CN114097173A - 驱动装置、流体利用装置以及空调机 - Google Patents

Abstract

驱动装置(100)具备电力变换器(2)、磁极位置确定部(5a)、磁极位置确定部(5b)、减法器(8)和电流控制部(6)。电力变换器(2)对并联连接的主侧同步电动机(1a)及副侧同步电动机(1b)供给电力。减法器(8)使用由磁极位置确定部(5a)确定的主侧同步电动机(1a)所具有的转子的磁极位置和由磁极位置确定部(5b)确定的副侧同步电动机(1b)所具有的转子的磁极位置来求出角度差(λ)。磁通电流指令补偿部(10)基于角度差(λ)调整磁通电流指令(i_d ^*)的绝对值。电流控制部(6)使用转矩电流指令(i_q ^*)和由磁通电流指令补偿部(10)调整过绝对值的磁通电流指令(i_d ^*)来控制电力变换器(2)。

Description

驱动装置、流体利用装置以及空调机

技术领域

本发明涉及驱动并联连接于1台电力变换器的两台同步电动机的驱动装置、具备驱动装置的流体利用装置以及具备流体利用装置的空调机。

背景技术

同步电动机如果没有使用与转子的旋转位置相关的信息来施加与转子的旋转位置相应的适当的电压，则有可能无法适当地产生转矩而失步或停止工作。因此，以往在驱动多台同步电动机的情况下，为了施加与各个同步电动机所具备的转子的旋转位置相应的电压，使用与同步电动机的台数相同台数的电力变换器。然而，在使用与同步电动机的台数相同台数的电力变换器的情况下，由于同步电动机的台数越增加，电力变换器的台数也越增加，因此成本的增加成为技术课题。于是近年来，由于同步电动机的控制技术的高级化，已在尝试用1台电力变换器来驱动两台同步电动机。

在专利文献1中公开了如下方法：在连接于1台电力变换器的两台同步电动机中，将一方设为主侧同步电动机，将另一方设为副侧同步电动机，驱动装置使用两台同步电动机的转速来控制两台同步电动机。根据专利文献1所记载的方法，驱动装置通过对主侧同步电动机进行矢量控制，使用两台同步电动机间的转速之差及旋转位置之差来决定主侧同步电动机的d轴电流指令，从而使副侧同步电动机的驱动稳定化。矢量控制为将流过同步电动机的电流分解为产生转矩的电流分量和产生磁通的电流分量并独立地控制各个电流分量的控制方式。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：美国专利申请公开第2015/0229245号说明书

非专利文献

非专利文献1：Yongjae Lee,Jung-Ik Ha，“Analysis and Control of MonoInverter Dual Parallel SPMSM Drive System(单逆变器双并联SPMSM驱动系统的分析与控制)”，2014，IEEE

非专利文献2：Yongjae Lee,Jung-Ik Ha，“Control Method for Mono InverterDual Parallel Surface-Mounted Permanent-Magnet Synchronous Machine DriveSystem(单逆变器双并联表面贴装永磁同步电机驱动系统的控制方法)”，2015，IEEE

发明内容

发明所要解决的技术课题

在专利文献1中记载了即使在不使用如速度检测单元、位置检测单元这样的传感器的无位置传感器控制中也能够应用专利文献1所记载的方法的意思。另外，在非专利文献1及非专利文献2中，登载有使用专利文献1的技术的无位置传感器控制的验证测试结果。无位置传感器控制通常在低速区中的工作稳定性方面存在技术课题。其理由是因为，在低旋转区中，电动机的速度电动势降低，电力变换器的输出电压误差的影响相对变大。甚至在用1个电力变换器驱动1台同步电动机的情况下低速区中的工作稳定性也有问题，因此在用1个电力变换器并联驱动两台同步电动机的情况下，确保低速区的工作稳定性变得越发困难。尤其是，在同步电动机的电阻值的误差、电感的误差、感应电压常数的误差或检测流过同步电动机的电流的电流检测器的误差等大的情况等时，难以确保低速区的工作稳定性。然而，专利文献1、非专利文献1及非专利文献2中未具体记载低速区中的驱动方法。另外，即使在使用如速度检测单元或位置检测单元这样的传感器来进行控制的情况下，也由于速度检测单元的检测误差或位置检测单元的检测误差等而有时难以确保低速区的工作稳定性。

本发明是鉴于上述问题而做出的，目的在于得到一种驱动装置，该驱动装置能够在使用1台电力变换器驱动两台同步电动机的情况下抑制低速区的旋转变得不稳定。

用于解决技术课题的技术方案

为了解决上述技术课题并达到目的，本发明的驱动装置具备电力变换器、第1电流检测器、第2电流检测器、第1磁极位置确定部、第2磁极位置确定部、减法器、磁通电流指令决定部、磁通电流指令补偿部和控制部。电力变换器对并联连接的第1同步电动机及第2同步电动机供给电力。第1电流检测器检测流过第1同步电动机的第1电流。第2电流检测器检测流过第2同步电动机的第2电流。第1磁极位置确定部确定第1同步电动机具有的转子的第1磁极位置。第2磁极位置确定部确定第2同步电动机具有的转子的第2磁极位置。减法器使用第1磁极位置和第2磁极位置来求出第1同步电动机及第2同步电动机各自具有的转子的磁极位置之差即角度差。磁通电流指令决定部基于由第2电流检测器检测出的第2电流决定磁通电流指令。磁通电流指令补偿部基于角度差调整磁通电流指令的绝对值。控制部使用转矩电流指令、由磁通电流指令补偿部调整过绝对值的磁通电流指令、第1电流和第1磁极位置来控制电力变换器。

发明效果

根据本发明，实现在使用1台电力变换器驱动两台同步电动机的情况下能够抑制低速区的旋转变得不稳定的效果。

附图说明

图1为示出本发明的实施方式1的驱动装置的结构例的图。

图2为示出图1所示的副侧转矩电流脉动分量提取部的第1结构例的图。

图3为示出图1所示的副侧转矩电流脉动分量提取部的第2结构例的图。

图4为示出图1所示的副侧转矩电流脉动分量提取部的第3结构例的图。

图5为用于说明图1所示的副侧同步电动机的转矩变化的行为的第1图。

图6为用于说明图1所示的副侧同步电动机的转矩变化的行为的第2图。

图7为用于说明图1所示的副侧同步电动机的转矩变化的行为的第3图。

图8为用于说明图1所示的副侧同步电动机的转矩变化的行为的第4图。

图9为用于说明图1所示的副侧同步电动机的转矩变化的行为的第5图。

图10为用于说明图1所示的副侧同步电动机的转矩变化的行为的第6图。

图11为将图6、图7、图9及图10所示的主侧的d轴电流、角度差的符号与副侧同步电动机的转矩的状态对应起来示出的图。

图12为示出由自适应磁通观测器构成图1所示的磁极位置推定部的例子的图。

图13为表示在实施方式1的驱动装置中，假想为将电力变换器的输出电压误差设为零、使两台同步电动机在低速区并联驱动时的副侧同步电动机的转速的真值即速度真值、d轴电流和q轴电流的图。

图14为表示在实施方式1的驱动装置中，在算上与实机同等的输出电压误差、使两台同步电动机在低速区并联驱动时的副侧同步电动机的转速的真值即速度真值、d轴电流和q轴电流的图。

图15为表示在实施方式1的驱动装置中，假想为将电力变换器的输出电压误差设为零、使两台同步电动机在低速区并联驱动时的速度推定波形的图。

图16为表示在实施方式1的驱动装置中，在算上与实机同等的输出电压误差、使两台同步电动机在低速区并联驱动时的速度推定波形的图。

图17为示出对图15的速度推定波形进行FFT(Fast Fourier Transform，快速傅立叶变换)解析的结果的图。

图18为示出对图16的速度推定波形进行FFT解析的结果的图。

图19为示出图1所示的磁通电流指令决定部及磁通电流指令补偿部的结构例的图。

图20为用于说明图19所示的磁通电流指令补偿部进行的处理的第1图。

图21为用于说明图19所示的磁通电流指令补偿部进行的处理的第2图。

图22为用于说明图19所示的磁通电流指令补偿部进行的处理的第3图。

图23为用于说明图19所示的磁通电流指令补偿部进行的处理的第4图。

图24为用于说明图19所示的磁通电流指令补偿部进行的处理的第5图。

图25为示出实施方式1的磁极位置确定部的其它结构例的图。

图26为示出本发明的实施方式2的驱动装置的结构例的图。

图27为示出本发明的实施方式3的驱动装置的结构例的图。

图28为示出实施方式3的驱动装置的其它结构例的图。

图29为示出本发明的实施方式4的驱动装置的结构例的图。

图30为示出实施方式4的副侧同步电动机的磁极位置相对于主侧同步电动机的磁极位置之差即角度差的变化和磁通电流指令的值的变化的一例的图。

图31为示出实施方式4的磁通电流指令决定部及磁通电流指令补偿部的结构例的图。

图32为用于说明图31所示的限制器进行的处理的第1图。

图33为用于说明图31所示的限制器进行的处理的第2图。

图34为用于说明图31所示的限制器进行的处理的第3图。

图35为用于说明图31所示的限制器进行的处理的第4图。

图36为示出本发明的实施方式5的驱动装置的结构例的图。

图37为示出实施方式5的副侧同步电动机的磁极位置相对于主侧同步电动机的磁极位置之差即角度差的变化和磁通电流指令的值的变化的一例的图。

图38为示出实施方式5的磁通电流指令决定部及磁通电流指令补偿部的结构例的图。

图39为用于说明图38所示的调整值生成部进行的处理的第1图。

图40为用于说明图38所示的调整值生成部进行的处理的第2图。

图41为用于说明图38所示的调整值生成部进行的处理的第3图。

图42为用于说明图38所示的调整值生成部进行的处理的第4图。

图43为示出本发明的实施方式6的流体利用装置的结构例的图。

图44为示出本发明的实施方式7的空调机的结构例的图。

附图标记说明

1a：主侧同步电动机；1b：副侧同步电动机；1c：同步电动机；2：电力变换器；3：直流电压源；4a、4b：电流检测部；5a、5b、5d：磁极位置确定部；6：电流控制部；7、7A、7B、7C：副侧转矩电流脉动分量提取部；8、8a、512：减法器；9：磁通电流指令决定部；10、10C、10D：磁通电流指令补偿部；11：副侧有功功率脉动分量提取部；12：主侧转矩电流脉动分量提取部；13：主侧有功功率脉动分量提取部；21：速度检测部；22：位置检测部；50：位置检测器；51：模型偏差运算部；52：角速度推定器；53：主角频率(primary angular frequency)运算器；54：积分器；60a、60b、60c：磁极位置推定部；70、70A、70B：脉动分量提取部；71：脉动频率测量部；72：余弦波产生器；73：正弦波产生器；74：傅里叶余弦系数运算部；75：傅里叶正弦系数运算部；76：交流恢复器；91：增益乘法部；92：相位调整部；100、100A、100B、100C、100D：驱动装置；101：补偿值生成部；102、107：乘法器；103：限制器；104：微分器；105：补偿值调整部；106：调整值生成部；200：电力变换器驱动装置；201：处理器；202：存储器；300：流体利用装置；300a、300b：螺桨式风机；400：空调机；401：制冷剂压缩机；403：冷凝器；404：贮液器；405：膨胀阀；406：蒸发器；511：电流推定器；513：偏差运算器。

具体实施方式

以下基于附图详细说明本发明的实施方式的驱动装置、流体利用装置以及空调机。此外，本发明不限于该实施方式。

实施方式1.

图1为示出本发明的实施方式1的驱动装置的结构例的图。同步电动机大致分为在转子上设置有永磁体的永磁场式(permanent magnet field type)同步电动机、在转子上缠绕有励磁绕组的绕组励磁式(wound field type)同步电动机和利用转子的凸极性得到旋转转矩的磁阻式同步电动机。对实施方式1的驱动装置100并联连接有两台这些同步电动机的类别中的同种类的同步电动机、例如永磁场式同步电动机。在实施方式1中，将两台同步电动机中的一方称为主侧同步电动机1a，将另一方称为副侧同步电动机1b。主侧同步电动机1a为第1同步电动机，副侧同步电动机1b为第2同步电动机。

此外，在实施方式1中，使用三相的永磁场式同步电动机，但是只要两台同步电动机各自的马达常数为相同程度即可，可以使用除了永磁场式以外的同步电动机，也可以使用二相、五相等三相以外的相数的同步电动机。

驱动装置100具备：电力变换器2，对并联连接的主侧同步电动机1a及副侧同步电动机1b供给电力；电流检测部4a，检测流过主侧同步电动机1a的第1电流；电流检测部4b，检测流过副侧同步电动机1b的第2电流；以及作为第1磁极位置确定部的磁极位置确定部5a。另外，驱动装置100具备：作为第2磁极位置确定部的磁极位置确定部5b；电流控制部6，作为输出电压指令并控制电力变换器2的控制部；脉动分量提取部70；减法器8；磁通电流指令决定部9；以及磁通电流指令补偿部10。脉动分量提取部70具备副侧转矩电流脉动分量提取部7，该副侧转矩电流脉动分量提取部7基于由电流检测部4b检测出的第2电流来提取作为流过副侧同步电动机1b的转矩电流中包含的脉动分量的转矩电流脉动分量。在以下有时将副侧转矩电流脉动分量提取部7简称为“脉动分量提取部7”。

电力变换器2将从直流电压源3供给的直流电力变换为交流电力并向主侧同步电动机1a及副侧同步电动机1b输出。在实施方式1中，使用电压型逆变器作为电力变换器2。电压型逆变器为对从直流电压源3供给的直流电压进行开关而变换为交流电压的装置。此外，电力变换器2只要为能够输出用于驱动主侧同步电动机1a及副侧同步电动机1b的交流电力的装置，则不限于电压型逆变器，也可以为电流型逆变器、将交流电力变换为振幅及频率不同的交流电力的矩阵转换器、将多个变换器的输出串联或并联地连接而成的多电平变换器等电路。

作为第1电流检测器的电流检测部4a检测从电力变换器2流到主侧同步电动机1a的相电流，输出表示检测出的相电流的值的电流信息。作为第2电流检测器的电流检测部4b检测从电力变换器2流到副侧同步电动机1b的相电流，输出表示检测出的相电流的值的电流信息。

电流检测部4a、4b可以为使用被称为CT(Current Transformer，电流互感器)的计量仪器用变流器的电流传感器，也可以为使用分流电阻的电流传感器。另外电流检测部4a、4b也可以为将它们组合而成的结构。在实施方式1的驱动装置100中，由设置于同步电动机附近的电流检测部4a、4b检测电流。虽然在图1所示的例子中，直接检测流过同步电动机的相电流，但只要是能够利用基尔霍夫电流定律来运算流过同步电动机的电流即可，电流检测方式不限于直接检测的例子。例如，可以利用使用在电力变换器2的负侧直流母线设置的分流电阻的单分流电流检测方式、使用与电力变换器2的下支路串联连接的分流电阻的下支路分流电流检测方式等来检测流过同步电动机的相电流。此外，在三相的电力变换器2的情况下，下支路分流电流检测方式由于使用串联连接于3个下支路的各个下支路的分流电阻，因此也被称为三分流电流检测方式。但是，在单分流电流检测方式或三分流电流检测方式中，由于仅测量流过主侧同步电动机1a及副侧同步电动机1b的各个同步电动机的电流的合计值，因此需要在主侧同步电动机1a及副侧同步电动机1b中的任意一方的同步电动机附近设置电流传感器。另外，毋庸赘言，在三相同步电动机的情况下，如果在连接于同步电动机的三相布线中的任意两相布线设置电流传感器，则能够用基尔霍夫电流定律计算剩余一相的电流，因此不需要对三相布线的全部设置电流传感器。另外，关于电流检测部4a及电流检测部4b的结构及配置可以考虑各种方式，基本上使用任意方式都无妨。

磁极位置确定部5a确定主侧同步电动机1a的第1磁极位置。磁极位置确定部5a具备磁极位置推定部60a，该磁极位置推定部60a使用由电流检测部4a检测的第1电流、即流过主侧同步电动机1a的相电流、和从电流控制部6输出的电压指令来推定主侧同步电动机1a的第1磁极位置。磁极位置确定部5a利用磁极位置推定部60a进行的推定来确定第1磁极位置。

磁极位置确定部5b推定副侧同步电动机1b的第2磁极位置。磁极位置确定部5b具备磁极位置推定部60b，该磁极位置推定部60b使用由电流检测部4b检测的第2电流、即流过副侧同步电动机1b的相电流、和从电流控制部6输出的电压指令来推定副侧同步电动机1b的第2磁极位置。磁极位置确定部5b利用磁极位置推定部60b进行的推定来确定第2磁极位置。

作为磁极位置的推定方法，存在各种方法，但通常是在同步电动机具备的转子的转速的整个区域内的中高速区，利用表示同步电动机的速度电动势的信息来求出磁极位置。速度电动势为由于转子旋转而在同步电动机内部产生的感应电力，与在同步电动机具备的转子与定子之间产生的磁场和转子的转速成比例。磁极位置的推定方法的详情将在后说明。

电流控制部6为如下的矢量控制器：为了控制流过主侧同步电动机1a的电流，将主侧同步电动机1a具备的转子的永磁体的磁通的方向设为d轴，将与d轴正交的轴设为q轴，通过矢量控制，将由电流检测部4a检测出的电流进行坐标变换为dq坐标系的电流指令值。在通常的矢量控制器中，进行在以转子的磁极为基准的dq坐标上的电流控制。这是由于，当将相电流变换为dq坐标上的值时，交流量变成直流量从而容易控制。在同步电动机中，q轴电流与同步电动机的磁体转矩成比例，因此q轴被称为转矩轴，q轴电流被称为转矩电流。与q轴电流相对，d轴电流带来定子中产生的磁通的变化、使同步电动机的输出电压的振幅变化，因此d轴被称为磁通轴，d轴电流被称为磁通电流、励磁电流等。此外，同步电动机的种类有在转子铁芯的外周面设置有永磁体的表面磁体型同步交流电动机、在转子铁芯的内部嵌入有永磁体的永磁体嵌入型电动机等。在永磁体嵌入型电动机中，由于磁阻转矩随着d轴电流的变化而变化，因此并非仅q轴电流对转矩产生作用，但通常大多将q轴电流称为转矩电流。

坐标变换中使用由磁极位置确定部5a运算的磁极位置的推定值。此外，电流控制部6中除了矢量控制的dq坐标系以外，还可以使用αβ定子坐标系、γδ坐标系等极坐标系。另外，电流控制部6中也可以采用直接转矩控制(Direct Torque Control：DTC)来代替矢量控制。但是，在采用DTC的情况下，需要将电流指令换算为磁通电流指令及转矩电流指令。

此外，如果不用dq坐标系而用以从定子产生的磁通为基准的坐标系来进行控制，则能够更精确地计算转矩电流和磁通电流。该坐标系大多被称为f-t坐标系、n-t坐标系等，由于是公知的因此对详情省略说明。在实施方式1中，有时将q轴电流称为转矩电流，将d轴电流称为磁通电流，但使用dq坐标系以外的坐标系进行控制的情况、使用原则上不产生磁体转矩的磁阻式同步电动机的情况等不在此限。

此外，电流控制部6以使流过主侧同步电动机1a的转矩电流与转矩电流指令i_q ^*的值一致的方式进行控制，还以使流过主侧同步电动机1a的磁通电流与磁通电流指令i_d ^**的值一致的方式进行控制。电流控制部6的具体的实现方法可以为任意方法，但电流控制部6通常包括比例积分控制器及解耦控制器(decoupling controller)。转矩电流指令i_q ^*可以是在磁通电流指令决定部9中作为速度控制的结果而计算出的值，也可以是从上级控制器输入的值。磁通电流指令i_d ^**的详情将在后说明。

当由电流控制部6对主侧同步电动机1a进行了矢量控制时，副侧同步电动机1b跟随主侧同步电动机1a旋转而被驱动，因此副侧同步电动机1b为被开环驱动的状态。作为关于同步电动机的开环驱动的著名论文，有参考文献1“伊东淳一、丰崎次郎、大泽博著《永磁体同步电动机的V/f控制的高性能化》，日本电气学会会刊D，2002年，122卷3号P253-259”。

根据上述参考文献1，讲述了当使同步电动机开环驱动时，同步电动机在固有角频率ω_n自激振荡，控制有时变得不稳定。固有角频率ω_n由下述式(1)的近似式来表达。其中，P_m表示极对数，Φ_a表示电枢交链磁通数，L_a表示电枢电感，J表示惯性力矩。

[数学式1]

由于机电耦合振动有时被称为电机弹力共振(electrical spring resonance)，因此由上述式(1)表达的固有角频率ωn也被称为电机弹力共振角频率。在上述参考文献1所公开的技术中，为了抑制电机弹力共振而追加了稳定化补偿器，而驱动装置100也需要同样的稳定化补偿。因此，需要查明流过图1所示的副侧同步电动机1b的转矩电流由于电机弹力共振而振荡到什么程度。

此外，在专利文献1所公开的技术中，求出主侧同步电动机及副侧同步电动机各自具有的转子的转速之差即速度差，通过使用该速度差来进行速度差稳定化补偿。据此，如果主侧同步电动机被稳定地控制，则可以说专利文献1所公开的技术求出副侧同步电动机的速度脉动分量来进行稳定化补偿。关于专利文献1所公开的技术与实施方式1的不同点的详情将后述。

在流过副侧同步电动机1b的转矩电流中，基于加速/减速转矩的分量和基于负载转矩的分量被叠加。加速/减速转矩为与同步电动机的加速/减速相伴的惯性转矩。负载转矩为从输出转矩中减去加速/减速转矩和摩擦等损耗后的转矩。在图1所示的脉动分量提取部7中，副侧同步电动机1b的转矩电流中包含的电机弹力共振角频率附近的脉动分量被提取。此外，作为脉动分量提取部7，有使用高通滤波器的方法和使用带通滤波器的方法这两种，依次对它们进行说明。

图2为示出图1所示的副侧转矩电流脉动分量提取部的第1结构例的图。图2中示出使用一阶高通滤波器的副侧转矩电流脉动分量提取部7A的结构例，其传递函数用下述式(2)表示。其中，s为拉普拉斯变换算子，ω_c为截止角频率。

[数学式2]

上述式(2)中示出使用一阶高通滤波器时的传递函数，但在想要得到更陡峭的滤波器特性的情况下，可以使用阶数为n的高通滤波器。n为2以上的整数。在使用高通滤波器的情况下，截止角频率ω_c优选设定为电机弹力共振角频率的1/3以下、例如为电机弹力共振角频率的1/5至1/20的值。

图3为示出图1所示的副侧转矩电流脉动分量提取部的第2结构例的图。图3中示出使用二阶带通滤波器的副侧转矩电流脉动分量提取部7B的结构例，其传递函数用下述式(3)表示。其中，s表示拉普拉斯变换算子，ω_p表示峰值角频率。q为品质因数，为决定滤波器的通带宽度的系数。

[数学式3]

上述式(3)中示出使用二阶带通滤波器时的传递函数，但在想要得到更陡峭的滤波器特性的情况下，可以使用阶数为m的带通滤波器。m为3以上的整数。在使用带通滤波器的情况下，副侧转矩电流脉动分量提取部7B使峰值角频率ω_p与电机弹力共振角频率一致。然而，虽然上述参考文献1中未提及，但是电机弹力共振角频率具有取决于驱动条件而波动的性质。因此，需要预料到电机弹力共振角频率的波动的量来将带通滤波器的通带宽度设定得较宽。此外，副侧转矩电流脉动分量提取部7B可以被设为实际测量电机弹力共振角频率并使峰值角频率ω_p跟踪电机弹力共振角频率的结构、即动态地变更带通滤波器的中心频率的结构，在该情况下能够使通带宽度变窄。中心频率与峰值角频率ω_p相当。

此外，可以不进行上述式(3)的计算，而使用如图4所示使用傅里叶级数展开的带通滤波器。图4为示出图1所示的副侧转矩电流脉动分量提取部的第3结构例的图。图4所示的副侧转矩电流脉动分量提取部7C具备脉动频率测量部71、余弦波产生器72、正弦波产生器73、傅里叶余弦系数运算部74、傅里叶正弦系数运算部75及交流恢复器76。

用脉动频率测量部71来测量作为用电流检测部4b检测出的电流的输入信号中包含的脉动频率、即用电流检测部4b检测出的电流中包含的脉动频率。此外，副侧转矩电流脉动分量提取部7具备未图示的坐标变换器，该未图示的坐标变换器使用由电流检测部4b检测出的电流和由磁极位置确定部5b确定的磁极位置来进行坐标变换。该坐标变换器使用由磁极位置确定部5b确定的磁极位置，将由电流检测部4b检测出的三相坐标系的电流进行坐标变换至旋转的正交坐标系并输出。上述输入信号与由坐标变换器进行坐标变换后的电流相当。余弦波产生器72产生以脉动频率振荡的余弦波信号，正弦波产生器73产生以脉动频率振荡的正弦波信号。

傅里叶余弦系数运算部74使用来自余弦波产生器72的余弦波信号，来进行由电流检测部4b检测出的电流即输入信号的傅里叶级数展开，运算该输入信号中包含的特定频率分量的大小中的余弦分量的大小即傅里叶余弦系数。傅里叶余弦系数为将具有任意周期的偶函数展开为cos的级数时的系数。傅里叶正弦系数运算部75使用来自正弦波产生器73的正弦波信号，来进行该输入信号的傅里叶级数展开，运算该输入信号中包含的特定频率分量的大小中的正弦分量的大小即傅里叶正弦系数。傅里叶正弦系数为将具有任意周期的奇函数展开为sin的级数时的系数。

交流恢复器76使用来自余弦波产生器72的余弦波信号、来自正弦波产生器73的正弦波信号、通过傅里叶级数展开而得到的傅里叶余弦系数和通过傅里叶级数展开而得到的傅里叶正弦系数来恢复交流。傅里叶级数展开是从输入信号中取出特定的频率分量的大小和相位。特定的频率分量的大小能够用余弦分量的大小和正弦分量的大小来表示。相位能够用余弦分量的大小与正弦分量的大小之比来表示。根据图4所示的副侧转矩电流脉动分量提取部7C，利用傅里叶级数展开和逆变换可以得到带通滤波器的特性。在逆变换中，基于用傅里叶级数展开取出的特定频率分量的余弦分量的大小、正弦分量的大小和相位，输出特定频率的交流。

当在微型计算机等的处理装置中实现(implement)驱动装置100的功能的情况下，需要将该功能离散化来实现，但在将上述式(3)的带通滤波器离散化来使用的情况下，当使峰值角频率ω_p变化时计算精度发生波动，尤其是当增大峰值角频率ω_p时计算精度容易降低。另一方面，即使进行离散化而使峰值角频率ω_p变化，傅里叶级数展开也能够抑制计算精度的降低。因此，使用傅里叶级数展开来提取副侧同步电动机1b的转矩电流中包含的电机弹力共振角频率附近的脉动分量的方法在实现方面是优异的。由此，通常认为使用傅里叶级数展开来提取脉动分量的方法在使带通滤波器的峰值频率变化的情况下是有用的，但在能够确保计算精度的情况下，可以利用将图4所示的脉动频率测量部71与上述式(3)组合而成的带通滤波器作为图1所示的脉动分量提取部7。

像这样，只要能够提取副侧同步电动机1b的转矩电流中包含的电机弹力共振角频率附近的脉动分量，则脉动分量提取部7可以由图2至图4所示的任意滤波器构成。此外，与带通滤波器相比，高通滤波器的设计以及到电路的实现更简便，因此在注重设计以及到电路的实现的简便性的情况下，最好选择高通滤波器。另外，在想要得到敏锐的截止特性的情况下，最好选择带通滤波器。

图1所示的减法器8求出主侧同步电动机1a及副侧同步电动机1b各自具有的转子的磁极位置之差即角度差λ。磁极位置等于主侧同步电动机1a及副侧同步电动机1b各自的转子的旋转位置或旋转角度。为了说明求出角度差λ的理由，以下将示出永磁体同步电动机的在稳态状态下的电压方程和转矩方程。

电压方程如下述式(4)那样表示。另外转矩方程如下述式(5)那样表示。下述式(5)的右边第一项表示磁体转矩，第二项表示磁阻转矩。磁体转矩与q轴电流成比例，磁阻转矩与d轴电流和q轴电流之积成比例。

[数学式4]

[数学式5]

τ_x＝P_mxΦ_axi_qx+P_mx(L_dx-L_qx)i_dxi_qx……(5)

在上述式(4)及式(5)中，R_a表示电枢电阻，L_d表示d轴电感，L_q表示q轴电感，P_m表示极对数，Φ_a表示电枢交链磁通数，ω_e表示角速度，i_d表示d轴电流，i_q表示q轴电流，v_d表示d轴电压，v_q表示q轴电压，τ表示产生转矩。这些各个系数的下标“_x”用于辨别同步电动机是主侧还是负侧。例如，在不需要辨别主侧和副侧的情况下，对下标附加“_x”或省略下标“_x”。另外在对下标附加“_m”来代替“_x”时表示主侧，在对下标附加“_s”来代替“_x”时表示副侧。

接下来使用图5至图11，对由于磁通电流补偿引起的副侧同步电动机1b的转矩变化的行为进行说明。图5为用于说明图1所示的副侧同步电动机的转矩变化的行为的第1图。图6为用于说明图1所示的副侧同步电动机的转矩变化的行为的第2图。图7为用于说明图1所示的副侧同步电动机的转矩变化的行为的第3图。图8为用于说明图1所示的副侧同步电动机的转矩变化的行为的第4图。图9为用于说明图1所示的副侧同步电动机的转矩变化的行为的第5图。图10为用于说明图1所示的副侧同步电动机的转矩变化的行为的第6图。

图11为将图6、图7、图9及图10所示的主侧的d轴电流、角度差的符号与副侧同步电动机的转矩的状态对应起来示出的图。

图5至图10中示出由于磁通电流补偿引起的副侧同步电动机1b的转矩变化的行为，图5至图10的内容在专利文献1中公开。关于在使副侧同步电动机1b的驱动稳定化的控制中，使用主侧同步电动机1a及副侧同步电动机1b各自具有的转子的磁极位置的角度差λ这一点，专利文献1所公开的技术与实施方式1的驱动装置100是共同的。然而，在实施方式1的驱动装置100中，在不使用主侧同步电动机1a与副侧同步电动机1b的速度差这一点与专利文献1中公开的技术不同。

首先参照图5，对主侧同步电动机1a的d轴为比副侧同步电动机1b的d轴滞后的相位的情形进行说明。在图5中主侧同步电动机1a的磁通电流即d轴电流i_dm为零且主侧同步电动机1a的转矩电流i_qm沿正向流动的情况下，电压指令矢量v^→ _dq ^*在第二象限的方向上产生。电压指令矢量v^→ _dq ^*表示旋转的正交坐标系(dq轴)的电压指令。当在两台同步电动机中产生了不同的负载转矩时，在两台同步电动机的马达常数相等的情况下，负载重的同步电动机的相位滞后。因此，可以说在图5的情形中，主侧同步电动机1a的负载大于副侧同步电动机1b的负载。换言之主侧同步电动机1a的负载更重。在驱动装置100对两台同步电动机施加相同电压而主侧同步电动机1a的负载更重的情况下，副侧同步电动机1b的磁通电流沿正向流动。这通过求解上述式(4)而显而易见。

在此，考虑如图6那样在主侧同步电动机1a中流过正磁通电流的情况。在该情况下，由于主侧同步电动机1a的q轴电压在正向上增加，电压指令矢量从v^→ _dq ^*变成v^→ _dq ^**。由于像这样主侧同步电动机1a的q轴电压变化，副侧同步电动机1b的d轴电压减少而副侧同步电动机1b的q轴电压增加。当副侧同步电动机1b的d轴电压减少时，副侧同步电动机1b的q轴的电枢反应即ω_esL_qsi_qs减少。因此，副侧同步电动机1b的q轴电流i_qs减少。另外，由于副侧同步电动机1b的q轴电压增加，副侧同步电动机1b的d轴电流i_ds增加。通过像这样使主侧同步电动机1a的磁通电流即d轴电流i_dm变化，从而副侧同步电动机1b的电流变化。由于该副侧同步电动机1b的电流的变化，副侧同步电动机1b的转矩与图5所示的副侧同步电动机1b的转矩相比发生变化。在此为了简化说明，设为同步电动机为在转子铁芯的外周面设置有永磁体的表面磁体型同步交流电动机且设为没有磁阻转矩。在该情况下，副侧同步电动机1b的电流发生变化时的副侧同步电动机1b的转矩与图5的状态相比减少。

与图6的情况相反，图7中示出在主侧同步电动机1a中流过负磁通电流时的副侧同步电动机1b的转矩状态。在该情况下，由于主侧同步电动机1a的q轴电压减少，电压指令矢量从v^→ _dq ^*变成v^→ _dq ^**。据此，副侧同步电动机1b的d轴电压增加而副侧同步电动机1b的q轴电压减少。由于副侧同步电动机1b的d轴电压增加，副侧同步电动机1b的q轴电流i_qs增加，由于副侧同步电动机1b的q轴电压减少，副侧同步电动机1b的d轴电流i_ds减少。在该情况下，副侧同步电动机1b的转矩与图5的状态相比增加。

接下来参照图8，对主侧同步电动机1a的d轴为比副侧同步电动机1b的d轴超前的相位的情形进行说明。在图8中，主侧同步电动机1a的d轴电流i_dm为零，为副侧同步电动机1b的负载大于主侧同步电动机1a的负载的状态、即副侧同步电动机1b的负载更重。由于对主侧同步电动机1a和副侧同步电动机1b施加相同的电压，因此在副侧同步电动机1b的负载更重的情况下，副侧同步电动机1b的d轴电流i_ds沿负向流动。

在此，考虑如图9那样正的d轴电流i_dm流过主侧同步电动机1a的情况。在该情况下，由于主侧同步电动机1a的q轴电压增加，电压指令矢量从v^→ _dq ^*变成v^→ _dq ^**。由于主侧同步电动机1a的q轴电压像这样变化，副侧同步电动机1b的d轴电压增加而副侧同步电动机1b的q轴电压也增加。由于副侧同步电动机1b的d轴电压增加，副侧同步电动机1b的q轴电流i_qs增加。另外，由于副侧同步电动机1b的q轴电压增加，副侧同步电动机1b的d轴电流i_ds减少。在该情况下，与图8的状态相比，副侧同步电动机1b的转矩增加。

与图9的情况相反，图10中示出负磁通电流流过主侧同步电动机1a时的副侧同步电动机1b的转矩状态。在该情况下，副侧同步电动机1b的q轴电流减少。因此，与图8的状态相比，副侧同步电动机1b的转矩减少。

图11将图6、图7、图9及图10所示的主侧的d轴电流i_dm、角度差λ的符号与副侧同步电动机1b的转矩的状态对应起来示出。在如下述式(6)那样确定了两台同步电动机的角度差λ的情况下，当使主侧同步电动机1a的d轴电流i_dm增加时，如果两台同步电动机的角度差λ为正，则副侧同步电动机1b的转矩减少，如果角度差λ为负，则副侧同步电动机1b的转矩增加。其中，下述式(6)的θ_es为用电角表示副侧同步电动机1b的磁极位置的值，θ_em为用电角表示主侧同步电动机1a的磁极位置的值。另一方面，当使主侧同步电动机1a的d轴电流i_dm减少时，如果两台同步电动机的角度差λ为正，则副侧同步电动机1b的转矩增加，如果角度差λ为负，则副侧同步电动机1b的转矩减少。换言之，在想要通过使主侧同步电动机1a的d轴电流i_dm变化来使副侧同步电动机1b的转矩变化从而使副侧同步电动机1b的驱动稳定化的情况下，需要根据两台同步电动机的角度差λ为正还是负来决定d轴电流i_dm的补偿方向。根据该理由，使用减法器8来求出两台同步电动机的磁极位置的角度差λ。

[数学式6]

λ＝θ_es-θ_em……(6)

图1所示的磁通电流指令决定部9决定用于使副侧同步电动机1b的驱动稳定化的磁通电流指令。通过使磁通电流即d轴电流i_dm变化来改变副侧同步电动机1b的转矩的情况如已说明过的那样，而就驱动装置100而言如何决定磁通电流指令i_d*很重要。在专利文献1中，使用两台同步电动机的速度差来决定磁通电流指令，但在实施方式1的驱动装置100中，根据副侧同步电动机1b的转矩电流的脉动分量决定磁通电流指令。为了说明其理由，需要对同步电动机的速度推定法和由于磁通电流变化而产生的速度推定误差进行描述。

如前所述，关于同步电动机的磁极位置的推定方法或同步电动机具备的转子的转速的推定方法，已经研究过各种方法，但在同步电动机具备的转子的转速的整个区域内的中高速区，通常利用同步电动机的速度电动势信息来求出磁极位置。在此对反正切法和自适应磁通观测器这两种方式进行描述。

反正切法被众所周知为最原始的位置推定法。下述式(7)为表面磁体型同步交流电动机在定子坐标上的电压方程。其中，p为微分算子，θ_e为用电角表示的磁极位置，R_a为电枢电阻，L_a为电枢电感，v_α、v_β为定子坐标上的电压，Φ_a为电枢交链磁通数，i_α、i_β为定子坐标上的电流。

[数学式7]

上述式(7)的右边第二项表示速度电动势。此外，速度电动势的项能够用如下述式(8)的形式来表现。其中，e_α为α轴速度电动势，e_β为β轴速度电动势，p为微分算子，φ_αr为转子α轴磁通，φ_βr为转子β轴磁通，Φ_a为电枢交链磁通数，θ_e为用电角表示的磁极位置，ω_e为角速度。

[数学式8]

由上述式(7)可知，由于速度电动势中包含作为磁极位置信息的θ_e，因此通过整理上述式(7)来运算磁极位置。首先，将转子磁通项整理到左边、将除此以外的项整理到右边后，可得到下述式(9)。由于微分计算使噪声放大，因此对下述式(9)的两边进行积分得到下述式(10)。在此，在电压传感器等存在直流偏移的情况下，若使用纯积分则积分值会发散，因此惯例是在进行下述式(10)的计算时使用近似积分，不对直流分量进行积分。

[数学式9]

[数学式10]

在上述式(10)中，符号“＾”表示推定值。计算上述式(10)，求出转子磁通，使用求出的转子磁通进行下述式(11)所示的反正切的计算，由此能够推定转子的磁极位置。由于如果使用推定出的转子的磁极位置就能够计算角速度，因此用下述式(12)来计算推定角速度ω＾_e。然而，为了避免微分噪声的影响，当在控制中使用该推定角速度ω＾_e的情况下通常应用低通滤波器。另外，如下述式(13)那样，通过进行速度电动势的推定，将其振幅除以电枢交链磁通数Φ_a，从而也能够计算推定角速度ω＾_e。然而，由于永磁体的磁通随着温度变化而波动，因此根据下述式(13)的计算方法，由于温度变化而产生稳态的速度推定误差。因此基于下述式(12)的速度推定方法的误差小于基于下述式(13)所示的方法的误差。在实施方式1中对进行基于下述式(12)的速度推定的情况进行说明。

[数学式11]

[数学式12]

[数学式13]

除了反正切法以外还提出了各种速度推定法。以下使用图12对作为反正切法以外的速度推定法的代表例的自适应磁通观测器进行描述。图12为示出由自适应磁通观测器构成图1所示的磁极位置推定部的例子的图。关于图12所示的磁极位置推定部60c，是由自适应磁通观测器构成图1所示的磁极位置推定部60a、60b的结构。图12所示的同步电动机1c与图1所示的主侧同步电动机1a及副侧同步电动机1b的各个同步电动机对应。磁极位置推定部60c利用自适应磁通观测器的方法，使用由电流控制部6生成且被输入至磁极位置推定部60a、60b的作为电压指令的电压矢量和由电流检测部4a、4b生成的电流信息、即作为dq坐标轴上的dq轴电流检测值的电流矢量，推定同步电动机1c的转速，输出推定角速度ω＾_e和推定磁极位置θ＾_e。

磁极位置推定部60c具备：模型偏差运算部51，基于同步电动机1c的电压矢量、电流矢量、作为逆变器的电力变换器2的主角频率ω₁和推定角速度ω＾_e运算模型偏差ε；以及角速度推定器52，基于模型偏差ε运算推定角速度ω＾_e。磁极位置推定部60c还具备：主角频率运算器53，使用推定磁通矢量、推定电流矢量和推定角速度ω＾_e来运算主角频率ω₁；以及积分器54，对主角频率ω₁进行积分并输出推定磁极位置θ＾_e。

模型偏差运算部51具备：电流推定器511，基于同步电动机1c的电压矢量、电流矢量、主角频率ω₁和推定角速度ω＾_e来运算并输出推定磁通矢量及推定电流矢量；以及减法器512，通过从推定电流矢量中减去电流矢量来运算并输出电流偏差矢量。模型偏差运算部51还具备偏差运算器513，该偏差运算器513将来自减法器512的电流偏差矢量作为输入，提取推定磁通矢量的正交分量作为标量，输出提取的标量作为模型偏差ε。作为将推定磁通矢量的正交分量提取为标量的方法，公知的是将电流偏差矢量进行坐标变换至两个旋转轴上的方法和运算电流偏差矢量与推定磁通矢量的外积值的大小的方法。

电流推定器511根据同步电动机1c的状态方程来推定电流和磁通。在此假定同步电动机1c为通常的永磁体嵌入型的同步交流电动机，但即使为永磁体嵌入型的同步交流电动机以外的同步电动机，只要能够建立状态方程，则电流推定器511就能够用同样的方法来进行电流推定。

在同步电动机1c为永磁体嵌入型的同步交流电动机的情况下，状态方程如下述式(14)及式(15)那样表示。其中，L_d表示d轴的电感，L_q表示q轴的电感，R_a表示电枢电阻，ω₁表示主角频率。v_d表示d轴电压，v_q表示q轴电压，i_d表示d轴电流，i_q表示q轴电流。另外，φ_ds表示d轴定子磁通，φ_qs表示q轴定子磁通，φ_dr表示d轴转子磁通，ω_e表示角速度，h₁₁至h₃₂表示观测器增益。符号“＾”表示推定值。

[数学式14]

[数学式15]

另外，主角频率ω₁如下述式(16)那样给定。h₄₁、h₄₂表示观测器增益。

[数学式16]

上述式(14)及式(15)为基于通常的感应电压的式子，但即使对上述式(14)及式(15)加以变形用扩展感应电压的形式来表示也能够进行同样的计算。由于上述式(14)中包含推定角速度ω＾_e，因此在推定角速度ω＾_e与实际的角速度ω_e不一致的情况下，电流推定产生误差。在此如下述式(17)那样来定义模型偏差ε，磁极位置推定部60c使用角速度推定器52来调整推定角速度ω＾_e的值，以使模型偏差ε为零。作为角速度推定器52，公知的是对比例积分控制器串联连接积分器而构成的装置。

[数学式17]

主角频率运算器53基于上述式(16)，根据推定磁通矢量、推定电流矢量及推定角速度ω＾_e运算主角频率ω₁。积分器54通过对主角频率ω₁进行积分来推定磁极位置。

自适应磁通观测器在针对交链磁通数的波动稳健且不产生稳态的速度推定误差方面很优异，因此被公认为高性能的速度推定法。

已对磁极位置推定部60a、60b的结构例详细地进行了说明，接下来描述磁通电流的变化对速度推定误差造成的影响。在此为了明确技术课题，对没有电力变换器2的输出电压误差的情况和存在电力变换器2的输出电压误差的情况的这两种解析结果进行描述。该技术课题的意思是指，当在低旋转区中电力变换器2的输出电压误差的补偿精度降低时，在低旋转区中电动机的速度电动势降低而电力变换器2的输出电压误差的影响相对变大。换言之，该技术课题是指，在存在输出电压误差的情况下，仅通过专利文献1的方式，在低旋转区中容易陷于控制不稳定。此外，输出电压误差是指电流控制部6向电力变换器2提供的电压指令的值与电力变换器2实际输出的实际电压的误差。作为输出电压误差的因素，已知有构成电力变换器2的串联的上下支路的半导体元件的短路防止时间、半导体元件的接通电压等。市售的多数电动机驱动用的电力变换器设置有输出电压误差的补偿功能，但在流过该电力变换器的电流接近零的情况下，难以对输出电压误差进行补偿。因此，相对低价的电动机驱动用的电力变换器通常会产生一些输出电压误差。

图13为表示在实施方式1的驱动装置中，假想为将电力变换器的输出电压误差设为零、使两台同步电动机在低速区并联驱动时的副侧同步电动机的转速的真值即速度真值、d轴电流和q轴电流的图。图14为表示在实施方式1的驱动装置中，在算上与实机同等的输出电压误差而使两台同步电动机在低速区并联驱动时的副侧同步电动机的转速的真值即速度真值、d轴电流和q轴电流的图。图13及图14中从上起依次示出转速的真值、d轴电流及q轴电流。各个横轴为时间。

此外，该工作条件为对专利文献1所公开的控制方式而言非常严格的条件，在专利文献1所公开的控制方式中，在给出该工作条件的情况下，副侧同步电动机1b的驱动变得不稳定，难以进行并联驱动。上述工作条件是指使两台同步电动机在低速区并联驱动和两台同步电动机的磁极位置的角度差λ接近零。图13及图14中示出在使两台同步电动机的负载转矩之差极小、两台同步电动机的磁极位置的角度差λ接近零的条件下的解析结果。根据磁通电流补偿法，由于利用两台同步电动机的角度差λ来使副侧同步电动机1b的转矩变化，因此在角度差λ接近零的情况下，难以使副侧同步电动机1b的速度脉动完全为零。因此，如图13及图14的从上起第一层所示，转速的真值以电机弹力共振角频率振荡。转速在电机弹力共振角频率的每1个周期中示出最大值。另外，副侧同步电动机1b的q轴电流也如图13及图14的从上起第三层所示，转速的真值以电机弹力共振角频率振荡。关于磁通电流指令i_d ^*的决定方法的详情将在后说明，如前述那样，关于为了使副侧同步电动机1b的驱动稳定化而流过的d轴电流，需要根据两台同步电动机的角度差λ为正还是负来改变d轴电流的补偿方向，因此如图13及图14的从上起第二层所示，d轴电流为在电机弹力共振角频率的每1个周期中示出最大值的波形。像这样，由于角度差λ的符号变化的影响，d轴电流中包含电机弹力共振角频率的整数倍的频率分量的脉动。此外，在电力变换器2的输出电压存在误差的情况下，在dq轴电流叠加电角频率的6倍的脉动分量。除此以外，图13所示的转速的真值、d轴电流及q轴电流各自的波形与图14所示的转速的真值、d轴电流及q轴电流各自的波形之间没有大的不同。

图15为表示在实施方式1的驱动装置中，假想为将电力变换器的输出电压误差设为零、使两台同步电动机在低速区并联驱动时的速度推定波形的图。在图15中，转数的真值用实线表示，基于反正切法的转数的推定值用单点划线表示，基于自适应磁通观测器的转数的推定值用虚线表示。横轴表示时间。纵轴表示副侧同步电动机1b的转子的转数。

在算上与实机同等的输出电压误差而使两台同步电动机在低速区并联驱动的情况下，随着磁通电流的变化会产生瞬时性的速度推定误差。根据图15可知，与反正切法相比，由自适应磁通观测器引起的速度推定误差较小，但不论哪种方式都产生速度推定误差。

图16为表示在实施方式1的驱动装置中，在算上与实机同等的输出电压误差而使两台同步电动机在低速区并联驱动时的速度推定波形的图。与图15同样地，在图16中，转数的真值用实线表示，基于反正切法的转数的推定值用单点划线表示，基于自适应磁通观测器的转数的推定值用虚线表示。横轴表示时间。纵轴表示副侧同步电动机1b的转子的转数。

在使用通常的驱动装置的流体利用装置中，有的装置为了减少电磁噪声，将载频设定为10kHz以上。这样的流体利用装置存在输出电压误差变大的倾向。将图15与图16相比可知，在图16中，推定速度波形的S/N(Signal to Noise，信噪比)比大幅恶化。该倾向在反正切法及自适应磁通观测器各自的速度推定误差中是相同的。

图17为示出对图15的速度推定波形进行FFT解析的结果的图。在图17中，从上起依次示出转速的真值即速度真值、基于反正切法的速度推定值和基于自适应磁通观测器的速度推定值。各个横轴为频率。根据图17，如虚线框B内所示，可知产生了电机弹力共振角频率的整数倍的次数的速度推定误差。这些速度推定误差的频率与图13所示的d轴电流即磁通电流的脉动分量的频率一致。另外，如虚线框A内所示，关于电机弹力共振角频率的一次分量，在真值与推定值之间也存在振幅的误差。

图18为示出对图16的速度推定波形进行FFT解析的结果的图。在图18中，与图17同样地，从上起依次示出转速的真值即速度真值、基于反正切法的速度推定值和基于自适应磁通观测器的速度推定值。各个横轴为频率。根据图18，如虚线框A内所示，可知电机弹力共振角频率的一次分量存在数倍的误差。另外，如虚线框B内所示，可知在电机弹力共振角频率的整数倍的次数出现了极大的峰值。另外，如虚线框C内所示，可知由于电力变换器2的输出电压误差分量，在高频侧产生峰值。

图17及图18所示的解析结果表示磁通电流的变化对现有的速度推定器而言成为干扰。另外如图17所示，在没有电力变换器2的输出电压误差的情况下，如虚线框B内所示，由于以与磁通电流的脉动频率相同的频率产生了速度推定误差，因此无法适当地进行速度推定。另外，在如图18那样存在电力变换器2的输出电压误差的情况下，图17的虚线框B内所示的频率分量的速度推定误差有时会增加到数倍至数十倍，对驱动装置而造成大问题。在专利文献1中，使用两台同步电动机的速度差来运算磁通电流指令，使副侧同步电动机1b的驱动稳定化，但在存在图17的虚线框B内所示那样的速度推定误差的情况下，无法实现副侧同步电动机1b的稳定化。其理由如以下所述。

首先，当为了使副侧同步电动机1b的驱动稳定化而使磁通电流指令脉动时，由此速度推定中出现意料之外的误差分量。当为了抑制该误差分量而使磁通电流指令以速度脉动的误差分量的频率脉动时，副侧同步电动机1b被激振且副侧同步电动机1b的振动变大。当副侧同步电动机1b的振动变大时，为了实现副侧同步电动机1b的驱动的稳定化必须使主侧同步电动机1a的磁通电流指令产生更大的变化。据此产生速度推定误差进一步增大的恶性循环。其结果是，在同步电动机中产生噪声及振动增加、马达效率降低等各种现象。另外，同步电动机可能会无法适当地产生转矩而失步或停止工作。

尤其是对流体利用装置使用专利文献1所公开的技术的情况下，低速区的旋转变得不稳定的现象显著。流体利用装置的负载大多为平方降转矩负载，其负载特性是在低旋转侧为轻负载。平方降转矩负载为负载转矩与电动机的转速的平方成比例地增加的负载。

因此，在流体利用装置中，在低旋转侧转矩电流变小，在电流小的区域中电力变换器2的输出电压误差的补偿精度降低。进而，在流体利用装置中，在低旋转区中电动机的速度电动势降低，因此输出电压误差的影响相对变大。据此，上述速度推定误差增大而变得无法准确求出两台同步电动机的速度差，达到控制不稳定的状态。本申请发明人对包含许多该速度推定误差的速度差信号实施各种滤波处理以试图改善稳定性，但未能得到满意的性能。

通常已知由于输出电压误差而在低频侧产生速度推定误差，但通过使磁通电流变化会产生速度推定误差的事实是通过本申请发明人的研究而发现的，不是公知的。这是因为，通常磁通电流指令的变化是缓慢的，因此没有产生这样的问题。然而，在驱动装置中，需要在角度差λ接近零时使磁通电流剧烈波动。本申请发明人在详细查证这样的事例的过程中发现，通过使磁通电流变化会产生速度推定误差。然后，本申请发明人考虑为了即使在存在这样的速度推定误差的状态下也稳定地并联驱动两台同步电动机，需要建立排除瞬时性的速度推定误差的影响的方法，以至设计了根据副侧同步电动机1b的转矩电流的脉动分量来运算磁通电流指令i_d ^*的方法。本申请发明人调查的结果表明，在根据副侧转矩电流的脉动分量决定磁通电流指令i_d ^*的情况下，与专利文献1所公开的方式相比，磁通电流指令i_d ^*的S/N比大为改善。其理由如以下所述。

如前述那样，由于磁通电流变化而在推定速度信号中产生许多误差分量。作为避免该影响的手段，关注推定磁极位置信号。推定磁极位置信号通过其计算过程中的积分处理来去除推定速度中包含的误差中的高频分量。关于推定磁极位置信号的低频分量，残留由磁通电流指令i_d ^*的变化引起的误差信号，但该误差收敛于约几度。

在此，考虑副侧同步电动机1b的转矩电流。在用磁极位置的真值对相电流进行坐标变换的情况和用磁极位置的推定值进行坐标变换的情况下，如果磁极位置的误差为约几度，则真实的dq轴上的转矩电流与推定的dq轴上的转矩电流的误差小于几％。如果考虑到在cosine函数接近零时能够近似为1，则这是显而易见的。

像这样，即使在使磁通电流变化的情况下也能够较高精度地求出副侧同步电动机1b的转矩电流。虽然由于马达常数的波动的影响而有时产生稳态的位置推定误差，但由于这是直流部分的推定误差，因此在由脉动分量提取部7提取脉动分量的情况下不会造成问题。

最好是不使用速度差而使用副侧转矩电流来进行稳定化补偿还有其它理由。在风机、鼓风机等流体利用装置中，机械系统的惯性力矩有时很大。在这样的情况下，即使在转矩脉动大到作为逆变器的电力变换器2发生过电流停止时，速度信号中出现的脉动分量有时也非常小。在该情况下，最好不是在速度脉动变大到能够观测的程度后再谋求稳定化，而是在转矩电流的脉动变大到一定程度的阶段进行稳定化补偿。在这样的事例中，相比于推定速度信号的S/N比，转矩电流信号的S/N比更好，所以可以说将转矩电流信号用于稳定化补偿更好。

根据以上的理由，在实施方式1中，利用磁通电流指令决定部9基于流过副侧同步电动机1b的转矩电流的脉动分量来决定磁通电流指令i_d ^*。

图19为示出图1所示的磁通电流指令决定部及磁通电流指令补偿部的结构例的图。图20为用于说明图19所示的磁通电流指令补偿部进行的处理的第1图。图21为用于说明图19所示的磁通电流指令补偿部进行的处理的第2图。图22为用于说明图19所示的磁通电流指令补偿部进行的处理的第3图。图23为用于说明图19所示的磁通电流指令补偿部进行的处理的第4图。图24为用于说明图19所示的磁通电流指令补偿部进行的处理的第5图。

图19所示的磁通电流指令决定部9具备增益乘法部91及相位调整部92。磁通电流指令决定部9将副侧同步电动机1b的转矩电流的脉动分量作为输入，使用增益乘法部91和相位调整部92来决定磁通电流指令i_d ^*。

增益乘法部91调整作为输入信号的转矩电流脉动分量的增益。相位调整部92调整作为输入信号的转矩电流脉动分量的相位，输出调整过振幅的脉动分量。此外，如果仅用增益乘法部91与相位调整部92中的任意一方就能够确保系统的稳定性，则磁通电流指令决定部9不一定必须具备增益乘法部91及相位调整部92这两者。

增益乘法部91对作为输入信号的转矩电流脉动分量乘以特定的增益并输出，具有调节系统的稳定性和响应性的作用。增益可以根据工作条件而变更。例如，可以在低速区中提高增益，在高速区中降低增益。相位调整部92包括例如相位滞后补偿器、低通滤波器、积分控制器等。相位滞后补偿器在高频区中将增益降低一定值来谋求稳定化，而在工业界通用。由于低通滤波器及积分控制器也具有使高频区域的信号相位变化的性质，因此能够与相位滞后补偿器同样地使用低通滤波器或积分控制器。

在使用基于一阶低通滤波器的近似积分器作为相位调整部92的情况下，其截止角频率最好设置为电机弹力共振角频率的1/3以下。如果可能的话，设为电机弹力共振角频率的1/10至1/20的值。当像这样设定时，能够使相位在电机弹力共振角频率附近滞后90度左右，从而控制稳定性提高。

虽然在图19中未示出，但可以在磁通电流指令决定部9的输入/输出中的任意方设置盲区。该盲区有助于去除用前述的脉动分量提取部7不能完全去除的电机弹力共振以外的频率分量。

图19所示的磁通电流指令补偿部10具备补偿值生成部101及乘法器102。磁通电流指令补偿部10依据图5至图11中说明的工作原理来进行磁通电流补偿。具体而言，磁通电流指令补偿部10根据主侧同步电动机1a的磁极位置与副侧同步电动机1b的磁极位置之差即角度差λ，决定调整磁通电流指令i_d ^*的补偿量及补偿方向的补偿值。补偿值的符号表示磁通电流指令i_d ^*的补偿方向，补偿值的绝对值表示磁通电流指令i_d ^*的补偿量。磁通电流指令补偿部10根据决定出的补偿值调整磁通电流指令i_d ^*并输出磁通电流指令i_d ^**。磁通电流指令i_d ^**为由磁通电流指令补偿部10进行调整后的磁通电流指令i_d ^*。补偿值生成部101基于角度差λ，生成调整磁通电流指令i_d ^*的绝对值的补偿值。例如，在被输入的角度差λ处于预定的范围内的情况下，补偿值生成部101输出减小磁通电流指令i_d ^*的绝对值的补偿值。图20至图24的横轴表示补偿值生成部101的输入即角度差λ。如图11所示角度差λ表示为正或负值。图20至图24的纵轴表示补偿值生成部101输出的值即补偿值。

图20所示的方法为如下方法：在角度差λ表示为正的情况下输出“1”作为补偿值，在角度差λ表示为负的情况下输出“－1”作为补偿值。在图20所示的方法中，当在角度差λ接近零的情况下角度差λ产生误差时，有时补偿值应该为“1”但成为“－1”，或者有时补偿值应该为“－1”但成为“1”。换言之，当接近零的角度差λ产生误差时，有时虽然补偿量相同但磁通电流指令i_d ^*在补偿方向为错误的方向上被调整。在该情况下，由于磁通电流指令i_d ^*的补偿量相同，因此补偿后的磁通电流指令i_d ^*对磁通电流的影响大。于是，在如图21所示角度差λ处于作为接近零的预先设定的范围的补偿范围W1的情况下，补偿值生成部101输出补偿值以使磁通电流指令i_d ^*的绝对值相对于角度差λ的变化逐渐变化。具体而言，在角度差λ处于补偿范围W1并且角度差λ从正变为负的情况下，补偿值生成部101将要输出的补偿值从“1”逐渐向“－1”切换。另外，在角度差λ处于补偿范围W1并且角度差λ从负变为正的情况下，补偿值生成部101将要输出的补偿值从“－1”逐渐向“1”切换。此外，在补偿范围W1中，补偿值与角度差λ可以为比例关系，也可以是补偿值与角度差λ为其它关系的补偿方法。在角度差λ小的情况下，磁通电流的稳定化效果小。因此，在角度差λ小的情况下，通过减小磁通电流指令i_d ^*的绝对值以使磁通电流变小，从而能够在确保低速区的工作稳定性的同时更高效地进行同步电动机的驱动。

另外，在角度差λ大的条件下，与角度差λ小的条件相比，主侧同步电动机1a的磁通电流的变化量对副侧同步电动机1b的转矩的变化量造成的影响变大。因此，如图22所示在角度差λ的绝对值大的区域中，补偿值生成部101可以随着角度差λ的绝对值变大而逐渐降低要输出的补偿值。

上述的角度差λ的误差是由于被设定为同步电动机的特性的驱动装置100内的常数与同步电动机的实际特性的差异而产生的。角度差λ的误差是由于例如磁极位置确定部5a、5b的磁极位置推定的误差或速度推定的误差而产生的。磁极位置推定的误差或速度推定的误差是由于同步电动机的电阻值、电感或感应电压常数的制造偏差等引起的误差而产生的。电阻值为例如上述电枢电阻R_a的值，电感为例如上述d轴的电感L_d或q轴的电感L_q。同步电动机的电阻值、电感或感应电压常数的误差还因由同步电动机的驱动条件或气温的变化等引起的同步电动机的温度变化而产生。另外，磁极位置推定的误差或速度推定的误差还由于电流检测部4a或电流检测部4b对电流的检测误差而产生。另外，在为电流检测部4a或电流检测部4b检测电力变换器2的母线电压的结构的情况下，由于电流检测部4a或电流检测部4b对母线电压的检测误差，产生磁极位置推定的误差或速度推定的误差。

在图1所示的例子中，磁极位置确定部5a、5b为具有推定磁极位置的磁极位置推定部60a、60b的结构，但也可以为通过检测磁极位置来确定磁极位置的结构。图25为示出实施方式1的磁极位置确定部的其它结构例的图。关于图25所示的磁极位置确定部5d，为由速度检测器及位置检测器构成图1所示的磁极位置确定部5a、5b的结构。图25所示的同步电动机1d与图1所示的主侧同步电动机1a及副侧同步电动机1b的各个同步电动机对应。磁极位置确定部5d具备：速度检测部21，基于从位置检测器50输出的马达位置检测信号检测同步电动机1d的转速；以及位置检测部22，基于速度检测部21的检测结果检测同步电动机1d的磁极位置。速度检测部21基于马达位置检测信号运算角速度ω_e，位置检测部22通过对角速度ω_e进行积分来运算用电角表示同步电动机1d的磁极位置的检测磁极位置θ_e，输出运算出的检测磁极位置θ_e。位置检测器50例如为旋转编码器并被安装于同步电动机1d。即使在磁极位置确定部5a、5b为图25所示的磁极位置确定部5d的情况下，有时也会产生速度检测部21的速度检测误差或位置检测部22的磁极位置检测误差。磁极位置检测误差或速度检测误差还由于位置检测器50的检测误差而产生。因此，在使用由磁极位置确定部5d确定的磁极位置来求出角度差λ的情况下，角度差λ有时会产生误差。

在角度差λ产生了误差的情况下，如图20所示，在根据角度差λ为正还是负来决定磁通电流指令i_d ^*的补偿方向时，有时磁通电流指令i_d ^*的补偿方向被调整为错误的方向。在利用图20所示的方法而磁通电流指令i_d ^*的补偿方向被调整为错误的方向的情况下，副侧同步电动机1b的转矩被向着主侧同步电动机1a的磁极位置与副侧同步电动机1b的磁极位置的角度差λ增大的方向来补偿。因此，在最坏的情况下，副侧同步电动机1b失步。

于是，磁通电流指令补偿部10具备补偿值生成部101，该补偿值生成部101为了对磁通电流指令i_d ^*的补偿方向的误差进行补偿，如上述那样，基于被输入的角度差λ来输出减小磁通电流指令i_d ^*的绝对值的补偿值。据此，即使在磁通电流指令i_d ^*的补偿方向被调整为错误的方向的情况下，也能够抑制角度差λ增大，能够抑制低速区的旋转变得不稳定。另外，在上述的例子中，补偿值生成部101在角度差λ的绝对值越小的情况下输出越小的补偿值，在角度差λ为零的情况下将补偿值设为零，但也能够如图23及图24所示，在角度差λ处于补偿范围W1中的补偿范围W2内的情况下将补偿值设为零。像这样，通过在角度差λ处于预定的范围内的情况下将补偿值设为零，如果角度差λ在预定的范围内，则能够防止将副侧同步电动机1b的转矩向错误的方向进行补偿，能够防止副侧同步电动机1b的失步。

将补偿范围W1、W2取得越大，则越能够减小由于角度差λ的误差而产生的磁通电流指令i_d ^*的补偿方向的误差造成的影响，或是越能够防止由于角度差λ的误差而产生的磁通电流指令i_d ^*的补偿方向的误差。另一方面，也存在当预定的补偿范围W1过大时不能对副侧同步电动机1b提供足够的转矩补偿，反而产生失步的情形。另外，当补偿值生成部101的输出值为零的补偿范围W2过大时，副侧同步电动机1b的速度脉动增大，来自同步电动机的噪声或流体利用装置的噪声增大。因此，补偿范围W1、W2是基于磁极位置确定部5a、5b对磁极位置的确定误差、电流检测部4a、4b对电流的检测误差、副侧同步电动机1b的稳定驱动所需的转矩补偿量、同步电动机的噪声及具备同步电动机的流体利用装置等装置的噪声中的至少任意一项来决定的。磁极位置确定部5a、5b对磁极位置的确定误差包括磁极位置推定的误差、磁极位置检测的误差、速度推定的误差及速度检测的误差中的至少一项。

另外，磁极位置确定部5a、5b对磁极位置的确定误差、电流检测部4a、4b对电流的检测误差、同步电动机的噪声或流体利用装置的噪声等根据由同步电动机的驱动条件或气温的变化引起的同步电动机的电阻值、电感或感应电压常数的变化而变化。因此，可以使将输出值设为零的补偿范围W2在同步电动机的驱动过程中动态地变化。例如，补偿值生成部101能够基于同步电动机的驱动条件或气温来动态地变更补偿范围W2。另外，补偿值生成部101也能够在同步电动机的驱动过程中基于同步电动机的驱动条件或气温来动态地变更补偿范围W1。

乘法器102将补偿值生成部101的输出与磁通电流指令决定部9的输出相乘，在磁通电流指令i_d ^*处于补偿范围W1、W2内的情况下，进行磁通电流指令i_d ^*的绝对值的减小来生成磁通电流指令i_d ^**。使用像这样生成的磁通电流指令i_d ^**的效果如以下所述。

如截至目前所说明的那样，在基于无位置传感器控制的驱动装置中，在低速驱动时由于磁通电流指令的变化而产生瞬时性的速度推定误差。如专利文献1所公开的那样，在使用速度差来使副侧同步电动机1b的驱动稳定化的方法中，由于直接受到速度推定误差的影响，因此产生变为控制不稳定的状态、噪声及振动增加、马达效率降低等各种问题。因此，专利文献1存在如下技术课题：与用1个电力变换器驱动1台同步电动机的现有的同步电动机驱动装置相比，必须提高转数的下限。因此，难以从现有的同步电动机驱动装置替换到使用专利文献1所公开的技术的并联驱动装置。

与之相对，实施方式1的驱动装置100使用副侧同步电动机1b的转矩电流的脉动分量来决定磁通电流指令i_d ^*，使用两台同步电动机的磁极位置的角度差λ来对磁通电流指令i_d ^*进行补偿以生成磁通电流指令i_d ^**。据此，磁通电流指令i_d ^**的S/N比得到改善，难以受到速度推定误差的影响。其结果是，解决了噪声及振动增加、马达效率降低、失步等问题。另外，由于低速驱动时的稳定性得到改善，因此转数的下限值能够维持与用1个电力变换器驱动1台同步电动机的现有的同步电动机驱动装置同等的值。据此，容易将现有的同步电动机驱动装置替换为实施方式1的驱动装置100。进而，驱动装置100使用两台同步电动机的磁极位置的角度差λ来调整磁通电流指令i_d ^*的绝对值。据此，即使在角度差λ有误差的情况下，也能够抑制低速区的旋转变得不稳定。另外，当角度差λ在作为预定的范围的补偿范围W1、W2内的情况下，驱动装置100将磁通电流指令i_d ^*的绝对值减小为预定的值或与磁通电流指令i_d ^*相应的值。据此，能够在抑制转矩补偿变得不足的同时抑制低速区的旋转变得不稳定。此外，在上述例子中，预定的值为零，但也可以为零以外的值。

实施方式2.

在实施方式2中，对利用由副侧同步电动机1b消耗的有功功率的脉动分量来决定磁通电流的结构例进行说明。为了解决噪声及振动变大、马达效率降低等技术课题，需要即使在磁通电流大幅变化的条件下也准确地检测由电机弹力共振引起的副侧同步电动机1b的自激振荡现象。为此的1个方法为实施方式1中描述过的使用转矩电流的脉动分量的方法。但在连接于主侧同步电动机1a及副侧同步电动机1b的负载即机械系统的惯性力矩比较大的情况下，也可以不使用转矩电流的脉动分量而使用有功功率的脉动分量来决定磁通电流。如前述那样，由于在风机、鼓风机等流体利用装置中有时机械系统的惯性力矩大，因此在这样的情况下，相比于观测推定速度信号，观测有功功率的脉动分量更好。

图26为示出本发明的实施方式2的驱动装置的结构例的图。实施方式2的驱动装置100A具备脉动分量提取部70A以代替图1所示的脉动分量提取部70。脉动分量提取部70A具备副侧有功功率脉动分量提取部11。其它结构与实施方式1的结构相同或等同，对相同或等同的结构部附加相同的附图标记并省略重复的说明。

能够使用三相电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*和相电流i_u ^*、i_v ^*、i_w ^*通过下述式(18)来求出有功功率P_x。下标“_x”用于区别主侧和副侧。R_a为电枢电阻。三相电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*从电流控制部6得到。相电流i_u ^*、i_v ^*、i_w ^*从电流检测部4b得到。

[数学式18]

上述式(18)的右边的第二项表示由电枢电阻引起的铜损。严格地说，铜损也是有功功率的一部分，但在此想获知的信息是与副侧同步电动机1b的转矩脉动相当的信息，因此最好减去铜损。但由于也有时电枢电阻小到能够忽略的程度，因此该情况下可以仅计算右边第一项。

一般认为在机械系统的惯性力矩大并且速度脉动微小的情况下，有功功率的脉动是由于转矩的脉动而产生的。因此，在该情况下，副侧有功功率脉动分量提取部11进行与实施方式1中说明的副侧转矩电流脉动分量提取部7同样的运算处理，从副侧同步电动机1b的有功功率中提取有功功率中包含的脉动分量即有功功率脉动分量。如果使用该信息来决定磁通电流指令i_d ^*，则得到与实施方式1同样的效果。

此外，实施方式2的磁通电流指令决定部9与实施方式1同样地具备增益乘法部91及相位调整部92，但实施方式2的增益乘法部91调整作为输入信号的有功功率脉动分量的增益，实施方式2的相位调整部92调整作为输入信号的有功功率脉动分量的相位。另外，实施方式2的磁通电流指令决定部9与实施方式1同样地，如果仅用增益乘法部91和相位调整部92中的任意一方就能够确保系统的稳定性，则不一定必须具备增益乘法部91及相位调整部92这两者。

实施方式2的驱动装置100A在连接于同步电动机的负载的惯性力矩大的情况下是有用的，由于与实施方式1相比计算量少了不使用坐标变换的运算的量，因此在使用简单结构的运算装置的情况下是有用的。具体而言，实施方式1的副侧转矩电流脉动分量提取部7使用来自磁极位置确定部5b的信号，将由电流检测部4b检测出的三相坐标系的电流进行坐标转换到旋转的正交坐标系，以求出转矩电流，提取该转矩电流的脉动分量。与此相对，在实施方式2中，副侧有功功率脉动分量提取部11如上述式(18)那样，原样使用由电流检测部4b检测出的三相坐标系的电流来求出有功功率，提取该有功功率的脉动分量。然后实施方式2的磁通电流指令决定部9能够利用该脉动分量来决定磁通电流指令i_d ^*。因此在实施方式2中不需要坐标变换，计算量变少。在惯性力矩大的应用的情况下，通过如上述那样观测有功功率的脉动分量，坐标变换减少1次，因此在实施方式2中能够降低运算负荷。

另外，实施方式2的驱动装置100A与实施方式1同样地，具备磁通电流指令补偿部10，使用两台同步电动机的磁极位置的角度差λ来调整磁通电流指令i_d ^*的绝对值。据此，即使在角度差λ存在误差的情况下，也能够抑制低速区的旋转变得不稳定。

实施方式3.

图27为示出本发明的实施方式3的驱动装置的结构例的图。实施方式3的驱动装置100B具备脉动分量提取部70B来代替图1所示的脉动分量提取部70。脉动分量提取部70B具备副侧转矩电流脉动分量提取部7、主侧转矩电流脉动分量提取部12和减法器8a。其它结构与实施方式1的结构相同或等同，对相同或等同的结构部附加相同的附图标记并省略重复的说明。

在实施方式3中，对根据作为副侧同步电动机1b的转矩电流的脉动分量的转矩电流脉动分量与作为主侧同步电动机1a的转矩电流的脉动分量的转矩电流脉动分量之差决定磁通电流指令的结构例进行说明。实施方式1、2的驱动装置100、100A为以主侧同步电动机1a的转矩电流的脉动分量在稳态状态下是微小的为前提的结构。主侧同步电动机1a被进行矢量控制，所以如果转矩电流指令值为恒定值则主侧同步电动机1a的转矩电流应该跟随指令值。然而实际上，主侧同步电动机1a的转矩电流由于各种干扰因素而产生脉动。作为干扰因素，一般认为有构成电力变换器2的串联的上下支路的半导体元件的短路防止时间、电流传感器的偏移、电流传感器的增益不平衡、从设置于转子的磁体产生的磁通的畸变等。由这些因素引起的转矩电流脉动在副侧同步电动机1b也同样地产生。另外，在实施方式1、2中，在对转矩电流指令叠加有某些交流分量的情况下，这对磁通电流指令决定部9而言也是干扰。由于叠加于转矩电流指令的干扰分量，副侧同步电动机1b中也产生该频率的转矩电流脉动，但由于该干扰分量是与由电机弹力共振引起的自激振荡不同的原因而产生的，因此不适合将该干扰分量反馈给磁通电流指令决定部9。

实施方式1的副侧转矩电流脉动分量提取部7和实施方式3的主侧转矩电流脉动分量提取部12包括高通滤波器、带通滤波器等。为了更确切地使副侧同步电动机1b稳定化，期望排除上述的干扰因素的影响。然而，高通滤波器的去除干扰的特性差，带通滤波器也是为了改善去除干扰的特性而需要测量电机弹力共振角频率。根据这些情况，为了用更简易的方法去除干扰的影响，实施方式3构成为从副侧同步电动机1b的转矩电流的脉动分量中减去主侧同步电动机1a中产生的转矩电流的脉动分量。

因此实施方式3的驱动装置100B除了具备副侧转矩电流脉动分量提取部7以外，还具备主侧转矩电流脉动分量提取部12。主侧转矩电流脉动分量提取部12基于由电流检测部4a检测出的第1电流来提取作为流过主侧同步电动机1a的转矩电流中包含的脉动分量的转矩电流脉动分量。另外驱动装置100B具备减法器8a，该减法器8a求出来自副侧转矩电流脉动分量提取部7的转矩电流脉动分量与来自主侧转矩电流脉动分量提取部12的转矩电流脉动分量的差分。

主侧转矩电流脉动分量提取部12计算主侧同步电动机1a的转矩电流的脉动分量。计算方法可以为与实施方式1中描述过的副侧转矩电流脉动分量提取部7同样的方法。用减法器8a计算两台同步电动机的各个同步电动机中产生的转矩电流的脉动分量的差分，磁通电流指令决定部9使用该差分来决定磁通电流指令。

通过像这样构成，能够更稳定地并联驱动两台同步电动机。此外，在实施方式3中，说明了使用两台同步电动机的各个同步电动机中产生的转矩电流的脉动分量的差分的方法，但也可以使用有功功率的脉动分量的差分来代替。图28为示出实施方式3的驱动装置的其它结构例的图。图28所示的驱动装置100B的脉动分量提取部70B根据作为由副侧同步电动机1b消耗的有功功率中包含的脉动分量的有功功率脉动分量与作为由主侧同步电动机1a消耗的有功功率中包含的脉动分量的有功功率脉动分量之差来决定磁通电流指令i_d ^*。脉动分量提取部70B具备副侧有功功率脉动分量提取部11、主侧有功功率脉动分量提取部13和减法器8a。副侧有功功率脉动分量提取部11基于由电流检测部4b检测出的第2电流来计算由副侧同步电动机1b消耗的有功功率中包含的脉动分量。另外，主侧有功功率脉动分量提取部13基于由电流检测部4a检测出的第1电流来计算由主侧同步电动机1a消耗的有功功率中包含的脉动分量。计算方法可以为与实施方式2中描述过的副侧有功功率脉动分量提取部11同样的方法。用减法器8a计算由两台同步电动机消耗的有功功率的脉动分量的差分，磁通电流指令决定部9使用由减法器8a计算出的差分来决定磁通电流指令i_d ^*。

另外，实施方式3的脉动分量提取部70B可以为具备副侧转矩电流脉动分量提取部7和主侧有功功率脉动分量提取部13的结构。在该情况下，脉动分量提取部70B将由副侧转矩电流脉动分量提取部7计算的转矩电流的脉动分量和由主侧有功功率脉动分量提取部13计算的有功功率的脉动分量换算为相同的比例后通过减法器8a求出差分。另外，实施方式3的脉动分量提取部70B也可以为具备副侧有功功率脉动分量提取部11和主侧转矩电流脉动分量提取部12的结构。在该情况下，脉动分量提取部70B将由副侧有功功率脉动分量提取部11计算的有功功率的脉动分量和由主侧转矩电流脉动分量提取部12计算的转矩电流的脉动分量换算为相同的比例后通过减法器8a求出差分。

另外，实施方式3的驱动装置100B与实施方式1同样地，具备磁通电流指令补偿部10，使用两台同步电动机的磁极位置的角度差λ来调整磁通电流指令i_d ^*的绝对值。据此，即使在角度差λ存在误差的情况下，也能够抑制低速区的旋转变得不稳定。

此外，上述的磁通电流指令决定部9基于由脉动分量提取部70、70A、70B提取出的脉动分量来决定磁通电流指令i_d ^*，但由磁通电流指令决定部9执行的磁通电流指令i_d ^*的决定方法不限于上述的例子。例如，磁通电流指令决定部9还能够使用两台同步电动机的速度差来决定磁通电流指令i_d ^*。在这样的情况下也与专利文献1所公开的技术同样地，通过使用两台同步电动机的磁极位置的角度差λ来调整磁通电流指令i_d ^*的绝对值，从而即使在角度差λ存在误差的情况下，也能够抑制低速区的旋转变得不稳定。

实施方式4.

在实施方式4中，对使用包括限制器的磁通电流指令补偿部来对磁通电流指令进行补偿的结构例进行说明。图29为示出本发明的实施方式4的驱动装置的结构例的图。图29所示的驱动装置100C具备磁通电流指令补偿部10C来代替磁通电流指令补偿部10。其它结构与实施方式1的结构相同或等同，对相同或等同的结构部附加相同的附图标记并省略重复的说明。此外，驱动装置100C也可以为具备脉动分量提取部70A或脉动分量提取部70B来代替脉动分量提取部70的结构。

图29所示的磁通电流指令补偿部10C在磁通电流指令i_d ^*为负的区间，减小磁通电流指令i_d ^*的绝对值，使输出的磁通电流指令i_d ^**为零。据此，驱动装置100C能够防止对同步电动机的施加电压的降低，能够提高同步电动机的驱动的稳定性。其理由如以下所述。

通过利用磁通电流指令i_d ^**来对副侧同步电动机1b的转矩进行补偿，从而副侧同步电动机1b能够稳定地驱动，但在磁通电流指令i_d ^**为负的情况下，对同步电动机施加的电压变小。因此，同步电动机的驱动的稳定性有可能由于干扰等而受损。在此，干扰是指例如同步电动机的电阻值的误差、同步电动机的电感的误差、同步电动机的感应电压常数的误差或电流检测部4a、4b的误差等。

图30为示出实施方式4的副侧同步电动机的磁极位置相对于主侧同步电动机的磁极位置之差即角度差的变化和磁通电流指令的值的变化的一例的图。在图30中，横轴为时间，纵轴从上起分别依次为副侧同步电动机1b的磁极位置相对于主侧同步电动机1a的磁极位置之差即角度差λ、角度差λ的绝对值、角度差λ的绝对值的时间变化量、磁通电流指令i_d ^*以及从磁通电流指令补偿部10C输出的磁通电流指令i_d ^**。

在实施方式1至3的驱动装置100、100A、100B中，即使在角度差λ随着时间变化而减少的情况下也实施基于磁通电流指令i_d ^**的转矩补偿，但在磁极位置的角度差λ的绝对值随着时间变化而减少的情况下，即使不进行基于磁通电流指令i_d ^**的转矩补偿，副侧同步电动机1b的相位也接近主侧同步电动机1a，所以也稳定地工作。另外，在角度差λ的绝对值随着时间变化而增加的情况下，角度差λ的绝对值的时间变化量为正，在角度差λ的绝对值随着时间变化而减少的情况下，角度差λ的绝对值的时间变化量为负。因此，一般认为在角度差λ的绝对值的时间变化量为负的情况下，即使不进行基于磁通电流指令i_d ^**的转矩补偿，同步电动机也稳定地工作。在图30所示的例子中，角度差λ的绝对值的时间变化量与从磁通电流指令决定部9输出的磁通电流指令i_d ^*的相位大致相同。因此，通过在磁通电流指令i_d ^*为负的区间不使磁通电流流过，能够防止对同步电动机的施加电压的降低，能够提高同步电动机的驱动的稳定性。进而通过不使不必要的磁通电流流到同步电动机，从而电力效率提高。

图31为示出实施方式4的磁通电流指令决定部及磁通电流指令补偿部的结构例的图。图32为用于说明图31所示的限制器进行的处理的第1图。图33为用于说明图31所示的限制器进行的处理的第2图。图34为用于说明图31所示的限制器进行的处理的第3图。图35为用于说明图31所示的限制器进行的处理的第4图。在图32至图35中，横轴为限制器的输入值，纵轴为限制器的输出值。

如图31所示，实施方式4的磁通电流指令补偿部10C在具有限制器103这一点上与实施方式1至3的磁通电流指令补偿部10不同。限制器103为减小通过乘法器102乘以补偿值而得到的磁通电流指令i_d ^*的绝对值的单元。通过将限制器103的特性设为图32所示的特性，从而即使在通过乘法器102乘以补偿值而得到的磁通电流指令i_d ^*为负的情况下，也能够使磁通电流指令i_d ^**为零。在图32所示的特性的限制器103中，在输入值为负的情况下输出值为零，在输入值为正的情况下输出值为与输入值相同的值。因此，在通过乘法器102乘以补偿值而得到的磁通电流指令i_d ^*为负的情况下，从限制器103输出的磁通电流指令i_d ^**为零。

如图33所示，限制器103的特性可以为对输出值设置有上限值的特性。在磁通电流指令i_d ^*过大且如果不限制则会检测到过电流的情况下，图33所示的特性的限制器103能够在大小被限制的状态下输出磁通电流指令i_d ^**，能够抑制检测到过电流。此外，在图33所示的特性中，在输入值小于上限值的情况下，输出值为与输入值相同的值，在输入值为上限值以上的情况下，输出值为上限值。

另外，如图34所示，限制器103的特性可以为如下特性：即使输入值为正值，但在输入值为小于阈值th1的情况下，使输出值为零，在输入值为阈值th1以上的情况下，使输出值根据输入值而变化。在即使磁通电流指令i_d ^*为正值但其绝对值小的情况下，例如，由于电流检测部4a对电流的检测误差等，施加于同步电动机的电压有时会减少。另外，在即使磁通电流指令i_d ^*为负值但其绝对值小的情况下，由于电流检测部4a对电流的检测误差或电流检测部4b对电流的检测误差等，施加于同步电动机的电压有时会增加。即使在像这样存在电流检测部4a对电流的检测误差等的情况下，也能够利用具有图34所示的特性的限制器103来使输出的磁通电流指令i_d ^**为零。此外，在图34所示的特性中，在输入值为阈值th1以上的情况下，从输入值减去阈值th1而得到的值为输出值，但输出值也可以为与输入值相同的值。

另外，限制器103的特性不限于图32至图34所示的例子，也可以为将图32至图34所示的特性任意组合而得到的特性。例如，如图35所示，限制器103的特性可以为如下特性：在输入值小于阈值th1的情况下使输出值为零，在输入值为阈值th1以上的情况下使输出值根据输入值而变化，在输入值为阈值th2以上的情况下使输出值为上限值。此外，在图35所示的特性中，在输入值为阈值th1以上且小于阈值th2的情况下，从输入值减去阈值th1而得到的值为输出值，但输出值也可以为与输入值相同的值。

像这样，通过具有限制器103的磁通电流指令补偿部10C，在角度差λ的绝对值的时间变化量减少的情况下，磁通电流指令i_d ^**为零，因此能够抑制对同步电动机的施加电压减小。因此，能够稳定地驱动同步电动机，进而能够提高同步电动机的驱动效率。此外，图31所示的磁通电流指令补偿部10C具有与实施方式1同样的补偿值生成部101及乘法器102，但补偿值生成部101及乘法器102并非必须，也可以为不设置补偿值生成部101及乘法器102的结构。换言之，磁通电流指令补偿部10C可以为磁通电流指令i_d ^*被直接输入至限制器103的结构。由于即使在该情况下，在角度差λ的绝对值的时间变化量减少的情况下磁通电流指令i_d ^**也为零，因此能够减小由角度差λ的误差带来的影响，或是能够抑制对同步电动机的施加电压减小。因此，能够稳定地驱动同步电动机，进而能够提高同步电动机的驱动效率。在磁通电流指令补偿部10C中，在不使用补偿值生成部101及乘法器102的情况下，磁通电流指令i_d ^**的上升比图30所示的磁通电流指令i_d ^**更陡峭。

实施方式5.

在实施方式5中，对利用使用角度差λ的绝对值的时间微分值的磁通电流指令补偿部来减小磁通电流指令的方法进行说明。图36为示出本发明的实施方式5的驱动装置的结构例的图。图36所示的驱动装置100D具备磁通电流指令补偿部10D来代替磁通电流指令补偿部10。其它结构与实施方式1的结构相同或等同，对相同或等同的结构部附加相同的附图标记并省略重复的说明。此外，驱动装置100D可以为具备脉动分量提取部70A或脉动分量提取部70B来代替脉动分量提取部70的结构。

图36所示的磁通电流指令补偿部10D在角度差λ的绝对值的时间微分值为负的情况下，减小磁通电流指令i_d ^*的绝对值，使输出的磁通电流指令i_d ^**为零。据此，驱动装置100D能够防止对同步电动机的施加电压的降低，能够提高同步电动机的驱动的稳定性。其理由如以下所述。

在实施方式4的磁通电流指令补偿部10C中，以角度差λ的绝对值的时间变化量与磁通电流指令i_d ^*为相同相位作为前提，在磁通电流指令i_d ^*为负的区间，使输出的磁通电流指令i_d ^**为零。然而，也有时两台同步电动机的角度差λ的绝对值的时间变化量与磁通电流指令i_d ^*的相位不同。

图37为示出实施方式5的副侧同步电动机的磁极位置相对于主侧同步电动机的磁极位置之差即角度差的变化和磁通电流指令的值的变化的一例的图。在图37中，横轴为时间，纵轴从上起分别依次为角度差λ、角度差λ的绝对值、角度差λ的绝对值的时间变化量、磁通电流指令i_d ^*以及从磁通电流指令补偿部10D输出的磁通电流指令i_d ^**。

在图37所示的例子中，在角度差λ的绝对值的时间变化量与磁通电流指令i_d ^*的相位彼此不同这一点上，和角度差λ的绝对值的时间变化量与磁通电流指令i_d ^*为相同相位的图30所示的例子不同。在角度差λ的绝对值的时间变化量与磁通电流指令i_d ^*的相位彼此不同的情况下，当使用图31所示的限制器103来调整磁通电流指令i_d ^*时，即使在角度差λ的绝对值的时间变化量为正时、即角度差λ的绝对值增加时也将磁通电流指令i_d ^**设为零，同步电动机的驱动的稳定性有可能恶化。

于是，实施方式5的磁通电流指令补偿部10D使用角度差λ的绝对值的时间微分值dλ/dt来调整磁通电流指令i_d ^*。图38为示出实施方式5的磁通电流指令决定部及磁通电流指令补偿部的结构例的图。如图38所示，磁通电流指令补偿部10D具备补偿值生成部101、乘法器102、微分器104和补偿值调整部105。图38所示的微分器104将角度差λ作为输入值，将时间微分值dλ/dt作为输出值。微分器104通过进行下述式(19)的处理来求出时间微分值dλ/dt。其中，θ_es为主侧同步电动机1a的磁极位置，θ_em为副侧同步电动机1b的磁极位置。另外，角度差λ的时间微分值dλ/dt为上述的角度差λ的绝对值的时间变化量。

[数学式19]

补偿值调整部105具备：调整值生成部106，基于从微分器104输出的时间微分值dλ/dt生成调整值；以及乘法器107，对由补偿值生成部101生成的补偿值乘以由调整值生成部106生成的调整值。据此，由补偿值生成部101生成的补偿值根据由调整值生成部106生成的调整值而被调整，调整后的补偿值被输出到乘法器102。

图39为用于说明图38所示的调整值生成部进行的处理的第1图。图40为用于说明图38所示的调整值生成部进行的处理的第2图。图41为用于说明图38所示的调整值生成部进行的处理的第3图。图42为用于说明图38所示的调整值生成部进行的处理的第4图。图39至图42示出调整值生成部106的输入/输出特性。在图39至图42中，横轴表示调整值生成部106的输入的值即时间微分值dλ/dt，纵轴表示调整值生成部106输出的值即调整值。

在调整值生成部106的输入/输出特性为图39所示的特性的情况下，在时间微分值dλ/dt为正时，调整值生成部106输出“1”作为调整值，在时间微分值dλ/dt为负时，调整值生成部106输出零作为调整值。乘法器107对从补偿值生成部101输出的补偿值乘以从调整值生成部106输出的调整值，将乘法结果作为调整后的补偿值输出到乘法器102。据此，在时间微分值dλ/dt为负的情况下向乘法器102输出的补偿值为零，在角度差λ的绝对值降低的情况下不实施磁通电流的补偿，因此能够防止对同步电动机的施加电压的降低，能够提高同步电动机的驱动的稳定性。进而，通过不使不必要的磁通电流流到同步电动机，从而电力效率提高。

另外，在想要抑制时间微分值dλ/dt在零附近正负反复出现时的输出的波动的情况下，可以将调整值生成部106的输入/输出特性设为图40所示的特性。在调整值生成部106的输入/输出特性为图40所示的特性的情况下，在时间微分值dλ/dt为正且小于阈值th3的情况下，调整值生成部106在时间微分值dλ/dt越接近零时越使输出的调整值减少。

另外，在即使角度差λ的绝对值的时间变化量为正但角度差λ的绝对值的时间增加率小的情况下可以不实施磁通电流的补偿时，可以将调整值生成部106的输入/输出特性设为图41所示的特性。在调整值生成部106的输入/输出特性为图41所示的特性的情况下，调整值生成部106在时间微分值dλ/dt为正且小于阈值th4的情况下使输出的调整值为零。

另外，调整值生成部106的输入/输出特性可以为将图40所示的特性与图41所示的特性组合而成的特性。在调整值生成部106的输入/输出特性为图42所示的特性的情况下，在时间微分值dλ/dt为正且为阈值th4以上的情况下，调整值生成部106将输出的调整值设为“1”，在时间微分值dλ/dt为正且为阈值th3以上且小于阈值th4的情况下，调整值生成部106在时间微分值dλ/dt越接近阈值th3时越使输出的调整值减少。此外，调整值生成部106的输入/输出特性不限于图39至图42的例子。

像这样，由于磁通电流指令补偿部10D能够防止对同步电动机的施加电压的减小，因此能够提高同步电动机的驱动的稳定性。进而由于不使不必要的磁通电流流到同步电动机，从而电力效率提高。

此外，磁通电流指令补偿部10D可以为不设置补偿值调整部105的结构。例如，磁通电流指令补偿部10D可以为具备如下单元的结构：微分器104；补偿值生成部101，输出与从微分器104输出的时间微分值dλ/dt对应的补偿值；以及乘法器102，对磁通电流指令i_d ^*乘以补偿值。在该情况下，补偿值生成部101具有与补偿值调整部105相同的输入/输出特性。例如，在补偿值生成部101具有与图39所示的补偿值调整部105的输入/输出特性相同的输入/输出特性的情况下，在时间微分值dλ/dt为正时，补偿值生成部101输出“1”作为补偿值，在时间微分值dλ/dt为负时，补偿值生成部101输出零作为补偿值。由于即使在该情况下，在角度差λ的绝对值的时间变化量减少的情况下磁通电流指令i_d ^**也为零，因此能够减小由角度差λ的误差带来的影响，或是能够抑制对同步电动机的施加电压减小。因此，能够稳定地驱动同步电动机，进而能够提高同步电动机的驱动效率。在磁通电流指令补偿部10D中，在如上述那样不使用补偿值调整部105的情况下，磁通电流指令i_d ^**的上升比图37所示的磁通电流指令i_d ^**更陡峭。

实施方式6.

在实施方式6中，对使用实施方式1、2、3、4、5的驱动装置100、100A、100B、100C、100D的流体利用装置的结构例进行说明。图43为示出本发明的实施方式6的流体利用装置的结构例的图。在实施方式6中，对在主侧同步电动机1a的旋转轴设置有螺桨式风机300a、在副侧同步电动机1b的旋转轴设置有螺桨式风机300b的流体利用装置300进行说明。

图43所示的流体利用装置300具备实施方式1的驱动装置100，驱动装置100具备电力变换器驱动装置200。电力变换器驱动装置200具备处理器201及存储器202。关于图1所示的各功能、即电流控制部6、磁极位置确定部5a、5b、副侧转矩电流脉动分量提取部7、减法器8、磁通电流指令决定部9及磁通电流指令补偿部10，使用处理器201及存储器202来实现其功能。

如图43所示，在利用处理器201及存储器202的情况下，上述的各功能分别由软件、固件或它们的组合来实现。软件或固件被记述为程序并存储于存储器202。处理器201读取并执行存储于存储器202的程序。另外也可以说这些程序使计算机执行上述各功能的每一个所执行的流程及方法。存储器202相当于RAM(Random Access Memory，随机存取存储器)、ROM(Read Only Memory，只读存储器)、闪存、EPROM(Erasable Programmable Read OnlyMemory，可擦除可编程只读存储器)或EEPROM(注册商标)(Electrically ErasableProgrammable Read Only Memory，电可擦除可编程只读存储器)这样的半导体存储器。半导体存储器可以为非易失性存储器也可以为易失性存储器。另外除了半导体存储器以外，存储器202还相当于磁盘、软盘、光盘、压缩盘、迷你盘或DVD(Digital Versatile Disc，数字多功能盘)。此外，处理器201可以将运算结果等数据输出至存储器202而使存储器202存储该数据，也可以经由存储器202使未图示的辅助存储装置存储该数据。

此外，流体利用装置300可以具备实施方式2的驱动装置100A、实施方式3的驱动装置100B、实施方式4的驱动装置100C或实施方式5的驱动装置100D来代替驱动装置100。在该情况下，关于图26所示的电流控制部6、磁极位置确定部5a、5b、副侧有功功率脉动分量提取部11、减法器8、磁通电流指令决定部9及磁通电流指令补偿部10，使用处理器201及存储器202来实现其功能。另外，关于图27所示的电流控制部6、磁极位置确定部5a、5b、副侧转矩电流脉动分量提取部7、主侧转矩电流脉动分量提取部12、减法器8、减法器8a、磁通电流指令决定部9及磁通电流指令补偿部10，使用处理器201及存储器202来实现其功能。另外，关于图29所示的电流控制部6、磁极位置确定部5a、5b、副侧转矩电流脉动分量提取部7、减法器8、磁通电流指令决定部9及磁通电流指令补偿部10C，使用处理器201及存储器202来实现其功能。另外，关于图36所示的电流控制部6、磁极位置确定部5a、5b、副侧转矩电流脉动分量提取部7、减法器8、磁通电流指令决定部9及磁通电流指令补偿部10D，使用处理器201及存储器202来实现其功能。

如实施方式1中描述的那样，电力变换器2只要能够对主侧同步电动机1a及副侧同步电动机1b供给任意的交流电力，则基本上任何电路结构都可以。由电流检测部4a、4b检测出的电流的信息被发送到处理器201。

两个螺桨式风机300a、300b可以为彼此相同的形状，也可以为不同的形状。另外，两个螺桨式风机300a、300b的空气的流路可以不一定是相同的。例如在流体利用装置300为空调机的情况下，两个螺桨式风机300a、300b相当于设置于该空调机的室外机内的送风室的两个送风风机，上述空气的流路相当于该送风室。送风室为由室外机的侧面板、顶板、底板、换热器等包围而形成的空间。在送风室中，通过螺桨式风机300a、300b的旋转而形成空气的流动。

由于两个螺桨式风机300a、300b的转数和负载转矩的特性不同才易于稳定地并联驱动，因此可以对两台同步电动机设置不同形状的风机，也可以使设有一个风机的流路的截面积小于设有另一个风机的流路的截面积。另外，也可以设为用一个同步电动机驱动螺桨式风机、用另一个同步电动机驱动泵等分别驱动不同规格的流体利用装置的结构。

此外虽然在图43中未示出，但流体利用装置300也可以构成为具备检测电力变换器2输出的电压的电压检测部，由电压检测部检测出的电压信息被输入到处理器201。另外虽然在图43中未示出，但流体利用装置300也可以构成为具备测量风机的风速的风速传感器，由风速传感器检测出的风速信息被输入到处理器201。另外虽然在图43中未示出，但也可以构成为具备检测由风机冷却的对象物的温度的温度传感器，由温度传感器检测出的温度信息被输入到处理器201。

流体利用装置300的流体负载具有阻尼特性，在高旋转区中，该阻尼特性使被开环驱动的同步电动机的驱动稳定化。然而，在低旋转区中，该阻尼特性减弱，同步电动机的驱动变得不稳定，因此流体利用装置300利用实施方式1、2、3、4、5中描述过的并联驱动法。据此，在实施方式6中，能够在宽的速度范围中实现同步电动机的并联驱动。另外，在实施方式6中，不需要高级的转矩控制，因此通过对用1个电力变换器驱动1台同步电动机的现有的同步电动机驱动装置进行整修，从而能够在抑制成本的增加的同时得到能够驱动两个螺桨式风机300a、300b的流体利用装置300。

实施方式7.

在实施方式7中，对使用实施方式6的流体利用装置300的空调机的结构例进行说明。图44为示出本发明的实施方式7的空调机的结构例的图。实施方式7的空调机400具备流体利用装置300、制冷剂压缩机401、冷凝器403、贮液器404、膨胀阀405及蒸发器406。制冷剂压缩机401与冷凝器403之间通过配管连接。同样地，冷凝器403与贮液器404之间通过配管连接，贮液器404与膨胀阀405之间通过配管连接，膨胀阀405与蒸发器406之间通过配管连接，蒸发器406与制冷剂压缩机401之间通过配管连接。据此，制冷剂在制冷剂压缩机401、冷凝器403、贮液器404、膨胀阀405及蒸发器406中进行循环。此外，虽然在图44中省略了图示，但流体利用装置300具备图1等所示的电流检测部4a、4b、磁极位置确定部5a、5b等。

由于在空调机400中反复进行制冷剂的蒸发、压缩、冷凝、膨胀的工序，因此制冷剂从液体变成气体、再从气体变成液体，由此在制冷剂与机外空气之间进行换热。

蒸发器406在低压状态下使制冷剂液蒸发，从蒸发器406周围的空气带走热量，从而发挥冷却作用。制冷剂压缩机401为了将制冷剂冷凝而将由蒸发器406气化后的制冷剂气体压缩而使之成为高压气体。冷凝器403释放由制冷剂压缩机401变为高温的制冷剂气体的热量，来将高压的制冷剂气体冷凝以变换为制冷剂液。流体利用装置300使螺桨式风机300a、300b旋转来产生风，使该风通过冷凝器403，从而冷却冷凝器403。为了使制冷剂蒸发，膨胀阀405使制冷剂液节流并膨胀以将制冷剂液变换为低压液体。贮液器404是为了调节循环的制冷剂量而设置的，在小型装置中可以省略。

当冷凝器403随着空调机400的输出变大而变得大型化时，需要使作为用于冷却冷凝器403的冷却装置发挥功能的流体利用装置300的冷却性能增加。但是，与增大冷凝器403的尺寸相配合地进行作为冷却装置发挥功能的流体利用装置300的规格变更很复杂。另外，为了使流体利用装置300的输出变大以使流体利用装置300的冷却性能增加，有时需要变更用于量产流体利用装置300的生产线，用于构建生产线的初始投资增大。因此，在大型的空调机400中，通过使用具备多个冷却风机的流体利用装置300来使冷却性能提高。

另外，关于空调机400，对成本降低的要求高，另一方面由于节能法规逐年加强还要求效率提高。近年来的节能法规不仅重视额定工作点的驱动效率，还重视在低输出驱动的工作点的驱动效率。因此需要尽可能降低冷却风机的工作转数的下限值。

如截至目前所述，使用专利文献1所公开的技术的并联驱动装置虽然在成本方面非常优异，但当想要通过无位置传感器控制来构成该并联驱动装置时，存在低旋转区中的驱动变得不稳定的技术课题。尤其是在空调机400中，为了降低流体利用装置300的电力变换器2中产生的载波噪声，大多将载频设定得高达10kHz以上，输出电压误差增加而低旋转区中的驱动容易变得不稳定。因此，在对空调机400利用使用专利文献1所公开的技术的并联驱动装置的情况下，存在空调机400的驱动工作范围变窄的技术课题。因此，在使用专利文献1所公开的技术的并联驱动装置中，难以同时实现对空调机400用的冷却风机要求的成本降低和高冷却性能这两者。

实施方式7的空调机400利用实施方式1至5中描述过的并联驱动法，因此低速区的驱动不会变得不稳定，能够扩大可驱动的范围。另外实施方式1至5中描述过的并联驱动法是以无位置传感器控制为前提的，因此与使用位置传感器的情况相比，能够减少空调机400的制造成本。因此，在实施方式1至5的驱动装置100、100A、100B、100C、1100D中，能够同时实现对空调机400用的冷却风机要求的成本降低和高冷却性能这两者。

以上的实施方式所示的结构示出本发明的内容的一例，还能够与其它公知技术结合，在不脱离本发明的主旨的范围内还能够对结构的一部分进行省略、变更。

Claims (12)

1.一种驱动装置，其特征在于，具备：

电力变换器，对并联连接的第1同步电动机及第2同步电动机供给电力；

第1电流检测器，检测流过所述第1同步电动机的第1电流；

第2电流检测器，检测流过所述第2同步电动机的第2电流；

第1磁极位置确定部，确定所述第1同步电动机具有的转子的第1磁极位置；

第2磁极位置确定部，确定所述第2同步电动机具有的转子的第2磁极位置；

减法器，使用所述第1磁极位置和所述第2磁极位置，求出所述第1同步电动机及所述第2同步电动机各自具有的转子的磁极位置之差即角度差；

磁通电流指令决定部，基于由所述第2电流检测器检测出的所述第2电流，决定磁通电流指令；

磁通电流指令补偿部，基于所述角度差调整所述磁通电流指令的绝对值；以及

控制部，使用转矩电流指令、由所述磁通电流指令补偿部调整过绝对值的磁通电流指令、所述第1电流和所述第1磁极位置来控制所述电力变换器。

2.根据权利要求1所述的驱动装置，其特征在于，

具备脉动分量提取部，该脉动分量提取部提取作为流过所述第2同步电动机的转矩电流中包含的脉动分量的转矩电流脉动分量与作为由所述第2同步电动机消耗的有功功率中包含的脉动分量的有功功率脉动分量中的至少一方的脉动分量，

所述磁通电流指令决定部基于由所述脉动分量提取部提取出的所述脉动分量，决定所述磁通电流指令。

3.根据权利要求1所述的驱动装置，其特征在于，

具备脉动分量提取部，该脉动分量提取部求出作为流过所述第1同步电动机的转矩电流中包含的脉动分量的转矩电流脉动分量与作为流过所述第2同步电动机的转矩电流中包含的脉动分量的转矩电流脉动分量的差分，输出该差分作为脉动分量，

所述磁通电流指令决定部基于从所述脉动分量提取部输出的所述脉动分量，决定所述磁通电流指令。

4.根据权利要求1所述的驱动装置，其特征在于，

具备脉动分量提取部，该脉动分量提取部求出作为由所述第1同步电动机消耗的有功功率中包含的脉动分量的有功功率脉动分量与作为由所述第2同步电动机消耗的有功功率中包含的脉动分量的有功功率脉动分量的差分，输出该差分作为脉动分量，

所述磁通电流指令决定部基于从所述脉动分量提取部输出的所述脉动分量，决定所述磁通电流指令。

5.根据权利要求1至4中的任意一项所述的驱动装置，其特征在于，

在所述角度差为预定的范围内的情况下，所述磁通电流指令补偿部减小所述磁通电流指令的绝对值。

6.根据权利要求5所述的驱动装置，其特征在于，

在所述角度差为预定的范围内的情况下，所述磁通电流指令补偿部将所述磁通电流指令的绝对值减小为预定的值或与所述磁通电流指令相应的值。

7.根据权利要求5或6所述的驱动装置，其特征在于，

所述预定的范围根据如下项目中的至少一项来设定：所述第1磁极位置确定部对所述第1磁极位置的确定误差、所述第2磁极位置确定部对所述第2磁极位置的确定误差、所述第1电流检测器对所述第1电流的检测误差、所述第2电流检测器对所述第2电流的检测误差、所述第2同步电动机的稳定驱动所需的转矩补偿量、所述第1同步电动机的噪声、所述第2同步电动机的噪声、以及具备所述第1同步电动机和所述第2同步电动机的装置的噪声。

8.根据权利要求1至7中的任意一项所述的驱动装置，其特征在于，

所述磁通电流指令补偿部具备限制器，该限制器限制从所述磁通电流指令决定部输出的磁通电流指令，

在所述磁通电流指令为预定的值以下的情况下，所述限制器减小所述磁通电流指令的绝对值。

9.根据权利要求1至8中的任意一项所述的驱动装置，其特征在于，

所述减法器通过从所述第2磁极位置减去所述第1磁极位置来求出所述角度差，

所述磁通电流指令补偿部具备计算所述角度差的绝对值的时间微分值的微分器，在由所述微分器计算出的所述时间微分值为负的情况下，所述磁通电流指令补偿部减小所述磁通电流指令的绝对值。

10.根据权利要求9所述的驱动装置，其特征在于，

所述磁通电流指令补偿部具备：

补偿值生成部，基于所述角度差生成补偿值；以及

补偿值调整部，在由所述微分器计算出的所述时间微分值为负的情况下，减小由所述补偿值生成部生成的补偿值。

11.一种流体利用装置，其特征在于，

具备权利要求1至10中的任意一项所述的驱动装置。

12.一种空调机，其特征在于，

具备权利要求11所述的流体利用装置。

Images