JPH1189297A - 電力変換装置 - Google Patents
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- JPH1189297A JPH1189297A JP9242842A JP24284297A JPH1189297A JP H1189297 A JPH1189297 A JP H1189297A JP 9242842 A JP9242842 A JP 9242842A JP 24284297 A JP24284297 A JP 24284297A JP H1189297 A JPH1189297 A JP H1189297A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】永久磁石電動機の発生するトルクリプルを効果
的に抑制すること。 【解決手段】単相交流電力を直流電力に変換する単相Ｐ
ＷＭコンバータ２と、直流電力を平滑化する直流コンデ
ンサ３と、平滑した直流電力を任意周波数の交流電力に
変換し永久磁石電動機を駆動制御するインバータ４と、
永久磁石電動機の永久磁石軸の位置を検出する磁極位置
検出手段６と、永久磁石軸をｄ軸としｄ軸に直交する軸
をｑ軸とするｄｑ軸座標系上で大きさと位相を持つ出力
電圧ベクトル指令を算出する電圧指令演算手段７と、出
力電圧ベクトル指令を基に３相固定座標系上での３相出
力電圧指令を算出する座標系変換手段８と、３相出力電
圧指令を基にインバータの出力を制御するインバータ制
御手段と、直流コンデンサの直流リンク電圧を検出する
電圧検出手段26と、直流リンク電圧の脈動を基に、出力
電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整する位相調整
手段９とを備える。
的に抑制すること。 【解決手段】単相交流電力を直流電力に変換する単相Ｐ
ＷＭコンバータ２と、直流電力を平滑化する直流コンデ
ンサ３と、平滑した直流電力を任意周波数の交流電力に
変換し永久磁石電動機を駆動制御するインバータ４と、
永久磁石電動機の永久磁石軸の位置を検出する磁極位置
検出手段６と、永久磁石軸をｄ軸としｄ軸に直交する軸
をｑ軸とするｄｑ軸座標系上で大きさと位相を持つ出力
電圧ベクトル指令を算出する電圧指令演算手段７と、出
力電圧ベクトル指令を基に３相固定座標系上での３相出
力電圧指令を算出する座標系変換手段８と、３相出力電
圧指令を基にインバータの出力を制御するインバータ制
御手段と、直流コンデンサの直流リンク電圧を検出する
電圧検出手段26と、直流リンク電圧の脈動を基に、出力
電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整する位相調整
手段９とを備える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、単相交流電源から
の交流電力を単相ＰＷＭコンバータにより直流電力に変
換し、さらにインバータにより任意の周波数の交流電力
に変換して、永久磁石電動機を駆動制御するシステムに
おいて、特に単相ＰＷＭコンバータの整流に起因した直
流リンク電圧の脈動により発生する永久磁石電動機のト
ルクリプルを効果的に抑制するようにした電力変換装置
に関するものである。
の交流電力を単相ＰＷＭコンバータにより直流電力に変
換し、さらにインバータにより任意の周波数の交流電力
に変換して、永久磁石電動機を駆動制御するシステムに
おいて、特に単相ＰＷＭコンバータの整流に起因した直
流リンク電圧の脈動により発生する永久磁石電動機のト
ルクリプルを効果的に抑制するようにした電力変換装置
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】一般に、単相交流電源からの交流電力を
単相ＰＷＭコンバータにより直流電力に変換し、この直
流電力を直流コンデンサにより平滑化し、さらにインバ
ータにより任意の周波数の交流電力に変換して、誘導電
動機を駆動制御するシステムにおいては、コンバータか
ら直流コンデンサに流れる電流に高調波が重畳するた
め、直流リンク電圧が脈動する。
単相ＰＷＭコンバータにより直流電力に変換し、この直
流電力を直流コンデンサにより平滑化し、さらにインバ
ータにより任意の周波数の交流電力に変換して、誘導電
動機を駆動制御するシステムにおいては、コンバータか
ら直流コンデンサに流れる電流に高調波が重畳するた
め、直流リンク電圧が脈動する。
【０００３】この場合、直流リンク電圧の脈動の周波数
は、交流電源が３相交流電源の場合には、電源周波数ｆ
soの６倍周波数６ｆsoであり、交流電源が単相交流電源
の場合には、電源周波数Ｆsoの２倍の周波数２Ｆsoであ
る。
は、交流電源が３相交流電源の場合には、電源周波数ｆ
soの６倍周波数６ｆsoであり、交流電源が単相交流電源
の場合には、電源周波数Ｆsoの２倍の周波数２Ｆsoであ
る。
【０００４】一方、インバータにより直流電圧から３相
交流を作り出す場合、直流リンク電圧の脈動によって、
相電流のビート現象とトルクのリプルが発生し問題とな
る。この相電流のビート現象とは、直流リンク電圧の脈
動周波数２Ｆsoとインバータ出力周波数Ｆi との差の周
波数で、相電流が振動する現象であり、過電流の原因と
なる。
交流を作り出す場合、直流リンク電圧の脈動によって、
相電流のビート現象とトルクのリプルが発生し問題とな
る。この相電流のビート現象とは、直流リンク電圧の脈
動周波数２Ｆsoとインバータ出力周波数Ｆi との差の周
波数で、相電流が振動する現象であり、過電流の原因と
なる。
【０００５】トルクに関しては、直流リンク電圧の脈動
周波数のリプルが生じ、機械共振の起震源となる。これ
は、特に交流電源が単相交流電源である場合に、直流リ
ンク電圧の変動周波数が低いため、問題となる。
周波数のリプルが生じ、機械共振の起震源となる。これ
は、特に交流電源が単相交流電源である場合に、直流リ
ンク電圧の変動周波数が低いため、問題となる。
【０００６】電源周波数が、５０Ｈｚ，６０Ｈｚの場合
には、直流リンク電圧の脈動周波数は、１００Ｈｚ，１
２０Ｈｚとなる。そこで、最近では、このような電動機
に発生するビート現象を抑制する方式として、例えば文
献１（「コンバータ・インバータシステムにおけるビー
ト現象の抑制法」電気学会論文誌Ｄ部門Ｖｏｌ．１０９
Ｎｏ．５ Ｐ．３６３）において、相電流のビート現
象に関して、その原因が相電圧に重畳する正負間のアン
バランス電圧にあるとして、このアンバランスを除去す
る制御方法が提案されてきている。
には、直流リンク電圧の脈動周波数は、１００Ｈｚ，１
２０Ｈｚとなる。そこで、最近では、このような電動機
に発生するビート現象を抑制する方式として、例えば文
献１（「コンバータ・インバータシステムにおけるビー
ト現象の抑制法」電気学会論文誌Ｄ部門Ｖｏｌ．１０９
Ｎｏ．５ Ｐ．３６３）において、相電流のビート現
象に関して、その原因が相電圧に重畳する正負間のアン
バランス電圧にあるとして、このアンバランスを除去す
る制御方法が提案されてきている。
【０００７】以下に、従来の相電流ビート現象を抑制す
るための具体的な方法について、図８を用いて説明す
る。図８は、従来の電力変換装置の概略構成例を示すブ
ロック図である。
るための具体的な方法について、図８を用いて説明す
る。図８は、従来の電力変換装置の概略構成例を示すブ
ロック図である。
【０００８】図８において、単相交流電源１からの交流
電力を単相ＰＷＭコンバータ２により直流電力に変換
し、直流コンデンサ３により平滑化し、さらにインバー
タ４により任意の周波数の交流電力に変換して、誘導電
動機２３を駆動制御するシステムとなっている。
電力を単相ＰＷＭコンバータ２により直流電力に変換
し、直流コンデンサ３により平滑化し、さらにインバー
タ４により任意の周波数の交流電力に変換して、誘導電
動機２３を駆動制御するシステムとなっている。
【０００９】一方、滑り周波数制御器２５により滑り周
波数基準Ｆs * が算出され、速度検出器２４により検出
された誘導電動機２３の周波数Ｆr と加算されることに
よって、インバータ４の出力周波数基準Ｆ１* が算出さ
れる。
波数基準Ｆs * が算出され、速度検出器２４により検出
された誘導電動機２３の周波数Ｆr と加算されることに
よって、インバータ４の出力周波数基準Ｆ１* が算出さ
れる。
【００１０】また、電圧検出器２６により検出された、
直流コンデンサ３の端子電圧である直流リンク電圧Ｖdc
は、平均値演算器２１により平均値Ｖdc* が算出され、
バンドパスフィルタ１２によりその平均値からの脈動量
ΔＶdcが演算される。そして、脈動量ΔＶdcを平均値Ｖ
dc* で除した（割った）値が、周波数調整器２０に入力
される。
直流コンデンサ３の端子電圧である直流リンク電圧Ｖdc
は、平均値演算器２１により平均値Ｖdc* が算出され、
バンドパスフィルタ１２によりその平均値からの脈動量
ΔＶdcが演算される。そして、脈動量ΔＶdcを平均値Ｖ
dc* で除した（割った）値が、周波数調整器２０に入力
される。
【００１１】さらに、周波数調整器２０では、入力とな
る電源周波数Ｆsoの２倍周波数２Ｆsoの正弦波に、ゲイ
ン補償と位相補償を行なった正弦波が出力される。この
出力は、インバータ４の出力周波数の調整値ΔＦ１であ
り、インバータ４の出力周波数基準Ｆ１* に加算され
て、インバータ４の出力周波数Ｆ１となる。
る電源周波数Ｆsoの２倍周波数２Ｆsoの正弦波に、ゲイ
ン補償と位相補償を行なった正弦波が出力される。この
出力は、インバータ４の出力周波数の調整値ΔＦ１であ
り、インバータ４の出力周波数基準Ｆ１* に加算され
て、インバータ４の出力周波数Ｆ１となる。
【００１２】さらに、インバータ制御器２２では、この
インバータ４の出力周波数Ｆ１を基に、インバータ４に
ゲート信号が発生される。ところで、上記文献１では、
電流ビートに関して、周波数調整器２２の設定法を解析
的に求めている。さらに、ゲインおよび位相を微調整す
ることによって、トルクリプルが抑制できる点を指摘し
ている。
インバータ４の出力周波数Ｆ１を基に、インバータ４に
ゲート信号が発生される。ところで、上記文献１では、
電流ビートに関して、周波数調整器２２の設定法を解析
的に求めている。さらに、ゲインおよび位相を微調整す
ることによって、トルクリプルが抑制できる点を指摘し
ている。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、ゲイン
および位相を微調整することで、トルクリプルが抑制で
きるという点に関しては、シミュレーションの結果から
その効果を指摘するのみであり、その根拠については一
切述べられていない。
および位相を微調整することで、トルクリプルが抑制で
きるという点に関しては、シミュレーションの結果から
その効果を指摘するのみであり、その根拠については一
切述べられていない。
【００１４】また、運転状況に応じた調整、すなわちイ
ンバータ４の出力周波数に応じた調整が必要である点を
指摘しているものの、その理論的な裏付けがないために
調整法が不明確であり、実際の調整は困難であるという
問題がある。
ンバータ４の出力周波数に応じた調整が必要である点を
指摘しているものの、その理論的な裏付けがないために
調整法が不明確であり、実際の調整は困難であるという
問題がある。
【００１５】さらに、誘導電動機の代わりに永久磁石電
動機を駆動するシステムでは、電動機の特性が異なるこ
と、また永久磁石電動機の場合には、突極性を有する電
動機が存在すること等から、その効果は疑わしい。
動機を駆動するシステムでは、電動機の特性が異なるこ
と、また永久磁石電動機の場合には、突極性を有する電
動機が存在すること等から、その効果は疑わしい。
【００１６】本発明の目的は、単相ＰＷＭコンバータと
インバータとにより永久磁石電動機を駆動制御するシス
テムにおいて、単相ＰＷＭコンバータの整流に起因した
直流リンク電圧の脈動する条件下においても、また永久
磁石電動機が突極性を有する場合においても、永久磁石
電動機の発生するトルクリプルを効果的に抑制すること
が可能な信頼性の高い電力変換装置を提供することにあ
る。
インバータとにより永久磁石電動機を駆動制御するシス
テムにおいて、単相ＰＷＭコンバータの整流に起因した
直流リンク電圧の脈動する条件下においても、また永久
磁石電動機が突極性を有する場合においても、永久磁石
電動機の発生するトルクリプルを効果的に抑制すること
が可能な信頼性の高い電力変換装置を提供することにあ
る。
【００１７】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、請求項１の発明の電力変換装置は、単相交流電源
からの交流電力を直流電力に変換して出力する単相ＰＷ
Ｍコンバータと、単相ＰＷＭコンバータから出力される
直流電力を平滑化する直流コンデンサと、直流コンデン
サにより平滑化された直流電力を任意の周波数の交流電
力に変換して永久磁石電動機を駆動制御するインバータ
と、永久磁石電動機の永久磁石軸の位置を検出する磁極
位置検出手段と、磁極位置検出手段により検出された永
久磁石軸をｄ軸とし、かつこのｄ軸に直交する軸をｑ軸
とするｄｑ軸座標系上で、大きさと位相とを持つ出力電
圧ベクトル指令を算出して出力する電圧指令演算手段
と、電圧指令演算手段により算出されたｄｑ軸座標系上
での出力電圧ベクトル指令に基づいて、３相固定座標系
上での３相出力電圧指令を算出して出力する座標系変換
手段と、座標系変換手段により算出された３相出力電圧
指令に基づいてインバータの出力を制御するインバータ
制御手段と、単相ＰＷＭコンバータの整流に起因した状
態量を抽出し、かつこの状態量に対して単相交流電源の
周波数の２倍成分を取り出す状態量取出手段と、状態量
取出手段により取り出された状態量の脈動が生じた状態
で当該状態量の脈動に基づいて、電圧指令演算手段によ
り算出されたｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令
のｄ軸からの位相を調整する位相調整手段とを備えてい
る。
めに、請求項１の発明の電力変換装置は、単相交流電源
からの交流電力を直流電力に変換して出力する単相ＰＷ
Ｍコンバータと、単相ＰＷＭコンバータから出力される
直流電力を平滑化する直流コンデンサと、直流コンデン
サにより平滑化された直流電力を任意の周波数の交流電
力に変換して永久磁石電動機を駆動制御するインバータ
と、永久磁石電動機の永久磁石軸の位置を検出する磁極
位置検出手段と、磁極位置検出手段により検出された永
久磁石軸をｄ軸とし、かつこのｄ軸に直交する軸をｑ軸
とするｄｑ軸座標系上で、大きさと位相とを持つ出力電
圧ベクトル指令を算出して出力する電圧指令演算手段
と、電圧指令演算手段により算出されたｄｑ軸座標系上
での出力電圧ベクトル指令に基づいて、３相固定座標系
上での３相出力電圧指令を算出して出力する座標系変換
手段と、座標系変換手段により算出された３相出力電圧
指令に基づいてインバータの出力を制御するインバータ
制御手段と、単相ＰＷＭコンバータの整流に起因した状
態量を抽出し、かつこの状態量に対して単相交流電源の
周波数の２倍成分を取り出す状態量取出手段と、状態量
取出手段により取り出された状態量の脈動が生じた状態
で当該状態量の脈動に基づいて、電圧指令演算手段によ
り算出されたｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令
のｄ軸からの位相を調整する位相調整手段とを備えてい
る。
【００１８】従って、請求項１の発明の電力変換装置に
おいては、単相ＰＷＭコンバータの整流に起因した状態
量を抽出し、この状態量に対して単相交流電源の周波数
の２倍成分を取り出し、この状態量の脈動に応じて出力
電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整することによ
り、単相ＰＷＭコンバータの整流に起因した直流リンク
電圧の脈動する条件下でも、また永久磁石電動機が突極
性を有する場合でも、永久磁石電動機の発生するトルク
リプルを効果的に抑制することができる。
おいては、単相ＰＷＭコンバータの整流に起因した状態
量を抽出し、この状態量に対して単相交流電源の周波数
の２倍成分を取り出し、この状態量の脈動に応じて出力
電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整することによ
り、単相ＰＷＭコンバータの整流に起因した直流リンク
電圧の脈動する条件下でも、また永久磁石電動機が突極
性を有する場合でも、永久磁石電動機の発生するトルク
リプルを効果的に抑制することができる。
【００１９】このトルクリプルを抑制することによっ
て、より繊細なトルク制御を実現することができる。ま
た、トルクのリプルに起因した機械系の共振を抑えるこ
とが可能となり、振動、騒音、機械疲労を低減すること
ができる。
て、より繊細なトルク制御を実現することができる。ま
た、トルクのリプルに起因した機械系の共振を抑えるこ
とが可能となり、振動、騒音、機械疲労を低減すること
ができる。
【００２０】一方、請求項２の発明の電力変換装置は、
上記請求項１の発明の電力変換装置における状態量取出
手段として、直流コンデンサの端子電圧である直流リン
ク電圧を検出する電圧検出手段を備え、電圧検出手段に
より検出された直流リンク電圧の脈動に基づいて、電圧
指令演算手段により算出されたｄｑ軸座標系上での出力
電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整する位相調整
手段を備えている。
上記請求項１の発明の電力変換装置における状態量取出
手段として、直流コンデンサの端子電圧である直流リン
ク電圧を検出する電圧検出手段を備え、電圧検出手段に
より検出された直流リンク電圧の脈動に基づいて、電圧
指令演算手段により算出されたｄｑ軸座標系上での出力
電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整する位相調整
手段を備えている。
【００２１】従って、請求項２の発明の電力変換装置に
おいては、直流リンク電圧の脈動に応じて出力電圧ベク
トル指令のｄ軸からの位相を調整することにより、単相
ＰＷＭコンバータの整流に起因した直流リンク電圧の脈
動する条件下でも、また永久磁石電動機が突極性を有す
る場合でも、永久磁石電動機の発生するトルクリプルを
効果的に抑制することができる。
おいては、直流リンク電圧の脈動に応じて出力電圧ベク
トル指令のｄ軸からの位相を調整することにより、単相
ＰＷＭコンバータの整流に起因した直流リンク電圧の脈
動する条件下でも、また永久磁石電動機が突極性を有す
る場合でも、永久磁石電動機の発生するトルクリプルを
効果的に抑制することができる。
【００２２】このトルクリプルを抑制することによっ
て、より繊細なトルク制御を実現することができる。ま
た、トルクのリプルに起因した機械系の共振を抑えるこ
とが可能となり、振動、騒音、機械疲労を低減すること
ができる。
て、より繊細なトルク制御を実現することができる。ま
た、トルクのリプルに起因した機械系の共振を抑えるこ
とが可能となり、振動、騒音、機械疲労を低減すること
ができる。
【００２３】また、請求項３の発明の電力変換装置は、
上記請求項２の発明の電力変換装置において、上記位相
調整手段として、電圧検出手段により検出された直流リ
ンク電圧から脈動の正弦波を抽出する抽出手段と、抽出
手段により抽出された直流リンク電圧の脈動の正弦波の
振幅と位相とを調整し、かつこの振幅と位相とが調整さ
れた正弦波を、ｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指
令の位相調整量として出力する振幅・位相補償手段とか
ら構成している。
上記請求項２の発明の電力変換装置において、上記位相
調整手段として、電圧検出手段により検出された直流リ
ンク電圧から脈動の正弦波を抽出する抽出手段と、抽出
手段により抽出された直流リンク電圧の脈動の正弦波の
振幅と位相とを調整し、かつこの振幅と位相とが調整さ
れた正弦波を、ｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指
令の位相調整量として出力する振幅・位相補償手段とか
ら構成している。
【００２４】従って、請求項３の発明の電力変換装置に
おいては、上記請求項２の発明と同様な作用効果が得ら
れるのに加えて、直流リンク電圧の脈動の周波数を特定
できるような場合には、他の周波数成分に干渉せずに特
定の脈動を抑制することができる。これにより、他の特
性に影響を与えずにトルクリプルを抑えることができ
る。
おいては、上記請求項２の発明と同様な作用効果が得ら
れるのに加えて、直流リンク電圧の脈動の周波数を特定
できるような場合には、他の周波数成分に干渉せずに特
定の脈動を抑制することができる。これにより、他の特
性に影響を与えずにトルクリプルを抑えることができ
る。
【００２５】さらに、請求項４の発明の電力変換装置
は、上記請求項３の発明の電力変換装置において、上記
位相調整手段として、直流リンク電圧の脈動の正弦波の
振幅の補償量Ｋg を下記（１）式に基づいて算出し、位
相の補償量Ｋp を下記（２）式に基づいて算出するよう
にしている。
は、上記請求項３の発明の電力変換装置において、上記
位相調整手段として、直流リンク電圧の脈動の正弦波の
振幅の補償量Ｋg を下記（１）式に基づいて算出し、位
相の補償量Ｋp を下記（２）式に基づいて算出するよう
にしている。
【００２６】
【数２】
【００２７】
【表２】
【００２８】従って、請求項４の発明の電力変換装置に
おいては、上記請求項２および請求項３の発明と同様な
作用効果が得られるのに加えて、永久磁石電動機のパラ
メータが把握できる場合には、調整を容易にすることが
できる。また、動作状態に応じて調整量を算出するた
め、さまざまな状況下においてトルクリプルを抑制する
ことができる。
おいては、上記請求項２および請求項３の発明と同様な
作用効果が得られるのに加えて、永久磁石電動機のパラ
メータが把握できる場合には、調整を容易にすることが
できる。また、動作状態に応じて調整量を算出するた
め、さまざまな状況下においてトルクリプルを抑制する
ことができる。
【００２９】一方、請求項５の発明の電力変換装置は、
上記請求項１の発明の電力変換装置における状態量取出
手段として、永久磁石電動機に流れる電流を検出する電
流検出手段と、電流検出手段により検出された電流から
ｑ軸電流の成分を算出して出力する第２の座標系変換手
段とを備え、第２の座標系変換手段により算出されたｑ
軸電流の脈動に基づいて、電圧指令演算手段により算出
されたｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸
からの位相を調整する位相調整手段とを備えている。
上記請求項１の発明の電力変換装置における状態量取出
手段として、永久磁石電動機に流れる電流を検出する電
流検出手段と、電流検出手段により検出された電流から
ｑ軸電流の成分を算出して出力する第２の座標系変換手
段とを備え、第２の座標系変換手段により算出されたｑ
軸電流の脈動に基づいて、電圧指令演算手段により算出
されたｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸
からの位相を調整する位相調整手段とを備えている。
【００３０】従って、請求項５の発明の電力変換装置に
おいては、トルク電流の脈動に応じて出力電圧ベクトル
指令のｄ軸からの位相を調整することにより、単相ＰＷ
Ｍコンバータの整流に起因した直流リンク電圧の脈動す
る条件下でも、また永久磁石電動機が突極性を有する場
合でも、永久磁石電動機の発生するトルクリプルを効果
的に抑制することができる。
おいては、トルク電流の脈動に応じて出力電圧ベクトル
指令のｄ軸からの位相を調整することにより、単相ＰＷ
Ｍコンバータの整流に起因した直流リンク電圧の脈動す
る条件下でも、また永久磁石電動機が突極性を有する場
合でも、永久磁石電動機の発生するトルクリプルを効果
的に抑制することができる。
【００３１】これは、永久磁石電動機のパラメータが正
確にわからない場合や、永久磁石電動機が非突極性を有
する場合において特に有効に作用する。このトルクリプ
ルを抑制することによって、より繊細なトルク制御を実
現することができる。また、トルクのリプルに起因した
機械系の共振を抑えることが可能となり、振動、騒音、
機械疲労を低減することができる。
確にわからない場合や、永久磁石電動機が非突極性を有
する場合において特に有効に作用する。このトルクリプ
ルを抑制することによって、より繊細なトルク制御を実
現することができる。また、トルクのリプルに起因した
機械系の共振を抑えることが可能となり、振動、騒音、
機械疲労を低減することができる。
【００３２】一方、請求項６の発明の電力変換装置は、
上記請求項１の発明の電力変換装置における状態量取出
手段として、永久磁石電動機の発生するトルクの推定値
を算出して出力するトルク推定手段を備え、トルク推定
手段により算出されたトルク推定値の脈動に基づいて、
電圧指令演算手段により算出されたｄｑ軸座標系上での
出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整する位相
調整手段を備えている。
上記請求項１の発明の電力変換装置における状態量取出
手段として、永久磁石電動機の発生するトルクの推定値
を算出して出力するトルク推定手段を備え、トルク推定
手段により算出されたトルク推定値の脈動に基づいて、
電圧指令演算手段により算出されたｄｑ軸座標系上での
出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整する位相
調整手段を備えている。
【００３３】ここで、特に上記トルク推定手段として
は、例えば請求項７に記載したように、永久磁石電動機
に流れる電流を検出する手段と、検出された電流からｄ
軸電流およびｑ軸電流の各成分を算出して出力する手段
と、算出されたｄ軸電流およびｑ軸電流に基づいて、永
久磁石電動機の発生するトルクの推定値を算出して出力
する手段とから構成することが好ましい。
は、例えば請求項７に記載したように、永久磁石電動機
に流れる電流を検出する手段と、検出された電流からｄ
軸電流およびｑ軸電流の各成分を算出して出力する手段
と、算出されたｄ軸電流およびｑ軸電流に基づいて、永
久磁石電動機の発生するトルクの推定値を算出して出力
する手段とから構成することが好ましい。
【００３４】従って、請求項６および請求項７の発明の
電力変換装置においては、トルク推定値の脈動に応じて
出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整すること
により、単相ＰＷＭコンバータの整流に起因した直流リ
ンク電圧の脈動する条件下でも、また永久磁石電動機が
突極性を有する場合でも、永久磁石電動機の発生するト
ルクリプルを効果的に抑制することができる。
電力変換装置においては、トルク推定値の脈動に応じて
出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整すること
により、単相ＰＷＭコンバータの整流に起因した直流リ
ンク電圧の脈動する条件下でも、また永久磁石電動機が
突極性を有する場合でも、永久磁石電動機の発生するト
ルクリプルを効果的に抑制することができる。
【００３５】これは、永久磁石電動機が突極性を有する
場合においても有効に作用する。このトルクリプルを抑
制することによって、より繊細なトルク制御を実現する
ことができる。また、トルクのリプルに起因した機械系
の共振を抑えることが可能となり、振動、騒音、機械疲
労を低減することができる。
場合においても有効に作用する。このトルクリプルを抑
制することによって、より繊細なトルク制御を実現する
ことができる。また、トルクのリプルに起因した機械系
の共振を抑えることが可能となり、振動、騒音、機械疲
労を低減することができる。
【００３６】一方、請求項８の発明の電力変換装置は、
上記請求項１乃至請求項７のいずれか１項の発明の電力
変換装置において、上記インバータが、定電圧可変周波
数（ＣＶＶＦ）モードで動作するようにしている。
上記請求項１乃至請求項７のいずれか１項の発明の電力
変換装置において、上記インバータが、定電圧可変周波
数（ＣＶＶＦ）モードで動作するようにしている。
【００３７】従って、請求項８の発明の電力変換装置に
おいては、請求項１乃至請求項７の発明と同様な作用効
果を得ることができる。特に、この場合には、インバー
タのＰＷＭ動作が１パルスモードで、出力電圧が直流電
圧に依存する場合においても、有効に作用する。
おいては、請求項１乃至請求項７の発明と同様な作用効
果を得ることができる。特に、この場合には、インバー
タのＰＷＭ動作が１パルスモードで、出力電圧が直流電
圧に依存する場合においても、有効に作用する。
【００３８】
【発明の実施の形態】本発明では、単相交流電源からの
交流電力を単相ＰＷＭコンバータにより直流電力に変換
し、この直流電力を直流コンデンサにより平滑化し、こ
の平滑化された直流電力をインバータにより任意の周波
数の交流電力に変換して永久磁石電動機を駆動制御する
システムにおいて、単相ＰＷＭコンバータの整流に起因
した状態量を抽出し、この状態量に対して単相交流電源
の周波数の２倍成分を取り出し、この状態量の脈動に応
じて出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整する
ことにより、単相ＰＷＭコンバータの整流に起因した直
流リンク電圧の脈動する条件下でも、また永久磁石電動
機が突極性を有する場合でも、永久磁石電動機の発生す
るトルクリプルを効果的に抑制することを特徴とするも
のである。
交流電力を単相ＰＷＭコンバータにより直流電力に変換
し、この直流電力を直流コンデンサにより平滑化し、こ
の平滑化された直流電力をインバータにより任意の周波
数の交流電力に変換して永久磁石電動機を駆動制御する
システムにおいて、単相ＰＷＭコンバータの整流に起因
した状態量を抽出し、この状態量に対して単相交流電源
の周波数の２倍成分を取り出し、この状態量の脈動に応
じて出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整する
ことにより、単相ＰＷＭコンバータの整流に起因した直
流リンク電圧の脈動する条件下でも、また永久磁石電動
機が突極性を有する場合でも、永久磁石電動機の発生す
るトルクリプルを効果的に抑制することを特徴とするも
のである。
【００３９】以下、上記のような考え方に基づく本発明
の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明す
る。 （第１の実施の形態：請求項１乃至請求項４に対応）図
１は、本実施の形態による電力変換装置の概略構成例を
示すブロック図であり、前述した図８と同一部分には同
一符号を付して示している。
の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明す
る。 （第１の実施の形態：請求項１乃至請求項４に対応）図
１は、本実施の形態による電力変換装置の概略構成例を
示すブロック図であり、前述した図８と同一部分には同
一符号を付して示している。
【００４０】図１において、単相交流電源１からの交流
電力を単相ＰＷＭコンバータ２により直流電力に変換
し、直流コンデンサ３により平滑化し、さらにインバー
タ４により任意の周波数の交流電力に変換して、永久磁
石電動機（ＰＭ）５を駆動制御するシステムとなってい
る。
電力を単相ＰＷＭコンバータ２により直流電力に変換
し、直流コンデンサ３により平滑化し、さらにインバー
タ４により任意の周波数の交流電力に変換して、永久磁
石電動機（ＰＭ）５を駆動制御するシステムとなってい
る。
【００４１】一方、制御系としては、いわゆるベクトル
制御方式である。このベクトル制御方式は、電流、電
圧、磁束をベクトル量として制御する方式であり、ｄｑ
軸として定義される回転する座標系（ｄｑ軸回転座標
系）上で制御を行なう。
制御方式である。このベクトル制御方式は、電流、電
圧、磁束をベクトル量として制御する方式であり、ｄｑ
軸として定義される回転する座標系（ｄｑ軸回転座標
系）上で制御を行なう。
【００４２】また、このベクトル制御方式は、例えば文
献２（「電気機器工学II」、電気学会）等により公知の
技術であり、多くの方式が提案されてきている。次に、
本実施の形態のベクトル制御方式の構成について具体的
に述べる。
献２（「電気機器工学II」、電気学会）等により公知の
技術であり、多くの方式が提案されてきている。次に、
本実施の形態のベクトル制御方式の構成について具体的
に述べる。
【００４３】図１において、位置検出器６により、永久
磁石電動機５の磁極（永久磁石軸）の位置θm を検出す
る。また、位置検出器６により検出された磁極の位置θ
m から、この永久磁石軸をｄ軸としかつこのｄ軸に直交
する軸をｑ軸とするｄｑ軸座標系上を導入し、ｄ軸電流
の指令値Ｉd Ｒefとｑ軸電流の指令値Ｉq Ｒefとを入力
とする電圧指令演算器７により、ｄ，ｑ軸電流指令値Ｉ
d Ｒef，Ｉq Ｒefにそれぞれの応答値Ｉd ，Ｉq が追従
するように、出力電圧ベクトル指令を算出する。
磁石電動機５の磁極（永久磁石軸）の位置θm を検出す
る。また、位置検出器６により検出された磁極の位置θ
m から、この永久磁石軸をｄ軸としかつこのｄ軸に直交
する軸をｑ軸とするｄｑ軸座標系上を導入し、ｄ軸電流
の指令値Ｉd Ｒefとｑ軸電流の指令値Ｉq Ｒefとを入力
とする電圧指令演算器７により、ｄ，ｑ軸電流指令値Ｉ
d Ｒef，Ｉq Ｒefにそれぞれの応答値Ｉd ，Ｉq が追従
するように、出力電圧ベクトル指令を算出する。
【００４４】この出力電圧ベクトル指令は、ｄｑ軸座標
系上で極座標として表わされるものとする。すなわち、
図２に示すように、大きさＶとｄ軸からの位相Ｐとを持
つベクトルになる。
系上で極座標として表わされるものとする。すなわち、
図２に示すように、大きさＶとｄ軸からの位相Ｐとを持
つベクトルになる。
【００４５】一方、座標系変換器８により、永久磁石電
動機５の磁極の位置θm を基に、ｄｑ軸座標系上での出
力電圧ベクトル指令、すなわち大きさＶとｄ軸からの位
相Ｐとから、３相固定座標系上での３相出力電圧指令Ｖ
u * ，Ｖv * ，Ｖw * を算出する。
動機５の磁極の位置θm を基に、ｄｑ軸座標系上での出
力電圧ベクトル指令、すなわち大きさＶとｄ軸からの位
相Ｐとから、３相固定座標系上での３相出力電圧指令Ｖ
u * ，Ｖv * ，Ｖw * を算出する。
【００４６】また、図示しないインバータ制御器によ
り、この３相出力電圧指令Ｖu * ，Ｖv * ，Ｖw * に基
づいて、インバータ４の出力電圧を制御する。一方、電
圧検出器２６により、直流コンデンサ３の端子電圧であ
る直流リンク電圧Ｖdcを検出する。
り、この３相出力電圧指令Ｖu * ，Ｖv * ，Ｖw * に基
づいて、インバータ４の出力電圧を制御する。一方、電
圧検出器２６により、直流コンデンサ３の端子電圧であ
る直流リンク電圧Ｖdcを検出する。
【００４７】また、位相調整器９により、この直流電圧
Ｖdcの脈動に基づいて、上記ｄｑ軸座標系上での出力電
圧ベクトル指令のｄ軸からの位相の調整量ΔＰを算出す
る。そして、この位相の調整量ΔＰを、電圧指令演算器
７から出力されるｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル
指令のｄ軸からの位相基準Ｐ* と加算し、出力電圧ベク
トル指令のｄ軸からの位相Ｐとして座標系変換器８に入
力する。
Ｖdcの脈動に基づいて、上記ｄｑ軸座標系上での出力電
圧ベクトル指令のｄ軸からの位相の調整量ΔＰを算出す
る。そして、この位相の調整量ΔＰを、電圧指令演算器
７から出力されるｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル
指令のｄ軸からの位相基準Ｐ* と加算し、出力電圧ベク
トル指令のｄ軸からの位相Ｐとして座標系変換器８に入
力する。
【００４８】図３は、上記位相調整器９の詳細な構成例
を示すブロック図であり、前述した図１と同一部分には
同一符号を付して示している。図３において、電圧検出
器２６により検出された直流リンク電圧Ｖdcを、抽出手
段であるバンドパスフィルタ１２に入力する。
を示すブロック図であり、前述した図１と同一部分には
同一符号を付して示している。図３において、電圧検出
器２６により検出された直流リンク電圧Ｖdcを、抽出手
段であるバンドパスフィルタ１２に入力する。
【００４９】このバンドパスフィルタ１２の特性周波数
は、単相交流電源１の周波数の２倍成分の周波数とす
る。例えば、単相交流電源１の周波数が６０Ｈｚである
場合には、その２倍の周波数である１２０Ｈｚ成分のみ
を抽出するフィルタ特性を有するものとする。
は、単相交流電源１の周波数の２倍成分の周波数とす
る。例えば、単相交流電源１の周波数が６０Ｈｚである
場合には、その２倍の周波数である１２０Ｈｚ成分のみ
を抽出するフィルタ特性を有するものとする。
【００５０】このバンドパスフィルタ１２の出力は正弦
波であり、直流リンク電圧Ｖdcの脈動成分ΔＶdcに相当
する。すなわち、このバンドパスフィルタ１２は、電圧
検出器２６により検出された直流リンク電圧Ｖdcから脈
動の正弦波を抽出する。
波であり、直流リンク電圧Ｖdcの脈動成分ΔＶdcに相当
する。すなわち、このバンドパスフィルタ１２は、電圧
検出器２６により検出された直流リンク電圧Ｖdcから脈
動の正弦波を抽出する。
【００５１】また、この抽出された直流リンク電圧Ｖdc
の脈動量ΔＶdcを振幅補償器１３に入力する。この振幅
補償器１３は、ゲインＫg に基づいて、直流リンク電圧
Ｖdcの脈動量ΔＶdcの振幅を補償（調整）し、正弦波Δ
Ｐ′を出力する。
の脈動量ΔＶdcを振幅補償器１３に入力する。この振幅
補償器１３は、ゲインＫg に基づいて、直流リンク電圧
Ｖdcの脈動量ΔＶdcの振幅を補償（調整）し、正弦波Δ
Ｐ′を出力する。
【００５２】さらに、この振幅補償器１３からの出力で
ある正弦波ΔＰ′を、位相補償器１４に入力する。この
位相補償器１４は、入力された正弦波ΔＰ′の位相を補
償位相量Ｋp だけ進ませる。
ある正弦波ΔＰ′を、位相補償器１４に入力する。この
位相補償器１４は、入力された正弦波ΔＰ′の位相を補
償位相量Ｋp だけ進ませる。
【００５３】そして、この位相補償器１４の出力は、ｄ
ｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位
相基準Ｐ* への調整量ΔＰとなる。ここで、直流リンク
電圧Ｖdcの脈動成分ΔＶdcを補償するゲインＫg と補償
位相量Ｋp は、前述した（１）式、（２）式によりそれ
ぞれ算出する。
ｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位
相基準Ｐ* への調整量ΔＰとなる。ここで、直流リンク
電圧Ｖdcの脈動成分ΔＶdcを補償するゲインＫg と補償
位相量Ｋp は、前述した（１）式、（２）式によりそれ
ぞれ算出する。
【００５４】図４は、以上の直流リンク電圧Ｖdcと直流
リンク電圧Ｖdcの脈動ΔＶdcと出力電圧の位相への調整
量ΔＰとの関係の一例を示す波形図である。次に、以上
のように構成した本実施の形態の電力変換装置の作用に
ついて説明する。
リンク電圧Ｖdcの脈動ΔＶdcと出力電圧の位相への調整
量ΔＰとの関係の一例を示す波形図である。次に、以上
のように構成した本実施の形態の電力変換装置の作用に
ついて説明する。
【００５５】位置検出器６では、永久磁石電動機５の磁
極の位置θm が検出され、座標系変換器８に入力され
る。一方、電圧指令演算器７では、ｄ軸電流の指令値Ｉ
d Ｒefとｑ軸電流の指令値Ｉq Ｒefとから、ｄ，ｑ軸電
流指令値Ｉd Ｒef，Ｉq Ｒefにそれぞれの応答値Ｉd ，
Ｉq が追従するように、出力電圧ベクトル指令が算出さ
れる。
極の位置θm が検出され、座標系変換器８に入力され
る。一方、電圧指令演算器７では、ｄ軸電流の指令値Ｉ
d Ｒefとｑ軸電流の指令値Ｉq Ｒefとから、ｄ，ｑ軸電
流指令値Ｉd Ｒef，Ｉq Ｒefにそれぞれの応答値Ｉd ，
Ｉq が追従するように、出力電圧ベクトル指令が算出さ
れる。
【００５６】また、座標系変換器８では、永久磁石電動
機５の磁極の位置θm から、ｄｑ軸座標系上での出力電
圧ベクトル指令、すなわち大きさＶとｄ軸からの位相Ｐ
とから、３相固定座標系上での３相出力電圧指令Ｖu
* ，Ｖv * ，Ｖw * が算出される。
機５の磁極の位置θm から、ｄｑ軸座標系上での出力電
圧ベクトル指令、すなわち大きさＶとｄ軸からの位相Ｐ
とから、３相固定座標系上での３相出力電圧指令Ｖu
* ，Ｖv * ，Ｖw * が算出される。
【００５７】そして、図示しないインバータ制御器で
は、３相出力電圧指令Ｖu * ，Ｖv *，Ｖw * を基に、
インバータ４の出力電圧が制御される。一方、電圧検出
器２６では、直流コンデンサ３の端子電圧である直流リ
ンク電圧Ｖdcが検出される。
は、３相出力電圧指令Ｖu * ，Ｖv *，Ｖw * を基に、
インバータ４の出力電圧が制御される。一方、電圧検出
器２６では、直流コンデンサ３の端子電圧である直流リ
ンク電圧Ｖdcが検出される。
【００５８】また、位相調整器９では、この直流リンク
電圧Ｖdcの脈動に基づいて、ｄｑ軸座標系上での出力電
圧ベクトル指令のｄ軸からの位相の調整量ΔＰが算出さ
れる。
電圧Ｖdcの脈動に基づいて、ｄｑ軸座標系上での出力電
圧ベクトル指令のｄ軸からの位相の調整量ΔＰが算出さ
れる。
【００５９】そして、この位相の調整量ΔＰが、電圧指
令演算器７から出力されるｄｑ軸座標系上での出力電圧
ベクトル指令のｄ軸からの位相基準Ｐ* と加算され、出
力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相Ｐとして、座標系
変換器８に入力される。
令演算器７から出力されるｄｑ軸座標系上での出力電圧
ベクトル指令のｄ軸からの位相基準Ｐ* と加算され、出
力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相Ｐとして、座標系
変換器８に入力される。
【００６０】以上により、永久磁石電動機５に発生する
トルクのリプルを抑制することが可能である。以下、こ
の点について具体的に述べる。一般に、永久磁石電動機
５の特性方程式は、次のような式で表わされる。
トルクのリプルを抑制することが可能である。以下、こ
の点について具体的に述べる。一般に、永久磁石電動機
５の特性方程式は、次のような式で表わされる。
【００６１】
【数３】
【００６２】ここで、直流リンク電圧Ｖdcが単相交流電
源１の周波数Ｆsoの２倍の周波数２Ｆsoで脈動すると、
ｄｑ軸の出力電圧にも同一の周波数２Ｆsoの脈動が生じ
る。そして、ｄｑ軸出力電圧の周波数２Ｆso成分をそれ
ぞれΔＶd ，ΔＶq とする。また、永久磁石電動機５の
周波数ωM や界磁φF は、同周波数成分の脈動を生じな
いとする。
源１の周波数Ｆsoの２倍の周波数２Ｆsoで脈動すると、
ｄｑ軸の出力電圧にも同一の周波数２Ｆsoの脈動が生じ
る。そして、ｄｑ軸出力電圧の周波数２Ｆso成分をそれ
ぞれΔＶd ，ΔＶq とする。また、永久磁石電動機５の
周波数ωM や界磁φF は、同周波数成分の脈動を生じな
いとする。
【００６３】この脈動の周波数２Ｆso成分における、永
久磁石電動機５の特性方程式は、次のような式となる。
ただし、ｄｑ軸電流の脈動の周波数成分を、それぞれΔ
Ｉd ，ΔＩq とする。
久磁石電動機５の特性方程式は、次のような式となる。
ただし、ｄｑ軸電流の脈動の周波数成分を、それぞれΔ
Ｉd ，ΔＩq とする。
【００６４】
【数４】 次に、上記式をｄｑ軸電流の脈動成分について解くと、
次のような式となる。
次のような式となる。
【００６５】
【数５】 ここで、永久磁石電動機５の発生するトルクＴm は、次
のような式で表わされる。
のような式で表わされる。
【００６６】
【数６】
【００６７】直流リンク電圧Ｖdcの脈動がトルクに与え
る影響ΔＴm は、界磁φF を一定とすると、次のような
式により近似される。ここで、Ｉd * ，Ｉq * はｄｑ軸
電流の平均値である。
る影響ΔＴm は、界磁φF を一定とすると、次のような
式により近似される。ここで、Ｉd * ，Ｉq * はｄｑ軸
電流の平均値である。
【００６８】
【数７】 次に、トルクリプルを抑制する条件は、以下のようであ
る。
る。
【００６９】
【数８】 上記（８），（１２），（１３）式より、トルクリプル
を抑制するためのｄｑ軸電圧の脈動成分に関する関係を
得る。
を抑制するためのｄｑ軸電圧の脈動成分に関する関係を
得る。
【００７０】
【数９】
【００７１】ｄ軸出力電圧の脈動ΔＶd とｑ軸出力電圧
の脈動ΔＶq とが、上記式を満たすことにより、トルク
のリプルを抑制できることがわかる。ここで、ｄ，ｑ軸
出力電圧の脈動ΔＶd ，ΔＶq と、極座標で表わした出
力電圧との関係を示す。
の脈動ΔＶq とが、上記式を満たすことにより、トルク
のリプルを抑制できることがわかる。ここで、ｄ，ｑ軸
出力電圧の脈動ΔＶd ，ΔＶq と、極座標で表わした出
力電圧との関係を示す。
【００７２】例えば、ＰＷＭ制御が、方形波モードない
しは１パルスモードで動作し、出力電圧の大きさが直流
リンク電圧Ｖdcにより一意に決まる場合には、次の（１
７）式のような関係になる。
しは１パルスモードで動作し、出力電圧の大きさが直流
リンク電圧Ｖdcにより一意に決まる場合には、次の（１
７）式のような関係になる。
【００７３】出力電圧のｄｑ軸座標上での大きさＶは
（１７）式で表わされる、同式より、直流リンク電圧Ｖ
dcが脈動することにより、出力電圧の大きさＶにも脈動
が生じることがわかる。
（１７）式で表わされる、同式より、直流リンク電圧Ｖ
dcが脈動することにより、出力電圧の大きさＶにも脈動
が生じることがわかる。
【００７４】
【数１０】
【００７５】上記（１７）式において、直流リンク電圧
Ｖdcの脈動周波数２Ｆsoに関しては、次のような式が成
り立つ。ここで、ΔＶdcは直流リンク電圧Ｖdcの脈動成
分であり、ΔＰは出力電圧のｄ軸からの位相の脈動成分
である。
Ｖdcの脈動周波数２Ｆsoに関しては、次のような式が成
り立つ。ここで、ΔＶdcは直流リンク電圧Ｖdcの脈動成
分であり、ΔＰは出力電圧のｄ軸からの位相の脈動成分
である。
【００７６】
【数１１】
【００７７】ここで、トルク脈動を抑制するためのｄｑ
軸電圧の条件式（１４）に、上記（１９）式を代入する
ことにより、直流リンク電圧Ｖdcの脈動ΔＶdcと出力電
圧位相ΔＰの脈動との関係を得る。
軸電圧の条件式（１４）に、上記（１９）式を代入する
ことにより、直流リンク電圧Ｖdcの脈動ΔＶdcと出力電
圧位相ΔＰの脈動との関係を得る。
【００７８】
【数１２】 特に、単相交流電源１の周波数の２倍の周波数成分に関
しては、次のような式の関係となる。
しては、次のような式の関係となる。
【００７９】
【数１３】
【００８０】従って、直流リンク電圧Ｖdcの脈動ΔＶdc
と出力電圧の位相の脈動ΔＰとの関係が、上記のような
式を満たす場合に、トルクのリプルを抑制することが可
能である。
と出力電圧の位相の脈動ΔＰとの関係が、上記のような
式を満たす場合に、トルクのリプルを抑制することが可
能である。
【００８１】ここで、ゲインの補償量Ｋg を（２３）式
により算出し、位相の補償量Ｋp を（２４）式により演
算する。図３に示すように、直流リンク電圧Ｖdcの脈動
の正弦波の振幅をＫg 倍し、さらに位相をＫp 進めるこ
とにより、上記（２２）式を満たす出力電圧の位相への
調整量ΔＰを算出することができる。そして、常に上記
（２２）式を満たすことから、永久磁石電動機５のトル
クのリプルを抑制することが可能である。
により算出し、位相の補償量Ｋp を（２４）式により演
算する。図３に示すように、直流リンク電圧Ｖdcの脈動
の正弦波の振幅をＫg 倍し、さらに位相をＫp 進めるこ
とにより、上記（２２）式を満たす出力電圧の位相への
調整量ΔＰを算出することができる。そして、常に上記
（２２）式を満たすことから、永久磁石電動機５のトル
クのリプルを抑制することが可能である。
【００８２】
【数１４】
【００８３】ここで、前述した（１）式は、上記（２
３）式に（２）式は（２４）式に、（３）式は（２１）
式に、（４）式は（１６）式に、（５）式は（１１）式
にそれぞれ対応する。
３）式に（２）式は（２４）式に、（３）式は（２１）
式に、（４）式は（１６）式に、（５）式は（１１）式
にそれぞれ対応する。
【００８４】以上により、直流リンク電圧Ｖdcが脈動す
る条件下において、トルクリプルの脈動を抑制すること
ができる。上述したように、本実施の形態の電力変換装
置においては、直流リンク電圧Ｖdcの脈動ΔＶdcに応じ
て、出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整する
ようにしているので、永久磁石電動機５の発生するトル
クのリプルを効果的に抑制することが可能となる。
る条件下において、トルクリプルの脈動を抑制すること
ができる。上述したように、本実施の形態の電力変換装
置においては、直流リンク電圧Ｖdcの脈動ΔＶdcに応じ
て、出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整する
ようにしているので、永久磁石電動機５の発生するトル
クのリプルを効果的に抑制することが可能となる。
【００８５】また、直流リンク電圧Ｖdcの脈動ΔＶdcの
周波数が特定できるような場合には、直流リンク電圧Ｖ
dcの脈動ΔＶdcのうち同周波数成分を抽出し、この抽出
された脈動の正弦波に対して振幅と位相とをそれぞれ補
償し、ｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸
からの位相を調整するようにしているので、他の周波数
成分に影響を与えずに、トルクのリプルを抑制すること
が可能となる。
周波数が特定できるような場合には、直流リンク電圧Ｖ
dcの脈動ΔＶdcのうち同周波数成分を抽出し、この抽出
された脈動の正弦波に対して振幅と位相とをそれぞれ補
償し、ｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸
からの位相を調整するようにしているので、他の周波数
成分に影響を与えずに、トルクのリプルを抑制すること
が可能となる。
【００８６】さらに、永久磁石電動機５のパラメータが
正確に把握できるような場合には、理論的に算出された
補償量Ｋg ，Ｋp を与えるようにしているので、なんら
調整を必要とすることなく、トルクのリプルを抑制する
ことが可能となる。
正確に把握できるような場合には、理論的に算出された
補償量Ｋg ，Ｋp を与えるようにしているので、なんら
調整を必要とすることなく、トルクのリプルを抑制する
ことが可能となる。
【００８７】このようにしてトルクのリプルを抑制する
ことにより、より繊細なトルク制御が必要とされる分野
への応用を期待することができる。また、トルクのリプ
ルに起因した機械共振を抑制することが可能となるた
め、騒音、振動、機械疲労を低減することができる。
ことにより、より繊細なトルク制御が必要とされる分野
への応用を期待することができる。また、トルクのリプ
ルに起因した機械共振を抑制することが可能となるた
め、騒音、振動、機械疲労を低減することができる。
【００８８】（第２の実施の形態：請求項１、請求項５
に対応）図５は、本実施の形態による電力変換装置の概
略構成例を示すブロック図であり、前述した図１と同一
部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは
異なる部分についてのみ述べる。
に対応）図５は、本実施の形態による電力変換装置の概
略構成例を示すブロック図であり、前述した図１と同一
部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは
異なる部分についてのみ述べる。
【００８９】本実施の形態による電力変換装置では、前
述した第１の実施の形態におけるｄｑ軸座標系上での出
力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相の調整量ΔＰの算
出を行なう部分の構成のみが異なっている。
述した第１の実施の形態におけるｄｑ軸座標系上での出
力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相の調整量ΔＰの算
出を行なう部分の構成のみが異なっている。
【００９０】すなわち、図５において、電流検出器１５
により、永久磁石電動機５のＵ相，Ｗ相の電流Ｉu ，Ｉ
w を検出する。また、座標系変換器１６により、電流検
出器１５により検出された電流Ｉu ，Ｉw をｄｑ軸座標
系上へと変換して、ｑ軸電流Ｉq の成分を算出する。
により、永久磁石電動機５のＵ相，Ｗ相の電流Ｉu ，Ｉ
w を検出する。また、座標系変換器１６により、電流検
出器１５により検出された電流Ｉu ，Ｉw をｄｑ軸座標
系上へと変換して、ｑ軸電流Ｉq の成分を算出する。
【００９１】そして、このｑ軸電流Ｉq の成分をｑ軸電
流指令値Ｉd Ｒefから差し引いて、ｑ軸電流の偏差を位
相調整器１７に入力する。さらに、位相調整器１７によ
り、このｑ軸電流の偏差に基づいて、上記ｄｑ軸座標系
上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相の調整量
ΔＰを算出する。
流指令値Ｉd Ｒefから差し引いて、ｑ軸電流の偏差を位
相調整器１７に入力する。さらに、位相調整器１７によ
り、このｑ軸電流の偏差に基づいて、上記ｄｑ軸座標系
上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相の調整量
ΔＰを算出する。
【００９２】そして、この位相の調整量ΔＰを、電圧指
令演算器７から出力されるｄｑ軸座標系上での出力電圧
ベクトル指令のｄ軸からの位相基準Ｐ* と加算し、出力
電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相Ｐとして、前記座標
系変換器８に入力する。
令演算器７から出力されるｄｑ軸座標系上での出力電圧
ベクトル指令のｄ軸からの位相基準Ｐ* と加算し、出力
電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相Ｐとして、前記座標
系変換器８に入力する。
【００９３】次に、以上のように構成した本実施の形態
の電力変換装置の作用について説明する。位置検出器６
では、永久磁石電動機５の磁極の位置θm が検出され、
座標系変換器８に入力される。
の電力変換装置の作用について説明する。位置検出器６
では、永久磁石電動機５の磁極の位置θm が検出され、
座標系変換器８に入力される。
【００９４】一方、電圧指令演算器７では、ｄ軸電流の
指令値Ｉd Ｒefとｑ軸電流の指令値Ｉq Ｒefとから、
ｄ，ｑ軸電流指令値Ｉd Ｒef，Ｉq Ｒefにそれぞれの応
答値Ｉd ，Ｉq が追従するように、出力電圧ベクトル指
令が算出される。
指令値Ｉd Ｒefとｑ軸電流の指令値Ｉq Ｒefとから、
ｄ，ｑ軸電流指令値Ｉd Ｒef，Ｉq Ｒefにそれぞれの応
答値Ｉd ，Ｉq が追従するように、出力電圧ベクトル指
令が算出される。
【００９５】また、座標系変換器８では、永久磁石電動
機５の磁極の位置θm から、ｄｑ軸座標系上での出力電
圧ベクトル指令、すなわち大きさＶとｄ軸からの位相Ｐ
とから、３相固定座標系上での３相出力電圧指令Ｖu
* ，Ｖv * ，Ｖw * が算出される。
機５の磁極の位置θm から、ｄｑ軸座標系上での出力電
圧ベクトル指令、すなわち大きさＶとｄ軸からの位相Ｐ
とから、３相固定座標系上での３相出力電圧指令Ｖu
* ，Ｖv * ，Ｖw * が算出される。
【００９６】そして、図示しないインバータ制御器で
は、３相出力電圧指令Ｖu * ，Ｖv *，Ｖw * を基に、
インバータ４の出力電圧が制御される。一方、電流検出
器１５では、永久磁石電動機５のＵ相，Ｗ相の電流Ｉu
，Ｉwが検出される。
は、３相出力電圧指令Ｖu * ，Ｖv *，Ｖw * を基に、
インバータ４の出力電圧が制御される。一方、電流検出
器１５では、永久磁石電動機５のＵ相，Ｗ相の電流Ｉu
，Ｉwが検出される。
【００９７】また、座標系変換器１６では、この電流Ｉ
u ，Ｉw に基づいて、ｄｑ軸座標系上でのｑ軸電流Ｉq
の成分が算出される。そして、このｑ軸電流Ｉq の成分
は、ｑ軸電流指令値Ｉd Ｒefから差し引かれて、ｑ軸電
流の偏差が位相調整器１７に入力される。
u ，Ｉw に基づいて、ｄｑ軸座標系上でのｑ軸電流Ｉq
の成分が算出される。そして、このｑ軸電流Ｉq の成分
は、ｑ軸電流指令値Ｉd Ｒefから差し引かれて、ｑ軸電
流の偏差が位相調整器１７に入力される。
【００９８】さらに、位相調整器１７では、このｑ軸電
流の偏差に基づいて、ｄｑ軸座標系上での出力電圧ベク
トル指令のｄ軸からの位相の調整量ΔＰが算出される。
そして、この位相の調整量ΔＰが、電圧指令演算器７か
ら出力されるｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令
のｄ軸からの位相基準Ｐ* と加算され、出力電圧ベクト
ル指令のｄ軸からの位相Ｐとして、座標系変換器８に入
力される。
流の偏差に基づいて、ｄｑ軸座標系上での出力電圧ベク
トル指令のｄ軸からの位相の調整量ΔＰが算出される。
そして、この位相の調整量ΔＰが、電圧指令演算器７か
ら出力されるｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令
のｄ軸からの位相基準Ｐ* と加算され、出力電圧ベクト
ル指令のｄ軸からの位相Ｐとして、座標系変換器８に入
力される。
【００９９】以上により、永久磁石電動機５に発生する
トルクのリプルを抑制することが可能である。すなわ
ち、永久磁石電動機５のトルクＴm は、前述した（１
０）式で表わされるように、ｑ軸電流Ｉq に大きく依存
する。特に、永久磁石電動機５が非突極性を有する場合
には、トルクはｑ軸電流のみに依存する。
トルクのリプルを抑制することが可能である。すなわ
ち、永久磁石電動機５のトルクＴm は、前述した（１
０）式で表わされるように、ｑ軸電流Ｉq に大きく依存
する。特に、永久磁石電動機５が非突極性を有する場合
には、トルクはｑ軸電流のみに依存する。
【０１００】出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を
調整することで、トルクリプルを抑制できることは、前
述した第１の実施の形態において示していることから、
トルクに大きく依存するｑ軸電流の偏差、すなわち脈動
に応じて出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整
することにより、トルクのリプルを抑制することが期待
できる。
調整することで、トルクリプルを抑制できることは、前
述した第１の実施の形態において示していることから、
トルクに大きく依存するｑ軸電流の偏差、すなわち脈動
に応じて出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整
することにより、トルクのリプルを抑制することが期待
できる。
【０１０１】これは、特に、永久磁石電動機５が非突極
性を有する場合に、トルクはｑ軸電流のみに依存するた
め、ｑ軸電流Ｉq の脈動を抑制する本実施の形態では効
果的に作用し、永久磁石電動機５のパラメータが正確に
把握できない場合にも有効である。
性を有する場合に、トルクはｑ軸電流のみに依存するた
め、ｑ軸電流Ｉq の脈動を抑制する本実施の形態では効
果的に作用し、永久磁石電動機５のパラメータが正確に
把握できない場合にも有効である。
【０１０２】上述したように、本実施の形態の電力変換
装置においては、トルク電流の脈動、すなわちｑ軸電流
Ｉq の脈動に応じて、出力電圧ベクトル指令のｄ軸から
の位相を調整するようにしているので、永久磁石電動機
５の発生するトルクのリプルを効果的に抑制することが
可能となる。
装置においては、トルク電流の脈動、すなわちｑ軸電流
Ｉq の脈動に応じて、出力電圧ベクトル指令のｄ軸から
の位相を調整するようにしているので、永久磁石電動機
５の発生するトルクのリプルを効果的に抑制することが
可能となる。
【０１０３】これは、永久磁石電動機５のパラメータが
正確にわからない場合や、永久磁石電動機５が非突極性
を有する場合において特に有効に作用する。このトルク
リプルを抑制することによって、より繊細なトルク制御
を実現することができる。また、トルクのリプルに起因
した機械系の共振を抑えることが可能となり、振動、騒
音、機械疲労を低減することができる。
正確にわからない場合や、永久磁石電動機５が非突極性
を有する場合において特に有効に作用する。このトルク
リプルを抑制することによって、より繊細なトルク制御
を実現することができる。また、トルクのリプルに起因
した機械系の共振を抑えることが可能となり、振動、騒
音、機械疲労を低減することができる。
【０１０４】（第３の実施の形態：請求項１、請求項
６、請求項７に対応）図６は、本実施の形態による電力
変換装置の概略構成例を示すブロック図であり、前述し
た図１と同一部分には同一符号を付してその説明を省略
し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
６、請求項７に対応）図６は、本実施の形態による電力
変換装置の概略構成例を示すブロック図であり、前述し
た図１と同一部分には同一符号を付してその説明を省略
し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１０５】本実施の形態による電力変換装置では、前
述した第１の実施の形態におけるｄｑ軸座標系上での出
力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相の調整量ΔＰの算
出を行なう部分の構成のみが異なっている。
述した第１の実施の形態におけるｄｑ軸座標系上での出
力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相の調整量ΔＰの算
出を行なう部分の構成のみが異なっている。
【０１０６】すなわち、図６において、電流検出器１５
により、永久磁石電動機５のＵ相，Ｗ相の電流Ｉu ，Ｉ
w を検出する。また、座標系変換器１６により、電流検
出器１５により検出された電流Ｉu ，Ｉw をｄｑ軸座標
系上へと変換して、ｄ軸電流Ｉd およびｑ軸電流Ｉq の
各成分を算出する。
により、永久磁石電動機５のＵ相，Ｗ相の電流Ｉu ，Ｉ
w を検出する。また、座標系変換器１６により、電流検
出器１５により検出された電流Ｉu ，Ｉw をｄｑ軸座標
系上へと変換して、ｄ軸電流Ｉd およびｑ軸電流Ｉq の
各成分を算出する。
【０１０７】さらに、トルク推定器１８により、座標系
変換器１６により算出されたｄ，ｑ軸電流Ｉd ，Ｉq の
各成分を基に、前述した（１０）式に従ってトルクの推
定値Ｔmhを算出する。
変換器１６により算出されたｄ，ｑ軸電流Ｉd ，Ｉq の
各成分を基に、前述した（１０）式に従ってトルクの推
定値Ｔmhを算出する。
【０１０８】そして、このトルク推定値Ｔmhをトルク指
令値Ｔm Ｒefから差し引いて、トルクの偏差を位相調整
器１７に入力する。さらに、位相調整器１７により、こ
のトルクの偏差に基づいて、上記ｄｑ軸座標系上での出
力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相の調整量ΔＰを算
出する。
令値Ｔm Ｒefから差し引いて、トルクの偏差を位相調整
器１７に入力する。さらに、位相調整器１７により、こ
のトルクの偏差に基づいて、上記ｄｑ軸座標系上での出
力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相の調整量ΔＰを算
出する。
【０１０９】そして、この位相の調整量ΔＰを、電圧指
令演算器７から出力されるｄｑ軸座標系上での出力電圧
ベクトル指令のｄ軸からの位相基準Ｐ* と加算し、出力
電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相Ｐとして、前記座標
系変換器８に入力する。
令演算器７から出力されるｄｑ軸座標系上での出力電圧
ベクトル指令のｄ軸からの位相基準Ｐ* と加算し、出力
電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相Ｐとして、前記座標
系変換器８に入力する。
【０１１０】次に、以上のように構成した本実施の形態
の電力変換装置の作用について説明する。位置検出器６
では、永久磁石電動機５の磁極の位置θm が検出され、
座標系変換器８に入力される。
の電力変換装置の作用について説明する。位置検出器６
では、永久磁石電動機５の磁極の位置θm が検出され、
座標系変換器８に入力される。
【０１１１】一方、電圧指令演算器７では、ｄ軸電流の
指令値Ｉd Ｒefとｑ軸電流の指令値Ｉq Ｒefとから、
ｄ，ｑ軸電流指令値Ｉd Ｒef，Ｉq Ｒefにそれぞれの応
答値Ｉd ，Ｉq が追従するように、出力電圧ベクトル指
令が算出される。
指令値Ｉd Ｒefとｑ軸電流の指令値Ｉq Ｒefとから、
ｄ，ｑ軸電流指令値Ｉd Ｒef，Ｉq Ｒefにそれぞれの応
答値Ｉd ，Ｉq が追従するように、出力電圧ベクトル指
令が算出される。
【０１１２】また、座標系変換器８では、永久磁石電動
機５の磁極の位置θm から、ｄｑ軸座標系上での出力電
圧ベクトル指令、すなわち大きさＶとｄ軸からの位相Ｐ
とから、３相固定座標系上での３相出力電圧指令Ｖu
* ，Ｖv * ，Ｖw * が算出される。
機５の磁極の位置θm から、ｄｑ軸座標系上での出力電
圧ベクトル指令、すなわち大きさＶとｄ軸からの位相Ｐ
とから、３相固定座標系上での３相出力電圧指令Ｖu
* ，Ｖv * ，Ｖw * が算出される。
【０１１３】そして、図示しないインバータ制御器で
は、３相出力電圧指令Ｖu * ，Ｖv *，Ｖw * を基に、
インバータ４の出力電圧が制御される。一方、電流検出
器１５では、永久磁石電動機５のＵ相，Ｗ相の電流Ｉu
，Ｉwが検出される。
は、３相出力電圧指令Ｖu * ，Ｖv *，Ｖw * を基に、
インバータ４の出力電圧が制御される。一方、電流検出
器１５では、永久磁石電動機５のＵ相，Ｗ相の電流Ｉu
，Ｉwが検出される。
【０１１４】また、座標系変換器１６では、この電流Ｉ
u ，Ｉw に基づいて、ｄｑ軸座標系上でのｄ軸電流Ｉd
およびｑ軸電流Ｉq の各成分が算出される。さらに、ト
ルク推定器１８では、このｄ，ｑ軸電流Ｉd ，Ｉq の各
成分に基づいて、トルクの推定値Ｔmhが算出される。
u ，Ｉw に基づいて、ｄｑ軸座標系上でのｄ軸電流Ｉd
およびｑ軸電流Ｉq の各成分が算出される。さらに、ト
ルク推定器１８では、このｄ，ｑ軸電流Ｉd ，Ｉq の各
成分に基づいて、トルクの推定値Ｔmhが算出される。
【０１１５】そして、このトルク推定値Ｔmhは、トルク
指令値Ｔm Ｒefから差し引かれて、トルクの偏差が位相
調整器１７に入力される。さらに、位相調整器１７で
は、このトルクの偏差に基づいて、ｄｑ軸座標系上での
出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相の調整量ΔＰが
算出される。
指令値Ｔm Ｒefから差し引かれて、トルクの偏差が位相
調整器１７に入力される。さらに、位相調整器１７で
は、このトルクの偏差に基づいて、ｄｑ軸座標系上での
出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相の調整量ΔＰが
算出される。
【０１１６】そして、この位相の調整量ΔＰが、電圧指
令演算器７から出力されるｄｑ軸座標系上での出力電圧
ベクトル指令のｄ軸からの位相基準Ｐ* と加算され、出
力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相Ｐとして、座標系
変換器８に入力される。
令演算器７から出力されるｄｑ軸座標系上での出力電圧
ベクトル指令のｄ軸からの位相基準Ｐ* と加算され、出
力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相Ｐとして、座標系
変換器８に入力される。
【０１１７】以上により、永久磁石電動機５に発生する
トルクのリプルを抑制することが可能である。すなわ
ち、出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整する
ことで、トルクリプルを抑制できることは、前述した第
１の実施の形態において示していることから、トルクの
偏差に応じて出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を
調整することにより、トルクのリプルを抑制することが
期待できる。
トルクのリプルを抑制することが可能である。すなわ
ち、出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整する
ことで、トルクリプルを抑制できることは、前述した第
１の実施の形態において示していることから、トルクの
偏差に応じて出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を
調整することにより、トルクのリプルを抑制することが
期待できる。
【０１１８】これは、特に、永久磁石電動機５が突極性
を有する場合においても有効である。上述したように、
本実施の形態の電力変換装置においては、トルクの偏
差、すなわちトルク推定値の脈動に応じて、出力電圧ベ
クトル指令のｄ軸からの位相を調整するようにしている
ので、永久磁石電動機５の発生するトルクのリプルを効
果的に抑制することが可能となる。
を有する場合においても有効である。上述したように、
本実施の形態の電力変換装置においては、トルクの偏
差、すなわちトルク推定値の脈動に応じて、出力電圧ベ
クトル指令のｄ軸からの位相を調整するようにしている
ので、永久磁石電動機５の発生するトルクのリプルを効
果的に抑制することが可能となる。
【０１１９】これは、永久磁石電動機５が非突極性を有
する場合においても有効に作用する。このトルクリプル
を抑制することによって、より繊細なトルク制御を実現
することができる。また、トルクのリプルに起因した機
械系の共振を抑えることが可能となり、振動、騒音、機
械疲労を低減することができる。
する場合においても有効に作用する。このトルクリプル
を抑制することによって、より繊細なトルク制御を実現
することができる。また、トルクのリプルに起因した機
械系の共振を抑えることが可能となり、振動、騒音、機
械疲労を低減することができる。
【０１２０】（第４の実施の形態：請求項８に対応）図
７は、本実施の形態による電力変換装置の概略構成例を
示すブロック図であり、前述した図１と同一部分には同
一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分
についてのみ述べる。
７は、本実施の形態による電力変換装置の概略構成例を
示すブロック図であり、前述した図１と同一部分には同
一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分
についてのみ述べる。
【０１２１】本実施の形態による電力変換装置では、前
述した第１の実施の形態における座標変換器８に入力す
るｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令の大きさＶ
の算出を行なう部分の構成のみが異なっている。
述した第１の実施の形態における座標変換器８に入力す
るｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令の大きさＶ
の算出を行なう部分の構成のみが異なっている。
【０１２２】すなわち、本実施の形態では、インバータ
４が、定電圧可変周波数（ＣＶＶＦ）モードで動作する
ようにしている。具体的には、前述した第１の実施の形
態では、出力電圧ベクトル指令の大きさＶは、電圧指令
演算器７により算出しているが、本実施の形態では、図
７に示すように、電圧検出器２６により検出された直流
リンク電圧Ｖdcを係数変換器１９に入力し、ゲインＫv
倍された値を出力電圧ベクトル指令の大きさＶとして算
出するようにしている。このゲインＫv は、次のような
式のように与えられる。
４が、定電圧可変周波数（ＣＶＶＦ）モードで動作する
ようにしている。具体的には、前述した第１の実施の形
態では、出力電圧ベクトル指令の大きさＶは、電圧指令
演算器７により算出しているが、本実施の形態では、図
７に示すように、電圧検出器２６により検出された直流
リンク電圧Ｖdcを係数変換器１９に入力し、ゲインＫv
倍された値を出力電圧ベクトル指令の大きさＶとして算
出するようにしている。このゲインＫv は、次のような
式のように与えられる。
【０１２３】
【数１５】
【０１２４】次に、以上のように構成した本実施の形態
の電力変換装置の作用について説明する。位置検出器６
では、永久磁石電動機５の磁極の位置θm が検出され、
座標系変換器８に入力される。
の電力変換装置の作用について説明する。位置検出器６
では、永久磁石電動機５の磁極の位置θm が検出され、
座標系変換器８に入力される。
【０１２５】一方、電圧指令演算器７では、ｄ軸電流の
指令値Ｉd Ｒefとｑ軸電流の指令値Ｉq Ｒefとから、
ｄ，ｑ軸電流指令値Ｉd Ｒef，Ｉq Ｒefにそれぞれの応
答値Ｉd ，Ｉq が追従するように、出力電圧ベクトル指
令が算出される。
指令値Ｉd Ｒefとｑ軸電流の指令値Ｉq Ｒefとから、
ｄ，ｑ軸電流指令値Ｉd Ｒef，Ｉq Ｒefにそれぞれの応
答値Ｉd ，Ｉq が追従するように、出力電圧ベクトル指
令が算出される。
【０１２６】また、座標系変換器８では、永久磁石電動
機５の磁極の位置θm から、ｄｑ軸座標系上での出力電
圧ベクトル指令、すなわち大きさＶとｄ軸からの位相Ｐ
とから、３相固定座標系上での３相出力電圧指令Ｖu
* ，Ｖv * ，Ｖw * が算出される。
機５の磁極の位置θm から、ｄｑ軸座標系上での出力電
圧ベクトル指令、すなわち大きさＶとｄ軸からの位相Ｐ
とから、３相固定座標系上での３相出力電圧指令Ｖu
* ，Ｖv * ，Ｖw * が算出される。
【０１２７】そして、図示しないインバータ制御器で
は、３相出力電圧指令Ｖu * ，Ｖv *，Ｖw * を基に、
インバータ４の出力電圧が制御される。一方、電圧検出
器２６では、直流コンデンサ３の端子電圧である直流リ
ンク電圧Ｖdcが検出される。
は、３相出力電圧指令Ｖu * ，Ｖv *，Ｖw * を基に、
インバータ４の出力電圧が制御される。一方、電圧検出
器２６では、直流コンデンサ３の端子電圧である直流リ
ンク電圧Ｖdcが検出される。
【０１２８】また、位相調整器９では、この直流リンク
電圧Ｖdcの脈動に基づいて、ｄｑ軸座標系上での出力電
圧ベクトル指令のｄ軸からの位相の調整量ΔＰが算出さ
れる。
電圧Ｖdcの脈動に基づいて、ｄｑ軸座標系上での出力電
圧ベクトル指令のｄ軸からの位相の調整量ΔＰが算出さ
れる。
【０１２９】そして、この位相の調整量ΔＰが、電圧指
令演算器７から出力されるｄｑ軸座標系上での出力電圧
ベクトル指令のｄ軸からの位相基準Ｐ* と加算され、出
力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相Ｐとして、座標系
変換器８に入力される。
令演算器７から出力されるｄｑ軸座標系上での出力電圧
ベクトル指令のｄ軸からの位相基準Ｐ* と加算され、出
力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相Ｐとして、座標系
変換器８に入力される。
【０１３０】さらに、係数変換器１９では、電圧検出器
２６により検出された直流リンク電圧ＶdcをゲインＫv
倍した値が、出力電圧ベクトル指令の大きさＶとして算
出され、座標系変換器８に入力される。
２６により検出された直流リンク電圧ＶdcをゲインＫv
倍した値が、出力電圧ベクトル指令の大きさＶとして算
出され、座標系変換器８に入力される。
【０１３１】以上により、永久磁石電動機５に発生する
トルクのリプルを抑制することが可能である。すなわ
ち、１パルスモードは、出力周期の間に、スイッチが１
回だけＯＮ・ＯＦＦを行なうＰＷＭ制御であり、その基
本波が最大となることが知られている。従って、インバ
ータ４の出力電圧の大きさは、直流リンク電圧Ｖdcによ
って一意に決定される。この場合、直流リンク電圧Ｖdc
からｄｑ軸座標系上の出力電圧ベクトル指令の大きさＶ
までの係数がＫv となる。
トルクのリプルを抑制することが可能である。すなわ
ち、１パルスモードは、出力周期の間に、スイッチが１
回だけＯＮ・ＯＦＦを行なうＰＷＭ制御であり、その基
本波が最大となることが知られている。従って、インバ
ータ４の出力電圧の大きさは、直流リンク電圧Ｖdcによ
って一意に決定される。この場合、直流リンク電圧Ｖdc
からｄｑ軸座標系上の出力電圧ベクトル指令の大きさＶ
までの係数がＫv となる。
【０１３２】以上のように、ＰＷＭ動作が１パルスモー
ドである場合には、出力電圧ベクトル指令の大きさＶ
は、直流リンク電圧Ｖdcに比例する。また、ＰＷＭ動作
が多パルスモードである場合には、出力電圧ベクトル指
令の大きさＶは、直流リンク電圧Ｖdcの大きさに依存せ
ずに制御することが可能である。従って、１パルスモー
ドにおいては、特に直流リンク電圧Ｖdcの脈動の影響を
大きく受け、トルクリプルが大きく発生する。
ドである場合には、出力電圧ベクトル指令の大きさＶ
は、直流リンク電圧Ｖdcに比例する。また、ＰＷＭ動作
が多パルスモードである場合には、出力電圧ベクトル指
令の大きさＶは、直流リンク電圧Ｖdcの大きさに依存せ
ずに制御することが可能である。従って、１パルスモー
ドにおいては、特に直流リンク電圧Ｖdcの脈動の影響を
大きく受け、トルクリプルが大きく発生する。
【０１３３】そして、このような動作モードにおいて、
前述した各実施の形態の電力変換装置は、特にその効果
を有効に発揮することとなる。上述したように、本実施
の形態の電力変換装置においては、インバータが、定電
圧可変周波数（ＣＶＶＦ）モードで動作するようにして
いるので、インバータのＰＷＭ動作が１パルスモード
で、出力電圧が直流電圧に依存する場合においても、有
効に作用する。
前述した各実施の形態の電力変換装置は、特にその効果
を有効に発揮することとなる。上述したように、本実施
の形態の電力変換装置においては、インバータが、定電
圧可変周波数（ＣＶＶＦ）モードで動作するようにして
いるので、インバータのＰＷＭ動作が１パルスモード
で、出力電圧が直流電圧に依存する場合においても、有
効に作用する。
【０１３４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の電力変換
装置によれば、単相ＰＷＭコンバータと３相インバータ
とにより永久磁石電動機を駆動制御するシステムにおい
て、単相ＰＷＭコンバータの整流に起因した状態量を抽
出し、この状態量に対して単相交流電源の周波数の２倍
成分を取り出し、この状態量の脈動に応じて出力電圧ベ
クトル指令のｄ軸からの位相を調整するようにしている
ので、単相ＰＷＭコンバータの整流に起因した直流リン
ク電圧の脈動する条件下においても、また永久磁石電動
機が突極性を有する場合においても、永久磁石電動機の
発生するトルクリプルを効果的に抑制することが可能と
なる。
装置によれば、単相ＰＷＭコンバータと３相インバータ
とにより永久磁石電動機を駆動制御するシステムにおい
て、単相ＰＷＭコンバータの整流に起因した状態量を抽
出し、この状態量に対して単相交流電源の周波数の２倍
成分を取り出し、この状態量の脈動に応じて出力電圧ベ
クトル指令のｄ軸からの位相を調整するようにしている
ので、単相ＰＷＭコンバータの整流に起因した直流リン
ク電圧の脈動する条件下においても、また永久磁石電動
機が突極性を有する場合においても、永久磁石電動機の
発生するトルクリプルを効果的に抑制することが可能と
なる。
【０１３５】このトルクリプルを抑制することによっ
て、より繊細なトルク制御を実現することができる。ま
た、トルクのリプルに起因した機械系の共振を抑えるこ
とが可能となり、振動、騒音、機械疲労を低減すること
ができる。
て、より繊細なトルク制御を実現することができる。ま
た、トルクのリプルに起因した機械系の共振を抑えるこ
とが可能となり、振動、騒音、機械疲労を低減すること
ができる。
【図１】本発明の第１の実施の形態による電力変換装置
の構成例を示すブロック図。
の構成例を示すブロック図。
【図２】ｄｑ軸座標系上での出力電圧のベクトル図。
【図３】同第１の実施の形態の電力変換装置における位
相調整器の詳細な構成例を示すブロック図。
相調整器の詳細な構成例を示すブロック図。
【図４】直流リンク電圧Ｖdcと直流リンク電圧Ｖdcの脈
動ΔＶdcと出力電圧の位相への調整量ΔＰの関係の一例
を示す波形図。
動ΔＶdcと出力電圧の位相への調整量ΔＰの関係の一例
を示す波形図。
【図５】本発明の第２の実施の形態による電力変換装置
の構成例を示すブロック図。
の構成例を示すブロック図。
【図６】本発明の第３の実施の形態による電力変換装置
の構成例を示すブロック図。
の構成例を示すブロック図。
【図７】本発明の第４の実施の形態による電力変換装置
の構成例を示すブロック図。
の構成例を示すブロック図。
【図８】従来の電力変換装置の構成例を示すブロック
図。
図。
１…単相交流電源、 ２…単相ＰＷＭコンバータ、 ３…直流コンデンサ、 ４…インバータ、 ５…永久磁石電動機（ＰＭ）、 ６…磁極位置検出器、 ７…電圧指令演算器、 ８…座標系変換器、 ９…位相調整器、 １０…ｄｑ軸座標系上での出力電圧の大きさ、 １１…ｄｑ軸座標系上での出力電圧のｄ軸からの位相、 １２…バンドパスフィルタ、 １３…振幅補償器、 １４…位相補償器、 １５…電流検出器、 １６…座標系変換機、 １７…位相調整器、 １８…トルク推定器、 １９…係数変換器、 ２０…周波数調整器、 ２１…平均値演算器、 ２２…インバータ制御器、 ２３…誘導電動機、 ２４…速度検出器、 ２５…滑り周波数演算器、 ２６…電圧検出器。
Claims (8)
- 【請求項１】 単相交流電源からの交流電力を直流電力
に変換して出力する単相ＰＷＭコンバータと、 前記単相ＰＷＭコンバータから出力される直流電力を平
滑化する直流コンデンサと、 前記直流コンデンサにより平滑化された直流電力を任意
の周波数の交流電力に変換して永久磁石電動機を駆動制
御するインバータと、 前記永久磁石電動機の永久磁石軸の位置を検出する磁極
位置検出手段と、 前記磁極位置検出手段により検出された永久磁石軸をｄ
軸とし、かつこのｄ軸に直交する軸をｑ軸とするｄｑ軸
座標系上で、大きさと位相とを持つ出力電圧ベクトル指
令を算出して出力する電圧指令演算手段と、 前記電圧指令演算手段により算出されたｄｑ軸座標系上
での出力電圧ベクトル指令に基づいて、３相固定座標系
上での３相出力電圧指令を算出して出力する座標系変換
手段と、 前記座標系変換手段により算出された３相出力電圧指令
に基づいて前記インバータの出力を制御するインバータ
制御手段と、 前記単相ＰＷＭコンバータの整流に起因した状態量を抽
出し、かつこの状態量に対して前記単相交流電源の周波
数の２倍成分を取り出す状態量取出手段と、 前記状態量取出手段により取り出された状態量の脈動が
生じた状態で当該状態量の脈動に基づいて、前記電圧指
令演算手段により算出されたｄｑ軸座標系上での出力電
圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整する位相調整手
段と、 を備えて成ることを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項２】 単相交流電源からの交流電力を直流電力
に変換して出力する単相ＰＷＭコンバータと、 前記単相ＰＷＭコンバータから出力される直流電力を平
滑化する直流コンデンサと、 前記直流コンデンサにより平滑化された直流電力を任意
の周波数の交流電力に変換して永久磁石電動機を駆動制
御するインバータと、 前記永久磁石電動機の永久磁石軸の位置を検出する磁極
位置検出手段と、 前記磁極位置検出手段により検出された永久磁石軸をｄ
軸とし、かつこのｄ軸に直交する軸をｑ軸とするｄｑ軸
座標系上で、大きさと位相とを持つ出力電圧ベクトル指
令を算出して出力する電圧指令演算手段と、 前記電圧指令演算手段により算出されたｄｑ軸座標系上
での出力電圧ベクトル指令に基づいて、３相固定座標系
上での３相出力電圧指令を算出して出力する座標系変換
手段と、 前記座標系変換手段により算出された３相出力電圧指令
に基づいて前記インバータの出力を制御するインバータ
制御手段と、 前記直流コンデンサの端子電圧である直流リンク電圧を
検出する電圧検出手段と、 前記電圧検出手段により検出された直流リンク電圧の脈
動に基づいて、前記電圧指令演算手段により算出された
ｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの
位相を調整する位相調整手段と、 を備えて成ることを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項３】 前記請求項２に記載の電力変換装置にお
いて、 前記位相調整手段としては、 前記電圧検出手段により検出された直流リンク電圧から
脈動の正弦波を抽出する抽出手段と、 前記抽出手段により抽出された直流リンク電圧の脈動の
正弦波の振幅と位相とを調整し、かつこの振幅と位相と
が調整された正弦波を、前記ｄｑ軸座標系上での出力電
圧ベクトル指令の位相調整量として出力する振幅・位相
補償手段と、からなることを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項４】 前記請求項３に記載の電力変換装置にお
いて、 前記振幅・位相補償手段としては、 前記直流リンク電圧の脈動の正弦波の振幅の補償量Ｋg
を下記（１）式に基づいて算出し、位相の補償量Ｋp を
下記（２）式に基づいて算出するようにしたことを特徴
とする電力変換装置。 【数１】 【表１】 - 【請求項５】 単相交流電源からの交流電力を直流電力
に変換して出力する単相ＰＷＭコンバータと、 前記単相ＰＷＭコンバータから出力される直流電力を平
滑化する直流コンデンサと、 前記直流コンデンサにより平滑化された直流電力を任意
の周波数の交流電力に変換して永久磁石電動機を駆動制
御するインバータと、 前記永久磁石電動機の永久磁石軸の位置を検出する磁極
位置検出手段と、 前記磁極位置検出手段により検出された永久磁石軸をｄ
軸とし、かつこのｄ軸に直交する軸をｑ軸とするｄｑ軸
座標系上で、大きさと位相とを持つ出力電圧ベクトル指
令を算出して出力する電圧指令演算手段と、 前記電圧指令演算手段により算出されたｄｑ軸座標系上
での出力電圧ベクトル指令に基づいて、３相固定座標系
上での３相出力電圧指令を算出して出力する第１の座標
系変換手段と、 前記第１の座標系変換手段により算出された３相出力電
圧指令に基づいて前記インバータの出力を制御するイン
バータ制御手段と、 前記永久磁石電動機に流れる電流を検出する電流検出手
段と、 前記電流検出手段により検出された電流からｑ軸電流の
成分を算出して出力する第２の座標系変換手段と、 前記第２の座標系変換手段により算出されたｑ軸電流の
脈動に基づいて、前記電圧指令演算手段により算出され
たｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸から
の位相を調整する位相調整手段と、 を備えて成ることを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項６】 単相交流電源からの交流電力を直流電力
に変換して出力する単相ＰＷＭコンバータと、 前記単相ＰＷＭコンバータから出力される直流電力を平
滑化する直流コンデンサと、 前記直流コンデンサにより平滑化された直流電力を任意
の周波数の交流電力に変換して永久磁石電動機を駆動制
御するインバータと、 前記永久磁石電動機の永久磁石軸の位置を検出する磁極
位置検出手段と、 前記磁極位置検出手段により検出された永久磁石軸をｄ
軸とし、かつこのｄ軸に直交する軸をｑ軸とするｄｑ軸
座標系上で、大きさと位相とを持つ出力電圧ベクトル指
令を算出して出力する電圧指令演算手段と、 前記電圧指令演算手段により算出されたｄｑ軸座標系上
での出力電圧ベクトル指令に基づいて、３相固定座標系
上での３相出力電圧指令を算出して出力する第１の座標
系変換手段と、 前記第１の座標系変換手段により算出された３相出力電
圧指令に基づいて前記インバータの出力を制御するイン
バータ制御手段と、 前記永久磁石電動機の発生するトルクの推定値を算出し
て出力するトルク推定手段と、 前記トルク推定手段により算出されたトルク推定値の脈
動に基づいて、前記電圧指令演算手段により算出された
ｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの
位相を調整する位相調整手段と、 を備えて成ることを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項７】 前記請求項６に記載の電力変換装置にお
いて、 前記トルク推定手段としては、 前記永久磁石電動機に流れる電流を検出する手段と、 前記検出された電流からｄ軸電流およびｑ軸電流の各成
分を算出して出力する手段と、 前記算出されたｄ軸電流およびｑ軸電流に基づいて、前
記永久磁石電動機の発生するトルクの推定値を算出して
出力する手段と、 からなることを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項８】 前記請求項１乃至請求項７のいずれか１
項に記載の電力変換装置において、 前記インバータが、定電圧可変周波数モードで動作する
ようにしたことを特徴とする電力変換装置。
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|---|---|---|---|
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|---|---|
| JPH1189297A true JPH1189297A (ja) | 1999-03-30 |
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|---|---|---|---|
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-
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- 1997-09-08 JP JP24284297A patent/JP3586078B2/ja not_active Expired - Fee Related
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