成分のシステム伝達関数を１次元複素ベクトルで表現し、任意周波数成分のトルクリプルの実部・虚部をフーリエ変換等で抽出し、その余弦・正弦フーリエ係数を複素ベクトルの実部・虚部に当てはめて、フィードバック抑制制御系を構築する。
　さらに、比例先行Ｉ－Ｐ制御系の閉ループ特性が部分的モデルマッチング法により、任意の標準系規範モデルの極配置と一致するように比例・積分ゲインを決定している。また、それらはシステム同定結果と回転速度情報を用いて自動的にパラメータを適応させ、多慣性共振系システムヘの実装を容易にしている。
　また、任意の定常動作点（定常トルク・定常回転数）において抑制完了したときの補償電流信号の振幅・位相を保存し、それを複数の動作点で実施して、トルク・回転数の２次元テーブルとして実装することも可能である。この場合、トルク・回転数情報をテーブルに入力し、読み出した補償電流振幅・位相データから補償電流を再現してフィードフォワードで制御する。
　上記の補償電流テーブルでフィードフォワード的にトルクリプルを抑制するテーブル補償方式では、予め学習した結果を補償テーブルから読み出して補償するため回転速度やトルクの変化に対する即応性が良い、学習済みの補償テーブルを用いるので電動機に接続する負荷を取り替えても問題ない、軸トルク検出器も不要、基本的にテーブルを実装するのみであるため演算負荷を軽減できる、という利点がある。
　しかし、電動機やインバータ等の特性が経時変化した場合、学習したときの条件と異なってしまい、補償精度が低下する可能性がある。
　本実施形態１１および後に示す実施形態１２～１４は、上記のテーブル補償方式によるトルクリプル抑制に、電動機やインバータ等の特性が経時変化した場合にも補償精度を確保できる制御装置を提案するものである。
　図１８は、本実施形態による電動機のトルク制御装置のブロック構成を示し、電流ベクトル制御方式のインバータ制御に、テーブル補償にオンライン補償を併用してトルクリプルを抑制する。
　図１８において、インバータ７の電流ベクトル制御部３１は、電流センサ３２で検出するモータ駆動電流ｉu，ｉv，ｉwとモータ１のロータ回転角度θから座標変換部３３によりモータ回転座標に同期したｄｑ軸直交回転座標系の電流に変換したｄ，ｑ軸電流検出値との比較によりモータ電流の制御を行う。ロータ回転角度θは回転位置センサ６によるエンコーダ波形ａｂｚから速度・位相検出部３４により速度ωと共に求められる。
　トルク／ｉｄ，ｉｑ変換部３５（図２の指令値変換部１５）は、コントローラ５からのトルク指令値Ｔrefとモータ回転速度ωから、ベクトル制御における回転ｄｑ座標系のｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉd *（Ｉdo）、ｉq0 *（Ｉqo）に変換し、これら電流指令値のうちｑ軸電流指令値ｉq0 *にトルク脈動補償電流ｉqcm *を重畳して電流ベクトル制御指令値とする。
　ここで、補償テーブル３６と補償電流生成部３７は、図２に示すローパスフィルタ１８とメモリ１９に相当するもので、任意の定常動作点（定常トルク・定常回転数）においてトルク脈動のフーリエ係数を０に制御するための出力ＩAn、ＩBnを記憶するメモリ１９の補償電流信号に代えて、振幅Ｍと位相φのテーブルデータとして保存し、これらデータから補償電流を生成する。
　振幅・位相補償テーブル３６は、図２のメモリ１９と同様に、コントローラ５によって学習したトルクリプル補償電流出力ＩAn、ＩBnに相当する振幅Ｍおよび位相φを記録する。この作業を複数の定常動作点で同様に記録して、トルク指令Ｔref *と回転数ωを変数とした２次元の振幅テーブルおよび位相テーブルを生成する。データ間の情報は線形補間等で補間する。
　補償電流生成部３７は、運転状態（トルク指令・回転数）からそのときの振幅Ｍと位相φを振幅／位相補償テーブル３６から読み出し、これら読み出した振幅Ｍと位相φは、そのときの回転位相θを用いて、テーブル補償電流ｉqct *＝Ｍ・ｓｉｎ（ｎθ＋φ）を生成する（ｎは補償次数）。この生成したテーブル補償電流ｉqct *は、コントローラ５からのオンライン補償電流iqc *と合成してｑ軸電流指令値ｉqcm *とする。
　コントローラ５は、図１と同様に、トルクリプル抑制制御手段を搭載し、このトルクリプル抑制制御手段としては例えば図２に示すように、基準となる周波数（次数ｎ）と位相θをもつ正弦・余弦波を生成する正弦・余弦波生成器１１と、これら正弦・余弦波の設定と任意のフーリエ変換周期Ｔrを設定して、軸トルク検出値Ｔdetを数式２に基づきフーリエ変換し、ｎ次のフーリエ係数ＴAn、ＴBnを演算するフーリエ変換部１２と、これらの脈動成分のフーリエ係数が目標値０（すなわち脈動を抑制）となるように各々制御する２つのＰＩ制御器１３Ａ，１３Ｂと、これらの出力ＩAn、ＩBnをそのまま補償電流信号のフーリエ係数として、トルク脈動補償電流ｉqcc *として求める乗算器１４Ａ，１４Ｂとを備える。そして、求めたトルク脈動補償電流ｉqcc *は補償電流生成部３７からのテーブル補償電流iqct *と合成して、ベクトル制御インバータ７のｑ軸電流指令値ｉq0 *への補償信号にする。
　したがって、補償テーブル３６および補償電流生成部３７で学習しておいたトルクリプルの補償電流ｉqct *が周辺温度の変化や経時的な物性変化などによりずれてしまった場合にも、コントローラ５によるオンライン補償のフィードバックループが働いて、テーブル補償電流の精度が低下するのを防止できる。
　なお、テーブル補償電流ｉqct *は、学習済みの補償電流テーブル３６から瞬時に振幅・位相を得て補償電流を生成するので、速度変化やトルク変化が起きた場合にも好適な補償電流を迅速に出力することができる。
　（実施形態１２）
　図１９は、本実施形態による電動機のトルク制御装置のブロック構成を示し、基本的な構成および作用は図１８と変わらないが、補償テーブル３６で発生する補償電流の振幅Ｍ・位相φの誤差を補正するように、コントローラ５からオンライン補償フィードバックループを構成する。
　図１９において、Ｍ*は補償電流振幅指令値（オンライン補償分）、φ*は補償電流位相指令値（オンライン補償分）であり、合成器３８，３９ではこれらを補償電流の振幅Ｍ・位相φにそれぞれ合成して補償電流生成部３７への補償電流振幅値（合成値）Ｍ’、補償電流位相値（合成値）φ’とする。
　実施形態１１では、補償電流生成後にテーブル補償電流ｉqct *とオンライン補償電流ｉqc *を合成していたが、本実施形態では振幅・位相の状態で合成する。すなわち、補償テーブル振幅値Ｍ、および補償テーブル位相値φを、それぞれオンライン補償振幅値Ｍ*とオンライン補償位相値φ*と合成して、合成補償電流振幅値Ｍ’、合成補償電流位相値φ’を生成する。補償電流生成部３７では、ｉqc *＝Ｍ’・ｓｉｎ（ｎθ＋φ’）にて、最終的な補償電流ｉqc *を生成する。（ｎは補償次数）
　本実施形態によれば、振幅・位相という直感的にわかりやすい状態量でテーブル誤差を把握・補正できるとともに、補償電流生成部３７を一カ所に纏めることができる。
　（実施形態１３）
　図２０は本実施形態による電動機のトルク制御装置のブロック構成を示し、実施形態１２（図１９）の補償テーブル３６の振幅Ｍ・位相φに代えて、図２のメモリ１９と合成器１４Ａ，１４Ｂと同様に、余弦フーリエ係数および正弦フーリエ係数として補償電流を求める構成である。
　補償テーブル４０は、トルク指令Ｔref *と回転速度ωに応じて補償電流余弦フーリエ係数テーブル値Ａと補償電流正弦フーリエ係数テーブル値Ｂを発生し、コントローラ５はオンライン補償電流余弦フーリエ係数Ａ*とオンライン補償電流正弦フーリエ係数Ｂ*を発生し、合成器３８，３９ではこれらを合成して補償電流余弦フーリエ係数合成値Ａ’と補償電流正弦フーリエ係数合成値Ｂ’を得る。
　トルクリプル抑制制御手段を搭載したコントローラ５では、基本的にフーリエ変換（あるいはそれに類する手法）によってトルクリプル周波数成分を抽出して抑制する手法を用いている。図２では、２つのフーリエ係数（正弦フーリエ係数と余弦フーリエ係数）があり、これらを用いて補償電流の振幅値、位相値を計算している。
　図２の構成では、トルクリプル周波数成分検出値の正弦／余弦フーリエ係数がともにゼロとなるようにＰＩＤ制御器１３Ａ、１３Ｂで制御され、その結果生成されるＰＩＤ制御器の出力値を補償電流余弦フーリエ係数Ａ、補償電流正弦フーリエ係数Ｂとしている。これらから、振幅Ｍおよび位相φは以下のように求められる。
　　Ｍ＝√（Ａ2＋Ｂ2）、φ＝ｔａｎ-1（Ｂ／Ａ）
　実施形態１１、１２は、上記の振幅Ｍ、および位相φを求めてから補償テーブル生成あるいはオンライン補償を行っており、補償電流の特性が直感的に分かりやすい反面、上述の演算変換が必要となっていた。
　そこで、本実施形態では、図２０に示すとおり、振幅・位相に変換する前の２つのフーリエ係数Ａ、Ｂの状態で補償テーブルを生成するとともに、オンライン補償についてもフーリエ係数の状態で合成して、最終段で補償電流ｉqc *を生成する。これにより、振幅・位相に変換する上記の演算の手間が省け、補償処理を簡略化できる。
　（実施形態１４）
　本実施形態では、実施形態１１～１３のいずれかの構成を並列化して同時に複数次数成分のトルクリプルを抑制する手法を提供する。
　例えば、実施形態１１の構成を並列化した場合について図２１に示す。（他の実施形態についても同様であるので、図面での説明は省略する。）図２１は、２つの補償テーブル３６Ａ、３６Ｂでは２つの次数成分で個別に振幅Ｍ、位相φを生成し、これらから２つの補償電流生成部３７Ａ，３７Ｂで２つの次数について補償電流を生成し、これら２つの次数について同時にトルクリプルを抑制する。なお、当然ではあるが３つ以上の次数を同時に抑制する場合についても拡張可能である。
　以上のとおり、本発明によれば、インバータで駆動する電動機のトルクなどをフーリエ変換し、任意周波数の脈動成分を２つのフーリエ係数の形で検出し、この２つのフーリエ係数の検出による脈動抑制の学習制御系を複素ベクトル平面で構成し、前記脈動補償電流を求めるようにしたため、トルク脈動補償信号などによる過補償や不安定振動、干渉を防いだ安定制御をしながら、トルク脈動補償信号などの学習が確実、容易になる。
　さらに、「テーブル補償方式」を基本として、オンライン補償を併用して、フィードフォワード的に抑制する補償電流を生成するため、電動機やインバータ等の特性が経時変化した場合にも補償精度を確保できる。

Claims (17)

  1. 　インバータで駆動する電動機の脈動検出値をフーリエ変換し、任意周波数の脈動成分を２つのフーリエ係数の形で検出し、学習制御器により脈動を抑制するように学習制御して、ベクトル制御における回転座標系のｄ軸電流指令値あるいはｑ軸電流指令値あるいはｄ軸ｑ軸電流指令値の双方に学習した脈動補償電流を重畳して、脈動を抑制する電動機の脈動抑制装置において、
    　前記２つのフーリエ係数の検出による脈動抑制の学習制御系を、複素ベクトル平面で構成し、前記脈動補償電流を求める手段を備えたことを特徴とする電動機の脈動抑制装置。
  2. 　前記脈動補償電流を求める手段は、複素ベクトル平面で制御対象システムの周波数特性、あるいはシステム同定結果を用いて、それを複素ベクトルで表現し、脈動補償電流と電動機駆動システムから２つのフーリエ係数の干渉項を基に、複素ベクトルの実部と虚部を非干渉化する非干渉化制御要素を備えたことを特徴とする請求項１に記載の電動機の脈動抑制装置。
  3. 　前記手段は、学習制御器をＰＩＤ制御器で構成し、このＰＩＤ制御器の出力を前記非干渉化制御要素を通して補償電流を求め、ＰＩＤ制御器のゲインを所望の閉ループ応答となるように極配置する学習制御手段を備えたことを特徴とする請求項１または２に記載の電動機の脈動抑制装置。
  4. 　前記学習制御器の出力段に初期値０の低周波数域通過フィルタを挿入した上で、所望の閉ループ応答となるように極配置し、前記学習制御系の脈動抑制開始時に逆応答またはオーバーシュートが発生するのを防止する手段を備えたことを特徴とする請求項１～３のいずれか１項に記載の電動機の脈動抑制装置。
  5. 　前記学習制御器へのフィードバック信号経路に、脈動抑制開始時のみ機能する初期値０の低周波数域通過フィルタを挿入し、脈動抑制開始後および低周波数域通過フィルタの時定数経過後は該フィルタを介さない経路に切り換える手段を備えたことを特徴とする請求項１～３のいずれか１項に記載の電動機の脈動抑制装置。
  6. 　前記学習制御器のゲインは、電動機の回転数に適応して可変、自動調整する制御ゲイン自動調整手段を備えたことを特徴とする請求項１～５のいずれか１項に記載の電動機の脈動抑制装置。
  7. 　前記学習制御器のフーリエ変換周期を電動機の回転数に合わせて変更することを特徴とする請求項１～６のいずれか１項に記載の電動機の脈動抑制装置。
  8. 　前記学習制御器の応答周波数を、フーリエ変換周期に適応して設定する手段を備えたことを特徴とする請求項７に記載の電動機の脈動抑制装置。
  9. 　前記学習制御器を異なる周波数成分において適用し、それらを並列化して、同時に複数の周波数成分のトルク脈動を抑制する手段を備えたことを特徴とする請求項１～８のいずれか１項に記載の電動機の脈動抑制装置。
  10. 　前記脈動成分は、電動機の軸トルク検出値とし、電動機の軸トルクの脈動を抑制することを特徴とする請求項１～８に記載の電動機の脈動抑制装置。
  11. 　前記脈動成分は、電動機のフレームの脈動成分とし、電動機のフレームの脈動を抑制することを特徴とする請求項１０に記載の電動機の脈動抑制装置。
  12. 　前記脈動成分は、電動機の回転速度検出値、あるいは回転位置検出値の脈動成分とし、電動機の速度の脈動あるいは回転位置の脈動を抑制することを特徴とする請求項１０に記載の電動機の脈動制御装置。
  13. 　前記脈動成分は、電動機の電流の脈動成分とし、電動機の電流の脈動を抑制することを特徴とする請求項１０に記載の電動機の脈動制御装置。
  14. 　前記コントローラによってトルクリプル抑制制御を実行したときに指定した定常動作状態（定常トルク指令・定常回転数）で学習したトルクリプル補償電流ｉqc *の振幅Ｍおよび位相φを、トルク指令Ｔref *と回転数ωを変数とした２次元の振幅テーブルおよび位相テーブルを生成しておく振幅・位相補償テーブルと、
    　電動機の運転状態での前記トルク指令Ｔref *と回転数ωからそのときの振幅Ｍと位相φを前記振幅・位相補償テーブルから読み出し、これら振幅Ｍと位相φとそのときの電動機の回転位相θを用いて、テーブル補償電流ｉqct *＝Ｍ・ｓｉｎ（ｎθ＋φ）を生成する補償電流生成部と、
    　電動機の運転状態での脈動検出値Ｔdetをフーリエ変換し、前記テーブル補償電流ｉqct *と同じ周波数の脈動成分を２つのフーリエ係数の形で検出し、この脈動成分を０にするトルク脈動補償電流ｉqcc *を求めるトルクリプル抑制制御手段と、
    　前記トルク脈動補償電流ｉqcc *と前記テーブル補償電流ｉqct *を合成して前記ｄ，ｑ軸電流指令値に重畳する補償電流合成手段とを備えたことを特徴とする請求項１～１３のいずれか１項に記載の電動機の脈動制御装置。
  15. 　前記コントローラによってトルクリプル抑制制御を実行したときに指定した定常動作状態（定常トルク指令・定常回転数）で学習したトルクリプル補償電流ｉqc *の振幅Ｍおよび位相φを、トルク指令Ｔref *と回転数ωを変数とした２次元の振幅テーブルおよび位相テーブルを生成しておく振幅・位相補償テーブルと、
    　電動機の運転状態での脈動検出値Ｔdetをフーリエ変換し、前記テーブル補償電流ｉqct *と同じ周波数の脈動成分を２つのフーリエ係数の形で検出し、この脈動成分を０にする補償電流振幅指令値指令値Ｍ*および補償電流位相指令値φ*を求めるトルクリプル抑制制御手段と、
    　電動機の運転状態での前記トルク指令Ｔref *と回転数ωからそのときの前記振幅Ｍと位相φを前記振幅・位相補償テーブルから読み出し、これら振幅Ｍおよび位相φと、前記補償電流振幅指令値指令値Ｍ*および補償電流位相指令値φ*をそれぞれ合成して合成補償電流振幅値Ｍ’および合成補償電流位相値φ’を生成する合成手段と、
    　前記合成補償電流振幅値Ｍ’と合成補償電流位相値φ’およびそのときの電動機の回転位相θを用いて、テーブル補償電流ｉqc *＝Ｍ’・ｓｉｎ（ｎθ＋φ’）を生成する補償電流生成部とを備えたことを特徴とする請求項１～１３のいずれか１項に記載の電動機の脈動制御装置。
  16. 　前記コントローラによってトルクリプル抑制制御を実行したときに指定した定常動作状態（定常トルク指令・定常回転数）で学習したトルクリプル周波数成分の補償電流余弦フーリエ係数テーブル値Ａおよび補償電流正弦フーリエ係数テーブル値Ｂを、トルク指令Ｔref *と回転数ωを変数とした２次元のテーブル値として生成しておくフーリエ係数補償テーブルと、
    　電動機の運転状態での脈動検出値Ｔdetをフーリエ変換し、前記フーリエ係数補償テーブルのテーブル値Ａ，Ｂと同じ周波数の脈動成分を０にする２つの補償電流余弦フーリエ係数Ａ*と補償電流正弦フーリエ係数Ｂ*を求めるトルクリプル抑制制御手段と、
    　電動機の運転状態での前記トルク指令Ｔref *と回転数ωからそのときの前記フーリエ係数テーブル値ＡおよびＢを前記フーリエ係数補償テーブルから読み出し、これらフーリエ係数テーブル値ＡおよびＢと、前記補償電流余弦フーリエ係数Ａ*と補償電流正弦フーリエ係数Ｂ*をそれぞれ合成して補償電流余弦フーリエ係数合成値Ａ’と補償電流正弦フーリエ係数合成値Ｂ’を生成する合成手段と、
    　前記フーリエ係数合成値Ａ’と補償電流正弦フーリエ係数合成値Ｂ’およびそのときの電動機の回転位相θを用いて、振幅Ｍ＝√（Ａ’2＋Ｂ’2）、位相φ＝ｔａｎ-1（Ｂ’／Ａ’）のテーブル補償電流ｉqc *＝Ｍ・ｓｉｎ（ｎθ＋φ）を生成する補償電流生成部とを備えたことを特徴とする請求項１～１３のいずれか１項に記載の電動機の脈動制御装置。
  17. 　前記補償テーブルと合成手段とトルクリプル抑制制御手段および補償電流生成部は、複数次数成分で個別に振幅Ｍ、位相φを生成またはフーリエ係数を生成し、これら次数別に合成して補償電流を生成する手段を備えたことを特徴とする請求項１４～１６のいずれか１項に記載の電動機の脈動制御装置。
PCT/JP2009/064630 2008-08-26 2009-08-21 電動機の脈動抑制装置 WO2010024194A1 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2010526678A JP5088413B2 (ja) 2008-08-26 2009-08-21 電動機の脈動抑制装置

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2008216864 2008-08-26
JP2008-216864 2008-08-26

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2010024194A1 true WO2010024194A1 (ja) 2010-03-04

Family

ID=41721362

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2009/064630 WO2010024194A1 (ja) 2008-08-26 2009-08-21 電動機の脈動抑制装置

Country Status (2)

Country Link
JP (1) JP5088413B2 (ja)
WO (1) WO2010024194A1 (ja)

Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2012005269A (ja) * 2010-06-18 2012-01-05 Meidensha Corp 回転電気機械のトルクリプル抑制制御装置および制御方法
WO2014061683A1 (ja) 2012-10-17 2014-04-24 株式会社神戸製鋼所 逆応答系の制御装置
JP2016082636A (ja) * 2014-10-14 2016-05-16 日立アプライアンス株式会社 モータ制御装置、圧縮機、空気調和機およびプログラム
TWI621329B (zh) * 2017-07-20 2018-04-11 東元電機股份有限公司 馬達驅動控制系統及其方法
WO2018159116A1 (ja) * 2017-02-28 2018-09-07 株式会社デンソー 信号処理システム
CN111464085A (zh) * 2020-04-29 2020-07-28 华南理工大学 一种基于阶次提取的电机电流谐波及转矩脉动抑制方法
CN112671294A (zh) * 2021-01-18 2021-04-16 珠海格力电器股份有限公司 电机电流的确定方法、装置、空调、存储介质及处理器
CN115694282A (zh) * 2022-10-18 2023-02-03 哈尔滨工业大学 永磁同步压缩机负载转矩扰动抑制方法
CN115913018A (zh) * 2022-11-04 2023-04-04 珠海市伟高变频科技有限公司 一种基于转速控制的单转子压缩机振动抑制方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001025280A (ja) * 1999-06-17 2001-01-26 Switched Reluctance Drives Ltd 回転機械におけるトルク不整の能動的低減
JP2004120814A (ja) * 2002-09-24 2004-04-15 Mitsubishi Electric Corp 電動機の制御装置、電動機装置、電動機の制御方法
JP2005206343A (ja) * 2004-01-23 2005-08-04 Mitsubishi Electric Corp エレベータの制御装置
JP2006238663A (ja) * 2005-02-28 2006-09-07 Toshiba Corp 電動機の制御装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001025280A (ja) * 1999-06-17 2001-01-26 Switched Reluctance Drives Ltd 回転機械におけるトルク不整の能動的低減
JP2004120814A (ja) * 2002-09-24 2004-04-15 Mitsubishi Electric Corp 電動機の制御装置、電動機装置、電動機の制御方法
JP2005206343A (ja) * 2004-01-23 2005-08-04 Mitsubishi Electric Corp エレベータの制御装置
JP2006238663A (ja) * 2005-02-28 2006-09-07 Toshiba Corp 電動機の制御装置

Cited By (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2012005269A (ja) * 2010-06-18 2012-01-05 Meidensha Corp 回転電気機械のトルクリプル抑制制御装置および制御方法
US10007237B2 (en) 2012-10-17 2018-06-26 Kobe Steel, Ltd. Control device for inverse response system
WO2014061683A1 (ja) 2012-10-17 2014-04-24 株式会社神戸製鋼所 逆応答系の制御装置
JP2014081822A (ja) * 2012-10-17 2014-05-08 Kobe Steel Ltd 逆応答系の制御装置
JP2016082636A (ja) * 2014-10-14 2016-05-16 日立アプライアンス株式会社 モータ制御装置、圧縮機、空気調和機およびプログラム
WO2018159116A1 (ja) * 2017-02-28 2018-09-07 株式会社デンソー 信号処理システム
TWI621329B (zh) * 2017-07-20 2018-04-11 東元電機股份有限公司 馬達驅動控制系統及其方法
CN111464085A (zh) * 2020-04-29 2020-07-28 华南理工大学 一种基于阶次提取的电机电流谐波及转矩脉动抑制方法
CN112671294A (zh) * 2021-01-18 2021-04-16 珠海格力电器股份有限公司 电机电流的确定方法、装置、空调、存储介质及处理器
CN112671294B (zh) * 2021-01-18 2024-06-28 珠海格力电器股份有限公司 电机电流的确定方法、装置、空调、存储介质及处理器
CN115694282A (zh) * 2022-10-18 2023-02-03 哈尔滨工业大学 永磁同步压缩机负载转矩扰动抑制方法
CN115694282B (zh) * 2022-10-18 2023-05-16 哈尔滨工业大学 永磁同步压缩机负载转矩扰动抑制方法
CN115913018A (zh) * 2022-11-04 2023-04-04 珠海市伟高变频科技有限公司 一种基于转速控制的单转子压缩机振动抑制方法

Also Published As

Publication number Publication date
JPWO2010024194A1 (ja) 2012-01-26
JP5088413B2 (ja) 2012-12-05

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5088413B2 (ja) 電動機の脈動抑制装置
JP5434368B2 (ja) 電動機のトルク脈動抑制システム
JP5088414B2 (ja) 電動機の外乱抑圧装置および外乱抑圧方法
JP5326429B2 (ja) 電動機の脈動抑制装置
JP5258906B2 (ja) バルブ制御装置
JP5446988B2 (ja) 回転電気機械のトルクリプル抑制制御装置および制御方法
JP4685509B2 (ja) 交流電動機の駆動制御装置および駆動制御方法
JP5621274B2 (ja) モータのトルク制御装置
JP4687584B2 (ja) 洗濯機
JP5800108B2 (ja) 周期外乱自動抑制装置
JP5877733B2 (ja) 電動モータの制御装置
JP5510842B2 (ja) ３相モータ制御装置、３相モータシステム、３相モータ制御方法及びプログラム
WO2013137129A1 (ja) 電動機の制御装置及び電動機の制御方法
WO2008075558A1 (ja) 位置制御装置
CN110365268A (zh) 马达控制系统中的转矩波动补偿
JP6740890B2 (ja) インバータの制御方法およびインバータの制御装置
JP4294344B2 (ja) 電動機の制御方法及び制御装置
JP5488043B2 (ja) モータのトルク制御装置
JP4348737B2 (ja) 同期電動機の電流センサレス制御装置
WO2021084739A1 (ja) モータインダクタンス測定装置、モータ駆動システム、及びモータインダクタンス測定方法
JP5488044B2 (ja) 回転電気機械のトルクリプル抑制制御装置および制御方法
JP2012005269A (ja) 回転電気機械のトルクリプル抑制制御装置および制御方法
JP5292637B2 (ja) 駆動装置および方法
JP5017984B2 (ja) サーボ制御装置とその速度追従制御方法
Tadano et al. Periodic learning suppression control of torque ripple utilizing system identification for permanent magnet synchronous motors

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 09809845

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

DPE1 Request for preliminary examination filed after expiration of 19th month from priority date (pct application filed from 20040101)
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2010526678

Country of ref document: JP

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 09809845

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1