CN114270694A - 马达控制装置和马达控制方法 - Google Patents

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Abstract

能够叠加高频区域的高次谐波成分来抑制扭矩波动。在DC‑DC转换器(31)中，将从电源(外部电池(BT))输入的电压转换为规定的电压，对转换后的电压叠加在高次谐波信号生成部(35)中生成的高次谐波成分，将其作为电动马达(15)的驱动用电力而输出给逆变器(23)。由此，能够通过叠加了高次谐波成分的信号来驱动电动马达(15)，而不受逆变器(23)的开关频率的上限限制。

Description

马达控制装置和马达控制方法
技术领域
本发明涉及例如在电动汽车、混合动力车辆等中使用的电动马达的马达控制装置和马达控制方法。
背景技术
在电动马达中流动的电流除了包含基波成分之外还包含高次谐波成分。因该高次谐波成分而产生扭矩波动，这成为振动、噪声的主要原因。因此，在电动马达的控制中，抑制在输出扭矩中出现的波动的产生很重要。
以往公知有以下技术：在通过逆变器来驱动电动马达时，对于来自该逆变器的交流信号，在基波的基础上叠加交流电流的整数倍的高次谐波成分以抑制电动马达的扭矩波动。
例如专利文献1公开了如下的马达控制装置：准备将dq轴上的电压作为表的感应电压波动表，该dq轴上的电压从通过马达的磁场分析求出的感应电压波形中抵消基本正弦波以外的扭矩波动成分，根据马达的旋转角度，将从表中读出的dq轴上的电压与dq轴电压指令相加来降低马达的扭矩波动。
专利文献2公开了如下的扭矩波动抑制系统：提取马达的扭矩波动成分，基于此，学习用于抑制扭矩波动的补偿电流并将其表格化，将补偿电流提供给马达的逆变器来抑制每个频率成分的扭矩波动。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2008-219966号公报
专利文献2：日本特开2011-50118号公报
发明内容
发明要解决的课题
伴随着近年来马达的高速化，叠加在基波上的高次谐波成分的频带也变得非常高。因此，即使想要像上述专利文献1、2所记载的那样在给逆变器的电流或电压指令中叠加高次谐波成分来抑制电动马达的扭矩波动，也存在在逆变器的开关频率下无法生成高次谐波、无法应对扭矩波动抑制这样的问题。
例如，在4极对马达以12000rpm旋转的情况下，基波为800Hz，其6次谐波达到4.8kHz。与此相对，由于逆变器的开关损失、马达的铁损增加等，开关频率的上限为20kHz左右。并且，由于开关频率受到所使用的开关元件的频率的限制，因此在绝缘栅型双极晶体管(IGBT：Insulated Gate Bipolar Transistor)的情况下，开关频率的上限为10kHz左右。
在逆变器的开关频率为10kHz～20kHz时，根据采样定理可知，无法生成上述那样的4.8kHz的高次谐波作为叠加的高次谐波成分。例如，在开关频率为10kHz的情况下，根据基于采样定理的奈奎斯特频率而决定的频率为1kHz，在逆变器中无法应对1kHz以上的高次谐波(上述的4.8kHz的6次谐波)，难以再现想要施加的理想的正弦波信号波形，因此存在无法降低扭矩波动这样的问题。
本发明是鉴于上述课题而完成的，其目的在于，在马达控制装置中，能够叠加超过逆变器的开关频率的高频的高次谐波成分来抑制扭矩波动。
用于解决课题的手段
作为达成上述目的、解决上述课题的一个手段，具有以下结构。即，本申请的例示的第1发明是马达控制装置，其对电动马达进行驱动，其特征在于，该马达控制装置具有：电源；第1电力转换部，其将从所述电源输入的电压转换为规定的电压，并且在该转换后的电压上叠加规定的频率成分而输出；以及第2电力转换部，其将来自所述第1电力转换部的输出转换为所述电动马达的驱动用电力。
本申请的例示的第2发明是车辆，其特征在于，该车辆具有：车辆驱动用的电动马达；以及通过上述例示的第1发明的马达控制装置而对所述电动马达进行驱动控制的单元。
本申请的例示的第3发明是马达控制方法，该马达控制方法是从电源接受电力供给而被驱动的电动马达的马达控制方法，其特征在于，该马达控制方法具有以下工序：信号生成工序，生成规定的频率成分的信号；第1电力转换工序，将从所述电源输入的电压转换为规定的电压，并且在该转换后的电压上叠加所述规定的频率成分而输出；以及第2电力转换工序，将在所述第1电力转换工序中得到的输出转换为所述电动马达的驱动用电力。
发明效果
根据本发明，能够叠加高频的高次谐波成分来抑制电动马达的扭矩波动，而不受在逆变器中使用的开关元件的开关频率限制。
附图说明
图1是示出本发明的实施方式的马达控制装置的整体结构的框图。
图2是示出实施方式的马达控制装置中的电动马达的动作例的流程图。
图3A是不叠加高次谐波成分的现有的DC-DC转换器的输出电压波形。
图3B是叠加了高次谐波成分的DC-DC转换器的输出电压波形。
图4A是在DC-DC转换器中不叠加高次谐波成分的现有的逆变器输出电压波形。
图4B是在DC-DC转换器中叠加了高次谐波成分时的逆变器输出电压波形。
图5A示出在DC-DC转换器中不叠加高次谐波成分的现有例中的扭矩波动。
图5B示出在DC-DC转换器中叠加了高次谐波成分时的扭矩波动。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的实施方式进行详细说明。图1是示出本发明的实施方式的马达控制装置的整体结构的框图。此外，马达控制装置例如搭载于以电动马达作为驱动源的车辆。
图1所示的马达控制装置1具有作为电动马达15的驱动控制部而发挥功能的马达控制部10，该电动马达15例如是3相无刷DC马达。马达控制部10构成为包含外部电池BT、DC-DC转换器31、逆变器23等。
DC-DC转换器31配置在外部电池BT与逆变器23之间，是能够对输入电压进行升压和降压的转换器。即，DC-DC转换器31通过对内置的半导体元件进行开关控制而对经由电源继电器24从外部电池BT提供的电压Vbat进行升压或降压，并将升压或降压后的电压Vdc提供给逆变器23。
作为在DC-DC转换器31中使用的半导体开关元件，例如，能够采用由碳化硅(SiC)、氮化镓(GaN)等宽带隙半导体构成的开关元件。由此，能够实现DC-DC转换器31的小型化。
在马达控制装置10中，要去除在电动马达15的输出轴扭矩中出现的由PWM控制的基本频率的6次谐波成分或6次的整数倍的高频成分引起的扭矩波动。因此，向DC-DC转换器31输入由控制部(CPU)30内的高次谐波信号生成部35生成的高频的高次谐波信号(例如为6n次谐波成分，n为1以上的整数)。
DC-DC转换器31的开关控制部33依照规定的电压指令值而进行直流/直流电力转换，并且按照将从高次谐波信号生成部35输入的6n次谐波成分叠加到DC-DC转换器31的输出Vdc上的方式进行控制。
开关控制部33的开关频率例如为150kHz～300kHz。通过这样使用开关频率高的DC-DC转换器，能够在用于驱动电动马达15而提供的电压上叠加高频的高次谐波成分。
控制部(CPU)30例如由通过保存于未图示的存储器中的控制程序(软件)而进行动作的微处理器构成。CPU 30具有作为如下的调整部的功能：通过高次谐波信号生成部35而使叠加在DC-DC转换器31的输出上的6n次的频率成分的振幅和相位与电动马达15的驱动频率的6n次谐波成分的振幅和相位一致。
通过设置这样的调整部，能够将按照与作为降低扭矩波动对象的高次谐波成分(6n次谐波成分)一致的方式生成的频率成分的信号叠加到DC-DC转换器的输出上，由此，在马达控制装置中能够取得显著降低扭矩波动的效果。
逆变器23作为如下的马达驱动电路而发挥功能：根据由DC-DC转换器31提供的叠加了6n次谐波成分的电压来生成驱动电动马达15的交流。另外，电源继电器24构成为能够切断来自电池BT的电力，也可以由半导体继电器构成。
PWM信号生成部21依照后述的电压指令值，生成构成逆变器23的多个半导体开关元件(FET 1～6)的接通/断开控制信号(PWM信号)。这些半导体开关元件与电动马达15的各相(a相、b相、c相)对应。
开关元件(FET)也被称为功率元件，例如，使用MOSFET(Metal-OxideSemiconductor Field-Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极型晶体管)等开关元件。
从作为马达驱动电路的逆变器23向电动马达15提供的马达驱动电流由电流检测部25检测，该电流检测部25由与各相对应配置的电流传感器(未图示)构成。电流检测部25例如使用由运算放大器等构成的放大电路来检测在马达驱动电流检测用的分流电阻中流动的直流电流。
电流检测部25的输出信号(电流检测信号)输入给A/D转换部(ADC)27。ADC27通过其A/D转换功能而将模拟电流值转换为数字值，通过转换得到的3相电流Ia、Ib、Ic输入给坐标转换部28。
坐标转换部28具有3相/2相转换功能，根据3相电流Ia、Ib、Ic以及由旋转角传感器29检测到的旋转角度θ来运算d轴上的电流Id和q轴上的电流Iq。即，坐标转换部28根据实际电流来运算d轴电流和q轴电流。
电流指令值运算部12根据来自外部的指示扭矩Tq来求取电流指令值(目标电流值)。具体而言，电流指令值运算部12根据指示扭矩Tq来运算作为磁场成分的d轴指令电流Id*和作为扭矩成分的q轴指令电流Iq*。然后，减法器13a运算q轴指令电流Iq*与q轴电流Iq之差(设为Dq)，减法器13b运算d轴指令电流Id*与d轴电流Id之差(设为Dd)。
PI控制部16a、16b作为电流控制部，按照使d轴和q轴的电流指令值与检测电流值之差为零的方式求取d轴和q轴的电压指令值。然后，坐标转换部17根据该电压指令值和电动马达15的旋转角度来运算马达施加电压V*。
即，上述的Dq输入给PI控制部16a，Dd输入给PI控制部16b。PI控制部16a按照使Dq收敛于零的方式进行PI(比例+积分)控制，计算作为q轴电压的指令值的q轴电压指令值Vq*。同样地，PI控制部16b按照使Dd收敛于零的方式进行PI(比例+积分)控制，由此计算作为d轴电压的指令值的d轴电压指令值Vd*。
q轴电压指令值Vq*和d轴电压指令值Vd*输入给具有2相/3相转换功能的坐标转换部17。坐标转换部17根据旋转角度θ，将Vq*、Vd*转换为作为3相各相的电压指令值的电压指令值Va*、Vb*、Vc*。转换后的电压指令值Va*、Vb*、Vc*输入给PWM信号生成部21。PWM信号生成部21基于这些电流指令值而生成电动马达15的驱动信号(PWM信号)。
另外，也可以采用DC-DC转换器31内置有高次谐波信号生成部35的结构。另外，也可以在DC-DC转换器31与逆变器23之间配置有噪声去除用的滤波器。在该情况下，来自DC-DC转换器31的叠加了高次谐波成分的输出电压经由滤波器而间接地输入给逆变器23。
接下来，对本实施方式的马达控制装置中的电动马达的驱动和控制方法进行说明。图2是示出本实施方式的马达控制装置中的电动马达的驱动和控制(动作例)的流程图。
在图2的步骤S11中，马达控制装置10根据由旋转角传感器51检测到的电角度(旋转角度)θ来计算电动马达15的角速度ω。在接下来的步骤S13中检测马达电流。这里，如上所述，由ADC 27对来自电流检测部25的电流检测信号进行A/D转换而取得作为数字值的3相电流Ia、Ib、Ic。
在步骤S15中，通过坐标转换部28的3相/2相转换，根据在步骤S11中检测到的旋转角度θ和在步骤S13中取得的3相电流Ia、Ib、Ic来运算d轴上的电流Id和q轴上的电流Iq。
在步骤S17中，电流指令值运算部12根据指示扭矩Tq来运算d轴指令电流Id*和q轴指令电流Iq*，然后针对q轴指令电流Iq*与q轴电流Iq之差执行PI控制，计算作为q轴电压的指令值的q轴电压指令值Vq*。而且，针对d轴指令电流Id*与上述的d轴电流Id之差进行PI控制，计算作为d轴电压的指令值的d轴电压指令值Vd*。
在步骤S19中，通过坐标转换部17的2相/3相转换，根据旋转角度θ以及在上述步骤S17中运算出的q轴电压指令值Vq*和d轴电压指令值Vd*来求取作为3相各相的电压指令值的电压指令值Va*、Vb*、Vc*。
接着，进行用于去除在电动马达的输出轴扭矩中出现的扭矩波动(高次振动成分)的处理。这里，去除作为高次的扭矩波动成分的主要成分的、基本频率的6次谐波成分或6次的整数倍的高频成分。
因此，马达控制装置10的CPU 30在步骤S21中，如下述的式(1)所示那样调整DC-DC转换器的输出电压Vdc中的6n次谐波(n为1以上的整数)的振幅和相位，以与电动马达15的驱动频率的6n次谐波成分的振幅和相位一致。
Vdc＝Vdc0+Vdc6nsin(6nθ+α)…(1)
其中，Vdc0是基波的电压，Vdc6n是6n次谐波的电压(振幅)，θ是电动马达15的转子的电角度，α是相位。
式(1)的振幅Vdc6n、相位α是使用现有的公知方法作为抑制扭矩波动的方法来计算的。例如，基于来自外部的指示扭矩Tq，根据与dq轴电压指令相加的dq轴上的6次谐波成分的电压、相位进行计算。或者，也可以根据由电动马达产生的扭矩波动的大小来调谐(调整)6次谐波成分的电压和相位。
在步骤S23中，将在DC-DC转换器31中叠加了上述的式(1)所示的6n次谐波成分后的电压作为DC-DC转换器31的输出电压Vdc而施加给逆变器23。CPU 30按照使6n次频率成分的次数n伴随着电动马达15的转速(角速度ω)变高而变大的方式进行控制。
在步骤S25中，将在步骤S19中求出的3相各相的电压指令值Va*、Vb*、Vc*输入给PWM信号生成部21。PWM信号生成部21基于这些电流指令值而生成电动马达15的驱动信号(PWM信号)。
其结果为，能够在DC-DC转换器31中叠加难以在逆变器23中叠加的高次谐波成分，将在基波成分上叠加了作为降低扭矩波动对象的高次谐波成分即6n次谐波成分后的DC-DC转换器31的输出电压提供给逆变器23。由此，叠加了6n次谐波成分的DC-DC转换器31的输出电力成为电动马达15的驱动用电源，因此能够在电动马达15中取得降低因6n次谐波成分引起的扭矩波动的效果。
接下来，对本实施方式的马达控制装置中的降低扭矩波动的效果进行说明。图3A～图5B模拟了在DC-DC转换器中在输出电压上不叠加高次谐波成分的情况和在输出电压上叠加了6次谐波成分的情况下的效果，并将它们对比示出。
图3A是不叠加高次谐波成分的现有的DC-DC转换器的输出电压波形，图3B是叠加了高次谐波成分的DC-DC转换器31的输出电压波形。在图3A、图3B中，横轴是时间。
从图3B可知，通过在DC-DC转换器31中叠加高次谐波成分(这里为6次谐波成分)而输出了在基波成分上叠加有6次谐波成分的电压(上述的Vdc)。
图4A是在DC-DC转换器中不叠加高次谐波成分的现有的逆变器输出电压波形，图4B是在DC-DC转换器31中叠加了高次谐波成分时的逆变器输出电压波形的模拟结果。在图4A、图4B中，横轴是时间。
图5A是在DC-DC转换器中不叠加高次谐波成分的现有例中的扭矩波动的模拟结果，图5B是在DC-DC转换器31中叠加了高次谐波成分时的扭矩波动的模拟结果。在图5A、图5B中，横轴是时间。
根据图5B可知，通过在DC-DC转换器31中叠加高次谐波成分，与图5A的现有例相比，显著地表现出降低扭矩波动的效果。
在将本实施方式的马达控制装置搭载于例如电动汽车、混合动力车辆等车辆的情况下，能够降低作为这些车辆的动力源的电动马达中的扭矩波动。
如以上所说明的那样，本实施方式的马达控制装置构成为具有：DC-DC转换器，其将从电源输入的电压转换为规定的电压，在转换后的电压上叠加高频区域的高次谐波成分而输出；以及逆变器，其将来自DC-DC转换器的输出电力转换为电动马达的驱动用电力，由此，能够利用在DC-DC转换器中叠加了高次谐波成分的电力来驱动电动马达，而不受逆变器的开关频率的上限限制。
即，能够使叠加的高次谐波成分的频率与DC-DC转换器的开关频率的上限一致，而不是与逆变器的开关频率的上限一致，由此能够降低因电动马达的高次谐波成分引起的扭矩波动。
其结果为，能够降低因马达的扭矩波动引起的马达控制装置的振动、噪声。特别是通过采用在开关频率高的车载用的DC-DC转换器中叠加高次谐波成分的结构，能够在减轻与高频的扭矩波动相伴的马达驱动噪声这方面取得显著效果。
另外，通过叠加的高次谐波成分采用6n次谐波成分，能够有效地降低作为扭矩波动的主要原因的6n次的扭矩波动。即，能够将与作为降低扭矩波动对象的高次谐波成分(6n次谐波成分)一致的频率成分的信号叠加在DC-DC转换器的输出上，因此在电动马达高速旋转时能够取得显著降低扭矩波动的效果。
而且，在升压型或降压型的任意类型的DC-DC转换器中，只是对现有的电力转换结构附加用于叠加高次谐波成分的结构，也不需要变更逆变器的控制方法和载波频率(开关频率)，因此能够使用于降低扭矩波动的马达控制装置低成本化、小型化。
本发明不限于上述的实施方式，能够适当地进行变更。例如，在想要叠加的6n次谐波成分为根据针对逆变器23的逆变器控制中的PWM驱动信号的载波频率(开关频率)而言的基于采样定理的奈奎斯特频率而决定的频率(例如，1kHz)以上的情况下，将在DC-DC转换器31中叠加了6n次谐波成分的输出提供给逆变器23来抑制电动马达的扭矩波动，在6n次谐波成分为1kHz的情况下，也可以像以往那样在给逆变器的电流或电压指令上叠加高次谐波成分来抑制电动马达的扭矩波动。
标号说明
1：马达控制装置；10：马达控制部；12：电流指令值运算部；15：电动马达；16a、16b：PI控制部；17、28：坐标转换部；21：PWM信号生成部；23：逆变器；24：电源继电器；25：电流检测部；27：A/D转换部(ADC)；29：旋转角传感器；30：CPU；31：DC-DC转换器；33：开关控制部；35：高次谐波信号生成部；BT：外部电池。

Claims (16)

1.一种马达控制装置，其对电动马达进行驱动，其中，
该马达控制装置具有：
电源；
第1电力转换部，其将从所述电源输入的电压转换为规定的电压，并且在该转换后的电压上叠加规定的频率成分而输出；以及
第2电力转换部，其将来自所述第1电力转换部的输出转换为所述电动马达的驱动用电力。
2.根据权利要求1所述的马达控制装置，其中，
所述规定的频率成分是根据所述电动马达的驱动频率的高次谐波成分而生成的。
3.根据权利要求2所述的马达控制装置，其中，
所述高次谐波成分是6n次谐波成分，其中，n为1以上的整数。
4.根据权利要求1至3中的任意一项所述的马达控制装置，其中，
所述马达控制装置还具有调整部，该调整部使所述叠加的频率成分的振幅和相位与所述电动马达的驱动频率的高次谐波成分的振幅和相位一致。
5.根据权利要求1所述的马达控制装置，其中，
所述第1电力转换部使从所述电源输入的电压升压或降压至规定的电压。
6.根据权利要求1至5中的任意一项所述的马达控制装置，其中，
所述第1电力转换部是DC-DC转换器，所述第2电力转换部是逆变器。
7.根据权利要求6所述的马达控制装置，其中，
所述DC-DC转换器具有由宽带隙半导体形成的半导体开关元件，该宽带隙半导体是由碳化硅系材料、氮化镓系材料构成的。
8.根据权利要求7所述的马达控制装置，其中，
所述DC-DC转换器的开关频率为150kHz～300kHz。
9.根据权利要求6所述的马达控制装置，其中，
所述第1电力转换部在所述6n次谐波成分为根据针对所述逆变器的开关频率而言的基于采样定理的奈奎斯特频率而决定的频率以上的情况下，叠加该6n次谐波成分。
10.根据权利要求9所述的马达控制装置，其中，
決定的所述频率为1kHz。
11.根据权利要求1至10中的任意一项所述的马达控制装置，其中，
所述马达控制装置搭载于车辆作为车载用装置。
12.一种车辆，其搭载有权利要求1至11中的任意一项所述的马达控制装置。
13.一种马达控制方法，其是从电源接受电力供给而被驱动的电动马达的马达控制方法，其中，
该马达控制方法具有以下工序：
信号生成工序，生成规定的频率成分的信号；
第1电力转换工序，将从所述电源输入的电压转换为规定的电压，并且在该转换后的电压上叠加所述规定的频率成分而输出；以及
第2电力转换工序，将在所述第1电力转换工序中得到的输出转换为所述电动马达的驱动用电力。
14.根据权利要求13所述的马达控制方法，其中，
所述规定的频率成分是根据所述电动马达的驱动频率的高次谐波成分而生成的。
15.根据权利要求14所述的马达控制方法，其中，
所述高次谐波成分是6n次谐波成分，其中，n为1以上的整数。
16.根据权利要求13至15中的任意一项所述的马达控制方法，其中，
在所述信号生成工序中，进行如下的调整处理：使所述叠加的频率成分的振幅和相位与所述电动马达的驱动频率的高次谐波成分的振幅和相位一致。
CN202080057939.5A 2019-08-21 2020-07-22 马达控制装置和马达控制方法 Pending CN114270694A (zh)

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