JP2004120814A - 電動機の制御装置、電動機装置、電動機の制御方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】複数相の電流検出回路に含まれる増幅器の相間検出ゲインの差分を補正し、ｑ軸電流の電気角周波数で見た際の２次周波数成分を検出して脱調判定を行う手段を有する電動機のインバータ制御装置を駆動する際、正しく脱調判定を行え、信頼性の高い安定した運転を行えることを目的とする。
【解決手段】電動機に流れる複数相の電流を検出する電動機巻線電流検出手段と、電動機巻線電流より励磁電流成分（ｄ軸電流）とトルク電流成分（ｑ軸電流）とを求める手段と、ｑ軸電流より電気角周波数で見た際の２次周波数の実軸または虚軸成分を算出する手段と、ｑ軸電流の２次周波数の実軸または虚軸成分より電動機巻線電流検出手段を持つ複数相間の検出ゲインの差分を補正する手段と、を備えたものである。
【選択図】 図１
【解決手段】電動機に流れる複数相の電流を検出する電動機巻線電流検出手段と、電動機巻線電流より励磁電流成分（ｄ軸電流）とトルク電流成分（ｑ軸電流）とを求める手段と、ｑ軸電流より電気角周波数で見た際の２次周波数の実軸または虚軸成分を算出する手段と、ｑ軸電流の２次周波数の実軸または虚軸成分より電動機巻線電流検出手段を持つ複数相間の検出ゲインの差分を補正する手段と、を備えたものである。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電動機巻線に流れる複数相分の電流を検出する電動機巻線電流検出手段を持ち、複数相間の電流検出ゲインの差分を補正する電動機の制御装置及びこの制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電動機を制御するモータ制御装置は、電動機巻線の各相に供給されるモータ電流を電流検出回路により検出して、この電流検出回路の検出出力に基づき電動機モータのトルク、速度、位置などをインバータにて制御するように構成されている。そして、この電流検出回路は、例えばホール素子型電流センサやカレントトランスなどの電流検出センサと、この電流検出センサの出力を増幅する例えば演算増幅器などからなるアナログアンプから構成される。しかし、これらセンサ及びアナロク゛アンプはその出力が見込まれた値とはならないゲイン誤差（増幅誤差）が生じることが知られている。検出回路にボリューム等の初期調整機能を持つ場合は、製品の工場出荷時にある程度の調整は可能であるが、アナログ量の調整であるため誤差は残る。また、初期調整機能を持たない場合誤差が大きくなる。さらに、ゲイン誤差は、電流検出回路の部品が持つ温度特性によっても誤差量が変化する。このゲイン誤差は、電流検出回路により検出されるモータ電流検出信号に誤差を与え、電動機モータの制御、すなわちトルク、速度、位置などの制御に悪影響を与え、その制御性能を劣化させることになる。こうした問題を抑制するために、従来、ゲイン誤差を何らかの方法で調整する手段が用いられている。例えば、特開平３―２７７１９４号公報では、電動機モータの動作中にゲイン誤差を、ｄ軸電流及びｑ軸電流の時間特性から較正する手段を備えた電動機制御装置を開示している。
【０００３】
図１３は、特許文献１（特開平３―２７７１９４号公報）で示される従来のゲイン誤差を調整する手段を備えた電動機制御装置の構成を示すブロック図で、制御装置１００は、主としてＣＰＵ１０１、ＲＯＭ１０２、ＲＡＭ１０３、ディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）１０４、共通ＲＡＭ１０７、Ａ／Ｄ変換器１０５ａ・１０５ｂ、現在値カウンタ１０６から構成されている。ＣＰＵ１０１にはインタフェース１０９を介してキーボード（ＫＢ）１１１及びＣＲＴ１１２表示装置が接続されている。ＤＳＰ１０４の出力はインバータ２に入力され、そのインバータ２はＤＳＰ１０４の出力信号に応じて電動機１を駆動する。電動機１には同期モータが用いられ、インバータ２のＰＷＭ電圧制御により電動機１の負荷電流が制御され、その結果、出力トルクが制御される。
【０００４】
電動機１のＵ相及びＶ相の負荷電流は、電流検出手段（カレントトランス等）３ａ〜３ｂにより検出され、増幅器１０８ａ・１０８ｂにより増幅される。その増幅器１０８ａ・１０８ｂの出力は、Ａ／Ｄ変換器１０５ａ・１０５ｂに入力され、所定の周期でサンプリングされ、ディジタル値に変換される。そのサンプリングされた値は、瞬時負荷電流のフィードバック値として、ＤＳＰ１０４に入力する。又、電動機１にはパルスエンコーダ１２３が接続され、その現在位置が検出される。パルスエンコーダ１２３の出力は波形成型・方向判別回路１２４を介して現在値カウンタ１０６に入力されるパルスエンコーダ１２３からの出力信号は現在値カウンタ１０６の値を加減させる。ＤＳＰ１０４により、現在値カウンタ１０６の値は現在位置フィードバック値として読み込まれ、ＤＳＰ１０４により、ＣＰＵ１０１から出力された目標値と比較された位置偏差が算出される。そして、ＤＳＰ１０４により、その位置偏差に基づいて速度目標値が算出される。又、ＤＳＰ１０４に入力された現在位置フィードバック値は微分され、速度フィードバック値が算出される。ＤＳＰ１０４により、位置偏差に応じて決定される速度目標値と速度フィードバック値が比較され速度偏差が算出され、その速度偏差に基づいて電流目標値が算出される。
【０００５】
ＤＳＰ１０４により、この電流目標値は、増幅器１０８ａ・１０８ｂ及びＡ／Ｄ変換器１０５ａ・１０５ｂを介して電流検出手段３ａ〜３ｂにて検出された負荷電流の電流フィードバック値と比較され、電流偏差が算出される。その時の瞬時電流偏差と瞬時電流偏差の累積値と電流目標値に基づいて、即ち、比例積分演算により、その時の瞬時電流指令値が演算される。その瞬時電流指令値は高周波の三角波と比較され、インバータ２の各相のトランジスタのオンオフを制御する電圧制御ＰＷＭ信号が生成される。その電圧制御ＰＷＭ信号は、インバータ２に出力され、そのインバータ２の各相のトランジスタがそれぞれ駆動される。このインバータのスイッチングにより、各相の負荷電流は電流目標値に制御されることになる。尚、電動機１の位置決めは、ＣＰＵ１０１により現在値カウンタ１０６の出力値が位置の目標値に等しくなったと判定された時に完了される。又、Ａ／Ｄ変換器１０５ａ・１０５ｂによってサンプリングされたＵ相、Ｖ相の負荷電流は、ＤＳＰ１０４によってｄｑ変換される。ＤＳＰ１０４により変換された一定期間のｄ軸及びｑ軸成分は、共通ＲＡＭ１０７に蓄積される。そして、共通ＲＡＭ１０７に記憶されたｄ軸成分及びｑ軸成分は、ＣＰＵから読みとられ、較正演算に使用される。又、ＣＰＵ１０１で演算された増幅器１０８ａ・１０８ｂに関連する補正パラメータは、共通ＲＡＭに記憶される。運転中ＤＳＰ１０４は、Ａ／Ｄ変換器１０５ａ・１０５ｂの出力値を、共通ＲＡＭ１０７に記憶された値を用い補正演算を行って、各相の検出負荷電流値を求める。今、電流検出系統の出力特性を数式１のようにおいたとする。但し、Ｅｕ、ＥｖはＵ相、Ｖ相の出力の振幅である。
【０００６】
【数１】
【０００７】
上記のような装置により、繰り返し演算を行うと、共通ＲＡＭには、所定時間、負荷電流の現在値のｄ軸成分とｑ軸成分が蓄積される。ｄ軸成分Ｉｄ及びｑ軸成分Ｉｑの測定された時間特性から、直流成分が求められる。これらの値から、出力の振幅が数式２のように算出される。ここで、Ｄｄ、Ｄｑはそれぞれｄ軸電流、ｑ軸電流の測定された直流成分である。数式２を用い、ゲイン誤差を調整していく。
【０００８】
【数２】
【０００９】
また特許文献２（特開２００１−１９７７９７号公報）や特許文献３（特開平５−９１７８０号公報）にはモーターを高効率で滑らかに回転させるため電流値の基本波に基づいてオフセット電流値を演算したり、電流値の直流成分に基づいてゲインアンバランス値を演算し、これらに基づいて電流指令値のゲインを補正してトルクリップルを低減する考えが記載されている。以下、ｄ軸とｑ軸については、本文では統一して次のように扱う。電動機１の回転子上でＮ極側をｄ軸とし、回転方向に９０度進んだ位相をｑ軸とする。また、同期電動機の駆動に、パルスエンコーダ１２３等の回転子位置を検出するセンサを用いない場合、インバータ２では回転子のｄ軸ｑ軸座標を正確に捉えることができないため、一般にγ軸、δ軸座標と称することもあるが、本文では、特に区別せず、両者ｄ軸、ｑ軸の名称で扱う。
【００１０】
【特許文献１】
特開平３―２７７１９４号公報（第１図）
【特許文献２】
特開２００１−１９７７９７号公報（請求項２）
【特許文献３】
特開平５−９１７８０号公報（請求項１）
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
磁石トルクに加えリラクタンストルクを併用できるＩＰＭ（ＩｎｔｅｒｉｏｒＰｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ：内部磁石埋込型）モータが使用されるようになり、このＩＰＭモータを、構造上の制約あるいはコスト的な理由等からセンサレス制御で駆動する場合、モータの脱調運転を検知して停止処理を行う保護機能は、信頼性の上からも不可欠である。ここで、ＩＰＭモータが脱調運転すると検出が難しいと言う問題があった。
【００１２】
また、コスト削減のため、電動機巻線電流検出手段に用いる部品は、安価であっても、起動時や通常運転時に安定した運転を行えるようにすることが課題となっていた。また電動機の複数の相の電流を検出する場合、おのおのの電流検出回路の電流検出ゲインにばらつきがあるとき、検出精度が悪くなるだけでなく電流リップルが増大し回転ムラなどで電動機の性能が悪化するという問題があった。
【００１３】
この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたもので、新たな装置を付加することなく、相間検出ゲインの差、即ち電流検出ゲインのばらつきを補正し、安定した効率の良い運転を行える制御装置を提供することを目的とする。またこの発明は安定した信頼性の高い運転が可能な装置、方法を提供するものである。また、正確に脱調判定を行え、信頼性の高い運転を行える制御装置、制御方法を提供することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明に係わる電動機の制御装置は、電動機を制御するインバータと、インバータに制御され電動機巻線に流れる複数相の電流を検出する電流検出手段と、電流検出手段にて検出された電流より励磁電流成分であるｄ軸電流およびトルク電流成分であるｑ軸電流の少なくとも一方を求める電流演算手段と、ｄ軸電流およびｑ軸電流の少なくとも一方より電気角周波数で見た際の２次周波数の実軸成分または虚軸成分を算出する周波数成分算出手段と、ｄ軸電流およびｑ軸電流の少なくとも一方の２次周波数の実軸成分または虚軸成分より電流検出手段の複数相間の検出ゲインを補正する補正手段と、を備えたものである。
【００１５】
本発明に係わる電動機の制御装置は、電動機を制御するインバータと、インバータに制御され電動機巻線に流れる複数相の電流を検出する電流検出手段と、電流検出手段にて電流を検出する複数相に対し電流を供給する電流供給手段と、電流供給手段にて電流を供給した際検出される各相の電流検出値の極性より電流検出手段の各相の電流検出ゲインの大小関係を判定する判定手段と、電流検出ゲインの大小関係より電流検出手段の持つ複数相間の検出ゲインを補正する第２の補正手段と、を備えたものである。
【００１６】
本発明に係わる電動機の制御装置は、電動機を制御するインバータと、インバータに制御され電動機巻線に流れる複数相の電流を検出する電流検出手段と、電流検出手段で検出された電流より励磁電流成分であるｄ軸電流とトルク電流成分であるｑ軸電流とを求める電流演算手段と、ｄ軸電流およびｑ軸電流の少なくとも一方より電気角周波数で見た際の２次周波数の実軸成分及び虚軸成分を算出する周波数成分算出手段と、ｄ軸電流およびｑ軸電流の少なくとも一方の電気角周波数で見た際の２次周波数の実軸成分及び虚軸成分より脱調判定を行う脱調判定手段と、を備えたものである。
【００１７】
本発明に係わる電動機の制御方法は、電流検出手段にて検出された電流の時間的変化から２次周波数の所定間隔の数値情報を得るステップと、数値情報の実軸成分または虚軸成分を算出するステップと、数値情報の実軸成分または虚軸成分より電流検出手段の複数相間の検出ゲインを補正するステップと、を備えたものである。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の具体的な実施の形態を説明する。
実施の形態１．
以下、本発明の実施の形態１にかかる電動機の制御装置について図面を参照にしながら説明する。図１は、実施の形態１にかかる電動機の制御装置の全体構成を示すブロック図である。図中のハード部は実際にはインバータを制御する電子基板などに実装される部分である。又ソフト部は電子基板に搭載されるマイクロコンピュータのソフトウェア（プログラム）で実現される部分である。
【００１９】
図１に示す制御装置は、電動機１の巻線に流れる複数相分の電流を検出する電動機巻線電流検出手段３ａ〜３ｂと、電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂと、検出した電動機巻線電流のアナログ値をディジタル値に変換するＡ／Ｄ変換手段１０５ａ〜１０５ｂと、Ａ／Ｄ変換手段１０５ａ〜１０５ａにより得られた値から励磁電流成分（ｄ軸電流Ｉｄ）とトルク電流成分（ｑ軸電流Ｉｑ）を算出しＰＷＭ駆動信号を作成及び発生するインバータ部２と、ｑ軸電流Ｉｑより電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂの相間検出ゲインの差分を補正する相間検出ゲイン差分補正部２０と、を備えている電動機の制御装置８である。
【００２０】
相間検出ゲイン差分補正部２０は、Ｉｑ交流成分算出手段５と、Ｉｑ交流成分ＩｑＡＣの２ｆ成分算出手段６と、相間検出ゲインの差分補正手段７から成る。励磁電流（ｄ軸電流Ｉｄ）とトルク電流（ｑ軸電流Ｉｑ）を求める手段４により算出したｑ軸電流ＩｑよりＩｑの交流成分ＩｑＡＣを算出し、ＩｑＡＣよりＩｑ交流成分の電気角周波数でみた時の２次周波数成分を算出する。このＩｑＡＣの２ｆ成分より、電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂの相間検出ゲインの差分を補正して、検出電流変換手段１７に補正結果を反映する。
【００２１】
インバータ部２は、励磁電流成分（ｄ軸電流Ｉｄ）とトルク電流成分（ｑ軸電流Ｉｑ）を求める手段４と、駆動信号生成部１２と、ＰＷＭ信号発生部１３とインバータ主回路９から成る。外部より与えられる電動機１の回転速度指令ω＊と、励磁電流（ｄ軸電流Ｉｄ）とトルク電流（ｑ軸電流Ｉｑ）を求める手段４により算出したｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑと、次に与えるｄ軸電流の指令値Ｉｄ＊に基づいて駆動信号生成部１２によりＰＷＭ信号を作成し、ＰＷＭ信号発生手段１３によりＰＷＭ信号を発生させ、インバータ主回路９により電動機を駆動する。
【００２２】
励磁電流成分（ｄ軸電流Ｉｄ）とトルク電流成分（ｑ軸電流Ｉｑ）を求める手段４のブロックは、検出電流変換手段１７と相電流演算手段１８と３相２相変換手段１９から成る。電動機巻線電流検出手段３ａ〜３ｂで検出され、電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂで増幅されたアナログ値を、Ａ／Ｄ変換手段１０５ａ〜１０５ｂによりディジタル値に変換し、この値に変換係数を乗じて検出電流に変換し、得られた検出電流よりＵＶＷ各相に流れる電流量Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを演算する。この３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗより励磁電流成分（ｄ軸電流Ｉｄ）とトルク電流成分（ｑ軸電流Ｉｑ）を算出する。
【００２３】
駆動信号生成部１２は、電圧指令演算手段１６及び２相３相変換手段１５及びＰＷＭ信号作成部１４から成る。電圧指令演算手段１６においてｄ軸電圧Ｖｄ＊とｑ軸電圧Ｖｑ＊を演算し、２相３相変換手段１５において３相分の出力電圧Ｖ＊（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）を得る。ＰＷＭ信号作成部１４は、出力電圧Ｖ＊（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）が得られるようにＰＷＭ信号を作成する。
【００２４】
インバータ主回路９はスイッチング素子１０ａ〜１０ｆ及び還流ダイオード１１ａ〜１１ｆで構成され、ＰＷＭ信号発生手段１３により発せられる信号を受けて各時刻におけるスイッチング素子１０ａ〜１０ｆの導通幅を変化し出力する。
【００２５】
次に、動作について説明する。図１は、電動機巻線電流検出手段３ａ〜３ｂを複数相（図１ではＵ相とＷ相）持つ例を示している。電動機１の運転中、電動機巻線電流検出手段３ａ〜３ｂにより検出され、電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂで増幅されたアナログ値は、Ａ／Ｄ変換手段１０５ａ〜１０５ｂによりディジタル値に変換される。変換されたＵ相及びＷ相のディジタル値を、それぞれＩｕａｄ及びＩｗａｄとおく。電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂには増幅誤差があるので、Ｉｕａｄ及びＩｗａｄにも増幅誤差が含まれる。
【００２６】
Ｉｕａｄ及びＩｗａｄは、検出電流変換手段１７において、下記の数式３のように、それぞれ変換係数Ｇｕ，Ｇｗを乗じることで、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｗ相電流Ｉｗに変換される。Ｉｕ、ＩｗにはＩｕａｄ及びＩｗａｄに含まれる増幅誤差が反映される。また、ＧｕはＵ相電流の変換係数、ＧｗはＷ相電流の変換係数を示す。
【００２７】
【数３】
【００２８】
検出電流変換手段１７により得られたＵ相及びＷ相の電流値から、相電流演算手段１７によりＵＶＷ各相に流れる電流量Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを算出する。今、Ｕ相電流ＩｕとＷ相電流Ｉｗの値が分かっているので、Ｖ相電流Ｉｖは次の数式４より求められる。
【００２９】
【数４】
【００３０】
次に、３相２相変換手段１９によりｄ軸電流値Ｉｄとｑ軸電流値Ｉｑを求める。Ｕ相電流Ｉｕ及びＷ相電流Ｉｗよりｄ軸電流値Ｉｄとｑ軸電流値Ｉｑを求める場合、電動機１の回転座標系の回転周期（電気的周波数）をω（ｒａｄ／ｓ）とおくと、Ｉｄ、Ｉｑは次の数式５のように求められる。
【００３１】
【数５】
【００３２】
次に、Ｉｑ交流成分算出手段５により、Ｉｑの直流成分を除き、Ｉｑの交流成分ＩｑＡＣを検出する。この様子を図２に示す。図２（ａ）は直流分を含むｑ軸電流で（ｂ）が直流分を除いた交流分のｑ軸電流である。Ｉｑ交流成分算出手段５により得られたＩｑＡＣのうち、Ｉｑ交流成分ＩｑＡＣの２ｆ成分算出手段６により、ＩｑＡＣの電気角で見た際の２次周波数成分を算出する。この際、回転座標系の回転周期を基準とし１周期をＮ分割して、ＩｑＡＣの値をＮ個取込みデータをストックする。図３にこの様子を示す。
【００３３】
ストックするＩｑＡＣのデータは、所定周期の平均値としても良い。この場合、ノイズ耐力が向上する。上記ストックしたＩｑＡＣのデータに次の数式６の離散フーリエ変換を施す。
【００３４】
【数６】
【００３５】
ｆ（ｎ）はＩｑＡＣの各値であり、ＮはストックしたＩｑ交流成分のストック数である。数式６よりＦ（２）、すなわちＩｑ交流成分の２次周波数成分の実軸成分と虚軸成分を得る。離散フーリエ変換は連続値である波形情報を扱いやすいように所定間隔でピックアップし得られたＮ個の波形情報よりその中に含まれる周波数成分を出力とする。出力はｘ＋ｊｙの複素数で、これはフーリエ変換の定義が余弦波に同期させた位相情報をもつので余弦波と各周波数成分の波形の位相差が偏角として表され複素数表示となる。すなわち入力波形の時間変化からその波形の周波数情報を引き出すことができる。
【００３６】
ここで、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｗ相電流Ｉｗを、次の数式７のように表す。Ａｕ、Ａｗは、それぞれＵ相電流、Ｗ相電流の電流振幅を表し、電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂの持つ増幅誤差を含んでいるものとする。
【００３７】
【数７】
【００３８】
ただし、回転座標系はインバータが出力する交流電圧の周波数にて回転するものとし、個の回転する座標と実際のモーター電流との位相差をφとする。数式７を数式５に代入して整理すると、次の数式８を得る。
【００３９】
【数８】
【００４０】
数式８の第１項はＩｄ、Ｉｑの交流成分、第２項はＩｄ、Ｉｑの直流成分である。電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂの２相間の増幅誤差の差分は、２相間の電流振幅の差分として、数式８の第１項に表れる。本例の場合、Ｕ相とＷ相の電流振幅の差分（Ａｕ−Ａｗ）は、２次周波数の場合、電気角で見た時の回転周期の２倍で変化する正弦波として数式８の第１項に表れる。
【００４１】
ここで、回転周期の２倍で変化するＩｑ交流成分である数式８第１項の２行目をＩｑ’とする。Ｉｑ’を数式９で表す。
【００４２】
【数９】
【００４３】
前述したｑ軸電流交流成分Ｉｑ＿ＡＣは、電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂの増幅誤差だけでなく、他の要因による成分も含めるものとし、ここでは、ＩｑＡＣとＩｑ’は区別して扱うこととする。Ｉｑ’を離散フーリエ変換処理すると、電気角周波数で見た時の２次成分出力は複素数（Ｘ２’）＋ｊ（Ｙ２’）として出力される。図４にこの様子をベクトル図に示す。また、実軸成分Ｘ２’、及び虚軸成分Ｙ２’は、数式１０のように表せる。
【００４４】
【数１０】
【００４５】
数式１０において、φ＝０として取り扱いを簡易化すると、実軸Ｘ２’、及び虚軸成分Ｙ２’は次の数式１１で表せる。
【００４６】
【数１１】
【００４７】
数式１１を変形すると、相間の電流振幅の差分（Ａｕ−Ａｗ）は次の数式１２で表せる。
【００４８】
【数１２】
【００４９】
数式１１のように求まる相間の電流振幅の差分（Ａｕ−Ａｗ）が０に近づくように、数式３に示すＵ相及びＷ相電流の変換係数Ｇｕ、Ｇｗを、相間検出ゲインの差分補正手段７で調整する。数式５のような離散フーリエ変換処理を、電動機１の運転中の所定時間間隔ごとに実施し、数式１２の相間の電流振幅の差分（Ａｕ−Ａｗ）が０になるように積分制御を行う。この様に離散フーリエ変換し，複素数表現で取りだし，数式１０−１２の処理を施すことによって処理が簡単になり、高調波を取り扱うにもかかわらずソフトウエアも簡素になり，実用的で且つ安定した制御装置が得られる。
【００５０】
積分制御の例を図５に示す。今、図の如く電流振幅の差分（Ａｕ−Ａｗ）が＋側に現れる場合、電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂの実際の増幅率はＷ相よりもＵ相の方が大きい。よって、下の図のようにＵ相電流変換係数Ｇｕを減らし、Ｗ相電流変換係数Ｇｗを増やすことで、電流振幅の差分（Ａｕ−Ａｗ）を０に近づける。Ｕ相、Ｗ相電流変換係数のうち、どちらか一方は値を固定値としておいても良い。この場合、制御アルゴリズムが簡素化できる。なお変換係数Ｇｕ，Ｇｗは計算の都合で設けられ，様様な用途に使用される各電動機に対し異なる種類の電動機巻線電流検出手段、例えば特性のそれぞれ異なるＡＣＣＴやＤＣＣＴ等が用いられるが，それぞれのＣＴで電流への変換率が異なるため最終的にはソフト側で変換係数により補正を掛けている。
【００５１】
また、数式８の第１項の１行目にも、２行目と同様にＵ相とＷ相の電流振幅の差分（Ａｕ−Ａｗ）が表れるので、ｄ軸電流の交流成分より（Ａｕ−Ａｗ）を算出し、図５と同様の積分制御を行っても、ｑ軸電流の交流成分から行う場合と同様の効果が得られる。すなわち図１の相関検出ゲイン差分補正部２０はＩｑ交流成分算出手段５と、Ｉｑ交流成分ＩｑＡＣの２ｆ成分算出手段６と、相間検出ゲインの差分補正手段７から成るように説明し、励磁電流（ｄ軸電流Ｉｄ）とトルク電流（ｑ軸電流Ｉｑ）を求める手段４により算出したｑ軸電流ＩｑよりＩｑの交流成分ＩｑＡＣを算出し、Ｉｑ＿ＡＣよりＩｑ交流成分の電気角周波数でみた時の２次周波数成分を算出し、このＩｑＡＣの２ｆ成分より、電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂの相間検出ゲインの差分を補正して、検出電流変換手段１７に補正結果を反映するとしてきた。しかしながらこの構成をすべてｄ軸電流Ｉｄに置き換えても補正手段は成り立つ。すなわち図１の相関検出ゲイン差分補正部２０はＩｑ信号ではなくＩｄ信号が使われることになる。
【００５２】
またＩｄ信号とＩｑ信号の両方を使用可能として切換えて使用し、モーターの種類、用途、運転特性などに応じてデータを求めることにより精度を確認できる。更に電動機巻線電流検出手段３を持つ相が３相である場合は、どの組み合わせの２相をとって処理を行っても良い。ただし予め、電流検出回路に含まれる増幅器の検出ゲインの精度が高い相が分かっている場合は、この相を含めて処理を行った方が、より安定した運転を実現できる。又２相や３相以上の相でも同じである。
【００５３】
モータの高効率化のため、磁石トルクに加えリラクタンストルクを併用できるＩＰＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ：内部磁石埋込型）モータが使用されるようになってきた。このＩＰＭモータを、構造上の制約あるいはコスト的な理由等からセンサレス制御で駆動する場合、モータの脱調運転を検知して停止処理を行う保護機能は、信頼性の上からも不可欠である。ここで、ＩＰＭモータが脱調運転すると、ＩＰＭモータが持つ突極性のために、ｑ軸電流およびｄ軸電流の交流２ｆ成分（電気角周波数で見た際の２倍の周波数成分）が通常運転時と比較し増加することがシミュレーション及び実験より分かった。本特徴を利用して、ｑ軸電流又はｄ軸電流の交流２ｆ成分に所定のしきい値ＥＲＲＬＥＶＥＬを設け、電動機運転中に所定時間間隔で検出されるｑ軸電流又はｄ軸電流の交流２ｆ成分がＥＲＲＬＥＶＥＬを超えたら脱調であると判定することで、停止処理等によりモータを保護することができる。一方、電動機の複数の相の電流を検出する、各々の電流検出回路の検出ゲインにおいてばらつきがある場合、即ち相間検出ゲインの差がある場合、ｑ軸電流交流２ｆ成分が増加する。このように、相間検出ゲインの差が大きいと、電動機が通常の同期運転を行っている際にも、誤って脱調であると判定する恐れがある。即ちＩＰＭモーターの様に脱調時に２次高調波が増加するようなモーターを使用するときは脱調による成分分離とゲインアンバランスによる成分分離が難しく，よって、このような脱調判定を行う手段を有した電動機のインバータ制御装置においては、相間検出ゲインの差を補正することが非常に重要である。更にこのような検出ゲインの差を補正することにより常に安定した運転が可能になると共に常に電流リップルが小さく回転ムラが少ない効率の良い運転が得られることになる。
【００５４】
本発明のモーターの制御装置をエアコンの圧縮機に使用する場合、圧縮機を駆動するモーターは密閉容器の中に収納され、エアコン室外機に配置されている。一方この発明の制御装置のハードは室外機の中で圧縮機近傍で例えば圧縮機の有る機械室の上部などの制御用基板に設けられ、この基板の中のマイコンなどにこの発明のソフトが搭載されている。モーターの回転子には希土類などの永久磁石が挿入されてトルク発生に寄与している。圧縮機を駆動するモーターは圧縮機の圧縮動作に伴う大きなトルク変動を繰り返しており、エアコンの負荷制御により回転数を変化させながらインバータの制御により、これらの変化に追随させる運転を行っている。ＤＣブラシレスモーターを正弦波インバータで効率良く変化に追随させて運転するため電流センサーの検出値によって逐次次に出力する電圧を決めて圧縮機を制御するため電流センサーの検出値により運転状態が決まっているといえるので、この検出値が実際の運転と精度良く一致していない状態では運転の安定状態に影響し、特に相間検出ゲインの差が大きい時は電流リップルが多く現れる。この相間ゲインの差を補正して電流リップルが小さくなれば回転ムラも少なくなり運転効率は良くなる。この相間ゲインの差を補正にｑ軸電流を使用するものとｄ軸電流を使用するものとあり、これらを両方持っていて切換えたり、どちらか一つを使用するようにしても良い。ｑ軸電流の方は負荷トルク変動に起因する電流であり、上記説明のＩＰＭモーターや圧縮機の様に変動が大きいモーターでは使い易い。一方効率に左右するのはｄ軸電流であり、運転効率が良くなる様に周波数によって補正する値を変更することができる。
【００５５】
次に、本発明の別の電動機の制御装置について図面を参照にしながら説明する。図６は、別の電動機の制御装置の全体構成を示すブロックで、図６は、電動機巻線電流検出手段３ａ〜３ｂをＵ相とＷ相に持つ例を示している。以下、Ｗ相を基準相として説明する。相間検出ゲイン差分補正部２０は、各相の電流検出値の極性より２相の電流検出ゲインの大小関係を判定する手段２１と、相間検出ゲインの差分補正手段７からなる。電動機１の運転前に、電動機巻線電流検出手段３を持つ２相に対し流す電流により検出される各相の電流検出値の極性から、電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂの検出ゲインの大小関係を判定し、相間検出ゲインの差分を補正して、検出電流変換手段１７に結果を反映する。他ブロックは、図１に関する説明と同じであるので、ここでは説明を省略する。
【００５６】
図７は、図６の構成に対する制御の流れを示すフローチャートである。本制御は、電動機１の運転中ではなく、ここでの説明は運転前に行うことを前提とする。但し回転子はロックして停止していても，回転していても良い。
【００５７】
はじめに、ＳＴＡＲＴにて、処理を開始する。次に、ＳＴＥＰ１にて２相にのみ電流を流す時間が、電流検出が可能な所定時間を設定しこの時間以内かどうかの条件判定を行う。所定時間以内であれば、ＳＴＥＰ２に進む。所定時間以上であれば、ＥＮＤに進み、一連の処理を終了する。
【００５８】
ＳＴＥＰ２では、電動機巻線に対し、交流電流、あるいは直流電流のいずれかを所定時間内だけ流す。交流、直流いずれの場合も同様の結果が得られる。以下、直流電流を一定量流す場合について説明する。
【００５９】
例えば、図６のインバータ主回路９におけるスイッチング素子１０ａ〜１０ｆについて、Ｕ相の上アーム１０ａとＷ相の下アーム１０ｆだけをＯＮ・ＯＦＦできるようにして設定し、Ｕ相からＷ相に調整電流を数十（ｍｓ）〜数（ｓ）の所定時間流す。次に直流電流を例に流し方を説明する。一定電流を得るのに瞬時にスイッチング素子を一定電流が得られるＯＮ幅に設定するのが難しいため、徐々に広げる構成を次に図８，９で説明する。
【００６０】
電流をあらかじめ設定した一定電流の目標値に収束させるには、図８（ａ）に示すような積分制御により行う。流す電流の目標値をＩＡＤＪとし、また基準相をＷ相とし、Ｗ相電流ＩＷと流す電流の目標値ＩＡＤＪの差を無くすように制御する。図８（ａ）中のＴｉｇｖは時定数を示している。基準相をＵ相とするのであれば、Ｕ相電流ＩｕとＩＡＤＪとの差を無くすように、また基準相をＶ相とするのであれば、Ｖ相電流ＩｖとＩＡＤＪとの差を無くすように制御を行うことで、同様な定電流が得られる。
【００６１】
今、Ｗ相電流Ｉｗと目標値ＩＡＤＪの差をΔＩとすると、これを入力として、図９のようなブロック線図により、次の出力電圧指令値Ｖ＊を制御する。ΔＩは０に近づくよう制御されるので、出力電圧指令値Ｖ＊はΔＩの収束に追従し、ＩＡＤＪにより決まる所定値に収束する。Ｕ相からＷ相に流れる電流が目標電流ＩＡＤＪに収束するように、出力電圧指令値Ｖ＊は図６のＰＷＭ信号作成部１４により調整されていく。図９中のＴｉｇｖは時定数を示している。即ち図９の様に目標値と実際に流れている電流の差が０になる様に，スイッチング素子のＯＮ幅に関係する出力電圧指令知Ｖ＊を制御していくと、図８ａの様に流す電流が目標値に近づく。ＩＡＤＪの収束は、電動機１の巻線抵抗、時定数に依存するので、所定時間内にゲイン調整が終えられるような値に時定数を設定して行う。
【００６２】
また、上下アーム短絡防止時間の影響で、調整電流の立ち上がり波形が急峻になり、過電流停止の恐れがある時は、電流目標値ＩＡＤＪについても、最初から一定値を与えるのではなく、ＩＡＤＪの立ちあがりをランプ関数等を用いて積分処理し収束させると、立ち上がり波形が急峻でなくなり、制御性が良くなる。
【００６３】
ＳＴＥＰ３では、検出される各相の電流検出値の極性より、電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂの２相間の電流検出ゲインの大小関係を判定する。直流電流をＵＷ相間に流した際、Ｕ相とＷ相の電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂの検出ゲインが同じで、且つ制御部側のＵ相とＷ相の各電流変換係数Ｇｕ、Ｇｗの初期設定が同じであれば、検出されるＵ相電流ＩｕとＷ相電流Ｉｗの間にはＩｕ＝−Ｉｗの関係が成り立つので、数式４で算出される Ｖ相電流Ｉｖは０になるはずである。しかし、増幅器１０８ａ〜１０８ｂの検出ゲインが２相間で等しくない場合、実際にはＶ相に電流が流れないにもかかわらず、数式４で算出されるＩｖは０ではない値が表れる。すなわち、この場合Ｉｖは正負のどちらかの極性に傾いて表れる。
【００６４】
Ｕ相とＷ相の電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂの検出ゲインが違う場合、各相の電流検出値の極性は、図１０のようになる。Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗの極性から、電動機巻線電流検出手段３ａ〜３ｂを持つ２相に対し、電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂの検出ゲインの大小関係を判定する。例えば、Ｉｕが正で、Ｉｗが負、且つＩｖが負の場合、数式４より（Ｉｕ＋Ｉｗ）は正となるから、検出ゲインはＷ相よりＵ相の方が大きい状態にあることを表している。図１０には電流検出ゲインの大小の判定条件における電流変換係数の処理，即ち差分補正手段の補正の方向が示されている。
【００６５】
ＳＴＥＰ４では、電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂの検出ゲインについて、ＳＴＥＰ３で得られた相間の検出ゲインの大小関係より、相間の検出ゲインの差分を補正する。例えば上記例で、Ｉｕが正、且つＩｗが負、且つＩｖが負、且つ検出ゲインが（Ｕ相＞Ｗ相）の場合、検出電流変換手段１７の実施時に数式３で用いるＵ相電流変換係数Ｇｕを減らすように処理する。この場合、Ｉｖに対して、積分制御により図１１のような伝達関数を用いてＵ相電流変換係数Ｇｕを減らして、Ｕ相電流Ｉｖが０に収束するように調整する。図中のＴｉｇは時定数を示す。このようにして、図６のハード部側が持つ２相間検出ゲインの差分（電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂの検出ゲインの差分）を、制御部側で補正していく。
【００６６】
図８（ｂ）及び（ｃ）に、Ｕ相とＷ相の電流変換係数、及びＶ相電流の時間推移の様子を示す。図は、電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂの検出ゲインにおいて、Ｗ相よりもＵ相ゲインの初期値が大きい場合で、Ｕ相電流の変換係数を減らして、所定の時定数（図中のＴｉｇ）で収束させるような積分制御を行う例を示している。処理時間以内であれば、ＳＴＥＰ１〜ＳＴＥＰ４を繰り返し行い、電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂが持つ２相間のゲインの差分を、制御部側で補正していく。処理時間が終わると、ＳＴＥＰ１の条件判定よりＥＮＤ移行し、処理を終了する。
【００６７】
電動機巻線電流検出相が３相である場合は、基準相を１つ決めて、はじめに基準相を含む２相に定電流を流し、所定時間内でＳＴＥＰ１〜ＳＴＥＰ４の調整を行う。次に、基準相と残りの１相に定電流を流し、同様に所定時間内でＳＴＥＰ１〜ＳＴＥＰ４の調整を行う。この場合、予め電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂの検出ゲイン精度の高い相が分かっている場合は、その相を基準相とする。こうすることで、運転の安定度を更に高めることができる。
【００６８】
電動機巻線電流検出相が２相である場合は、ＳＴＥＰ４の相間検出ゲインの差分補正手段７の積分制御は、実施の形態１で示した図５のように、片相の変換係数を固定値とせず、２相を可変値としても良い。この場合も、電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂの増幅器の相間検出ゲインの差分は、同様に補正することができる。
【００６９】
図１の構成は運転中，例えば２個のＣＴが置かれる温度条件が違うような場合，温度ドリフトによりゲインアンバランスが大きくなるため脱調検知が行えなくなるが本発明の補正により問題を起すことが無くなる。またＣＴなどの劣化を早めに捉えて補正することで寿命を長くすることができる。また図６の構成で通常の運転前にこの発明の補正が行われれば起動時におかしな現象を起すことが無くなる。更に図１と図６の構成によるゲインアンバランスの補正を行っているにもかかわらず脱調が発生すれば装置全体で何処かに以上が発生したことが分かる。
【００７０】
図１２は、本発明の別の制御の流れを示すフローチャートである。ここでは、ｑ軸電流の電気角周波数で見た際の２次周波数成分を検出して脱調判定する手段を有する電動機のインバータ制御装置を扱う。制御装置としては、図１と同様であるので、装置の説明は省略する。また、本方法は、電動機１の運転指令が入り、運転を開始してからの制御の流れを述べる。
【００７１】
図１２において、はじめに、ＳＴＡＲＴにて、処理を開始する。ＳＴＥＰ１０１において、運転指令が有るかどうかの判定を行う。運転指令が有れば、ＳＴＥＰ１０２に移る。無ければ、ＥＮＤにて、停止処理に移り、電動機１を停止する。
【００７２】
ＳＴＥＰ１０２において、ｑ軸電流交流成分ＩｑＡＣの電気角周波数で見た際の２次周波数成分振幅ｓｐｃ２の算出を行ない脱調の判定を行う。ｓｐｃ２の算出は、上記説明の数式６で示したフーリエ変換による２次成分の算出結果である実軸Ｘ２及び虚軸Ｙ２の情報を用いて行う。Ｘ２、Ｙ２は、電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂの増幅誤差だけでなく、脱調時に表れるＩＰＭモータの突極性に起因する成分等も含めるものとし、ここでは、数式１１のＸ２’とＹ２’とは区別して扱う。ｑ軸電流交流成分ＩｑＡＣの電気角周波数で見た際の２次成分の振幅は数式１３で算出できる。
【００７３】
【数１３】
【００７４】
ＳＴＥＰ１０３において、脱調判定を行う。ここで脱調判定の方法としては、ｓｐｃ２にしきい値ＥＲＲＬＥＶＥＬを設けて、ｓｐｃ２がＥＲＲＬＥＶＥＬ以上であれば、脱調であり、ＥＲＲＬＥＶＥＬ以内であれば、脱調していないと判定する。脱調していなければ、ＳＴＥＰ１０４に進む。脱調していれば、ＥＮＤにて、停止処理に移り、電動機１を停止する。
【００７５】
また、脱調の判定は、複数回検知したｓｐｃ２データの平均値を用いても良い。また、複数回連続してスレッショルドＥＲＲＬＥＶＥＬを超えた時に、脱調と判定しても良い。いずれも、ノイズに強く，ノイズが多い環境に対して、有効である。またＳＴＥＰ１０２−１０３の処理はＳＴＥＰ１０４の後で行っても良い。この場合でもＳＴＥＰ１０２−１０４の処理をＳＴＥＰ１０４の前で行う場合と同様に保護が早く行える。
【００７６】
ＳＴＥＰ１０４において、電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂの相間の検出ゲインの差分補正を行う。補正法の例としては、図１の構成説明に述べた方法などがある。電動機１の運転中は、ＳＴＥＰ１０１〜ＳＴＥＰ１０４の処理を繰り返し行うことにより常時監視が可能である。脱調判定を行う前、もしくは行った後で複数相間の検出ゲインの差を補正することが考えられるが、保護が若干早くなるかどうか程度で大きな違いは無いので、モーターの安定性などの特性との関係でどちらか使い易い方を選択すれば良い。
【００７７】
以上説明してきたこの発明に係る電動機の制御装置は、電動機を制御するインバータと、電動機巻線に流れる複数相の電流を検出する電動機巻線電流検出手段と、電動機巻線電流より励磁電流成分（ｄ軸電流）とトルク電流成分（ｑ軸電流）とを求める手段と、ｑ軸電流より電気角周波数で見た際の２次周波数の実軸成分または虚軸成分を算出する手段と、ｑ軸電流の２次周波数の実軸成分または虚軸成分より電動機巻線電流検出手段を持つ複数相間の検出ゲインの差分を補正する手段と、を備えたものである。
【００７８】
また、この発明に係る電動機の制御装置は、電動機を制御するインバータと、電動機巻線に流れる複数相の電流を検出する電動機巻線電流検出手段と、電動機巻線電流より励磁電流成分（ｄ軸電流）とトルク電流成分（ｑ軸電流）とを求める手段と、ｄ軸電流より電気角周波数で見た際の２次周波数の実軸成分または虚軸成分を算出する手段と、ｄ軸電流の２次周波数の実軸成分または虚軸成分より電動機巻線電流検出手段を持つ複数相間の検出ゲインの差分を補正する手段と、を備えたものである。
【００７９】
また、この発明に係る電動機の制御装置は、電動機を制御するインバータと、電動機巻線に流れる複数相の電流を検出する電動機巻線電流検出手段と、電動機巻線電流検出手段を持つ２相に対し電動機運転前に電流を流す手段と、電動機運転前に電流を流した際検出される各相の電流検出値の極性より電動機巻線電流検出手段を持つ２相間の電流検出ゲインの大小関係を判定する手段と、２相間の電流検出ゲインの大小関係より電動機巻線電流検出手段を持つ複数相間の検出ゲインの差分を補正する手段と、を備えたことを特徴とする。
【００８０】
また、この発明に係る電動機の制御装置は、電動機を制御するインバータと、電動機巻線に流れる複数相の電流を検出する電動機巻線電流検出手段と、電動機巻線電流より励磁電流成分（ｄ軸電流）とトルク電流成分（ｑ軸電流）とを求める手段と、ｑ軸電流より電気角周波数で見た際の２次周波数の実軸成分及び虚軸成分を算出する手段と、ｑ軸電流の電気角周波数で見た際の２次周波数の実軸成分及び虚軸成分より脱調判定を行う脱調判定手段と、脱調判定を行った後にｑ軸電流の２次周波数成分の実軸成分または虚軸成分より電動機巻線電流検出手段を持つ複数相間の検出ゲインの差分を補正する手段と、を備えたことを特徴とする。
【００８１】
また、この発明に係る電動機の制御装置は、電動機を制御するインバータと、電動機巻線に流れる複数相の電流を検出する電動機巻線電流検出手段と、電動機巻線電流より励磁電流成分（ｄ軸電流）とトルク電流成分（ｑ軸電流）とを求める手段と、ｄ軸電流より電気角周波数で見た際の２次周波数の実軸成分または虚軸成分を算出する手段と、ｑ軸電流より電気角周波数で見た際の２次周波数の実軸成分及び虚軸成分を算出する手段と、ｑ軸電流の電気角周波数で見た際の２次周波数の実軸成分及び虚軸成分より脱調判定を行う脱調判定手段と、脱調判定を行った後にｄ軸電流の２次周波数成分の実軸成分または虚軸成分より前記電動機巻線電流検出手段を持つ複数相間の検出ゲインの差分を補正する手段と、を備えたことを特徴とする。
【００８２】
この発明に係る電動機の制御装置は、ｄ軸電流またはｑ軸電流より、いずれかの電流の電気角周波数で見た際の２次周波数の実軸成分または虚軸成分を算出してから相間検出ゲインの差分を補正するので、１次及び高次のノイズ成分の影響を受けにくく、安定した運転を行える。また、ｄ軸電流またはｑ軸電流のどちらか一方の情報から相間検出ゲインの差分を補正できるので、制御の処理が簡易にでき、ソフトウェアを動かすマイコン等に負担をかけずに補正を行える。また、電動機の電流検出を複数相にて行う際、検出を行う全相に高価な検出回路を使用しなくてもよく、コスト削減が行える。また、エンコーダ等で電動機のロータ位相情報を取得しないセンサレス制御により電動機を駆動する場合でも、相間検出ゲインの差分を適切に補正できる。
【００８３】
この発明に係る電動機の制御装置は、電動機運転前に電流検出手段を持つ複数相に対して、相間検出ゲインの差分を補正するので、工場出荷時に電流検出回路に含まれる増幅器の増幅誤差を調整できないような電流検出回路や、増幅器の検出ゲインの初期ばらつきが大きい安価な検出回路を使用する場合でも、安定して起動を行える。また、補正時間も数１０［ｍｓ］〜数［ｓ］の短時間で行える。
【００８４】
また、電動機運転前に相間検出ゲインの差分補正を行うので、起動直後の運転安定性が良い。また相間検出ゲインの差分補正と脱調検知を、いずれもｑ軸電流交流成分の電気角周波数で見た際の２次周波数の実軸成分または虚軸成分より行うので、計算途中の制御処理の統一化が図れ、処理時間が短くて済む。また、相間検出ゲインの差分を補正しながら運転するので、脱調検知を正確に行える。また、相間検出ゲインの差分を補正しながら運転するので、電動機運転中の脱調検知を正確に行える。また、電動機運転前に相間検出ゲインの差分補正を行うので、起動直後から脱調検知を正確に行える。
【００８５】
【発明の効果】
本発明に係わる電動機の制御装置は、電動機を制御するインバータと、インバータに制御され電動機巻線に流れる複数相の電流を検出する電流検出手段と、電流検出手段にて検出された電流より励磁電流成分であるｄ軸電流およびトルク電流成分であるｑ軸電流の少なくとも一方を求める電流演算手段と、ｄ軸電流およびｑ軸電流の少なくとも一方より電気角周波数で見た際の２次周波数の実軸成分または虚軸成分を算出する周波数成分算出手段と、ｄ軸電流およびｑ軸電流の少なくとも一方の２次周波数の実軸成分または虚軸成分より電流検出手段の複数相間の検出ゲインを補正する補正手段と、を備えたので、制御の処理が簡単で安定した運転が行える。更にｄ軸電流、ｑ軸電流のうちどちらかの電流が補正に利用できない場合も他の電流を用いることでゲイン補正を行うことができる。
【００８６】
本発明に係わる電動機の制御装置は、電動機を制御するインバータと、インバータに制御され電動機巻線に流れる複数相の電流を検出する電流検出手段と、電流検出手段にて電流を検出する複数相に対し電流を供給する電流供給手段と、電流供給手段にて電流を供給した際検出される各相の電流検出値の極性より電流検出手段の各相の電流検出ゲインの大小関係を判定する判定手段と、電流検出ゲインの大小関係より電流検出手段の持つ複数相間の検出ゲインを補正する第２の補正手段と、を備えたので、調整不充分や途中取替えなど、どのような装置にも対応でき安定した起動が行える。
【００８７】
本発明に係わる電動機の制御装置は、電動機を制御するインバータと、インバータに制御され電動機巻線に流れる複数相の電流を検出する電流検出手段と、電流検出手段で検出された電流より励磁電流成分であるｄ軸電流とトルク電流成分であるｑ軸電流とを求める電流演算手段と、ｄ軸電流およびｑ軸電流の少なくとも一方より電気角周波数で見た際の２次周波数の実軸成分及び虚軸成分を算出する周波数成分算出手段と、ｄ軸電流およびｑ軸電流の少なくとも一方の電気角周波数で見た際の２次周波数の実軸成分及び虚軸成分より脱調判定を行う脱調判定手段と、を備えたので、制御の演算が簡素化され処理時間が短く確実に脱調検知を行える。更に制御の都合上ｄ軸電流、ｑ軸電流のうちのどちらかの電流が脱調検知に利用できない際も、もう一方の電流を用いることで脱調検知を行うことができる。
【００８８】
本発明に係わる電動機の制御方法は、電流検出手段にて検出された電流の時間的変化から２次周波数の所定間隔の数値情報を得るステップと、数値情報の実軸成分または虚軸成分を算出するステップと、数値情報の実軸成分または虚軸成分より電流検出手段の複数相間の検出ゲインを補正するステップと、を備えたので、簡単な演算処理で信頼性の高い制御が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の、電動機の制御装置の構成図である。
【図２】本発明のトルク電流成分（ｑ軸電流Ｉｑ）とｑ軸電流交流成分ＩｑＡＣの時間推移の様子を表した図である。
【図３】本発明の電気角と離散フーリエ変換処理用に取込むｑ軸電流交流成分ＩｑＡＣの時間推移の様子を表した図である。
【図４】本発明の電流検出回路に含まれる増幅器に相間検出ゲインの差がある時、ｑ軸電流交流成分ＩｑＡＣに関する電気角周波数２次成分を複素数表示した時のベクトル図である。
【図５】本発明の相間検出ゲインの差分補正を実施する際の積分制御の様子（相間の電流振幅の差分（Ａｕ−Ａｗ）の時間推移と、Ｕ相Ｗ相の各電流変換係数Ｇｕ、Ｇｗの時間推移）を示した図である。
【図６】本発明の、別の電動機の制御装置の構成図である。
【図７】本発明の制御の流れを示すフローチャートである。
【図８】本発明の調整電流、電流変換係数（Ｇｕ、Ｇｗ）、及びＶ相電流Ｉｖの時間推移の例を表した図である。
【図９】本発明の定電流作成の際に用いるΔＩ（Ｗ相電流Ｉｗと目標値ＩＡＤＪとの差分）と出力電圧指令Ｖ＊の間のブロック線図を示した図である。
【図１０】本発明の電流検出回路に含まれる増幅器の相間の検出ゲインの差分を補正制御する場合の、各相の検出電流値の極性と、Ｕ相とＷ相の電流検出回路に含まれる増幅器の検出ゲインの大小関係と、電流変換係数の処理を示した図である。
【図１１】本発明の電流検出回路に含まれる増幅器の相間検出ゲインの差分を補正制御する場合の、Ｖ相電流ＩｖとＵ相電流ゲインＧｕの伝達関数を示した図である。
【図１２】本発明の、別の制御の流れを示すフローチャートである。
【図１３】従来の技術の制御装置の構成を示した図である。
【符号の説明】
１ 電動機、 ２ インバータ部、 ３ａ〜３ｂ 電動機１の巻線に流れる複数相分の電流を検出する電流検出手段、 ４ 励磁電流成分（ｄ軸電流）とトルク電流成分（ｑ軸電流）を求める手段、 ５ Ｉｑ交流成分算出手段、 ６ Ｉｑ交流成分Ｉｑ＿ＡＣの２ｆ成分算出手段、 ７ 相間検出ゲインの差分補正手段、 ８ 電動機の制御装置、 ９ インバータ主回路、 １０ａ〜１０ｆ スイッチング素子、 １１ａ〜１１ｆ 還流ダイオード、 １２ 駆動信号生成部、 １３ ＰＷＭ信号発生手段、 １４ ＰＷＭ信号作成部、 １５ ２相３相変換手段、 １６ 電圧指令演算手段、 １７ 検出電流変換手段、 １８ 相電流演算手段、 １９ ３相２相変換手段、 ２０ 相間検出ゲイン差分補正部、 ２１ 各相の電流検出値の極性より２相の電流検出ゲインの大小関係を判定する手段、 １００ ディジタルサーボ装置、 １０１ ＣＰＵ、 １０２ ＲＯＭ、 １０３ ＲＡＭ、 １０４ ＤＳＰ、 １０５ａ〜ｂ Ａ／Ｄ変換器、１０６ 現在値カウンタ、 １０７ 共通ＲＡＭ、 １０８ａ〜ｂ 電流検出回路に含まれる増幅器、 １０９ ＩＦ、 １１０ ＲＯＭ、 １１１ ＫＢ、１１２ ＣＲＴ、 １２３ パルスエンコーダ、 １２４ 波形整形・方向判別回路。
【発明の属する技術分野】
本発明は、電動機巻線に流れる複数相分の電流を検出する電動機巻線電流検出手段を持ち、複数相間の電流検出ゲインの差分を補正する電動機の制御装置及びこの制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電動機を制御するモータ制御装置は、電動機巻線の各相に供給されるモータ電流を電流検出回路により検出して、この電流検出回路の検出出力に基づき電動機モータのトルク、速度、位置などをインバータにて制御するように構成されている。そして、この電流検出回路は、例えばホール素子型電流センサやカレントトランスなどの電流検出センサと、この電流検出センサの出力を増幅する例えば演算増幅器などからなるアナログアンプから構成される。しかし、これらセンサ及びアナロク゛アンプはその出力が見込まれた値とはならないゲイン誤差（増幅誤差）が生じることが知られている。検出回路にボリューム等の初期調整機能を持つ場合は、製品の工場出荷時にある程度の調整は可能であるが、アナログ量の調整であるため誤差は残る。また、初期調整機能を持たない場合誤差が大きくなる。さらに、ゲイン誤差は、電流検出回路の部品が持つ温度特性によっても誤差量が変化する。このゲイン誤差は、電流検出回路により検出されるモータ電流検出信号に誤差を与え、電動機モータの制御、すなわちトルク、速度、位置などの制御に悪影響を与え、その制御性能を劣化させることになる。こうした問題を抑制するために、従来、ゲイン誤差を何らかの方法で調整する手段が用いられている。例えば、特開平３―２７７１９４号公報では、電動機モータの動作中にゲイン誤差を、ｄ軸電流及びｑ軸電流の時間特性から較正する手段を備えた電動機制御装置を開示している。
【０００３】
図１３は、特許文献１（特開平３―２７７１９４号公報）で示される従来のゲイン誤差を調整する手段を備えた電動機制御装置の構成を示すブロック図で、制御装置１００は、主としてＣＰＵ１０１、ＲＯＭ１０２、ＲＡＭ１０３、ディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）１０４、共通ＲＡＭ１０７、Ａ／Ｄ変換器１０５ａ・１０５ｂ、現在値カウンタ１０６から構成されている。ＣＰＵ１０１にはインタフェース１０９を介してキーボード（ＫＢ）１１１及びＣＲＴ１１２表示装置が接続されている。ＤＳＰ１０４の出力はインバータ２に入力され、そのインバータ２はＤＳＰ１０４の出力信号に応じて電動機１を駆動する。電動機１には同期モータが用いられ、インバータ２のＰＷＭ電圧制御により電動機１の負荷電流が制御され、その結果、出力トルクが制御される。
【０００４】
電動機１のＵ相及びＶ相の負荷電流は、電流検出手段（カレントトランス等）３ａ〜３ｂにより検出され、増幅器１０８ａ・１０８ｂにより増幅される。その増幅器１０８ａ・１０８ｂの出力は、Ａ／Ｄ変換器１０５ａ・１０５ｂに入力され、所定の周期でサンプリングされ、ディジタル値に変換される。そのサンプリングされた値は、瞬時負荷電流のフィードバック値として、ＤＳＰ１０４に入力する。又、電動機１にはパルスエンコーダ１２３が接続され、その現在位置が検出される。パルスエンコーダ１２３の出力は波形成型・方向判別回路１２４を介して現在値カウンタ１０６に入力されるパルスエンコーダ１２３からの出力信号は現在値カウンタ１０６の値を加減させる。ＤＳＰ１０４により、現在値カウンタ１０６の値は現在位置フィードバック値として読み込まれ、ＤＳＰ１０４により、ＣＰＵ１０１から出力された目標値と比較された位置偏差が算出される。そして、ＤＳＰ１０４により、その位置偏差に基づいて速度目標値が算出される。又、ＤＳＰ１０４に入力された現在位置フィードバック値は微分され、速度フィードバック値が算出される。ＤＳＰ１０４により、位置偏差に応じて決定される速度目標値と速度フィードバック値が比較され速度偏差が算出され、その速度偏差に基づいて電流目標値が算出される。
【０００５】
ＤＳＰ１０４により、この電流目標値は、増幅器１０８ａ・１０８ｂ及びＡ／Ｄ変換器１０５ａ・１０５ｂを介して電流検出手段３ａ〜３ｂにて検出された負荷電流の電流フィードバック値と比較され、電流偏差が算出される。その時の瞬時電流偏差と瞬時電流偏差の累積値と電流目標値に基づいて、即ち、比例積分演算により、その時の瞬時電流指令値が演算される。その瞬時電流指令値は高周波の三角波と比較され、インバータ２の各相のトランジスタのオンオフを制御する電圧制御ＰＷＭ信号が生成される。その電圧制御ＰＷＭ信号は、インバータ２に出力され、そのインバータ２の各相のトランジスタがそれぞれ駆動される。このインバータのスイッチングにより、各相の負荷電流は電流目標値に制御されることになる。尚、電動機１の位置決めは、ＣＰＵ１０１により現在値カウンタ１０６の出力値が位置の目標値に等しくなったと判定された時に完了される。又、Ａ／Ｄ変換器１０５ａ・１０５ｂによってサンプリングされたＵ相、Ｖ相の負荷電流は、ＤＳＰ１０４によってｄｑ変換される。ＤＳＰ１０４により変換された一定期間のｄ軸及びｑ軸成分は、共通ＲＡＭ１０７に蓄積される。そして、共通ＲＡＭ１０７に記憶されたｄ軸成分及びｑ軸成分は、ＣＰＵから読みとられ、較正演算に使用される。又、ＣＰＵ１０１で演算された増幅器１０８ａ・１０８ｂに関連する補正パラメータは、共通ＲＡＭに記憶される。運転中ＤＳＰ１０４は、Ａ／Ｄ変換器１０５ａ・１０５ｂの出力値を、共通ＲＡＭ１０７に記憶された値を用い補正演算を行って、各相の検出負荷電流値を求める。今、電流検出系統の出力特性を数式１のようにおいたとする。但し、Ｅｕ、ＥｖはＵ相、Ｖ相の出力の振幅である。
【０００６】
【数１】
上記のような装置により、繰り返し演算を行うと、共通ＲＡＭには、所定時間、負荷電流の現在値のｄ軸成分とｑ軸成分が蓄積される。ｄ軸成分Ｉｄ及びｑ軸成分Ｉｑの測定された時間特性から、直流成分が求められる。これらの値から、出力の振幅が数式２のように算出される。ここで、Ｄｄ、Ｄｑはそれぞれｄ軸電流、ｑ軸電流の測定された直流成分である。数式２を用い、ゲイン誤差を調整していく。
【０００８】
【数２】
また特許文献２（特開２００１−１９７７９７号公報）や特許文献３（特開平５−９１７８０号公報）にはモーターを高効率で滑らかに回転させるため電流値の基本波に基づいてオフセット電流値を演算したり、電流値の直流成分に基づいてゲインアンバランス値を演算し、これらに基づいて電流指令値のゲインを補正してトルクリップルを低減する考えが記載されている。以下、ｄ軸とｑ軸については、本文では統一して次のように扱う。電動機１の回転子上でＮ極側をｄ軸とし、回転方向に９０度進んだ位相をｑ軸とする。また、同期電動機の駆動に、パルスエンコーダ１２３等の回転子位置を検出するセンサを用いない場合、インバータ２では回転子のｄ軸ｑ軸座標を正確に捉えることができないため、一般にγ軸、δ軸座標と称することもあるが、本文では、特に区別せず、両者ｄ軸、ｑ軸の名称で扱う。
【００１０】
【特許文献１】
特開平３―２７７１９４号公報（第１図）
【特許文献２】
特開２００１−１９７７９７号公報（請求項２）
【特許文献３】
特開平５−９１７８０号公報（請求項１）
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
磁石トルクに加えリラクタンストルクを併用できるＩＰＭ（ＩｎｔｅｒｉｏｒＰｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ：内部磁石埋込型）モータが使用されるようになり、このＩＰＭモータを、構造上の制約あるいはコスト的な理由等からセンサレス制御で駆動する場合、モータの脱調運転を検知して停止処理を行う保護機能は、信頼性の上からも不可欠である。ここで、ＩＰＭモータが脱調運転すると検出が難しいと言う問題があった。
【００１２】
また、コスト削減のため、電動機巻線電流検出手段に用いる部品は、安価であっても、起動時や通常運転時に安定した運転を行えるようにすることが課題となっていた。また電動機の複数の相の電流を検出する場合、おのおのの電流検出回路の電流検出ゲインにばらつきがあるとき、検出精度が悪くなるだけでなく電流リップルが増大し回転ムラなどで電動機の性能が悪化するという問題があった。
【００１３】
この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたもので、新たな装置を付加することなく、相間検出ゲインの差、即ち電流検出ゲインのばらつきを補正し、安定した効率の良い運転を行える制御装置を提供することを目的とする。またこの発明は安定した信頼性の高い運転が可能な装置、方法を提供するものである。また、正確に脱調判定を行え、信頼性の高い運転を行える制御装置、制御方法を提供することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明に係わる電動機の制御装置は、電動機を制御するインバータと、インバータに制御され電動機巻線に流れる複数相の電流を検出する電流検出手段と、電流検出手段にて検出された電流より励磁電流成分であるｄ軸電流およびトルク電流成分であるｑ軸電流の少なくとも一方を求める電流演算手段と、ｄ軸電流およびｑ軸電流の少なくとも一方より電気角周波数で見た際の２次周波数の実軸成分または虚軸成分を算出する周波数成分算出手段と、ｄ軸電流およびｑ軸電流の少なくとも一方の２次周波数の実軸成分または虚軸成分より電流検出手段の複数相間の検出ゲインを補正する補正手段と、を備えたものである。
【００１５】
本発明に係わる電動機の制御装置は、電動機を制御するインバータと、インバータに制御され電動機巻線に流れる複数相の電流を検出する電流検出手段と、電流検出手段にて電流を検出する複数相に対し電流を供給する電流供給手段と、電流供給手段にて電流を供給した際検出される各相の電流検出値の極性より電流検出手段の各相の電流検出ゲインの大小関係を判定する判定手段と、電流検出ゲインの大小関係より電流検出手段の持つ複数相間の検出ゲインを補正する第２の補正手段と、を備えたものである。
【００１６】
本発明に係わる電動機の制御装置は、電動機を制御するインバータと、インバータに制御され電動機巻線に流れる複数相の電流を検出する電流検出手段と、電流検出手段で検出された電流より励磁電流成分であるｄ軸電流とトルク電流成分であるｑ軸電流とを求める電流演算手段と、ｄ軸電流およびｑ軸電流の少なくとも一方より電気角周波数で見た際の２次周波数の実軸成分及び虚軸成分を算出する周波数成分算出手段と、ｄ軸電流およびｑ軸電流の少なくとも一方の電気角周波数で見た際の２次周波数の実軸成分及び虚軸成分より脱調判定を行う脱調判定手段と、を備えたものである。
【００１７】
本発明に係わる電動機の制御方法は、電流検出手段にて検出された電流の時間的変化から２次周波数の所定間隔の数値情報を得るステップと、数値情報の実軸成分または虚軸成分を算出するステップと、数値情報の実軸成分または虚軸成分より電流検出手段の複数相間の検出ゲインを補正するステップと、を備えたものである。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の具体的な実施の形態を説明する。
実施の形態１．
以下、本発明の実施の形態１にかかる電動機の制御装置について図面を参照にしながら説明する。図１は、実施の形態１にかかる電動機の制御装置の全体構成を示すブロック図である。図中のハード部は実際にはインバータを制御する電子基板などに実装される部分である。又ソフト部は電子基板に搭載されるマイクロコンピュータのソフトウェア（プログラム）で実現される部分である。
【００１９】
図１に示す制御装置は、電動機１の巻線に流れる複数相分の電流を検出する電動機巻線電流検出手段３ａ〜３ｂと、電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂと、検出した電動機巻線電流のアナログ値をディジタル値に変換するＡ／Ｄ変換手段１０５ａ〜１０５ｂと、Ａ／Ｄ変換手段１０５ａ〜１０５ａにより得られた値から励磁電流成分（ｄ軸電流Ｉｄ）とトルク電流成分（ｑ軸電流Ｉｑ）を算出しＰＷＭ駆動信号を作成及び発生するインバータ部２と、ｑ軸電流Ｉｑより電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂの相間検出ゲインの差分を補正する相間検出ゲイン差分補正部２０と、を備えている電動機の制御装置８である。
【００２０】
相間検出ゲイン差分補正部２０は、Ｉｑ交流成分算出手段５と、Ｉｑ交流成分ＩｑＡＣの２ｆ成分算出手段６と、相間検出ゲインの差分補正手段７から成る。励磁電流（ｄ軸電流Ｉｄ）とトルク電流（ｑ軸電流Ｉｑ）を求める手段４により算出したｑ軸電流ＩｑよりＩｑの交流成分ＩｑＡＣを算出し、ＩｑＡＣよりＩｑ交流成分の電気角周波数でみた時の２次周波数成分を算出する。このＩｑＡＣの２ｆ成分より、電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂの相間検出ゲインの差分を補正して、検出電流変換手段１７に補正結果を反映する。
【００２１】
インバータ部２は、励磁電流成分（ｄ軸電流Ｉｄ）とトルク電流成分（ｑ軸電流Ｉｑ）を求める手段４と、駆動信号生成部１２と、ＰＷＭ信号発生部１３とインバータ主回路９から成る。外部より与えられる電動機１の回転速度指令ω＊と、励磁電流（ｄ軸電流Ｉｄ）とトルク電流（ｑ軸電流Ｉｑ）を求める手段４により算出したｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑと、次に与えるｄ軸電流の指令値Ｉｄ＊に基づいて駆動信号生成部１２によりＰＷＭ信号を作成し、ＰＷＭ信号発生手段１３によりＰＷＭ信号を発生させ、インバータ主回路９により電動機を駆動する。
【００２２】
励磁電流成分（ｄ軸電流Ｉｄ）とトルク電流成分（ｑ軸電流Ｉｑ）を求める手段４のブロックは、検出電流変換手段１７と相電流演算手段１８と３相２相変換手段１９から成る。電動機巻線電流検出手段３ａ〜３ｂで検出され、電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂで増幅されたアナログ値を、Ａ／Ｄ変換手段１０５ａ〜１０５ｂによりディジタル値に変換し、この値に変換係数を乗じて検出電流に変換し、得られた検出電流よりＵＶＷ各相に流れる電流量Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを演算する。この３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗより励磁電流成分（ｄ軸電流Ｉｄ）とトルク電流成分（ｑ軸電流Ｉｑ）を算出する。
【００２３】
駆動信号生成部１２は、電圧指令演算手段１６及び２相３相変換手段１５及びＰＷＭ信号作成部１４から成る。電圧指令演算手段１６においてｄ軸電圧Ｖｄ＊とｑ軸電圧Ｖｑ＊を演算し、２相３相変換手段１５において３相分の出力電圧Ｖ＊（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）を得る。ＰＷＭ信号作成部１４は、出力電圧Ｖ＊（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）が得られるようにＰＷＭ信号を作成する。
【００２４】
インバータ主回路９はスイッチング素子１０ａ〜１０ｆ及び還流ダイオード１１ａ〜１１ｆで構成され、ＰＷＭ信号発生手段１３により発せられる信号を受けて各時刻におけるスイッチング素子１０ａ〜１０ｆの導通幅を変化し出力する。
【００２５】
次に、動作について説明する。図１は、電動機巻線電流検出手段３ａ〜３ｂを複数相（図１ではＵ相とＷ相）持つ例を示している。電動機１の運転中、電動機巻線電流検出手段３ａ〜３ｂにより検出され、電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂで増幅されたアナログ値は、Ａ／Ｄ変換手段１０５ａ〜１０５ｂによりディジタル値に変換される。変換されたＵ相及びＷ相のディジタル値を、それぞれＩｕａｄ及びＩｗａｄとおく。電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂには増幅誤差があるので、Ｉｕａｄ及びＩｗａｄにも増幅誤差が含まれる。
【００２６】
Ｉｕａｄ及びＩｗａｄは、検出電流変換手段１７において、下記の数式３のように、それぞれ変換係数Ｇｕ，Ｇｗを乗じることで、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｗ相電流Ｉｗに変換される。Ｉｕ、ＩｗにはＩｕａｄ及びＩｗａｄに含まれる増幅誤差が反映される。また、ＧｕはＵ相電流の変換係数、ＧｗはＷ相電流の変換係数を示す。
【００２７】
【数３】
検出電流変換手段１７により得られたＵ相及びＷ相の電流値から、相電流演算手段１７によりＵＶＷ各相に流れる電流量Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを算出する。今、Ｕ相電流ＩｕとＷ相電流Ｉｗの値が分かっているので、Ｖ相電流Ｉｖは次の数式４より求められる。
【００２９】
【数４】
次に、３相２相変換手段１９によりｄ軸電流値Ｉｄとｑ軸電流値Ｉｑを求める。Ｕ相電流Ｉｕ及びＷ相電流Ｉｗよりｄ軸電流値Ｉｄとｑ軸電流値Ｉｑを求める場合、電動機１の回転座標系の回転周期（電気的周波数）をω（ｒａｄ／ｓ）とおくと、Ｉｄ、Ｉｑは次の数式５のように求められる。
【００３１】
【数５】
次に、Ｉｑ交流成分算出手段５により、Ｉｑの直流成分を除き、Ｉｑの交流成分ＩｑＡＣを検出する。この様子を図２に示す。図２（ａ）は直流分を含むｑ軸電流で（ｂ）が直流分を除いた交流分のｑ軸電流である。Ｉｑ交流成分算出手段５により得られたＩｑＡＣのうち、Ｉｑ交流成分ＩｑＡＣの２ｆ成分算出手段６により、ＩｑＡＣの電気角で見た際の２次周波数成分を算出する。この際、回転座標系の回転周期を基準とし１周期をＮ分割して、ＩｑＡＣの値をＮ個取込みデータをストックする。図３にこの様子を示す。
【００３３】
ストックするＩｑＡＣのデータは、所定周期の平均値としても良い。この場合、ノイズ耐力が向上する。上記ストックしたＩｑＡＣのデータに次の数式６の離散フーリエ変換を施す。
【００３４】
【数６】
ｆ（ｎ）はＩｑＡＣの各値であり、ＮはストックしたＩｑ交流成分のストック数である。数式６よりＦ（２）、すなわちＩｑ交流成分の２次周波数成分の実軸成分と虚軸成分を得る。離散フーリエ変換は連続値である波形情報を扱いやすいように所定間隔でピックアップし得られたＮ個の波形情報よりその中に含まれる周波数成分を出力とする。出力はｘ＋ｊｙの複素数で、これはフーリエ変換の定義が余弦波に同期させた位相情報をもつので余弦波と各周波数成分の波形の位相差が偏角として表され複素数表示となる。すなわち入力波形の時間変化からその波形の周波数情報を引き出すことができる。
【００３６】
ここで、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｗ相電流Ｉｗを、次の数式７のように表す。Ａｕ、Ａｗは、それぞれＵ相電流、Ｗ相電流の電流振幅を表し、電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂの持つ増幅誤差を含んでいるものとする。
【００３７】
【数７】
ただし、回転座標系はインバータが出力する交流電圧の周波数にて回転するものとし、個の回転する座標と実際のモーター電流との位相差をφとする。数式７を数式５に代入して整理すると、次の数式８を得る。
【００３９】
【数８】
数式８の第１項はＩｄ、Ｉｑの交流成分、第２項はＩｄ、Ｉｑの直流成分である。電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂの２相間の増幅誤差の差分は、２相間の電流振幅の差分として、数式８の第１項に表れる。本例の場合、Ｕ相とＷ相の電流振幅の差分（Ａｕ−Ａｗ）は、２次周波数の場合、電気角で見た時の回転周期の２倍で変化する正弦波として数式８の第１項に表れる。
【００４１】
ここで、回転周期の２倍で変化するＩｑ交流成分である数式８第１項の２行目をＩｑ’とする。Ｉｑ’を数式９で表す。
【００４２】
【数９】
前述したｑ軸電流交流成分Ｉｑ＿ＡＣは、電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂの増幅誤差だけでなく、他の要因による成分も含めるものとし、ここでは、ＩｑＡＣとＩｑ’は区別して扱うこととする。Ｉｑ’を離散フーリエ変換処理すると、電気角周波数で見た時の２次成分出力は複素数（Ｘ２’）＋ｊ（Ｙ２’）として出力される。図４にこの様子をベクトル図に示す。また、実軸成分Ｘ２’、及び虚軸成分Ｙ２’は、数式１０のように表せる。
【００４４】
【数１０】
数式１０において、φ＝０として取り扱いを簡易化すると、実軸Ｘ２’、及び虚軸成分Ｙ２’は次の数式１１で表せる。
【００４６】
【数１１】
数式１１を変形すると、相間の電流振幅の差分（Ａｕ−Ａｗ）は次の数式１２で表せる。
【００４８】
【数１２】
数式１１のように求まる相間の電流振幅の差分（Ａｕ−Ａｗ）が０に近づくように、数式３に示すＵ相及びＷ相電流の変換係数Ｇｕ、Ｇｗを、相間検出ゲインの差分補正手段７で調整する。数式５のような離散フーリエ変換処理を、電動機１の運転中の所定時間間隔ごとに実施し、数式１２の相間の電流振幅の差分（Ａｕ−Ａｗ）が０になるように積分制御を行う。この様に離散フーリエ変換し，複素数表現で取りだし，数式１０−１２の処理を施すことによって処理が簡単になり、高調波を取り扱うにもかかわらずソフトウエアも簡素になり，実用的で且つ安定した制御装置が得られる。
【００５０】
積分制御の例を図５に示す。今、図の如く電流振幅の差分（Ａｕ−Ａｗ）が＋側に現れる場合、電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂの実際の増幅率はＷ相よりもＵ相の方が大きい。よって、下の図のようにＵ相電流変換係数Ｇｕを減らし、Ｗ相電流変換係数Ｇｗを増やすことで、電流振幅の差分（Ａｕ−Ａｗ）を０に近づける。Ｕ相、Ｗ相電流変換係数のうち、どちらか一方は値を固定値としておいても良い。この場合、制御アルゴリズムが簡素化できる。なお変換係数Ｇｕ，Ｇｗは計算の都合で設けられ，様様な用途に使用される各電動機に対し異なる種類の電動機巻線電流検出手段、例えば特性のそれぞれ異なるＡＣＣＴやＤＣＣＴ等が用いられるが，それぞれのＣＴで電流への変換率が異なるため最終的にはソフト側で変換係数により補正を掛けている。
【００５１】
また、数式８の第１項の１行目にも、２行目と同様にＵ相とＷ相の電流振幅の差分（Ａｕ−Ａｗ）が表れるので、ｄ軸電流の交流成分より（Ａｕ−Ａｗ）を算出し、図５と同様の積分制御を行っても、ｑ軸電流の交流成分から行う場合と同様の効果が得られる。すなわち図１の相関検出ゲイン差分補正部２０はＩｑ交流成分算出手段５と、Ｉｑ交流成分ＩｑＡＣの２ｆ成分算出手段６と、相間検出ゲインの差分補正手段７から成るように説明し、励磁電流（ｄ軸電流Ｉｄ）とトルク電流（ｑ軸電流Ｉｑ）を求める手段４により算出したｑ軸電流ＩｑよりＩｑの交流成分ＩｑＡＣを算出し、Ｉｑ＿ＡＣよりＩｑ交流成分の電気角周波数でみた時の２次周波数成分を算出し、このＩｑＡＣの２ｆ成分より、電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂの相間検出ゲインの差分を補正して、検出電流変換手段１７に補正結果を反映するとしてきた。しかしながらこの構成をすべてｄ軸電流Ｉｄに置き換えても補正手段は成り立つ。すなわち図１の相関検出ゲイン差分補正部２０はＩｑ信号ではなくＩｄ信号が使われることになる。
【００５２】
またＩｄ信号とＩｑ信号の両方を使用可能として切換えて使用し、モーターの種類、用途、運転特性などに応じてデータを求めることにより精度を確認できる。更に電動機巻線電流検出手段３を持つ相が３相である場合は、どの組み合わせの２相をとって処理を行っても良い。ただし予め、電流検出回路に含まれる増幅器の検出ゲインの精度が高い相が分かっている場合は、この相を含めて処理を行った方が、より安定した運転を実現できる。又２相や３相以上の相でも同じである。
【００５３】
モータの高効率化のため、磁石トルクに加えリラクタンストルクを併用できるＩＰＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ：内部磁石埋込型）モータが使用されるようになってきた。このＩＰＭモータを、構造上の制約あるいはコスト的な理由等からセンサレス制御で駆動する場合、モータの脱調運転を検知して停止処理を行う保護機能は、信頼性の上からも不可欠である。ここで、ＩＰＭモータが脱調運転すると、ＩＰＭモータが持つ突極性のために、ｑ軸電流およびｄ軸電流の交流２ｆ成分（電気角周波数で見た際の２倍の周波数成分）が通常運転時と比較し増加することがシミュレーション及び実験より分かった。本特徴を利用して、ｑ軸電流又はｄ軸電流の交流２ｆ成分に所定のしきい値ＥＲＲＬＥＶＥＬを設け、電動機運転中に所定時間間隔で検出されるｑ軸電流又はｄ軸電流の交流２ｆ成分がＥＲＲＬＥＶＥＬを超えたら脱調であると判定することで、停止処理等によりモータを保護することができる。一方、電動機の複数の相の電流を検出する、各々の電流検出回路の検出ゲインにおいてばらつきがある場合、即ち相間検出ゲインの差がある場合、ｑ軸電流交流２ｆ成分が増加する。このように、相間検出ゲインの差が大きいと、電動機が通常の同期運転を行っている際にも、誤って脱調であると判定する恐れがある。即ちＩＰＭモーターの様に脱調時に２次高調波が増加するようなモーターを使用するときは脱調による成分分離とゲインアンバランスによる成分分離が難しく，よって、このような脱調判定を行う手段を有した電動機のインバータ制御装置においては、相間検出ゲインの差を補正することが非常に重要である。更にこのような検出ゲインの差を補正することにより常に安定した運転が可能になると共に常に電流リップルが小さく回転ムラが少ない効率の良い運転が得られることになる。
【００５４】
本発明のモーターの制御装置をエアコンの圧縮機に使用する場合、圧縮機を駆動するモーターは密閉容器の中に収納され、エアコン室外機に配置されている。一方この発明の制御装置のハードは室外機の中で圧縮機近傍で例えば圧縮機の有る機械室の上部などの制御用基板に設けられ、この基板の中のマイコンなどにこの発明のソフトが搭載されている。モーターの回転子には希土類などの永久磁石が挿入されてトルク発生に寄与している。圧縮機を駆動するモーターは圧縮機の圧縮動作に伴う大きなトルク変動を繰り返しており、エアコンの負荷制御により回転数を変化させながらインバータの制御により、これらの変化に追随させる運転を行っている。ＤＣブラシレスモーターを正弦波インバータで効率良く変化に追随させて運転するため電流センサーの検出値によって逐次次に出力する電圧を決めて圧縮機を制御するため電流センサーの検出値により運転状態が決まっているといえるので、この検出値が実際の運転と精度良く一致していない状態では運転の安定状態に影響し、特に相間検出ゲインの差が大きい時は電流リップルが多く現れる。この相間ゲインの差を補正して電流リップルが小さくなれば回転ムラも少なくなり運転効率は良くなる。この相間ゲインの差を補正にｑ軸電流を使用するものとｄ軸電流を使用するものとあり、これらを両方持っていて切換えたり、どちらか一つを使用するようにしても良い。ｑ軸電流の方は負荷トルク変動に起因する電流であり、上記説明のＩＰＭモーターや圧縮機の様に変動が大きいモーターでは使い易い。一方効率に左右するのはｄ軸電流であり、運転効率が良くなる様に周波数によって補正する値を変更することができる。
【００５５】
次に、本発明の別の電動機の制御装置について図面を参照にしながら説明する。図６は、別の電動機の制御装置の全体構成を示すブロックで、図６は、電動機巻線電流検出手段３ａ〜３ｂをＵ相とＷ相に持つ例を示している。以下、Ｗ相を基準相として説明する。相間検出ゲイン差分補正部２０は、各相の電流検出値の極性より２相の電流検出ゲインの大小関係を判定する手段２１と、相間検出ゲインの差分補正手段７からなる。電動機１の運転前に、電動機巻線電流検出手段３を持つ２相に対し流す電流により検出される各相の電流検出値の極性から、電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂの検出ゲインの大小関係を判定し、相間検出ゲインの差分を補正して、検出電流変換手段１７に結果を反映する。他ブロックは、図１に関する説明と同じであるので、ここでは説明を省略する。
【００５６】
図７は、図６の構成に対する制御の流れを示すフローチャートである。本制御は、電動機１の運転中ではなく、ここでの説明は運転前に行うことを前提とする。但し回転子はロックして停止していても，回転していても良い。
【００５７】
はじめに、ＳＴＡＲＴにて、処理を開始する。次に、ＳＴＥＰ１にて２相にのみ電流を流す時間が、電流検出が可能な所定時間を設定しこの時間以内かどうかの条件判定を行う。所定時間以内であれば、ＳＴＥＰ２に進む。所定時間以上であれば、ＥＮＤに進み、一連の処理を終了する。
【００５８】
ＳＴＥＰ２では、電動機巻線に対し、交流電流、あるいは直流電流のいずれかを所定時間内だけ流す。交流、直流いずれの場合も同様の結果が得られる。以下、直流電流を一定量流す場合について説明する。
【００５９】
例えば、図６のインバータ主回路９におけるスイッチング素子１０ａ〜１０ｆについて、Ｕ相の上アーム１０ａとＷ相の下アーム１０ｆだけをＯＮ・ＯＦＦできるようにして設定し、Ｕ相からＷ相に調整電流を数十（ｍｓ）〜数（ｓ）の所定時間流す。次に直流電流を例に流し方を説明する。一定電流を得るのに瞬時にスイッチング素子を一定電流が得られるＯＮ幅に設定するのが難しいため、徐々に広げる構成を次に図８，９で説明する。
【００６０】
電流をあらかじめ設定した一定電流の目標値に収束させるには、図８（ａ）に示すような積分制御により行う。流す電流の目標値をＩＡＤＪとし、また基準相をＷ相とし、Ｗ相電流ＩＷと流す電流の目標値ＩＡＤＪの差を無くすように制御する。図８（ａ）中のＴｉｇｖは時定数を示している。基準相をＵ相とするのであれば、Ｕ相電流ＩｕとＩＡＤＪとの差を無くすように、また基準相をＶ相とするのであれば、Ｖ相電流ＩｖとＩＡＤＪとの差を無くすように制御を行うことで、同様な定電流が得られる。
【００６１】
今、Ｗ相電流Ｉｗと目標値ＩＡＤＪの差をΔＩとすると、これを入力として、図９のようなブロック線図により、次の出力電圧指令値Ｖ＊を制御する。ΔＩは０に近づくよう制御されるので、出力電圧指令値Ｖ＊はΔＩの収束に追従し、ＩＡＤＪにより決まる所定値に収束する。Ｕ相からＷ相に流れる電流が目標電流ＩＡＤＪに収束するように、出力電圧指令値Ｖ＊は図６のＰＷＭ信号作成部１４により調整されていく。図９中のＴｉｇｖは時定数を示している。即ち図９の様に目標値と実際に流れている電流の差が０になる様に，スイッチング素子のＯＮ幅に関係する出力電圧指令知Ｖ＊を制御していくと、図８ａの様に流す電流が目標値に近づく。ＩＡＤＪの収束は、電動機１の巻線抵抗、時定数に依存するので、所定時間内にゲイン調整が終えられるような値に時定数を設定して行う。
【００６２】
また、上下アーム短絡防止時間の影響で、調整電流の立ち上がり波形が急峻になり、過電流停止の恐れがある時は、電流目標値ＩＡＤＪについても、最初から一定値を与えるのではなく、ＩＡＤＪの立ちあがりをランプ関数等を用いて積分処理し収束させると、立ち上がり波形が急峻でなくなり、制御性が良くなる。
【００６３】
ＳＴＥＰ３では、検出される各相の電流検出値の極性より、電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂの２相間の電流検出ゲインの大小関係を判定する。直流電流をＵＷ相間に流した際、Ｕ相とＷ相の電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂの検出ゲインが同じで、且つ制御部側のＵ相とＷ相の各電流変換係数Ｇｕ、Ｇｗの初期設定が同じであれば、検出されるＵ相電流ＩｕとＷ相電流Ｉｗの間にはＩｕ＝−Ｉｗの関係が成り立つので、数式４で算出される Ｖ相電流Ｉｖは０になるはずである。しかし、増幅器１０８ａ〜１０８ｂの検出ゲインが２相間で等しくない場合、実際にはＶ相に電流が流れないにもかかわらず、数式４で算出されるＩｖは０ではない値が表れる。すなわち、この場合Ｉｖは正負のどちらかの極性に傾いて表れる。
【００６４】
Ｕ相とＷ相の電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂの検出ゲインが違う場合、各相の電流検出値の極性は、図１０のようになる。Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗの極性から、電動機巻線電流検出手段３ａ〜３ｂを持つ２相に対し、電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂの検出ゲインの大小関係を判定する。例えば、Ｉｕが正で、Ｉｗが負、且つＩｖが負の場合、数式４より（Ｉｕ＋Ｉｗ）は正となるから、検出ゲインはＷ相よりＵ相の方が大きい状態にあることを表している。図１０には電流検出ゲインの大小の判定条件における電流変換係数の処理，即ち差分補正手段の補正の方向が示されている。
【００６５】
ＳＴＥＰ４では、電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂの検出ゲインについて、ＳＴＥＰ３で得られた相間の検出ゲインの大小関係より、相間の検出ゲインの差分を補正する。例えば上記例で、Ｉｕが正、且つＩｗが負、且つＩｖが負、且つ検出ゲインが（Ｕ相＞Ｗ相）の場合、検出電流変換手段１７の実施時に数式３で用いるＵ相電流変換係数Ｇｕを減らすように処理する。この場合、Ｉｖに対して、積分制御により図１１のような伝達関数を用いてＵ相電流変換係数Ｇｕを減らして、Ｕ相電流Ｉｖが０に収束するように調整する。図中のＴｉｇは時定数を示す。このようにして、図６のハード部側が持つ２相間検出ゲインの差分（電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂの検出ゲインの差分）を、制御部側で補正していく。
【００６６】
図８（ｂ）及び（ｃ）に、Ｕ相とＷ相の電流変換係数、及びＶ相電流の時間推移の様子を示す。図は、電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂの検出ゲインにおいて、Ｗ相よりもＵ相ゲインの初期値が大きい場合で、Ｕ相電流の変換係数を減らして、所定の時定数（図中のＴｉｇ）で収束させるような積分制御を行う例を示している。処理時間以内であれば、ＳＴＥＰ１〜ＳＴＥＰ４を繰り返し行い、電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂが持つ２相間のゲインの差分を、制御部側で補正していく。処理時間が終わると、ＳＴＥＰ１の条件判定よりＥＮＤ移行し、処理を終了する。
【００６７】
電動機巻線電流検出相が３相である場合は、基準相を１つ決めて、はじめに基準相を含む２相に定電流を流し、所定時間内でＳＴＥＰ１〜ＳＴＥＰ４の調整を行う。次に、基準相と残りの１相に定電流を流し、同様に所定時間内でＳＴＥＰ１〜ＳＴＥＰ４の調整を行う。この場合、予め電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂの検出ゲイン精度の高い相が分かっている場合は、その相を基準相とする。こうすることで、運転の安定度を更に高めることができる。
【００６８】
電動機巻線電流検出相が２相である場合は、ＳＴＥＰ４の相間検出ゲインの差分補正手段７の積分制御は、実施の形態１で示した図５のように、片相の変換係数を固定値とせず、２相を可変値としても良い。この場合も、電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂの増幅器の相間検出ゲインの差分は、同様に補正することができる。
【００６９】
図１の構成は運転中，例えば２個のＣＴが置かれる温度条件が違うような場合，温度ドリフトによりゲインアンバランスが大きくなるため脱調検知が行えなくなるが本発明の補正により問題を起すことが無くなる。またＣＴなどの劣化を早めに捉えて補正することで寿命を長くすることができる。また図６の構成で通常の運転前にこの発明の補正が行われれば起動時におかしな現象を起すことが無くなる。更に図１と図６の構成によるゲインアンバランスの補正を行っているにもかかわらず脱調が発生すれば装置全体で何処かに以上が発生したことが分かる。
【００７０】
図１２は、本発明の別の制御の流れを示すフローチャートである。ここでは、ｑ軸電流の電気角周波数で見た際の２次周波数成分を検出して脱調判定する手段を有する電動機のインバータ制御装置を扱う。制御装置としては、図１と同様であるので、装置の説明は省略する。また、本方法は、電動機１の運転指令が入り、運転を開始してからの制御の流れを述べる。
【００７１】
図１２において、はじめに、ＳＴＡＲＴにて、処理を開始する。ＳＴＥＰ１０１において、運転指令が有るかどうかの判定を行う。運転指令が有れば、ＳＴＥＰ１０２に移る。無ければ、ＥＮＤにて、停止処理に移り、電動機１を停止する。
【００７２】
ＳＴＥＰ１０２において、ｑ軸電流交流成分ＩｑＡＣの電気角周波数で見た際の２次周波数成分振幅ｓｐｃ２の算出を行ない脱調の判定を行う。ｓｐｃ２の算出は、上記説明の数式６で示したフーリエ変換による２次成分の算出結果である実軸Ｘ２及び虚軸Ｙ２の情報を用いて行う。Ｘ２、Ｙ２は、電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂの増幅誤差だけでなく、脱調時に表れるＩＰＭモータの突極性に起因する成分等も含めるものとし、ここでは、数式１１のＸ２’とＹ２’とは区別して扱う。ｑ軸電流交流成分ＩｑＡＣの電気角周波数で見た際の２次成分の振幅は数式１３で算出できる。
【００７３】
【数１３】
ＳＴＥＰ１０３において、脱調判定を行う。ここで脱調判定の方法としては、ｓｐｃ２にしきい値ＥＲＲＬＥＶＥＬを設けて、ｓｐｃ２がＥＲＲＬＥＶＥＬ以上であれば、脱調であり、ＥＲＲＬＥＶＥＬ以内であれば、脱調していないと判定する。脱調していなければ、ＳＴＥＰ１０４に進む。脱調していれば、ＥＮＤにて、停止処理に移り、電動機１を停止する。
【００７５】
また、脱調の判定は、複数回検知したｓｐｃ２データの平均値を用いても良い。また、複数回連続してスレッショルドＥＲＲＬＥＶＥＬを超えた時に、脱調と判定しても良い。いずれも、ノイズに強く，ノイズが多い環境に対して、有効である。またＳＴＥＰ１０２−１０３の処理はＳＴＥＰ１０４の後で行っても良い。この場合でもＳＴＥＰ１０２−１０４の処理をＳＴＥＰ１０４の前で行う場合と同様に保護が早く行える。
【００７６】
ＳＴＥＰ１０４において、電流検出回路に含まれる増幅器１０８ａ〜１０８ｂの相間の検出ゲインの差分補正を行う。補正法の例としては、図１の構成説明に述べた方法などがある。電動機１の運転中は、ＳＴＥＰ１０１〜ＳＴＥＰ１０４の処理を繰り返し行うことにより常時監視が可能である。脱調判定を行う前、もしくは行った後で複数相間の検出ゲインの差を補正することが考えられるが、保護が若干早くなるかどうか程度で大きな違いは無いので、モーターの安定性などの特性との関係でどちらか使い易い方を選択すれば良い。
【００７７】
以上説明してきたこの発明に係る電動機の制御装置は、電動機を制御するインバータと、電動機巻線に流れる複数相の電流を検出する電動機巻線電流検出手段と、電動機巻線電流より励磁電流成分（ｄ軸電流）とトルク電流成分（ｑ軸電流）とを求める手段と、ｑ軸電流より電気角周波数で見た際の２次周波数の実軸成分または虚軸成分を算出する手段と、ｑ軸電流の２次周波数の実軸成分または虚軸成分より電動機巻線電流検出手段を持つ複数相間の検出ゲインの差分を補正する手段と、を備えたものである。
【００７８】
また、この発明に係る電動機の制御装置は、電動機を制御するインバータと、電動機巻線に流れる複数相の電流を検出する電動機巻線電流検出手段と、電動機巻線電流より励磁電流成分（ｄ軸電流）とトルク電流成分（ｑ軸電流）とを求める手段と、ｄ軸電流より電気角周波数で見た際の２次周波数の実軸成分または虚軸成分を算出する手段と、ｄ軸電流の２次周波数の実軸成分または虚軸成分より電動機巻線電流検出手段を持つ複数相間の検出ゲインの差分を補正する手段と、を備えたものである。
【００７９】
また、この発明に係る電動機の制御装置は、電動機を制御するインバータと、電動機巻線に流れる複数相の電流を検出する電動機巻線電流検出手段と、電動機巻線電流検出手段を持つ２相に対し電動機運転前に電流を流す手段と、電動機運転前に電流を流した際検出される各相の電流検出値の極性より電動機巻線電流検出手段を持つ２相間の電流検出ゲインの大小関係を判定する手段と、２相間の電流検出ゲインの大小関係より電動機巻線電流検出手段を持つ複数相間の検出ゲインの差分を補正する手段と、を備えたことを特徴とする。
【００８０】
また、この発明に係る電動機の制御装置は、電動機を制御するインバータと、電動機巻線に流れる複数相の電流を検出する電動機巻線電流検出手段と、電動機巻線電流より励磁電流成分（ｄ軸電流）とトルク電流成分（ｑ軸電流）とを求める手段と、ｑ軸電流より電気角周波数で見た際の２次周波数の実軸成分及び虚軸成分を算出する手段と、ｑ軸電流の電気角周波数で見た際の２次周波数の実軸成分及び虚軸成分より脱調判定を行う脱調判定手段と、脱調判定を行った後にｑ軸電流の２次周波数成分の実軸成分または虚軸成分より電動機巻線電流検出手段を持つ複数相間の検出ゲインの差分を補正する手段と、を備えたことを特徴とする。
【００８１】
また、この発明に係る電動機の制御装置は、電動機を制御するインバータと、電動機巻線に流れる複数相の電流を検出する電動機巻線電流検出手段と、電動機巻線電流より励磁電流成分（ｄ軸電流）とトルク電流成分（ｑ軸電流）とを求める手段と、ｄ軸電流より電気角周波数で見た際の２次周波数の実軸成分または虚軸成分を算出する手段と、ｑ軸電流より電気角周波数で見た際の２次周波数の実軸成分及び虚軸成分を算出する手段と、ｑ軸電流の電気角周波数で見た際の２次周波数の実軸成分及び虚軸成分より脱調判定を行う脱調判定手段と、脱調判定を行った後にｄ軸電流の２次周波数成分の実軸成分または虚軸成分より前記電動機巻線電流検出手段を持つ複数相間の検出ゲインの差分を補正する手段と、を備えたことを特徴とする。
【００８２】
この発明に係る電動機の制御装置は、ｄ軸電流またはｑ軸電流より、いずれかの電流の電気角周波数で見た際の２次周波数の実軸成分または虚軸成分を算出してから相間検出ゲインの差分を補正するので、１次及び高次のノイズ成分の影響を受けにくく、安定した運転を行える。また、ｄ軸電流またはｑ軸電流のどちらか一方の情報から相間検出ゲインの差分を補正できるので、制御の処理が簡易にでき、ソフトウェアを動かすマイコン等に負担をかけずに補正を行える。また、電動機の電流検出を複数相にて行う際、検出を行う全相に高価な検出回路を使用しなくてもよく、コスト削減が行える。また、エンコーダ等で電動機のロータ位相情報を取得しないセンサレス制御により電動機を駆動する場合でも、相間検出ゲインの差分を適切に補正できる。
【００８３】
この発明に係る電動機の制御装置は、電動機運転前に電流検出手段を持つ複数相に対して、相間検出ゲインの差分を補正するので、工場出荷時に電流検出回路に含まれる増幅器の増幅誤差を調整できないような電流検出回路や、増幅器の検出ゲインの初期ばらつきが大きい安価な検出回路を使用する場合でも、安定して起動を行える。また、補正時間も数１０［ｍｓ］〜数［ｓ］の短時間で行える。
【００８４】
また、電動機運転前に相間検出ゲインの差分補正を行うので、起動直後の運転安定性が良い。また相間検出ゲインの差分補正と脱調検知を、いずれもｑ軸電流交流成分の電気角周波数で見た際の２次周波数の実軸成分または虚軸成分より行うので、計算途中の制御処理の統一化が図れ、処理時間が短くて済む。また、相間検出ゲインの差分を補正しながら運転するので、脱調検知を正確に行える。また、相間検出ゲインの差分を補正しながら運転するので、電動機運転中の脱調検知を正確に行える。また、電動機運転前に相間検出ゲインの差分補正を行うので、起動直後から脱調検知を正確に行える。
【００８５】
【発明の効果】
本発明に係わる電動機の制御装置は、電動機を制御するインバータと、インバータに制御され電動機巻線に流れる複数相の電流を検出する電流検出手段と、電流検出手段にて検出された電流より励磁電流成分であるｄ軸電流およびトルク電流成分であるｑ軸電流の少なくとも一方を求める電流演算手段と、ｄ軸電流およびｑ軸電流の少なくとも一方より電気角周波数で見た際の２次周波数の実軸成分または虚軸成分を算出する周波数成分算出手段と、ｄ軸電流およびｑ軸電流の少なくとも一方の２次周波数の実軸成分または虚軸成分より電流検出手段の複数相間の検出ゲインを補正する補正手段と、を備えたので、制御の処理が簡単で安定した運転が行える。更にｄ軸電流、ｑ軸電流のうちどちらかの電流が補正に利用できない場合も他の電流を用いることでゲイン補正を行うことができる。
【００８６】
本発明に係わる電動機の制御装置は、電動機を制御するインバータと、インバータに制御され電動機巻線に流れる複数相の電流を検出する電流検出手段と、電流検出手段にて電流を検出する複数相に対し電流を供給する電流供給手段と、電流供給手段にて電流を供給した際検出される各相の電流検出値の極性より電流検出手段の各相の電流検出ゲインの大小関係を判定する判定手段と、電流検出ゲインの大小関係より電流検出手段の持つ複数相間の検出ゲインを補正する第２の補正手段と、を備えたので、調整不充分や途中取替えなど、どのような装置にも対応でき安定した起動が行える。
【００８７】
本発明に係わる電動機の制御装置は、電動機を制御するインバータと、インバータに制御され電動機巻線に流れる複数相の電流を検出する電流検出手段と、電流検出手段で検出された電流より励磁電流成分であるｄ軸電流とトルク電流成分であるｑ軸電流とを求める電流演算手段と、ｄ軸電流およびｑ軸電流の少なくとも一方より電気角周波数で見た際の２次周波数の実軸成分及び虚軸成分を算出する周波数成分算出手段と、ｄ軸電流およびｑ軸電流の少なくとも一方の電気角周波数で見た際の２次周波数の実軸成分及び虚軸成分より脱調判定を行う脱調判定手段と、を備えたので、制御の演算が簡素化され処理時間が短く確実に脱調検知を行える。更に制御の都合上ｄ軸電流、ｑ軸電流のうちのどちらかの電流が脱調検知に利用できない際も、もう一方の電流を用いることで脱調検知を行うことができる。
【００８８】
本発明に係わる電動機の制御方法は、電流検出手段にて検出された電流の時間的変化から２次周波数の所定間隔の数値情報を得るステップと、数値情報の実軸成分または虚軸成分を算出するステップと、数値情報の実軸成分または虚軸成分より電流検出手段の複数相間の検出ゲインを補正するステップと、を備えたので、簡単な演算処理で信頼性の高い制御が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の、電動機の制御装置の構成図である。
【図２】本発明のトルク電流成分（ｑ軸電流Ｉｑ）とｑ軸電流交流成分ＩｑＡＣの時間推移の様子を表した図である。
【図３】本発明の電気角と離散フーリエ変換処理用に取込むｑ軸電流交流成分ＩｑＡＣの時間推移の様子を表した図である。
【図４】本発明の電流検出回路に含まれる増幅器に相間検出ゲインの差がある時、ｑ軸電流交流成分ＩｑＡＣに関する電気角周波数２次成分を複素数表示した時のベクトル図である。
【図５】本発明の相間検出ゲインの差分補正を実施する際の積分制御の様子（相間の電流振幅の差分（Ａｕ−Ａｗ）の時間推移と、Ｕ相Ｗ相の各電流変換係数Ｇｕ、Ｇｗの時間推移）を示した図である。
【図６】本発明の、別の電動機の制御装置の構成図である。
【図７】本発明の制御の流れを示すフローチャートである。
【図８】本発明の調整電流、電流変換係数（Ｇｕ、Ｇｗ）、及びＶ相電流Ｉｖの時間推移の例を表した図である。
【図９】本発明の定電流作成の際に用いるΔＩ（Ｗ相電流Ｉｗと目標値ＩＡＤＪとの差分）と出力電圧指令Ｖ＊の間のブロック線図を示した図である。
【図１０】本発明の電流検出回路に含まれる増幅器の相間の検出ゲインの差分を補正制御する場合の、各相の検出電流値の極性と、Ｕ相とＷ相の電流検出回路に含まれる増幅器の検出ゲインの大小関係と、電流変換係数の処理を示した図である。
【図１１】本発明の電流検出回路に含まれる増幅器の相間検出ゲインの差分を補正制御する場合の、Ｖ相電流ＩｖとＵ相電流ゲインＧｕの伝達関数を示した図である。
【図１２】本発明の、別の制御の流れを示すフローチャートである。
【図１３】従来の技術の制御装置の構成を示した図である。
【符号の説明】
１ 電動機、 ２ インバータ部、 ３ａ〜３ｂ 電動機１の巻線に流れる複数相分の電流を検出する電流検出手段、 ４ 励磁電流成分（ｄ軸電流）とトルク電流成分（ｑ軸電流）を求める手段、 ５ Ｉｑ交流成分算出手段、 ６ Ｉｑ交流成分Ｉｑ＿ＡＣの２ｆ成分算出手段、 ７ 相間検出ゲインの差分補正手段、 ８ 電動機の制御装置、 ９ インバータ主回路、 １０ａ〜１０ｆ スイッチング素子、 １１ａ〜１１ｆ 還流ダイオード、 １２ 駆動信号生成部、 １３ ＰＷＭ信号発生手段、 １４ ＰＷＭ信号作成部、 １５ ２相３相変換手段、 １６ 電圧指令演算手段、 １７ 検出電流変換手段、 １８ 相電流演算手段、 １９ ３相２相変換手段、 ２０ 相間検出ゲイン差分補正部、 ２１ 各相の電流検出値の極性より２相の電流検出ゲインの大小関係を判定する手段、 １００ ディジタルサーボ装置、 １０１ ＣＰＵ、 １０２ ＲＯＭ、 １０３ ＲＡＭ、 １０４ ＤＳＰ、 １０５ａ〜ｂ Ａ／Ｄ変換器、１０６ 現在値カウンタ、 １０７ 共通ＲＡＭ、 １０８ａ〜ｂ 電流検出回路に含まれる増幅器、 １０９ ＩＦ、 １１０ ＲＯＭ、 １１１ ＫＢ、１１２ ＣＲＴ、 １２３ パルスエンコーダ、 １２４ 波形整形・方向判別回路。
Claims (9)
- 電動機を制御するインバータと、前記インバータに制御され前記電動機巻線に流れる複数相の電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段にて検出された電流より励磁電流成分であるｄ軸電流およびトルク電流成分であるｑ軸電流の少なくとも一方を求める電流演算手段と、前記ｄ軸電流およびｑ軸電流の少なくとも一方より電気角周波数で見た際の２次周波数の実軸成分または虚軸成分を算出する周波数成分算出手段と、前記ｄ軸電流およびｑ軸電流の少なくとも一方の２次周波数の実軸成分または虚軸成分より前記電流検出手段の複数相間の検出ゲインを補正する補正手段と、を備えたことを特徴とする電動機の制御装置。
- 前記複数相の電流の相間の電流振幅の差分がゼロに近づくように前記電流検出手段の複数相間の検出ゲインの差分を補正することを特徴とする請求項１記載の電動機の制御装置。
- 電動機を制御するインバータと、前記インバータに制御され前記電動機巻線に流れる複数相の電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段にて電流を検出する複数相に対し電流を供給する電流供給手段と、前記電流供給手段にて電流を供給した際検出される各相の電流検出値の極性より前記電流検出手段の各相の電流検出ゲインの大小関係を判定する判定手段と、前記電流検出ゲインの大小関係より前記電流検出手段の持つ複数相間の検出ゲインを補正する第２の補正手段と、を備えたことを特徴とする電動機の制御装置。
- 前記電流検出手段にて電流を検出する複数相に対し運転前に電流を供給する電流供給手段と、前記電流供給手段にて電流を供給した際検出される各相の電流検出値の極性より前記電流検出手段の各相の電流検出ゲインの大小関係を判定する判定手段と、前記各相の電流検出ゲインの大小関係より前記電流検出手段の持つ複数相間の検出ゲインを運転前に補正する第２の補正手段と、を備えたことを特徴とする請求項１記載の電動機の制御装置。
- 電動機を制御するインバータと、前記インバータに制御され前記電動機巻線に流れる複数相の電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段で検出された電流より励磁電流成分であるｄ軸電流とトルク電流成分であるｑ軸電流とを求める電流演算手段と、前記ｄ軸電流およびｑ軸電流の少なくとも一方より電気角周波数で見た際の２次周波数の実軸成分及び虚軸成分を算出する周波数成分算出手段と、前記ｄ軸電流およびｑ軸電流の少なくとも一方の電気角周波数で見た際の２次周波数の実軸成分及び虚軸成分より脱調判定を行う脱調判定手段と、を備えたことを特徴とする電動機の制御装置。
- 前記脱調判定を行なう前又は行った後に、ｄ軸電流およびｑ軸電流の少なくとも一方の２次周波数成分の実軸成分または虚軸成分より前記電流検出手段を持つ複数相間の検出ゲインの差分を補正する補正手段と、を備えたことを特徴とする請求項５記載の電動機の制御装置。
- 前記電流検出手段にて電流を検出する複数相に対し運転前に電流を供給する電流供給手段と、前記電流供給手段にて電流を供給した際検出される各相の電流検出値の極性より前記電流検出手段の各相の電流検出ゲインの大小関係を判定する判定手段と、前記各相の電流検出ゲインの大小関係より前記電流検出手段の持つ複数相間の検出ゲインを運転前に補正する第２の補正手段と、を備えたことを特徴とする請求項５又は６記載の電動機の制御装置。
- 請求項１乃至７のいずれかの制御装置を磁石トルクおよびリラクタンストルクを有する電動機に使用することを特徴とする電動機装置。
- 電流検出手段にて検出された電流の時間的変化から２次周波数の所定間隔の数値情報を得るステップと、前記数値情報の実軸成分または虚軸成分を算出するステップと、前記数値情報の実軸成分または虚軸成分より前記電流検出手段の複数相間の検出ゲインを補正するステップと、を備えたことを特徴とする電動機の制御方法。
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Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2010024194A1 (ja) * | 2008-08-26 | 2010-03-04 | 株式会社明電舎 | 電動機の脈動抑制装置 |
| WO2011105355A1 (ja) * | 2010-02-25 | 2011-09-01 | 株式会社明電舎 | 回転電気機械のトルクリプル抑制制御装置および制御方法 |
| WO2017154185A1 (ja) * | 2016-03-10 | 2017-09-14 | 三菱電機株式会社 | 脱調検出装置及び脱調検出方法 |
| JP2019023712A (ja) * | 2017-07-25 | 2019-02-14 | コニカミノルタ株式会社 | 画像形成装置 |
| US10355630B2 (en) | 2015-05-12 | 2019-07-16 | Hitachi Automotive Systems, Ltd. | Inverter control device |
| WO2021199410A1 (ja) * | 2020-04-02 | 2021-10-07 | 三菱電機株式会社 | 三相交流回転機の制御装置 |
| WO2022064702A1 (ja) * | 2020-09-28 | 2022-03-31 | 三菱電機株式会社 | 電動機制御装置 |
-
2002
- 2002-09-24 JP JP2002276716A patent/JP2004120814A/ja active Pending
Cited By (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2010024194A1 (ja) * | 2008-08-26 | 2010-03-04 | 株式会社明電舎 | 電動機の脈動抑制装置 |
| JP5088413B2 (ja) * | 2008-08-26 | 2012-12-05 | 株式会社明電舎 | 電動機の脈動抑制装置 |
| WO2011105355A1 (ja) * | 2010-02-25 | 2011-09-01 | 株式会社明電舎 | 回転電気機械のトルクリプル抑制制御装置および制御方法 |
| CN102771043A (zh) * | 2010-02-25 | 2012-11-07 | 株式会社明电舍 | 用于旋转电机的扭矩波动抑制控制装置和扭矩波动抑制控制方法 |
| KR101328494B1 (ko) | 2010-02-25 | 2013-11-13 | 메이덴샤 코포레이션 | 토오크리플억제제어장치 및 회전전기기계 토오크리플억제제어방법 |
| US8704469B2 (en) | 2010-02-25 | 2014-04-22 | Meidensha Corporation | Torque ripple suppression control apparatus and torque ripple suppression control method for rotating electrical machine |
| US10355630B2 (en) | 2015-05-12 | 2019-07-16 | Hitachi Automotive Systems, Ltd. | Inverter control device |
| WO2017154185A1 (ja) * | 2016-03-10 | 2017-09-14 | 三菱電機株式会社 | 脱調検出装置及び脱調検出方法 |
| JP2019023712A (ja) * | 2017-07-25 | 2019-02-14 | コニカミノルタ株式会社 | 画像形成装置 |
| WO2021199410A1 (ja) * | 2020-04-02 | 2021-10-07 | 三菱電機株式会社 | 三相交流回転機の制御装置 |
| WO2022064702A1 (ja) * | 2020-09-28 | 2022-03-31 | 三菱電機株式会社 | 電動機制御装置 |
| JP7378630B2 (ja) | 2020-09-28 | 2023-11-13 | 三菱電機株式会社 | 電動機制御装置 |
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