WO2012098875A1

WO2012098875A1 - 電力変換装置

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Publication number: WO2012098875A1
Application number: PCT/JP2012/000279
Authority: WO
Inventors: 瑛司遠山; 関本　守満; 前田　敏行
Original assignee: ダイキン工業株式会社
Priority date: 2011-01-18
Filing date: 2012-01-18
Publication date: 2012-07-26
Also published as: EP2667503A1; EP2667503A4; EP2667503B1; JP5288009B2; ES2876279T3; US20130300334A1; CN103329413B; JP2012165634A; US9257931B2; CN103329413A

Abstract

スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を備えて、交流電源（6）から供給された入力交流電力を所定の電圧及び周波数の出力交流電力に電力変換し、接続されたモータ（7）に供給する電力変換装置において、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチングを制御する制御部（5）を設ける。スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチングにより生じるリプルを平滑するコンデンサ（3a）を設ける。モータ（7）に流れる電流を制御する電流制御部（53）を設ける。モータ電力歪みに起因する高調波成分を検出し、高調波成分の値に応じて補償値（vd_h,vq_h）を電流制御部（53）の出力に重畳する電圧歪み補正部(54)を設ける。

Description

電力変換装置

　本発明は、入力された電力をスイッチングして所定の電力に変換する電力変換装置に関するものである。

　空気調和機の電動圧縮機などに用いるモータでは、その誘起電圧に基本周波数の５倍成分や７倍成分などの高調波成分が含まれる場合がある。従来の制御では、モータに電力を供給するインバータ回路は、モータに流れる相電流が正弦波になるように制御される。しかしながら、この制御では、モータ電圧歪みの影響でモータ電流に歪みが生じ、トルクリプルが発生する等の問題が生じる可能性がある。

　そこで、モータのトルクリプルを相殺する補償電圧成分をあらかじめテーブルで用意し、この補償電圧を電圧指令に加算することで、トルクリプルを低減する技術が提案されている（例えば、特許文献２を参照）。

　一方、いわゆるコンデンサレスインバータ（例えば特許文献１を参照）のように内部にエネルギー貯蔵要素を持たないインバータにおいては、トルクリプルが生じると、インバータに入力されるエネルギーにもその高調波成分が含まれることになり、電源高調波規制（ここで、電源高調波とは、入力電流に含まれる高調波である）を満たすことができないといった問題も発生する。そこで、モータ電流の高調波成分を別途制御することで電流歪みやトルクリプルを低減する技術が提案されている（例えば特許文献３を参照）。

特開２００２－５１５８９号公報特開２００８-２１９９６６号公報特開２００６-２６２７００号公報

　しかしながら、特許文献２の例のように予めテーブルで用意された補償電圧では、モータの運転状態（回転数や負荷トルクなど）によっては、補償すべき電圧に誤差が生じ、電流歪みやトルクリプルを低減できない場合がある。

　本発明は前記の問題に着目してなされたものであり、電力変換装置において、モータの運転状態（回転数や負荷トルクなど）に応じて、モータ電圧歪みに起因する電源高調波を低減できるようにすることを目的としている。

　前記の課題を解決するため、第１の発明は、
　スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を備えて、交流電源（6）から供給された入力交流電力を所定の電圧及び周波数の出力交流電力に電力変換し、接続されたモータ（7）に供給する電力変換装置であって、
前記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチングを制御する制御部（5）と、
　前記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチングにより生じるリプルを平滑するコンデンサ（3a）と、
　前記モータ（7）に流れる電流を制御する電流制御部（53）と、
　モータ入力電力歪みに起因する高調波成分を検出し、前記高調波成分の値に応じて補償値（vd_h,vq_h）を前記電流制御部（53）の出力に重畳する電圧歪み補正部(54)と、
　を備えていることを特徴とする。

　この構成では、モータ入力電力歪みに起因する高調波成分に応じて補償値を電流制御部（53）の出力に重畳するので、モータの入力電力、電源側の電流、電力、直流リンク電圧が歪まないようにできる。

　また、第２の発明は、
　第１の発明の電力変換装置において、
　前記電圧歪み補正部(54)は、前記モータ（7）への入力電力から前記高調波成分を抽出することを特徴とする。

　この構成では、制御部（5）は、入力電力の歪みを実際に検出し、検出した歪みに応じて前記補償電圧（vd_h,vq_h）を補正する。

　また、第３の発明は、
　第１の発明の電力変換装置において、
　前記電圧歪み補正部(54)は、前記コンデンサ（3a）の電圧から前記高調波成分を抽出することを特徴とする。

　この構成では、コンデンサ（3a）の電圧から高調波成分が抽出される。そのため、高調波成分の大きさを容易に把握することが可能になる。

　また、第４の発明は、
　第１の発明の電力変換装置において、
　前記電圧歪み補正部(54)は、電力変換装置への入力電流から前記高調波成分を抽出することを特徴とする。

　この構成では、入力電流から高調波成分が抽出される。

　また、第５の発明は、
　第２から第４の発明のうちの何れか１つの電力変換装置において、
　前記電圧歪み補正部(54)は、前記交流電源（6）の半周期の整数倍の期間に基づいて、フーリエ変換を行って前記高調波成分を抽出することを特徴とする。

　この構成では、フーリエ変換によって高調波成分が抽出される。そのため、高調波成分の大きさを正確に把握することが可能になる。また、この構成では、フーリエ変換を交流電源（6）の半周期の整数倍とすることで、所望の周波数成分を適切に抽出することが可能になる。

　また、第６の発明は、
　第２から第５の発明のうちの何れか１つの電力変換装置において、
　前記電圧歪み補正部(54)は、前記補償値（vd_h,vq_h）を変化させた前後の前記高調波成分の増減に応じて、前記補償値（vd_h,vq_h）を調整することを特徴とする。

　この構成では、いわゆる山登り法で補償電圧（vd_h,vq_h）が調整される。

　また、第７の発明は、
　第２から第６の発明のうちの何れか１つの電力変換装置において、
　前記補償値（vd_h,vq_h）は、前記モータ（7）の電圧の基本周波数の６ｎ倍（ｎは整数）の周波数成分を有していることを特徴とする。

　この構成では、比較的大きい高調波成分を低減するように、補償電圧（vd_h,vq_h）を設定できる。この構成では、補償電圧（vd_h,vq_h）を容易に調整することができる。

　また、第８の発明は、
　第２から第７の発明のうちの何れか１つの電力変換装置において、
　前記電圧歪み補正部(54)は、前記モータ（7）の回転数、トルク、及び電力の何れかに応じて前記補償値（vd_h,vq_h）の振幅を調整することを特徴とする。

　この構成では、補償電圧（vd_h,vq_h）の振幅の調整によって、電力変換装置の出力電圧が調整される。

　また、第９の発明は、
　第２から第７の発明のうちの何れか１つの電力変換装置において、
　前記電圧歪み補正部(54)は、前記補償値（vd_h,vq_h）の位相及び振幅の少なくとも一方を調整することを特徴とする。

　この構成では、補償電圧（vd_h,vq_h）の位相又は振幅の調整によって、電力変換装置の出力電圧が調整される。

また、第１０の発明は、
　第１から第９の発明のうちの何れか１つの電力変換装置において、
　前記入力交流電力を全波整流するコンバータ回路（2）を備え、
　前記コンデンサ（3a）は、前記コンバータ回路（2）の出力間に並列接続されて直流リンク部（3）を構成して脈動する直流電圧（vdc）を出力し、
　前記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）は、インバータ回路（4）を構成し、前記直流リンク部（3）の出力をスイッチングして交流電力に変換して前記モータ（7）に供給し、
　前記制御部（5）は、前記モータ（7）の電流（iu,iv,iw）が、前記電源電圧（vin）の脈動に同期して脈動するように、前記スイッチングを制御することを特徴とする。

　この構成では、いわゆるコンデンサレスインバータ回路において、電源側に含まれる高調波成分が低減するように補償電圧（vd_h,vq_h）を調整する。

　第１の発明によれば、電力変換装置において、モータの運転状態に応じて、モータ電圧歪みに起因する電源高調波を低減できる。

　また，第２，３のそれぞれの発明では，高調波成分の大きさを容易に把握できる。

　また、第４の発明では、電源高調波規制の対象である入力電流の高調波成分を直接検出できるため，より効果的に電源高調波を低減できる。

　また、第５の発明によれば、所望の高調波成分の大きさを正確に把握することが可能になるので、より確実に前記電源高調波を低減できる。

　また、第６の発明によれば、適切な補償電圧（vd_h,vq_h）を設定できるので、より確実に前記電源高調波を低減できる。

　また、第７の発明によれば、比較的大きい高調波成分を低減するように、補償電圧（vd_h,vq_h）を設定できるので、より効果的に前記電源高調波を低減できる。

　また、第８の発明によれば、やはり、モータの入力電力、電源側の電流、電力、直流リンク電圧が歪まないようにできる。

　また、第９の発明によれば、より正確に、モータの入力電力、電源側の電流、電力、直流リンク電圧が歪まないようにできる。

　また、第１０の発明によれば、いわゆるコンデンサレスインバータ回路において、モータ電圧歪みに起因する電源高調波を低減できる。

図１は、本発明の実施形態に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。図２は、制御部の構成例を示すブロック図である。図３は、電流指令生成部の構成例を示すブロック図である。図４は、高調波成分除去部の構成例を示すブロック図である。図５は、電圧歪み補正部の構成例を示すブロック図である。図６は、電圧歪み補正部が行う補償電圧動作を説明するフローチャートである。図７（Ａ）は、補償電圧を重畳しなかった場合の、モータの入力電力、Ｕ相の相電圧、モータ電流を示す波形図である。また、図７（Ｂ）は、補償電圧を重畳した場合の、入力電力、相電圧、モータ電流を示す波形図である。図８は、マトリクスコンバータの構成例を示すブロック図である。図９は、交流電源として三相の交流電源を用いた場合の電力変換装置の構成例を示すブロック図である。

　以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。

　《全体構成》
　図１は、本発明の実施形態に係る電力変換装置（1）の構成を示すブロック図である。同図に示すように電力変換装置（1）は、コンバータ回路（2）、直流リンク部（3）、インバータ回路（4）、及び制御部（5）を備え、単相の交流電源（6）から供給された交流の電力を所定の周波数の電力に変換して、モータ（7）に供給するようになっている。

　なお、本実施形態のモータ（7）は、三相交流モータであり、空気調和機の冷媒回路に設けられた圧縮機を駆動するためのものである。より具体的には、モータ（7）は、４極６スロットの集中巻モータである。このモータ（7）では、誘起電圧の高調波成分として、基本波の５，７次成分が多く含まれる傾向にある。このモータ電圧歪みに基づく高調波成分は電源電流や直流リンク電圧（後述）にも現れる。

　〈コンバータ回路（2）〉
　コンバータ回路（2）は、リアクトル（L）を介して交流電源（6）に接続され、交流電源（6）が出力した交流を直流に全波整流する。この例では、コンバータ回路（2）は、複数（本実施形態では４つ）のダイオード（D1～D4）がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路である。これらのダイオード（D1～D4）は、交流電源（6）の交流電圧を全波整流して、直流電圧に変換する。

　〈直流リンク部（3）〉
　直流リンク部（3）は、コンデンサ（3a）を備えている。コンデンサ（3a）は、コンバータ回路（2）の出力に並列接続され、該コンデンサ（3a）の両端に生じた直流電圧（直流リンク電圧（vdc））がインバータ回路（4）の入力ノードに接続されている。コンデンサ（3a）は、例えばフィルムコンデンサによって構成されている。このコンデンサ（3a）は、インバータ回路（4）のスイッチング素子（後述）がスイッチング動作する際に、スイッチング周波数に対応して生じるリプル電圧（電圧変動）のみを平滑化可能な静電容量を有している。すなわち、コンデンサ（3a）は、コンバータ回路（2）によって整流された電圧（電源電圧に起因する電圧変動）を平滑化するような静電容量を有さない小容量のコンデンサである。そのため、直流リンク部（3）が出力する直流リンク電圧（vdc）は、その最大値がその最小値の２倍以上となるような大きな脈動を有している。

　〈インバータ回路（4）〉
　インバータ回路（4）は、入力ノードが直流リンク部（3）のコンデンサ（3a）に並列に接続され、直流リンク部（3）の出力をスイッチングして三相交流に変換し、接続されたモータ（7）に供給するようになっている。本実施形態のインバータ回路（4）は、複数のスイッチング素子がブリッジ結線されて構成されている。このインバータ回路（4）は、三相交流をモータ（7）に出力するので、６個のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を備えている。詳しくは、インバータ回路（4）は、２つのスイッチング素子を互いに直列接続してなる３つのスイッチングレグを備え、各スイッチングレグにおいて上アームのスイッチング素子（Su,Sv,Sw）と下アームのスイッチング素子（Sx,Sy,Sz）との中点が、それぞれモータ（7）の各相のコイル（図示は省略）に接続されている。また、各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）には、還流ダイオード（Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz）が逆並列に接続されている。インバータ回路（4）は、これらのスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のオンオフ動作によって、直流リンク部（3）から入力された直流リンク電圧（vdc）をスイッチングして三相交流電圧に変換し、モータ（7）へ供給する。なお、このオンオフ動作の制御は、制御部（5）が行う。

　〈制御部（5）〉
　制御部（5）は、モータ（7）に流れる電流（モータ電流（iu,iv,iw））が、電源電圧（vin）の脈動に同期して脈動するように、インバータ回路（4）におけるスイッチング（オンオフ動作）を制御する。すなわち、電力変換装置（1）は、いわゆるコンデンサレスインバータの一例である。図２は、制御部（5）の構成例を示すブロック図である。この例では、制御部（5）は、速度制御部（50）、電流指令生成部（51）、高調波成分除去部（52）、ｄｑ軸電流制御部（53）（図中では電流制御部と略記）、電圧歪み補正部（54）及びＰＷＭ演算部（55）を備えている。

　－速度制御部（50）－
　速度制御部（50）は、モータ（7）の機械角の回転角周波数（ωm）と、機械角の指令値（ωm^*）との偏差を求めるとともに、該偏差に比例・積分演算（ＰＩ演算）を行ってトルク指令値（T^*）を電流指令生成部（51）に出力する。

　－電流指令生成部（51）－
　図３は、電流指令生成部（51）の構成例を示すブロック図である。同図に示すように、この電流指令生成部（51）は、基本波成分演算部（51a）、絶対値演算部（51b）（図３ではａｂｓと略記）、入力電流制御部（51c）、ｄｑ電流指令値生成部（51d）、乗算器（51e,51f）、及び加算器（51g）を備え、トルク指令値（T^*）、電源電圧（vin）の位相角（θin）の正弦値（ｓｉｎ（θin））、及び入力電流（iin）の絶対値（|iin|）が入力されている。

　この電流指令生成部（51）では、基本波成分演算部（51a）は、交流電源（6）の半周期の整数倍の期間、フーリエ変換を行って入力電流（iin）の絶対値から、電源電圧の基本波成分を抽出するようになっている。このように、フーリエ変換を交流電源（6）の半周期の整数倍とすることで、所望の周波数成分を適切に抽出することが可能になる。この例では、具体的には、基本波成分演算部（51a）は、ｓｉｎ（θin）と入力電流（iin）との積を平均化した値の２倍を、第１の値（iin_1st）として求めている。

　絶対値演算部（51b）は、ｓｉｎ（θin）の絶対値を求めるようになっている。また、乗算器（51e）は、ｓｉｎ（θin）の絶対値に第１の値（iin_1st）を乗じて入力電流の絶対値の指令値（|iin^*|）を求めるようになっている。

　入力電流制御部（51c）は、入力電流（iin）の絶対値の指令値（|iin^*|）と、入力電流（iin）の絶対値（|iin|）との偏差が小さくなるように指令値を生成する。

　乗算器（51f）は、ｓｉｎ（θin）の絶対値とトルク指令値（T^*）とを乗算する。この乗算結果は、電源周波数の２倍の周波数で脈動する。この乗算結果は、加算器（51g）に入力される。加算器（51g）は、乗算器（51f）の出力と、入力電流制御部（51c）が出力した指令値とを加算する。加算結果は、電流指令値（idq^*）としてｄｑ電流指令値生成部（51d）に入力される。

　ｄｑ電流指令値生成部（51d）は、電流指令値（idq^*）と、後述の電流位相指令値（β^*）とから、ｄ軸電流指令値（id^*）とｑ軸電流指令値（iq^*）を求めて、高調波成分除去部（52）に出力するようになっている。詳しくは、ｄｑ電流指令値生成部（51d）は、電流指令値（idq^*）に対して所定値（β^*）の負の正弦値（－ｓｉｎβ^*）と余弦値（ｃｏｓβ^*）とを乗じて、それぞれｄ軸電流指令値（id^*）とｑ軸電流指令値（iq^*）とを生成する。ここで、β^*は、モータ（7）に流す電流の位相βの指令値である。

　－高調波成分除去部（52）－
　高調波成分除去部（52）は、入力された信号から、モータ電流歪みに基づく高調波成分を低減する。図２に示すように、高調波成分除去部（52）は２箇所に設けられている。図２等では両者を区別するため、符号に枝番（-１，２）を付してある。図４は、高調波成分除去部（52）の構成例を示すブロック図である。図４では、電流指令生成部（51）に接続された高調波成分除去部（52-1）を例示してある。高調波成分除去部（52-1）には、電流指令値（id^*,iq^*）が入力されている。なお、高調波成分除去部（52-2）は、入力される信号が電流指令値（id’^*,iq’^*）と実電流値（id,iq）の偏差である点が高調波成分除去部（52-1）と異なる。

　高調波成分除去部（52-1）では、交流電源（6）の半周期の整数倍の期間に基づいて、フーリエ変換を行って電流指令値（id^*,iq^*）から、モータ（7）の電圧の６次成分を抽出するようになっている。具体的には高調波成分除去部（52-1）は、ｄ軸電流指令値（id^*）とｓｉｎ（６θ）の積とｄ軸電流指令値（id^*）とｃｏｓ（６θ）の積を平均化した値の２倍の値を求め、その値とｓｉｎ（６θ）、ｃｏｓ（６θ）の積を加算し、ｄ軸電流指令値（id^*）の６次成分（id_6th^*）として求める。ここで、θは、モータ（7）の電圧の基本波成分の位相である。高調波成分除去部（52-1）は、ｄ軸電流指令値（id^*）から６次成分（id_6th^*）を減算した値を出力する。すなわち、ｉｄ^*×ｓｉｎ６θを平均化した値の２倍の値をｉｄ＿ｓｉｎ６θとし、ｉｄ^*×ｃｏｓ６θを平均化した値の２倍の値をｉｄ＿ｃｏｓ６θとすると、ｉｄ＿６ｔｈ^*は以下のように表せる。

　ｉｄ＿６ｔｈ^*＝ｉｄ＿ｓｉｎ６θ×ｓｉｎ６θ＋ｉｄ＿ｃｏｓ６θ×ｃｏｓ６θ
　また、高調波成分除去部（52-1）は、q軸電流指令値（iq^*）とｓｉｎ（６θ）の積とｑ軸電流指令値（iq^*）とｃｏｓ（６θ）の積を加算し、平均化した値の２倍の値を求め、その値とｓｉｎ（６θ）、ｃｏｓ（６θ）の積を加算し、ｑ軸電流指令値（iq^*）の６次成分（iq_6th^*）として求める。高調波成分除去部（52-1）は、ｑ軸電流指令値（iq^*）から６次成分（iq_6th^*）を減算した値を出力する。

　なお、モータ電流歪みに基づく高調波成分は、モータ（7）の電圧の基本波の周波数（基本周波数（θ））の６ｎ倍（ｎは整数）の周波数成分を有している。

　－ｄｑ軸電流制御部（53）－
　ｄｑ軸電流制御部（53）は、本発明の電流制御部の一例である。ｄｑ軸電流制御部（53）は、モータ電流（iu,iv,iw）の指令値（id’^*,iq’^*）と実電流値（id,iq）との偏差が小さくなるように、電圧指令値（vd^*,vq^*）を生成する。ｄｑ軸電流制御部（53）は、後述する補償電圧（vd_h,vq_h）の周波数成分未満の帯域を有している。これは，モータ電圧歪みに基づくモータ電流の高調波成分に対して，電流制御の応答を鈍らせるためである。

　－電圧歪み補正部（54）－
　制御部（5）では、電源側に含まれる、モータ電圧歪みに基づく高調波成分（後述）が低減するように、インバータ回路（4）への電圧指令値（vd^*,vq^*）に、補償値（後述の補償電圧（vd_h,vq_h））を調整する。電圧歪み補正部（54）は、この補償電圧（vd_h,vq_h）を生成する。

　図５は、電圧歪み補正部（54）の構成例を示すブロック図である。同図に示すように、電圧歪み補正部（54）は、位相調整部（54a）、ゲイン調整部（54b）、乗算器（54c）を備えている。電圧歪み補正部（54）は、直流リンク電圧（vdc）に含まれる誘起電圧の基本波成分の６倍の周波数（すなわち、前記基本周波数の６倍の周波数）の信号（モータ電圧歪みに基づく高調波成分）を抽出している。具体的には、電圧歪み補正部（54）は、直流リンク電圧（vdc）をフーリエ変換して前記基本周波数の６倍の周波数成分を得ている。また、電圧歪み補正部（54）には、ωφが入力されている。このωφは、無負荷誘起電圧である。

　ゲイン調整部（54b）でωφのゲインを調整した後、その信号とｃｏｓ（６θ）とで乗算を行っている（以下、乗算結果を電圧振幅（Vh）とよぶ）。

　位相調整部（54a）は、直流リンク電圧（vdc）に含まれるモータの電圧の基本波成分の６倍周波数成分の位相（δ）を検出し、その位相を調整（後述）して出力する。位相調整部（54a）の出力は、６θと加算される。これにより、（６θ＋δ）が算出される。

　そして、電圧歪み補正部（54）では、-ｓｉｎ（６θ＋δ）と電圧振幅（Vh）の積を求めて、ｄ軸電圧指令値（vd^*）を補正するｄ軸補償電圧（vd_h）を生成する。また、電圧歪み補正部（54）は、-ｃｏｓ（６θ＋δ）と電圧振幅（Vh）の積を求めて、q軸電圧指令値（vq^*）を補正するｑ軸補償電圧（vq_h）を生成する。この例では、それぞれの補償電圧（vd_h,vq_h）は、モータ（7）の電圧の基本波の周波数（基本周波数位相（θ））の６ｎ倍（ｎは整数）の周波数成分を有している。ｄ軸補償電圧（vd_h）、ｑ軸補償電圧（vq_h）は、ｄｑ軸電流制御部（53）が出力したｄ軸電圧指令値（vd^*）、q軸電圧指令値（vq^*）とそれぞれ加算され、新たなｄ軸電圧指令値（vd’^*）、q軸電圧指令値（vq’^*）としてＰＷＭ演算部（55）に出力される。すなわち、ＰＷＭ演算部（55）に出力される電圧指令値（vd’^*,vq’^*）は、前記高調波成分に応じて補償されることになる。本実施形態では、電源側に含まれる、モータ電圧歪みに基づく高調波成分が低減するように、補償電圧（vd_h,vq_h）が変更される。より具体的には、後述のように、前記位相（δ）の値が調整される。

　－ＰＷＭ演算部（55）－
　ＰＷＭ演算部（55）は、ｄ軸電圧指令値（vd’^*）、q軸電圧指令値（vq’^*）、直流リンク電圧（vdc）、及び、モータ（7）の回転子（図示は省略）の回転角（電気角（θe））が入力されている。ＰＷＭ演算部（55）は、これらの値に基づいて、各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のオンオフ動作を制御するゲート信号（G）を生成する。

　〈電力変換装置（1）の動作〉
　〈概要〉
　本実施形態では、直流リンク部（3）に小容量のコンデンサ（3a）を設けているため、直流リンク電圧（vdc）がより大きく脈動する。直流リンク電圧（vdc）の脈動により、コンバータ回路（2）のダイオード（D1～D4）の電流導通幅が広くなり、その結果力率が改善する。また制御部（5）は、モータ電流（iu,iv,iw）が、電源電圧（vin）の脈動に同期して脈動するように、インバータ回路（4）におけるスイッチングを制御する。

　〈制御部（5）の動作〉
　本実施形態では、制御部（5）の高調波成分除去部（52）は、ｄｑ軸電流制御部（53）へ入力されるモータ電流歪みに基づく高調波成分を低減する。具体的には、高調波成分除去部（52-1）は、交流電源（6）の半周期の整数倍の期間、フーリエ変換を行って電流指令値（id^*,iq^*）から、モータ（7）の電圧の６次成分を抽出する。そして、高調波成分除去部（52-1）は、電流指令値（id^*,iq^*）から抽出した６次成分（id_6th^*,iq_6th^*）を減じて新たな電流指令値（id’^*,iq’^*）を生成する。これにより、モータ電流歪みに基づく高調波成分を低減した信号がｄｑ軸電流制御部（53）へ入力されることになる。

　また、本実施形態では、電圧歪み補正部（54）が補償電圧（vd_h,vq_h）を求めて、その補償電圧（vd_h,vq_h）で電圧指令値（vd^*,vq^*）を補償する。そのため、インバータ回路（4）の出力電圧は、モータ電圧歪みに基づく高調波成分に応じて補償されることになる。本実施形態では、モータ電圧歪みに基づく高調波成分を検出しつつ前記補償の量を調整している。図６は、制御部（5）が行う補償電圧動作を説明するフローチャートである。制御部（5）は、補償電圧（vd_h,vq_h）を変化させた前後の、モータ電圧歪みに基づく高調波成分の増減に応じて補償電圧（vd_h,vq_h）を調整する。具体的には、制御部（5）では、いわゆる山登り法で前述の位相（δ）を調整する。

　まず、ステップ（S01）では、電圧歪み補正部（54）がモータ電圧歪みに基づく高調波成分を抽出する。ステップ（S02）では、制御部（5）が、ステップ（S01）で抽出した、モータ電圧歪みに基づく高調波成分と、従前に抽出された、モータ電圧歪みに基づく高調波成分とを比較して、モータ電圧歪みに基づく高調波成分の増減を判断する。モータ電圧歪みに基づく高調波成分が増加した場合にステップ（S03）に進み、増加していない場合にはステップ（S04）に進む。制御部（5）は、ステップ（S03）では、位相調整部（54a）を制御して位相（δ）を遅らせ、ステップ（S04）では、位相（δ）を進める。その後、制御部（5）は、ステップ（S05）に進み、位相（δ）を遅らせる。ステップ（S05）での位相の変化量は、ステップ（S03）やステップ（S04）における変化量よりも大きい。

　ステップ（S06）では、電圧歪み補正部（54）が再び、モータ電圧歪みに基づく高調波成分を抽出する。また、ステップ（S07）では、制御部（5）が、ステップ（S06）で抽出した高調波成分と、位相（δ）調整前に抽出された、モータ電圧歪みに基づく高調波成分とを比較して、モータ電圧歪みに基づく高調波成分の増減を判断する。モータ電圧歪みに基づく高調波成分が増加した場合にステップ（S08）に進み、増加していない場合にはステップ（S09）に進む。制御部（5）は、ステップ（S08）では、位相調整部（54a）を制御して位相（δ）を進め、ステップ（S09）では位相（δ）を遅らせる。その後、制御部（5）は、ステップ（S10）に進み、位相（δ）を進める。このように位相（δ）を変動させることで、モータ電圧歪みに基づく高調波成分が減少する位相（δ）を探索することができる。

　〈本実施形態における効果〉
　図７（Ａ）及び図７（Ｂ）は、電圧歪み補正部（54）による補正の効果を説明する波形図である。図７（Ａ）は、補償電圧（vd_h,vq_h）を重畳しなかった場合の、モータの入力電力（p）、Ｕ相のモータ誘起電圧（vu）、Ｕ相の相電流（iu）（モータ電流）を示す波形図である。また、図７（Ｂ）は、補償電圧（vd_h,vq_h）を重畳した場合の、入力電力（p）、モータ誘起電圧電圧（vu）、モータ電流（iu）を示す波形図である。図７（Ａ）では，歪みを含んだ電圧に対して，歪みの少ない電流を流しているため，モータ入力電力が歪んでしまい，そのモータ電力に含まれる高調波成分が直流リンク電圧や電源側の電流，電力に流出することになる。一方，図７（Ｂ）では，電圧の歪みに対して逆相の歪みを有した電流を流しているため，モータ入力電力には高調波成分が含まれていない。このように、補償電圧（vd_h,vq_h）を適切に重畳することで、モータ電流（iu）にはモータ電圧歪みに対して逆相の高調波成分が含まれるため，モータの入力電力、ひいては電源側の電流、電力、直流リンク電圧の歪みを低減できる。

　しかも、本実施形態では、モータ（7）の運転状態（回転数や負荷トルクなど）に応じて位相（δ）を探索するので、電源に流出する、モータ電圧歪みに基づく高調波成分を効果的に低減させることが可能になる。すなわち、本実施形態によれば、いわゆるコンデンサレスインバータにおいて、モータの運転状態に応じて、モータ電圧歪みに起因する電源高調波を低減できる。

　また、本実施形態では、モータ電流歪みに基づく高調波成分を低減した信号がｄｑ軸電流制御部（53）へ入力される。それゆえ、高調波の外乱で制御が不安定になるのを回避することが可能になる。

　また、インバータ回路（4）では、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のオンオフ状態を切替える際に、同じスイッチングレグにおいて上及び下アームのスイッチング素子が双方ともにオフになる期間（いわゆるデッドタイム）を設けて、上下アームの短絡防止を図るのが一般的である。しかし，このデッドタイムを設けることで、インバータの出力電圧つまりモータの入力電圧にはモータ（7）の基本周波数の６ｎ倍（ｎは整数）の電圧歪みが含まれてしまう。モータの入力電圧に歪み成分が含まれると，モータ入力電力にも歪みが生じる場合があり，その結果，そのモータ電力に含まれる高調波成分が直流リンク電圧や電源側の電流，電力に流出することになる。そのため、デッドタイムを設けることは、電源高調波を増加させる一因となる可能性がある。しかしながら、本実施形態のように、直流リンク電圧に含まれるモータ基本波周波数の６ｎ倍の成分が低減するように，補償電圧（vd_h,vq_h）を制御することで、デッドタイムに起因する電源高調波を低減させることが可能になる。

　《その他の実施形態》
　なお、モータ電圧歪みに基づく高調波成分は、インバータ回路（4）への入力電流や、インバータ回路（4）への入力電力，モータへの入力電力をフーリエ変換したりすることによって抽出するようにしてもよい。

　また、補償電圧（vd_h,vq_h）は、位相（δ）の調整に代えて、振幅（電圧振幅（Vh））を変化させて調整してもよいし、位相（δ）と電圧振幅（Vh）の両方を変化させて調整してもよい。

　また、２つの高調波成分除去部（52-1,2）のうちの何れか一方を省略することも可能である。

　また、高調波成分除去部（52-1,2）では、モータ（7）の回転数、トルク、及び電力の何れかに応じて、モータ電流歪みに基づく高調波成分の除去量を変化させるようにしてもよい。

　また、本発明は、いわゆるマトリクスコンバータにも適用できる。図８は、マトリクスコンバータの構成例を示すブロック図である。この例では、三相の交流電源（6）と接続された９個のスイッチング素子（S1,S2,…,S9）で三相交流をスイッチングしてモータ（7）に三相交流を供給する。

　また、交流電源（6）として三相の交流電源を採用することも可能である。図９は、交流電源として三相の交流電源（6）を用いた場合の電力変換装置（1）の構成例を示すブロック図である。同図に示すように、コンバータ回路（2）は、６つのダイオード（D1～D6）がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路である。これらのダイオード（D1～D6）は、三相の交流電源（6）の交流電圧を全波整流して、直流電圧に変換する。このコンバータ回路（2）の構成では、直流リンク部（3）の電圧脈動の周波数が電源周波数の６倍になる。

　また、電圧歪み補正部（54）は、モータ（7）への入力電力から高調波成分を抽出するように構成してもよいし、コンデンサ（3a）の電圧から高調波成分を抽出するように構成してもよい。

　本発明は、入力された電力をスイッチングして所定の電力に変換する電力変換装置として有用である。

　　１　　　電力変換装置
　　２　　　コンバータ回路
　　３　　　直流リンク部
　　３ａ　　コンデンサ
　　４　　　インバータ回路
　　５　　　制御部
　　６　　　交流電源
　　７　　　モータ
　５４　　　電圧歪み補正部

Claims

　スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を備えて、交流電源（6）から供給された入力交流電力を所定の電圧及び周波数の出力交流電力に電力変換し、接続されたモータ（7）に供給する電力変換装置であって、
前記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチングを制御する制御部（5）と、
　前記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチングにより生じるリプルを平滑するコンデンサ（3a）と、
　前記モータ（7）に流れる電流を制御する電流制御部（53）と、
　モータ入力電力歪みに起因する高調波成分を検出し、前記高調波成分の値に応じて補償値（vd_h,vq_h）を前記電流制御部（53）の出力に重畳する電圧歪み補正部(54)と、
　を備えていることを特徴とする電力変換装置。
　請求項１の電力変換装置において、
　前記電圧歪み補正部(54)は、前記モータ（7）への入力電力から前記高調波成分を抽出することを特徴とする電力変換装置。
　請求項１の電力変換装置において、
　前記電圧歪み補正部(54)は、前記コンデンサ（3a）の電圧から前記高調波成分を抽出することを特徴とする電力変換装置。
　請求項１の電力変換装置において、
　前記電圧歪み補正部(54)は、電力変換装置への入力電流から前記高調波成分を抽出することを特徴とする電力変換装置。
　請求項２から請求項４のうちの何れか１つの電力変換装置において、
　前記電圧歪み補正部(54)は、前記交流電源（6）の半周期の整数倍の期間に基づいて、フーリエ変換を行って前記高調波成分を抽出することを特徴とする電力変換装置。
　請求項２から請求項５のうちの何れか１つの電力変換装置において、
　前記電圧歪み補正部(54)は、前記補償値（vd_h,vq_h）を変化させた前後の前記高調波成分の増減に応じて、前記補償値（vd_h,vq_h）を調整することを特徴とする電力変換装置。
　請求項２から請求項６のうちの何れか１つの電力変換装置において、
　前記補償値（vd_h,vq_h）は、前記モータ（7）の電圧の基本周波数の６ｎ倍（ｎは整数）の周波数成分を有していることを特徴とする電力変換装置。
　請求項２から請求項４のうちの何れか１つの電力変換装置において、
　前記電圧歪み補正部(54)は、前記モータ（7）の回転数、トルク、及び電力の何れかに応じて前記補償値（vd_h,vq_h）の振幅を調整することを特徴とする電力変換装置。
　請求項２から請求項４のうちの何れか１つの電力変換装置において、
　前記電圧歪み補正部(54)は、前記補償値（vd_h,vq_h）の位相及び振幅の少なくとも一方を調整することを特徴とする電力変換装置。
　請求項１の電力変換装置において、
　前記入力交流電力を全波整流するコンバータ回路（2）を備え、
　前記コンデンサ（3a）は、前記コンバータ回路（2）の出力間に並列接続されて直流リンク部（3）を構成して脈動する直流電圧（vdc）を出力し、
　前記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）は、インバータ回路（4）を構成し、前記直流リンク部（3）の出力をスイッチングして交流電力に変換して前記モータ（7）に供給し、
　前記制御部（5）は、前記モータ（7）の電流（iu,iv,iw）が、前記電源電圧（vin）の脈動に同期して脈動するように、前記スイッチングを制御することを特徴とする電力変換装置。