JP2020178508A - インバータ装置及びインバータ装置の制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】回転子位置検出器のないＶ／ｆ制御方式のＰＭＳＭに対して拾い上げ運転を可能とする技術を提供する。【解決手段】インバータ装置１において、制御部１０は、モータの電流検出値を入力とし、α軸モータ電流値及びβ軸モータ電流値を出力する電流座標二相変換部１４と、モータの電圧検出値を入力とし、α軸モータ電圧値及びβ軸モータ電圧値を出力する電圧座標二相変換部１５と、停電時に、α軸及びβ軸モータ電流値並びにα軸及びβ軸モータ電圧値を入力とし、モータの回転速度推定値及び回転子磁極位置を出力する位相及び速度推定部１６と、復電時に回転速度推定値、回転子磁極位置及び予め設定された電圧実効値又はｑ軸電圧指令値のパターンからｑ軸電圧指令値を出力する電圧指令生成部１７と、ｑ軸電圧指令値から電力変換部のスイッチング素子をオンオフするゲート信号を出力するゲート信号生成部１９と、を備える。【選択図】図２

Description

本発明は、インバータ装置及びインバータ装置の制御方法に関する。

ＰＭ（Permanent Magnet）モータは、回転子に永久磁石を使用しているため、励磁電流及び二次電流が生じず、誘導電動機よりも高効率である。
特に、ＰＭＳＭ（Permanent Magnet Synchronous Motor）と呼ばれる永久磁石同期電動機は広く普及している。
従来、ＰＭＳＭを制御するインバータ装置の制御方式として、ベクトル制御及びＶ／ｆ制御が代表的である。
ベクトル制御ではモータの回転子位置情報が必要であるが、電動機の回転数が高速の場合には回転子位置検出器の検出精度が低い。
また、回転子位置検出器は熱及び振動の影響を受けやすく、耐環境性が低い。
更には、モータに回転子位置検出器を設置するとコストの増加を招くことになる。

他方で、インバータ装置の出力電圧の振幅と周波数との比を一定とするＶ／ｆ制御ではモータの回転子位置情報は不要である。
また、Ｖ／ｆ制御はベクトル制御よりも簡易な制御方式であり演算量を抑えることができるため、インバータ装置内の制御回路に搭載するマイコンのコストを抑えることが可能である。

Ｖ／ｆ制御方式のＰＭＳＭは、高効率であり、且つ制御方式が簡易であるため、ファン又はブロアに適用したいという要請がある。
しかしながら、ファン又はブロアにＶ／ｆ制御方式のＰＭＳＭを適用する場合には、停電が発生したときに、空転から再始動する拾い上げ運転が可能であることが求められる。
従来技術の一例である非特許文献１には、拾い上げ運転に関する技術が開示されている。

山本康弘，外２名，「ＰＭセンサレス制御の拾い上げ始動方式」，２００３年３月２０日，電気学会研究会資料．ＭＩＤ，金属産業研究会２００３（１），ｐ１９−２４

空転中のＰＭＳＭには、永久磁石による誘起電圧が発生している。
そのため、拾い上げ運転の際には、インバータ装置の出力電圧とモータの誘起電圧の位相とを同期させることを要する。
しかしながら、Ｖ／ｆ制御方式のＰＭＳＭでは回転子位置情報が不要であるため、モータに回転子位置検出器が設置されていないことが一般的であり、モータの誘起電圧の位相を検出することが困難である。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、回転子位置検出器のないＶ／ｆ制御方式のＰＭＳＭに対して拾い上げ運転を可能とする技術を得ることを目的とする。

上述の課題を解決して目的を達成する本発明は、電力変換部を備え、電源に接続されて、永久磁石同期電動機であるモータをＶ／ｆ制御により駆動するインバータ装置であって、前記モータの電流検出値を入力とし、α軸モータ電流値及びβ軸モータ電流値を演算して出力する電流座標二相変換部と、前記モータの電圧検出値を入力とし、α軸モータ電圧値及びβ軸モータ電圧値を演算して出力する電圧座標二相変換部と、前記電源の停電時に、前記α軸モータ電流値、前記β軸モータ電流値、前記α軸モータ電圧値及び前記β軸モータ電圧値を入力とし、前記モータの回転速度推定値及び回転子磁極位置を出力する位相及び速度推定部と、前記電源の復電時に、前記回転速度推定値、前記回転子磁極位置及び予め設定された電圧実効値又はｑ軸電圧指令値のパターンからｑ軸電圧指令値を生成して出力する電圧指令生成部と、前記ｑ軸電圧指令値から前記電力変換部のスイッチング素子をオンオフするゲート信号を生成して出力するゲート信号生成部と、を備えるインバータ装置である。

又は、上述の課題を解決して目的を達成する本発明は、電力変換部を備え、電源に接続されて、永久磁石同期電動機であるモータをＶ／ｆ制御により駆動するインバータ装置であって、前記モータの電流検出値を入力とし、α軸モータ電流値及びβ軸モータ電流値を演算して出力する電流座標二相変換部と、前記モータの電圧検出値を入力とし、α軸モータ電圧値及びβ軸モータ電圧値を演算して出力する第１の電圧座標二相変換部と、前記モータの電圧検出値を入力とし、ｑ軸電圧検出値を演算して出力する第２の電圧座標二相変換部と、前記電源の停電時に、前記α軸モータ電流値、前記β軸モータ電流値、前記α軸モータ電圧値及び前記β軸モータ電圧値を入力とし、前記モータの回転子磁極位置を出力する位相推定部と、前記電源の復電時に、前記回転子磁極位置及び前記ｑ軸電圧検出値から前記電力変換部のスイッチング素子をオンオフするゲート信号を生成して出力するゲート信号生成部と、を備えるインバータ装置である。

上記構成のインバータ装置において、式（８）、式（９）、式（１０）及び式（１１）に基づき、前記回転子磁極位置を式（１２）により推定することが好ましい。
ただし、
ｓ：ラプラス演算子
ω：回転角周波数
ω_ｃ：ローパスフィルタの遮断周波数
ｖ_α：α軸モータ電圧値
ｖ_β：β軸モータ電圧値
ｉ_α：α軸モータ電流値
ｉ_β：β軸モータ電流値
Ｒ：モータの巻線抵抗
Ｌ：モータインダクタンス

上記構成のインバータ装置において、式（１７）及び式（１８）に基づき、前記回転子磁極位置を式（１９）により推定することが好ましい。
ただし、
ｓ：ラプラス演算子
ω_ｃ：ローパスフィルタの遮断周波数
ｖ_α：α軸モータ電圧値
ｖ_β：β軸モータ電圧値
ｉ_α：α軸モータ電流値
ｉ_β：β軸モータ電流値
Ｒ：モータの巻線抵抗
Ｌ：モータインダクタンス
ζ：バンドパスフィルタの帯域を決める係数

又は、上述の課題を解決して目的を達成する本発明は、電力変換部を備え、電源に接続されて、永久磁石同期電動機であるモータをＶ／ｆ制御により駆動するインバータ装置の制御方法であって、前記モータの電流検出値をα軸モータ電流値及びβ軸モータ電流値に変換すること、前記モータの電圧検出値をα軸モータ電圧値及びβ軸モータ電圧値に変換すること、前記電源の停電時に、前記α軸モータ電流値、前記β軸モータ電流値、前記α軸モータ電圧値及び前記β軸モータ電圧値から前記モータの回転速度推定値及び回転子磁極位置を演算すること、前記電源の復電時に、前記回転速度推定値、前記回転子磁極位置及び予め設定された電圧実効値又はｑ軸電圧指令値のパターンからｑ軸電圧指令値を生成すること、前記ｑ軸電圧指令値から前記電力変換部のスイッチング素子をオンオフするゲート信号を生成して出力すること、を含むインバータ装置の制御方法である。

又は、上述の課題を解決して目的を達成する本発明は、電力変換部を備え、電源に接続されて、永久磁石同期電動機であるモータをＶ／ｆ制御により駆動するインバータ装置の制御方法であって、前記モータの電流検出値をα軸モータ電流値及びβ軸モータ電流値に変換すること、前記モータの電圧検出値をα軸モータ電圧値及びβ軸モータ電圧値に変換すること、前記モータの電圧検出値をｑ軸電圧検出値に変換すること、前記電源の停電時に、前記α軸モータ電流値、前記β軸モータ電流値、前記α軸モータ電圧値及び前記β軸モータ電圧値から前記モータの回転子磁極位置を演算すること、前記電源の復電時に、前記回転子磁極位置及び前記ｑ軸電圧検出値から前記電力変換部のスイッチング素子をオンオフするゲート信号を生成して出力すること、を含むインバータ装置の制御方法である。

本発明によれば、回転子位置検出器のないＶ／ｆ制御方式のＰＭＳＭに対して拾い上げ運転を可能とするインバータ装置を得ることができる、という効果を奏する。

実施形態１に係るインバータ装置と、インバータ装置に接続される構成を示す図である。 実施形態１に係るインバータ装置の構成を示すブロック図である。 周波数に対応した電圧実効値のパターンの例を示す図である。 実施形態３に係るインバータ装置の構成を示すブロック図である。

本発明の実施形態について図面を参照して以下に説明する。
ただし、本発明は、以下の実施形態の記載によって限定解釈されるものではない。

＜実施形態１＞
図１は、本実施形態に係るインバータ装置１と、インバータ装置１に接続される構成を示す図である。
図１には、インバータ装置１と、インバータ装置１の入力側に接続された三相交流電源２と、インバータ装置１の出力側に接続されたモータ３と、が示されている。

図２は、本実施形態に係るインバータ装置１の構成を示すブロック図である。
図２に示すインバータ装置１は、制御部１０と、電力変換部１１と、電流検出部１２と、電圧検出部１３と、を備える。
制御部１０は、電流座標二相変換部１４と、電圧座標二相変換部１５と、位相及び速度推定部１６と、電圧指令生成部１７と、電圧座標三相変換部１８と、ゲート信号生成部１９と、を備える。

電力変換部１１は、三相交流電源２の三相交流電力を周波数の異なる三相交流電力に変換してモータ３に出力する。
電力変換部１１は、交流を直流に変換する整流回路と、この直流を交流に変換するインバータ回路と、を備える。
電力変換部１１の整流回路は、２つの整流素子を直列に接続した直列回路がＵ相、Ｖ相及びＷ相の各相に対して設けられて、６つの整流素子により実現される。
また、電力変換部１１のインバータ回路は、２つのスイッチング素子を直列接続した直列回路がＵ相、Ｖ相及びＷ相の各相に対して設けられて、６つのスイッチング素子により実現される。

電流検出部１２は、電力変換部１１の出力からＵ相電流検出値ｉ_ｕ、Ｖ相電流検出値ｉ_ｖ及びＷ相電流検出値ｉ_ｗを検出して出力する。
電流検出部１２は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の各相に対応して設けられた３つの電流センサにより実現される。

電圧検出部１３は、電力変換部１１の出力から電圧センサによってＵＶ相線間電圧検出値ｖ_ｕｖ、ＶＷ相線間電圧検出値ｖ_ｖｗ及びＷＵ相線間電圧検出値ｖ_ｗｕを検出する。
更には、電圧検出部１３は、これらの線間電圧検出値をＵ相、Ｖ相及びＷ相の各々の相電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗに変換して出力する。

電流座標二相変換部１４は、Ｕ相電流検出値ｉ_ｕ、Ｖ相電流検出値ｉ_ｖ及びＷ相電流検出値ｉ_ｗを入力とし、対称三相交流を等価な二相交流の固定座標系である二相座標系に変換し、α軸モータ電流値ｉ_α及びβ軸モータ電流値ｉ_βを出力する。

電圧座標二相変換部１５は、Ｕ相電圧検出値ｖ_ｕ、Ｖ相電圧検出値ｖ_ｖ及びＷ相電圧検出値ｖ_ｗを入力とし、対称三相交流を等価な二相交流の固定座標系である二相座標系に変換し、α軸モータ電圧値ｖ_α及びβ軸モータ電圧値ｖ_βを出力する。

ここで、Ｕ相方向の軸をα軸とし、α軸と直交した軸をβ軸とする。
そして、モータの巻線抵抗Ｒと、モータインダクタンスＬと、微分演算子ｐと、固定座標軸上で定義したモータ電圧であるα軸モータ電圧値ｖ_α及びβ軸モータ電圧値ｖ_βと、固定座標軸上で定義したモータ電流であるα軸モータ電流値ｉ_α及びβ軸モータ電流値ｉ_βと、固定座標軸上で定義した磁束ベクトルλ_α，λ_βとを用いると、αβ座標系上におけるＰＭモータの数式モデルは、下記の式（１）で表される。

なお、固定座標軸上で定義したモータ電圧であるα軸モータ電圧値ｖ_α及びβ軸モータ電圧値ｖ_βと、Ｕ相電圧検出値ｖ_ｕ、Ｖ相電圧検出値ｖ_ｖ及びＷ相電圧検出値ｖ_ｗとの関係は、下記の式（２）で表される。

また、固定座標軸上で定義したモータ電流であるα軸モータ電流値ｉ_α及びβ軸モータ電流値ｉ_βと、Ｕ相電流検出値ｉ_ｕ、Ｖ相電流検出値ｉ_ｖ及びＷ相電流検出値ｉ_ｗとの関係は、下記の式（３）で表される。

ここで、上記の式（２），（３）におけるＣは、下記の式（４）で表される。

位相及び速度推定部１６は、α軸モータ電流値ｉ_α、β軸モータ電流値ｉ_β、α軸モータ電圧値ｖ_α及びβ軸モータ電圧値ｖ_βを入力とし、回転速度推定値ω及び回転子磁極位置θ_ｒｅを出力とする。
回転子磁極位置θ_ｒｅは、固定座標軸上の磁束ベクトルλ_α，λ_βによって下記の式（５）で表される。
なお、後述するように、位相及び速度推定部１６には、三相交流電源２の電源情報も入力される。
この電源情報には、少なくとも三相交流電源２の停電及び復電の情報が含まれる。

そして、上記の式（１）より、固定座標軸上の磁束ベクトルλ_α，λ_βは、ラプラス演算子ｓを用いて、下記の式（６），（７）のように推定される。

純粋な積分では、電圧誤差又は電流センサの直流オフセットの影響により、初期値が収束しない場合がある。
そこで、本実施形態では、遮断周波数ω_ｃである下記の式（８），（９）に示すローパスフィルタを用いて入力オフセットを低減させるため、分子を１とした疑似的な積分を行う。

上記の式（８），（９）において、低周波における位相特性が純粋な積分特性と異なるため、理想的には、遮断周波数ω_ｃを小さくすることが好ましい。
しかしながら、遮断周波数ω_ｃを小さくすると、初期値が収束しないことによる影響が大きくなることがある。
そこで、初期誤差及びシステムによる入力オフセットを低減できる遮断周波数ω_ｃを選定し、下記の式（１０）により位相誤差Δθ_ｅを求め、上記の式（８），（９）の出力信号に対して下記の式（１１）の回転座標変換を施すことにより位相補正を行った固定子磁束λ′′が推定される。
なお、ωは、回転角周波数を示す。

上記の式（１０），（１１）による位相補正の固定子磁束λ′′より推定される誘起電圧の位相である回転子磁極位置θ_ｒｅは下記の式（１２）で表される。
なお、初期状態では、式（１０）のωは未知であるため、位相誤差Δθ_ｅとして固定子磁束λ′′及び回転子磁極位置θ_ｒｅを演算しておく。

ＰＭＳＭの制御では、回転子磁石の磁束の発生方向がｄ軸と定義され、これと直交した誘起電圧の発生方向がｑ軸と定義される。
一般に、ｑ軸方向に流れる電流がトルクに寄与するため、無負荷である空転中においては、ｑ軸方向に電圧を印加することにより、インバータ装置１の出力電圧とモータ３の回転子の永久磁石の誘起電圧との同期が可能であるため、拾い上げ運転が可能となる。
更には、推定した回転子磁極位置θ_ｒｅを時間微分することで、モータの回転速度推定値ωを得ることができる。

更には、モータの極数Ｐを用いることで、モータ電圧である誘起電圧の周波数ｆは下記の式（１３）によって表される。

電圧指令生成部１７は、回転速度推定値ω及び回転子磁極位置θ_ｒｅを入力とし、電圧指令を生成し、ｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊及びｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊を出力する。

ここで、拾い上げ運転において、ｑ軸方向に印加する電圧ベクトルの振幅について説明する。
Ｖ／ｆ制御では、速度制御のために周波数を変化させる際に、周波数に対応した大きさの電圧をインバータ装置が出力する。
このため、誘起電圧を含むモータパラメータから、周波数に対応した電圧実効値又はｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊のパターンが予め設定されている。
ここで、図３は、周波数に対応した電圧実効値のパターンの例を示す図である。
従って、推定した空転中の回転速度である回転角周波数ωと、予め設定された電圧実効値又はｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊のパターンより、ｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊を決定する。
電圧実効値のパターンを用いる場合には、パターン内の電圧実効値に係数を乗じてｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊を得る。
なお、拾い上げ運転時には、ｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊＝０とする。

電圧座標三相変換部１８は、回転子位置である誘起電圧の位相θ_ｒｅ、ｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊及びｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊を入力とし、電圧指令を二相から三相へと変換し、Ｕ相電圧指令ｖ_ｕ ^＊、Ｖ相電圧指令ｖ_ｖ ^＊及びＷ相電圧指令ｖ_ｗ ^＊を出力する。
生成されるＵ相電圧指令ｖ_ｕ ^＊、Ｖ相電圧指令ｖ_ｖ ^＊及びＷ相電圧指令ｖ_ｗ ^＊は、周波数ｆの正弦波状の波形となる。
なお、電圧指令の二相から三相への変換は下記の式（１４），（１５）に基づいて行う。
また、下記の式（１４）におけるθには、位相推定部１６が出力する回転子磁極位置θ_ｒｅを代入する。

ゲート信号生成部１９は、Ｕ相電圧指令ｖ_ｕ ^＊、Ｖ相電圧指令ｖ_ｖ ^＊及びＷ相電圧指令ｖ_ｗ ^＊を入力とし、電力変換部１１内のスイッチング素子をオンオフさせるゲート信号を出力する。
ゲート信号生成方法は、Ｕ相電圧指令ｖ_ｕ ^＊、Ｖ相電圧指令ｖ_ｖ ^＊及びＷ相電圧指令ｖ_ｗ ^＊と三角波状のキャリア信号との比較に基づいて生成する一般的な生成方法を用いればよい。
これにより、モータ３の誘起電圧と同期した電圧をインバータ装置１から出力することができる。

なお、ゲート信号生成部１９には、三相交流電源２の電源情報も入力される。
この電源情報には、少なくとも三相交流電源２の停電及び復電の情報が含まれる。
ゲート信号生成部１９は、拾い上げ運転前の三相交流電源２の停電中には、各ゲート信号はすべてオフとする。

また、位相及び速度推定部１６にも、ゲート信号生成部１９と同様に三相交流電源２の電源情報が入力される。
位相及び速度推定部１６は、三相交流電源２の停電を検出すると、モータ３が空転しているとして、回転速度推定値ω及び回転子磁極位置θ_ｒｅの演算を行って電圧指令生成部１７に出力する。

位相及び速度推定部１６及びゲート信号生成部１９は、三相交流電源２の復電後、所定時間の経過までは上述のように拾い上げ運転の制御を行い、所定時間経過後に通常のＶ／ｆ制御モードで運転を継続する。

以上説明したように、本実施形態に係るインバータ装置によれば、回転子位置検出器のないＶ／ｆ制御方式のＰＭＳＭに対して拾い上げ運転を行うことができる。

＜実施形態２＞
実施形態１において、磁束推定のためのローパスフィルタの遮断周波数ω_ｃの選定は、システムに依存し、位相補正のための式に、推定した回転速度である回転周波数を用いるため、実施形態１に係るインバータ装置１は速度変動に鈍重である。
また、上記の式（１２）のような逆正接の演算は、演算の負荷が大きい。
そこで、本実施形態においては、下記の式（１６）に示すバンドパスフィルタを用いて固定子磁束を推定する。

なお、上記の式（１６）における係数ζは、バンドパスフィルタの帯域を決める係数であって、Ｑ値又は鋭さとも呼ばれる。
本実施形態においては、まず、実施形態１における式（８），（９）の１／（ｓ＋ω_ｃ）を上記の式（１６）に置き換えて式（１７），（１８）を得る。

そして、更には、式（１７），（１８）を用いて下記の式（１９）で回転子磁極位置θ_ｒｅを推定する。
その他の構成は実施形態１と同じである。

バンドパスフィルタは、直流成分に対して−∞のゲイン特性であることから、入力信号の初期誤差及び入力オフセットを減衰することができる。
また、例としてω_ｃ＝５［ｒａｄ／ｄ］、ζ＝０．５とすると、入力信号の周波数１０Ｈｚ以上に対する位相特性は−８６°以下であり、積分特性−９０°に対して位相誤差４°未満の磁束推定が実現できるため、実施形態１のような位相補正が不要である。

以上説明したように、本実施形態に係るインバータ装置によれば、回転子位置検出器のないＶ／ｆ制御方式のＰＭＳＭに対して実施形態１の式（１０），（１１）のような位相補正を行うことなく拾い上げ運転を行うことができる。

＜実施形態３＞
図４は、本実施形態に係るインバータ装置１ａの構成を示すブロック図である。
図４に示すインバータ装置１ａは、制御部１０に代えて制御部１０ａを備える点が図１に示すインバータ装置１と異なる。
制御部１０ａは、位相及び速度推定部１６に代えて位相推定部１６ａを備え、電圧座標三相変換部１８に代えて電圧座標三相変換部１８ａを備え、電圧座標二相変換部１５ａを更に備える点のみが異なり、その他の構成は図１に示す制御部１０と同じである。

なお、電圧座標二相変換部１５は、第１の電圧座標二相変換部であり、実施形態１と同様に、Ｕ相電圧検出値ｖ_ｕ、Ｖ相電圧検出値ｖ_ｖ及びＷ相電圧検出値ｖ_ｗを入力とし、対称三相交流を等価な二相交流の固定座標系である二相座標系に変換し、α軸モータ電圧値ｖ_α及びβ軸モータ電圧値ｖ_βを出力する。
また、電圧座標二相変換部１５ａは、第２の電圧座標二相変換部であり、Ｕ相電圧検出値ｖ_ｕ、Ｖ相電圧検出値ｖ_ｖ、Ｗ相電圧検出値ｖ_ｗ及び位相推定部１６が出力する回転子磁極位置θ_ｒｅを入力とし、対称三相交流を二相座標系に変換し、ｑ軸電圧検出値ｖ_ｑを出力する。
更には、電圧座標三相変換部１８ａは、回転子位置である誘起電圧の位相θ_ｒｅ、ｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊及びｑ軸電圧検出値ｖ_ｑを入力とし、これらを二相から三相へと変換し、Ｕ相電圧指令ｖ_ｕ ^＊、Ｖ相電圧指令ｖ_ｖ ^＊及びＷ相電圧指令ｖ_ｗ ^＊を出力する。

実施形態１におけるｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊は、電圧実効値のパターンを用いて決定される。
本実施形態においては、ｑ軸電圧を検出し、ｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊をこのｑ軸電圧検出値ｖ_ｑに置き換える。
ｑ軸電圧検出値ｖ_ｑは、下記の式（２０），（２１）により得られる。
なお、下記の式（２０）におけるθには、位相推定部１６が出力する回転子磁極位置θ_ｒｅを代入する。

ここで、実施形態１と同様に、ｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊はゼロとする。
実施形態３においては、電圧実効値のパターンを用いないため、回転速度推定値ωが不要である。

以上説明したように、本実施形態に係るインバータ装置によれば、回転子位置検出器のないＶ／ｆ制御方式のＰＭＳＭに対して回転速度推定値ωの演算を行うことなく拾い上げ運転を行うことができる。

＜実施形態４＞
本実施形態に係るインバータ装置は、上述した実施形態３のインバータ装置に対して、実施形態２のバンドパスフィルタを適用した構成である。
このような構成とすると、回転子位置検出器のないＶ／ｆ制御方式のＰＭＳＭに対して位相補正を行うことなく、且つ回転速度推定値ωの演算を行うことなく拾い上げ運転を行うことができる。

１，１ａ インバータ装置
２ 三相交流電源
３ モータ
１０，１０ａ 制御部
１１ 電力変換部
１２ 電流検出部
１３ 電圧検出部
１４ 電流座標二相変換部
１５，１５ａ 電圧座標二相変換部
１６ 位相及び速度推定部
１６ａ 位相推定部
１７ 電圧指令生成部
１８，１８ａ 電圧座標三相変換部
１９ ゲート信号生成部

Claims (6)

1. 電力変換部を備え、電源に接続されて、永久磁石同期電動機であるモータをＶ／ｆ制御により駆動するインバータ装置であって、
   前記モータの電流検出値を入力とし、α軸モータ電流値及びβ軸モータ電流値を演算して出力する電流座標二相変換部と、
   前記モータの電圧検出値を入力とし、α軸モータ電圧値及びβ軸モータ電圧値を演算して出力する電圧座標二相変換部と、
   前記電源の停電時に、前記α軸モータ電流値、前記β軸モータ電流値、前記α軸モータ電圧値及び前記β軸モータ電圧値を入力とし、前記モータの回転速度推定値及び回転子磁極位置を出力する位相及び速度推定部と、
   前記電源の復電時に、前記回転速度推定値、前記回転子磁極位置及び予め設定された電圧実効値又はｑ軸電圧指令値のパターンからｑ軸電圧指令値を生成して出力する電圧指令生成部と、
   前記ｑ軸電圧指令値から前記電力変換部のスイッチング素子をオンオフするゲート信号を生成して出力するゲート信号生成部と、を備えるインバータ装置。
2. 電力変換部を備え、電源に接続されて、永久磁石同期電動機であるモータをＶ／ｆ制御により駆動するインバータ装置であって、
   前記モータの電流検出値を入力とし、α軸モータ電流値及びβ軸モータ電流値を演算して出力する電流座標二相変換部と、
   前記モータの電圧検出値を入力とし、α軸モータ電圧値及びβ軸モータ電圧値を演算して出力する第１の電圧座標二相変換部と、
   前記モータの電圧検出値を入力とし、ｑ軸電圧検出値を演算して出力する第２の電圧座標二相変換部と、
   前記電源の停電時に、前記α軸モータ電流値、前記β軸モータ電流値、前記α軸モータ電圧値及び前記β軸モータ電圧値を入力とし、前記モータの回転子磁極位置を出力する位相推定部と、
   前記電源の復電時に、前記回転子磁極位置及び前記ｑ軸電圧検出値から前記電力変換部のスイッチング素子をオンオフするゲート信号を生成して出力するゲート信号生成部と、を備えるインバータ装置。
3. 式（８）、式（９）、式（１０）及び式（１１）に基づき、前記回転子磁極位置を式（１２）により推定する請求項１又は２に記載のインバータ装置。
   ただし、
   ｓ：ラプラス演算子
   ω：回転角周波数
   ω_ｃ：ローパスフィルタの遮断周波数
   ｖ_α：α軸モータ電圧値
   ｖ_β：β軸モータ電圧値
   ｉ_α：α軸モータ電流値
   ｉ_β：β軸モータ電流値
   Ｒ：モータの巻線抵抗
   Ｌ：モータインダクタンス
4. 式（１７）及び式（１８）に基づき、前記回転子磁極位置を式（１９）により推定する請求項１又は２に記載のインバータ装置。
   ただし、
   ｓ：ラプラス演算子
   ω_ｃ：ローパスフィルタの遮断周波数
   ｖ_α：α軸モータ電圧値
   ｖ_β：β軸モータ電圧値
   ｉ_α：α軸モータ電流値
   ｉ_β：β軸モータ電流値
   Ｒ：モータの巻線抵抗
   Ｌ：モータインダクタンス
   ζ：バンドパスフィルタの帯域を決める係数
5. 電力変換部を備え、電源に接続されて、永久磁石同期電動機であるモータをＶ／ｆ制御により駆動するインバータ装置の制御方法であって、
   前記モータの電流検出値をα軸モータ電流値及びβ軸モータ電流値に変換すること、
   前記モータの電圧検出値をα軸モータ電圧値及びβ軸モータ電圧値に変換すること、
   前記電源の停電時に、前記α軸モータ電流値、前記β軸モータ電流値、前記α軸モータ電圧値及び前記β軸モータ電圧値から前記モータの回転速度推定値及び回転子磁極位置を演算すること、
   前記電源の復電時に、前記回転速度推定値、前記回転子磁極位置及び予め設定された電圧実効値又はｑ軸電圧指令値のパターンからｑ軸電圧指令値を生成すること、
   前記ｑ軸電圧指令値から前記電力変換部のスイッチング素子をオンオフするゲート信号を生成して出力すること、を含むインバータ装置の制御方法。
6. 電力変換部を備え、電源に接続されて、永久磁石同期電動機であるモータをＶ／ｆ制御により駆動するインバータ装置の制御方法であって、
   前記モータの電流検出値をα軸モータ電流値及びβ軸モータ電流値に変換すること、
   前記モータの電圧検出値をα軸モータ電圧値及びβ軸モータ電圧値に変換すること、
   前記モータの電圧検出値をｑ軸電圧検出値に変換すること、
   前記電源の停電時に、前記α軸モータ電流値、前記β軸モータ電流値、前記α軸モータ電圧値及び前記β軸モータ電圧値から前記モータの回転子磁極位置を演算すること、
   前記電源の復電時に、前記回転子磁極位置及び前記ｑ軸電圧検出値から前記電力変換部のスイッチング素子をオンオフするゲート信号を生成して出力すること、を含むインバータ装置の制御方法。