CN114930714A - 交流旋转电机的控制装置及电动助力转向装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种能够减小电流检测值的误差分量的交流旋转电机的控制装置和电动助力转向装置,该误差分量接近交流旋转电机的机械谐振周期。本发明的交流旋转电机的控制装置(10),在载波周期(Tc)的第一自然数(A)倍的周期即电流检测周期(TIdt)检测流经三相绕组的电流,将本次检测出的电流检测值与在电流检测周期(TIdt)的第二自然数(B)倍的周期即加法周期(Tadd)前检测出的电流检测值相加进行电流加法处理,计算电流加法处理后的电流检测值,基于电流加法处理后的电流检测值来计算三相的电流指令值,第二自然数(B)被设定为加法周期(Tadd)最接近交流旋转电机的机械谐振周期的半周期(Tr/2)的自然数。

Description

交流旋转电机的控制装置及电动助力转向装置
技术领域
本发明涉及交流旋转电机的控制装置及电动助力转向装置。
背景技术
作为现有的交流旋转电机的控制装置及电动助力转向装置,已知专利文献1的技术。在专利文献1中,构成为基于与逆变器的负极侧的开关元件串联连接的电流检测电阻元件的输出信号来检测电流。在专利文献1的技术中,对于载波周期,通过在2个以上的固定定时检测电流,获取电流以不包含由开关噪声引起的误差的同时,如专利文献1的图12、图13、图14、图15、图16、图23、图24、图25、图26所示那样,为了使三相电压指令值的最大值与电源电压的一半值Vdc/2相一致而使三相电压指令值偏移。
现有技术文献
专利文献
专利文献1:日本专利第6266161号公报(权利要求1、权利要求2、图12)
发明内容
发明所要解决的技术问题
但是,在专利文献1的技术中,虽然能够降低电流检测的误差,但是在负极侧的开关元件串联连接有电流检测电阻元件的逆变器中,如果使三相电压指令值偏移,以使得三相电压指令值的最大值与电源电压的一半值Vdc/2相一致,则会产生叠加在交流旋转电机的输出转矩上的三次纹波分量变大的问题。因此,为了在抑制三次转矩纹波分量的增加的同时降低电流检测的误差,有必要研究与专利文献1不同的方法。
然而,在电流检测值的误差分量中包含的各种频率中,接近交流旋转电机的机械谐振频率的频率的误差分量容易成为交流旋转电机的噪音。因此,特别希望减小电流检测值中包含的谐振周期的误差分量。
因此,需要能够减小电流检测值的误差分量的交流旋转电机的控制装置和电动助力转向装置,该电流检测值的误差分量接近交流旋转电机的机械谐振周期。
用于解决技术问题的技术手段
本申请所涉及的交流旋转电机的控制装置是控制具有三相绕组的交流旋转电机的交流旋转电机的控制装置,包括:
逆变器,该逆变器与三相的各相相对应地设有三组串联电路,所述串联电路对连接至直流电源的正极侧的正极侧开关元件与连接至所述直流电源的负极侧的负极侧开关元件进行串联连接,串联连接的连接点与对应相的所述绕组相连接;
电流检测电路,该电流检测电路具有与至少二相的所述负极侧开关元件串联连接的电阻;以及
控制器,该控制器计算三相电压指令值,通过比较所述三相电压指令值中的每一个和以载波周期振动的载波,对所述开关元件进行导通截止控制,
所述控制器在所述负极侧开关元件被导通的所述载波周期的第一自然数倍的周期即电流检测周期下,基于所述电流检测电路的输出信号,检测流经所述三相绕组的电流,将本次检测出的电流检测值与在所述电流检测周期的第二自然数倍的周期即加法周期前检测出的电流检测值相加来进行电流加法处理,计算电流加法处理后的电流检测值,基于所述电流加法处理后的电流检测值,计算所述三相电流指令值,
所述第二自然数被设定为所述加法周期最接近所述交流旋转电机的机械谐振周期的半周期的自然数。
此外,本申请所涉及的电动助力转向装置包括:
上述的交流旋转电机的控制装置;
所述交流旋转电机;以及
将所述交流旋转电机的驱动力传递至车辆的转向装置的驱动力传递机构的装置,
所述载波周期被设定为小于60μs,
所述交流旋转电机的机械的所述谐振周期在200μs到500μs的范围内。
发明效果
电流检测值的谐振周期分量的相位在谐振周期的半周期反转。因此,通过将本次检测出的电流检测值和在谐振周期的半周期前检测出的电流检测值相加,能够抵消电流检测值的谐振周期的分量。根据本申请所涉及的交流旋转电机的控制装置和电动助力转向装置,第二自然数被设定为加法周期最接近交流旋转电机的机械谐振周期的半周期的自然数。因此,通过将本次检测出的电流检测值和在加法周期前检测出的电流检测值相加,能够抵消电流检测值的谐振周期的分量。其结果是,能够抑制交流旋转电机的噪音。
附图说明
图1是实施方式1所涉及的交流旋转电机及交流旋转电机的控制装置的简要结构图。
图2是实施方式1所涉及的控制器的硬件结构图。
图3是示出实施方式1所涉及的通过振幅减少调制得到的三相电压指令值的动作的时序图。
图4是示出比较例所涉及的通过振幅减少调制得到的输出转矩的动作的时序图。
图5是示出实施方式1所涉及的通过振幅减少调制得到的输出转矩的动作的时序图。
图6是用于说明实施方式1所涉及的PWM控制动作及电流检测定时的时序图。
图7是用于说明实施方式1所涉及的PWM控制动作及电流检测定时的时序图。
图8是用于说明实施方式1所涉及的振铃的影响的时序图。
图9是用于说明实施方式1所涉及的产生振铃的影响的情况下的PWM控制动作及电流检测定时的时序图。
图10是示出在不进行比较例所涉及的电流加法处理的情况下的控制动作的时序图。
图11是示出实施方式1所涉及的交流旋转电机的噪音的频率特性的图。
图12是用于说明实施方式1所涉及的电流检测值中包含的谐振周期的分量和加法周期的时序图。
图13是实施方式1所涉及的电流加法处理部的框图。
图14是用于说明实施方式2所涉及的电流加法处理部的处理的流程图。
图15是实施方式2所涉及的电流加法处理部的框图。
图16是用于说明实施方式3所涉及的电流检测值中包含的谐振周期的分量和加法周期的时序图。
图17是实施方式3所涉及的电流加法处理部的框图。
图18是示出比较例所涉及的与电流检测值的噪声分量相对应的传递特性的图。
图19是示出实施方式3所涉及的与电流检测值的噪声分量相对应的传递特性的图。
图20是实施方式4所涉及的电动助力转向装置的示意结构图。
图21是示出其他实施方式所涉及的通过振幅减少调制得到的三相电压指令值的动作的时序图。
具体实施方式
1.实施方式1
参照附图对实施方式1所涉及的交流旋转电机的控制装置10(下面简称为控制装置10)进行说明。图1是本实施方式所涉及的交流旋转电机1及控制装置10的简要结构图。
1-1.交流旋转电机1
交流旋转电机1具有U相、V相、W相的三相绕组Cu、Cv、Cw。交流旋转电机1包括定子和配置在定子的径向内侧的转子。定子上装有三相的绕组Cu、Cv、Cw。在本实施方式中,在转子上设有永久磁体,是永久磁体式的同步旋转电机。另外,交流旋转电机1也可以是在转子上设有电磁体的磁场卷绕式同步旋转电机,或者在转子上没有设有永久磁体的感应电机。三相的绕线可以是星形接线,也可以是三角形接线。
转子包括用于检测转子的旋转角度的旋转检测电路2。旋转检测电路2使用旋转变压器、编码器、MR传感器等。旋转检测电路2的输出信号被输入到控制器6。
1-2.逆变器4
逆变器4与三相各相相对应地设置有3组串联电路(腿),该串联电路串联连接有与直流电源3的正极侧相连接的正极侧开关元件SP、以及与直流电源3的负极侧相连接的负极侧开关元件SN。然后,各相的串联电路中的两个开关元件的连接点连接到相应相的绕组。
具体来说,在U相的串联电路中,U相正极侧开关元件SPu与U相负极侧开关元件SNu串联连接,2个开关元件的连接点与U相绕组Cu连接。在V相串联电路中,V相正极侧开关元件SPv与V相负极侧开关元件SNv串联连接,2个开关元件的连接点与V相绕组Cv连接。在W相的串联电路中,W相的正极侧开关元件SPw和W相的负极侧开关元件SNw串联连接,2个开关元件的连接点与W相绕组Cw连接。
对于开关元件,使用反向并联连接有二极管的IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor:绝缘栅双极型晶体管)、MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field EffectTransistor:金属氧化物半导体场效应晶体管)、反向并联连接有二极管的双极型晶体管等。各开关元件的栅极端子经由栅极驱动电路等与控制器6相连接。各开关元件通过从控制器6输出的开关信号Gpu~GNw进行导通或关断。
直流电源3向逆变器4输出直流电压Vdc。作为直流电源3,只要是使用如电池、DC-DC转换器、二极管整流器、PWM整流器等输出电源电压Vdc的设备,就可以是任意设备。在直流电源3中设置有检测电源电压Vdc的电压传感器,并且可以将电压传感器的输出信号输入到控制装置10。控制装置10可以使用检测出的电源电压Vdc来进行控制。
1-3.电流检测电路5
包括电流检测电路5,该电流检测电路5具有与至少二相的负极侧开关元件串联连接的电阻。在本实施方式中,电流检测电路5构成为检测流经三相的负极侧开关元件SNu、SNv、SNw的电流。电流检测电路5具有与各相的负极侧开关元件串联连接的分路电阻5u、5v、5w。U相分路电阻5u串联连接在U相负极侧开关元件SNu的负极侧,V相分路电阻5v串联连接在V相负极侧开关元件SNv的负极侧,W相分路电阻5w串联连接在W相负极侧开关元件SNw的负极侧。各相的分流电阻5u、4v、5w的两端电位差VRu、VRv、VRw被输入到控制器6。
另外,各分流电阻也可以串联连接在负极侧的开关元件的正极侧。另外,电流检测电路5也可以构成为检测流过任意两个相的负极侧开关元件的电流。该情况下,利用三相绕组电流的合计值为零,控制器6也可以基于二相电流检测值计算剩余一相电流。例如,电流检测电路5检测U相和V相的电流Iur、Ivr,控制器6也可以通过Iwr=-Iur-Ivr计算W相电流Iwr。
1-4.控制器6
控制器6经由逆变器4控制交流旋转电机1。如图1所示,控制器6包括旋转检测部31、电流检测部32、电流坐标转换部33、电流加法处理部34、电流指令值计算部35、电压指令值计算部36以及PWM控制部37等。控制器6的各功能由控制器6所具备的处理电路来实现。具体而言,控制器6如图2所示,作为处理电路,包括:CPU(Central Processing Unit:中央处理器)等运算处理装置90(计算机);与运算处理装置90进行数据交换的存储装置91;向运算处理装置90输入外部信号的输入电路92;以及从运算处理装置90向外部输出信号的输出电路93等。
作为运算处理装置90,可以具备ASIC(Application Specific IntegratedCircuit:专用集成电路)、IC(Integrated Circuit:集成电路)、DSP(Digital SignalProcessor:数字信号处理器)、FPGA(Field Programmable Gate Array:现场可编程门阵列)、各种逻辑电路和各种信号处理电路等。此外,作为运算处理装置90,也可以具备多个相同种类或不同种类的运算处理装置来分担执行各处理。作为存储装置91,可以具备构成为能从运算处理装置90读取并写入数据的RAM(Random Access Memory:随机存取存储器)、构成为能从运算处理装置90读取数据的ROM(Read Only Memory:只读存储器)等。输入电路92与旋转检测电路2、电流检测电路5等各种传感器、开关相连接,并具备将这些传感器、开关的输出信号输入至运算处理装置90的A/D转换器等。输出电路93连接有对开关元件进行导通截止驱动的栅极驱动电路等电负载,并具备从运算处理装置90向这些电负载输出控制信号的驱动电路等。
然后,控制器6所具备的图1的各控制部31~37等的各功能通过运算处理装置90执行ROM等存储装置91所存储的软件(程序),并与存储装置91、输入电路92、以及输出电路93等控制器6的其他硬件进行协作来实现。另外,将各控制部31~37等所使用的增益、阈值等设定数据作为软件(程序)的一部分存储于ROM等存储装置91。以下,对控制器6的各功能进行详细说明。
<旋转检测部31>
旋转检测部31检测电气角处的转子的磁极位置θ(转子的旋转角度θ)和旋转角速度ω。本实施方式中,旋转检测部31基于旋转检测电路2的输出信号来检测转子的磁极位置θ(旋转角度θ)和旋转角速度ω。磁极位置设定为设置在转子上的永久磁体的N极的方向。另外,旋转检测部31可以构成为基于通过将高次谐波分量重叠在电流指令值上而获得的电流信息等,来推测旋转角度(磁极位置)而不使用旋转传感器(所谓的无传感器方式)。
<电流检测部32>
电流检测部32基于电流检测电路5的输出信号,对流过三相绕组的电流Iur、Ivr和Iwr进行检测。电流检测部32将各相的分流电阻的两端电位差除以分流电阻的电阻值,检测各相绕组的电流Iur、Ivr、Iwr。
由于电流检测电路5检测流过负极侧开关元件的电流,所以电流检测部32在负极侧开关元件导通的定时检测电流。此外,在后述的PWM控制部37中,负极侧开关元件在每个载波周期Tc被导通。由此,电流检测部32在负极侧开关元件导通的载波周期Tc的第一自然数A倍的周期即电流检测周期TIdt(=A×Tc)下,基于电流检测电路5的输出信号,检测三相绕组的电流Iur、Ivr、Iwr。在本实施方式中,电流检测电路5在载波CA在波峰的顶点处的每个电流检测周期TIdt的定时检测电流。
<电流坐标转换部33>
电流坐标转换部33每次电流检测时,将三相绕组的电流检测值Iur、Ivr、Iwr转换成d轴和q轴的坐标系上的d轴电流检测值Idr和q轴电流检测值Iqr。d轴和q轴坐标系是与转子的磁极位置同步旋转的二轴旋转坐标系。d轴被决定在磁极位置θ(N极)的方向上,q轴被决定在电气角上比d轴前进了90度的方向上。具体而言,电流坐标转换部33基于磁极位置θ对三相电流检测值Iur、Ivr、Iwr进行三相两相转换和旋转坐标转换,并转换成d轴电流检测值Idr和q轴电流检测值Iqr。
<电流加法处理部34>
详细内容将在后文描述,电流加法处理部34在每次电流检测时,对电流检测值进行电流加法处理,计算电流加法处理后的电流检测值。在本实施方式中,电流加法处理部34对d轴和q轴的电流检测值Idr、Iqr进行电流加法处理,计算电流加法处理后的d轴和q轴的电流检测值Idr*、Iqr*。
<电流指令值计算部35>
电流指令值计算部35计算d轴电流指令值Ido和q轴电流指令值Iqo。在本实施方式中,电流指令值计算部35基于转矩指令值Tref、电源电压Vdc和旋转角速度ω等计算d轴和q轴的电流指令值Ido和Iqo。根据已知的电流矢量控制方法如最大转矩电流控制、最大转矩电压控制、磁通削弱控制和Id=0控制等,计算d轴和q轴的电流指令值Ido和Iqo。例如,当进行Id=0控制时,将d轴上的电流指令值Ido设定为0(Ido=0),并且将q轴上的电流指令值Iqo设定为转矩指令值Tref乘以转换系数后的值。转矩指令值To既可以在控制器6内运算,也可以从外部的控制装置传输。
<电压指令值计算部36>
电压指令值计算部36在每次电流检测时改变三相电压指令值Vuo、Vvo、Vwo,使得电流检测值接近电流指令值。本实施方式中,电压指令值计算部36具备dq轴电压指令值计算部361、电压坐标转换部362及调制部363。
dq轴电压指令值计算部361进行通过PI控制等使d轴电压指令值Vdo及q轴电压指令值Vqo发生变化的电流反馈控制,以使得电流加法处理后的d轴电流检测值Idr*接近d轴电流指令值Ido、且使得电流加法处理后的q轴电流检测值Iqr*接近q轴电流指令值Iqo。另外,也可以进行前馈控制以使d轴电流和q轴电流不受干扰等。
电压坐标转换部362基于磁极位置θ对d轴和q轴的电压指令值Vdo、Vqo进行固定坐标转换和二相三相转换,并转换成坐标转换后的三相电压指令值Vuoc、Vvoc、Vwoc。该坐标变换后的三相电压指令值Vuoc、Vvoc、Vwoc为正弦波。
调制部363对正弦波的坐标转换后的三相电压指令值Vuoc、Vvoc、Vwoc施加调制,来计算最终的三相电压指令值Vuo、Vvo、Vwo。调制部363对坐标变换后的三相电压指令值施加振幅减小调制,该振幅减小调制在维持三相电压指令值的线间电压的同时减小三相电压指令值的振幅。
在本实施方式中,调制部363施加振幅减小调制,使得三相电压指令值的平均值小于载波CA的振动中心值,使得三相电压指令值相等地偏移。调制部363如下式所示,判定坐标变换后的三相电压指令值Vuoc、Vvoc、Vwoc的最小值Vmin,在最小值Vmin中加上电源电压Vdc的一半值,计算偏置电压Voff,从坐标变换后的三相电压指令值Vuoc、Vvoc、Vwoc减去偏置电压Voff,计算三相电压指令值Vuo、Vvo、Vwo。
Vmin=MIN(Vuoc,Vvoc,Vwoc)
Voff=0.5×Vdc+Vmin
Vuo=Vuoc-Voff…(1)
Vvo=Vvoc-Voff
Vwo=Vwoc-Voff
式(1)的振幅减小调制的动作在图3中示出。在上段的图表中示出坐标变换后的三相电压指令值Vuoc、Vvoc、Vwoc。坐标转换后的三相电压指令值Vuoc、Vvoc、Vwoc超过了从-Vdc/2到+Vdc/2的范围,产生了电压饱和。另一方面,在振幅减少调制后的三相电压指令值Vuo、Vvo、Vwo中,电压最小的相的电压指令值被偏移,以与-Vdc/2一致,从而防止电压饱和的发生。
<根据调制方式的转矩变动的差异>
如专利文献1那样,图4示出了进行偏移以使电压最大的相的电压指令值与+Vdc/2一致时的比较例所涉及的输出转矩的动作。另一方面,图5中示出了本实施例中进行偏移以使电压最小的相的电压指令值与-Vdc/2一致时的输出转矩的动作。在图4及图5中,上段的图表示出了调制后的3相电压指令值Vuo、Vvo、Vwo。在中段的图表中示出了流向三相绕组的三相电流Iu、Iv、Iw。在下方的图表中示出了交流旋转电机1的输出转矩。
在图4的比较例和图5的本实施方式中,输出转矩也叠加了三次纹波分量。然而,在图4的比较例的情况与本实施方式的情况相比,三次纹波分量的振幅大约变大三倍。这是因为,在本实施方式中,在分路电阻与负极侧开关元件串联连接的逆变器中,负极侧开关元件导通时逆变器内的电压下降比正极侧开关元件导通时逆变器内的电压下降大,使得两者不平衡。虽然省略详细的说明,但是由于该不平衡,结果在如专利文献1那样的比较例的情况下,三次纹波分量的振幅变大,因此希望本实施方式的调制方式。但是,如后述那样,在本实施方式的调制方式中,有时负极侧开关元件的导通期间变短,由于振铃产生电流检测误差,因此通过电流加法处理采取了该对策。
<PWM控制部37>
PWM控制部37通过比较三相电压指令值Vuo、Vvo、Vwo中的每一个与以载波周期Tc振动的载波CA,对开关元件进行导通截止控制。载波CA被设为三角波,其在载波周期Tc中以0为中心按电源电压的一半值VDC/2的振幅进行振动。
如图6所示,PWM控制部37对于各相,在载波CA低于电压指令值的情况下,导通正极侧开关元件的开关信号GP(在本例中为1),导通正极侧开关元件,在载波CA超过电压指令值的情况下,截止正极侧开关元件的开关信号GP(在本例中为0),截止正极侧开关元件。另一方面,在载波CA低于电压指令值的情况下,PWM控制部37截止负极侧开关元件的开关信号GN(在本例中为0),截止负极侧的开关元件,在载波CA超过电压指令值的情况下,导通负极侧开关元件的开关信号GN(在本例中为1),导通负极侧开关元件。另外,在各相中,在正极侧开关元件的导通期间和负极侧开关元件的导通期间之间,设有使正极侧开关元件和负极侧开关元件双方截止的短路防止期间(死区时间)。
如图6所示,在以载波CA的波峰的顶点为中心的区间D中,所有三相的负极侧开关信号GNu、GNv和GNw被导通,在该区间D中,电流检测电路5能够检测流经三相绕组的电流。在本实施方式中,如上所述,电流检测部32构成为在载波CA的波峰的顶点的定时检测电流。图6的示例中,第一自然数A被设定为1,电流检测周期TIdt被设定为载波周期Tc的一倍的周期,并且在所有载波CA的波峰的顶点处检测电流。
或者也可以如图7所示,第一自然数A被设定为2,电流检测周期TIdt被设定为载波周期Tc的两倍的周期,并且在每隔一个载波CA的波峰的顶点处检测电流。
<振铃引起的电流检测误差>
如图8所示,当开关元件导通后,会立刻产生电流振动的现象。在某一相上产生的振铃也会影响到其他相上的电流例如,振铃发生在开关元件导通之后的数μs之间。随着电压指令值变大,负极侧开关元件的导通期间变短。当导通期间小于振铃发生期间的两倍时,电流的检测定时与振铃重叠,导致各相电流检测值产生检测误差。
例如,在图9的示例中,U相电压指令值Vuo成为接近电源电压的一半值Vdc/2的较大的值。其结果是,U相负极侧的开关信号GNu的导通期间变短,并且U相电流检测值Iur由于振铃而产生检测误差。此外,由于U相电流振铃的影响,其他V相和W相电流检测值Ivr、Iwr也会产生检测误差。
另外,电流检测部32在任意相的负极侧开关元件的导通期间短于预先设定的阈值(例如,5μs)的情况下,也可以基于其他二相中的电流检测值来计算导通期间比阈值要短的相的电流检测值。例如,当U相负极侧的开关信号GNu的导通期间比阈值要短的情况下,也可以通过Iur=-Ivr-Iwr来计算U相电流检测值Iur。即使在这种情况下,由于其他二相的电流检测值也会因振铃而产生检测误差,因此不能将振铃引起的检测误差变为零。
图10示出了电流加法处理部34不进行电流加法处理的比较例中的控制动作。随着旋转角速度的增加,三相电压指令值的振幅也随之增加。到时刻t01为止,三相电压指令值的振幅最大值比电源电压的一半值Vdc/2要低,由于振铃的影响没有产生电流检测误差,q轴电流检测值Iqr不太会产生噪声分量。从时刻t01到时刻t02,随着三相电压指令值的振幅最大值接近电源电压的一半值Vdc/2,由振铃的影响引起的电流检测误差逐渐增大,q轴电流检测值Iqr的噪声分量逐渐增大。
在时刻t03以后,为了观察产生噪声的动作,停止旋转角速度的增加,并将其设定为一定条件。下侧示出了放大了时刻t03以后的规定期间的图。如该图所示,调制后的三相电压指令值的最大值达到电源电压的一半值Vdc/2,产生负极侧开关元件的导通期间变短的期间,产生由振铃引起的电流检测误差的状态。其结果是,可知对三相电流检测值进行坐标变换而得到的q轴电流检测值Iqr的噪声分量变大。另外,虽然未图示,但同样地,d轴电流检测值Idr的噪声分量也变大。
然后,当使用叠加了噪声分量的d轴和q轴的电流检测值Idr、Iqr进行电流反馈控制时,噪声分量叠加在三相电压指令值Vuo、Vvo、Vwo上,纹波分量叠加在交流旋转电机1的输出转矩上。
作为针对由振铃引起的电流检测值的噪声分量的对策,考虑以下的(A)和(B)。
(A)降低dq轴上的电流反馈控制的响应速度,降低d轴和q轴的电流检测值Idr、Iqr对噪声分量的灵敏度,防止噪声分量叠加在三相电压指令值上。
(B)如图4所示,与本实施方式相反,施加使坐标变换后的三相电压指令值Vuoc、Vvoc、Vwoc的最大相的电压指令值与电源电压的一半值Vdc/2一致的调制。
在对策(A)中,如果降低电流反馈控制的响应速度,则电流反馈控制的跟随性能将恶化,因此不能选择。在对策(B)中,由于在三相电压指令值与Vdc/2一致的期间内,负极侧开关元件总是截止,虽然不会产生振铃,但如上所述,在负极侧开关元件上串联有分流电阻的逆变器中,由于三次的转矩脉动分量变大,因此不能选择。
<交流旋转电机的机械谐振周期和电流检测值的噪声分量>
因此,在本实施方式中,进行电流加法处理部34的电流加法处理,而不是对策(A)、(B)。图11是交流旋转电机1的噪声相对于电流的噪声分量的灵敏度特性的测定结果。纵轴的增益越大,相对于电流的噪声分量的振幅,交流旋转电机1的噪声越大。在该交流旋转电机1中,峰值存在于2500Hz附近。这是因为交流旋转电机1的框架的机械谐振频率在2500Hz附近(谐振周期Tr为400μs)。
另外,交换旋转电机1的机械谐振发生在交流旋转电机1的框架中,或者交流旋转电机1、逆变器4和控制器6成为一体的功率包、或者包含框架或功率包和齿轮机构的动力装置等中。
在电流检测值的噪声分量中包含的各种频率中,接近交流旋转电机1的机械谐振频率的频率的噪声分量容易成为交流旋转电机1的噪音。由此,希望减少电流检测值中包含的交流旋转电机1的机械谐振周期Tr的分量。
<电流加法处理>
对电流加法处理的原理进行说明。图12示出了包含于电流检测值中的谐振周期Tr的分量的示意性波形。电流检测值的谐振周期Tr的分量在谐振周期的半周期Tr/2时相位反转。由此,通过将本次检测出的电流检测值和在谐振周期的半周期前检测出的电流检测值相加,能够抵消电流检测值的谐振周期Tr的分量。
因此,电流加法处理部34将本次检测出的电流检测值与电流检测周期TIdt的第二自然数B倍的周期即加法周期Tadd(=B×TIdt)前检测出的电流检测值进行相加来进行电流加法处理,从而计算电流加法处理后的电流检测值。将第二自然数B设定为使加法周期Tadd最接近交流旋转电机1的机械谐振周期的半周期Tr/2的自然数。
理想情况下,将第二自然数B设定为加法周期Tadd与谐振周期的半周期Tr/2一致的自然数即可,但如果不一致,则需要改变载波周期Tc。如上述那样,如果将第二自然数B设定为使加法周期Tadd最接近谐振周期的半周期Tr/2的自然数,则根据加法周期Tadd与谐振周期的半周期Tr/2的接近程度,可以减小电流检测值的谐振周期Tr的分量。
为了减小效果,如下式所示,可以将加法周期Tadd设定在从谐振周期的1/4周期Tr/4到谐振周期的3/4周期Tr×3/4之间。
Tr/4<Tadd<Tr×3/4…(2)
例如,如下式所示,如果谐振周期Tr为400μs,载波周期Tc为50μs,并且第一自然数A为2,电流检测周期TIdt为100μs,则将第二自然数B设定为2,并且将加法周期Tadd设定为与谐振周期的半周期200us一致的200μs。另外,加法周期Tadd也可以与谐振周期的半周期Tr/2不一致。
Tr=400μs
Tc=50μs…(3)
TIdt=A×Tc=2×50μs=100μs
Tadd=B×TIdt=2×100μs=200μs
在本实施方式中,电流加法处理部34对在本次的电流检测中计算出的d轴和q轴的电流检测值Idr、Iqr、在加法周期Tadd前的电流检测中计算出的d轴和q轴的电流检测值Idr、Iqr分别进行加法的电流加法处理,计算电流加法处理后的d轴和q轴的电流检测值Idr*、Iqr*。
在本实施方式中,如下式所示,电流加法处理部34将在本次电流检测中计算出的d轴电流检测值Idr与在加法周期Tadd前的电流检测中计算出的d轴电流检测值Idr相加,计算d轴电流的加法值SIdr,将d轴电流的加法值SIdr乘以0.5来计算电流加法处理后的d轴电流检测值Idr*。如下式所示,电流加法处理部34将在本次电流检测中计算出的q轴电流检测值Iqr与在加法周期Tadd前的电流检测中计算出的q轴电流检测值Iqr相加,计算q轴电流的加法值SIqr,将q轴电流的加法值SIqr乘以0.5来计算电流加法处理后的q轴的电流检测值Iqr*。
SIdr(t)=Idr(t)+Idr(t-Tadd)
Idr*(t)=0.5×SIdr(t)…(4)
SIqr(t)=Iqr(t)+Iqr(t-Tadd)
Iqr*(t)=0.5×SIqr(t)
电流加法处理使得加法周期Tadd的两倍周期的分量被抵消,但是加法周期Tadd的两倍周期以外的分量变为两倍。因此,通过将加法值乘以0.5,可以计算减少了与谐振周期Tr相对应地设置的加法周期Tadd的两倍周期的分量后的d轴和q轴的电流检测值Idr*、Iqr*。
本实施方式中,如图13所示,电流加法处理部34包括d轴电流延迟器34a、d轴电流加法器34b、d轴电流增益乘法器34c、q轴电流延迟器34d、q轴电流加法器34e、以及q轴电流增益乘法器34f。电流加法处理部34是按每个电流检测周期Tidt进行动作的离散控制器,其运算周期是电流检测周期TIdt。
d轴电流延迟器34a和d轴电流加法器34b中被输入在本次运算周期(电流检测周期TIdt)中检测出的d轴电流检测值Idr。d轴电流延迟器34a将输入的d轴电流检测值Idr延迟加法周期Tadd并进行输出。d轴电流延迟器34a具有第二自然数B个延迟器,并且在本次运算周期中输出在第二自然数B的运算周期(电流检测周期TIdt)前输入的d轴电流检测值Idr。d轴电流加法器34b将在本次运算周期中检测出的d轴电流检测值Idr与从d轴电流延迟器34a输出的在加法周期Tadd前检测出的d轴电流检测值Idr相加,输出d轴电流加法值SIdr。d轴电流增益乘法器34c将d轴电流加法值SIdr乘以增益0.5,以输出电流加法处理后的d轴电流检测值Idr*。
q轴电流延迟器34d和q轴电流加法器34e中被输入在本次运算周期(电流检测周期TIdt)中检测出的q轴电流检测值Iqr。q轴电流延迟器34d将输入的q轴电流检测值Iqr延迟加法周期Tadd并输出。q轴电流延迟器34d具有第二自然数B个延迟器,并且在本次运算周期中输出在第二自然数B的运算周期(电流检测周期TIdt)前输入的q轴电流检测值Iqr。q轴电流加法器34e将在本次运算周期中检测出的q轴电流检测值Iqr与从q轴电流延迟器34d输出的在加法周期Tadd前检测出的q轴电流检测值Iqr相加,输出q轴电流加法值SIqr。q轴电流增益乘法器34f将q轴电流加法值SIqr乘以增益0.5,以输出电流加法处理后的q轴电流检测值Iqr*。
2.实施方式2
对实施方式2所涉及的控制装置10进行说明。与上述实施方式1相同的结构部分省略说明。本实施方式所涉及的交流旋转电机1和控制装置10的基本结构与实施方式1相同,但电流加法处理的处理与实施方式1不同。
在实施方式1中,构成为始终进行电流加法处理。然而,在本实施例中,仅在必要的情况下执行电流加法处理。
电流加法处理部34在任一相的负极侧开关元件的载波周期Tc内的导通期间低于预先设定的阈值T_th的情况下,基于电流加法处理后的电流检测值,计算出三相电压指令值,在任一相的负极侧开关元件的载波周期Tc内的导通期间都不低于阈值T_th的情况下,基于本次检测出的电流检测值计算三相电压指令值。
<流程图>
例如,电流加法处理部34如图14所示的流程图那样构成。在步骤S21中,如下式所示,电流加法处理部34判定三相各相的负极侧开关元件的载波周期Tc内的导通期间T_Gnu、T_Gnv、T_Gnw中的最小值Ton_min。
Ton_min=MIN(T_Gnu,T_Gnv,T_Gnw)…(5)
例如,电流加法处理部34基于三相的电压指令值Vuo、Vvo、Vwo和电源电压Vdc,计算各相的负极侧开关元件的导通期间T_Gnu、T_Gnv、T_Gnw。
然后,在步骤S22中,电流加法处理部34判断最小值Ton_min是否低于阈值T_th,如果最小值Ton_min低于阈值T_th,则前进到步骤S23,如果不低于阈值T_th,则前进到步骤S24。在步骤S23中,电流加法处理部34将与实施方式1同样计算出的、电流加法处理后的d轴及q轴的电流检测值Idr*、Iqr*输出到电压指令值计算部36。另一方面,在步骤S24中,电流加法处理部34将未进行电流加法处理的d轴及q轴的电流检测值Idr、Iqr输出到电压指令值计算部36。
例如,当载波周期Tc=50μs时,将阈值T_th设定在从1.5μs到9.5μs的范围内。
由此,任一相的负极侧开关元件的导通期间比阈值T_th要短,在电流检测定时产生振铃的可能性较高的情况下,进行电流加法处理,减少谐振周期Tr的分量,从而减少噪音。另一方面,当所有相的负极侧开关元件的导通期间比阈值T_th要长时,在电流检测定时产生振铃的可能性较低,从而电流检测值的紊乱较小。由此,可以不执行将过去电流检测值相加的电流加法处理,从而电流检测值的相位不被延迟。
<框图>
电流加法处理部34以框图表示,如图15所示。电流加法处理部34除了从图13所示的d轴电流延迟器34a到q轴电流增益乘法器34f之外,还具备切换判定器34g、d轴电流切换器34h以及q轴电流切换器34i。d轴电流延迟器34a至q轴电流增益乘法器34f与实施方式1相同,因此省略说明。
切换判断器34g进行与图14的步骤S21及步骤S22相同的处理,判定某一相的负极侧开关元件的载波周期Tc内的导通期间是否低于阈值T_th。
在切换判断器34g中判定为低于阈值T_th的情况下,d轴电流切换器34h输出从d轴电流增益乘法器34c输出的电流加法处理后的d轴电流检测值Idr*,在切换判断器34g中判定为不低于阈值T_th的情况下,d轴电流切换器34h输出在本次运算周期中检测出的d轴电流检测值Idr。d轴电流切换器34h的输出值被输入到电压指令值计算部36。
在切换判断器34g中判定为低于阈值T_th的情况下,q轴电流切换器34i输出从q轴电流增益乘法器34f输出的电流加法处理后的q轴电流检测值Iqr*,在切换判断器34g中判定为不低于阈值T_th的情况下,输出在本次运算周期中检测出的q轴电流检测值Iqr。q轴电流切换器34i的输出值被输入到电压指令值计算部36。
3.实施方式3
对实施方式3所涉及的控制装置10进行说明。与上述实施方式1相同的结构部分省略说明。本实施方式所涉及的交流旋转电机1和控制装置10的基本结构与实施方式1相同,但电流加法处理的处理与实施方式1不同。
在加法周期Tadd与谐振周期的半周期Tr/2不一致的情况下,在实施方式1的方法中,有时不能从电流检测值充分降低谐振周期Tr的分量。例如,图16中示出了包含于电流检测值中的谐振周期Tr的分量的示意性波形。在本示例中,交流旋转电机1的机械谐振周期Tr为330μs,电流检测周期TIdt为100μs。将第二自然数B设定为2以使得加法周期Tadd最接近谐振周期的半周期165μs,并且将加法周期Tadd设定为电流检测周期TIdt的两倍即200μs。加法周期Tadd与谐振周期的半周期Tr/2不一致,其差为35μs。
因此,在本实施方式中,电流加法处理部34将本次检测出的电流检测值、在加法周期Tadd前检测出的电流检测值、电流检测周期TIdt的第三自然数C倍的周期即追加加法周期Taddad前检测出的电流检测值相加来进行电流加法处理,计算电流加法处理后的电流检测值。将第三自然数C设定为使追加加法周期Taddad第二接近交流旋转电机的机械谐振周期的半周期Tr/2的自然数。
在图16的示例中,将第三自然数C设定为1以使得追加加法周期Taddad第二接近谐振周期的半周期165μs,将追加加法周期Taddad设定为电流检测周期TIdt的1倍即100μs。
由此,即使在加法周期Tadd与谐振周期的半周期Tr/2不一致的情况下,也可以将谐振周期的半周期Tr/2夹在加法周期Tadd与追加加法周期Taddad之间。通过将在加法周期Tadd前检测出的电流检测值与在追加加法周期Taddad前检测出的电流检测值相加,可以更有效地消除电流检测值的谐振周期Tr的分量。
在本实施方式中,如下式所示,电流加法处理部34将在本次电流检测中计算出的d轴电流检测值Idr、在加法周期Tadd前的电流检测中计算出的d轴电流检测值Idr、以及在追加加法周期Taddad前的电流检测中计算出的d轴电流检测值Idr乘以增益Kad得到的值进行相加,计算d轴电流加法值SIdr,将d轴电流加法值SIdr乘以1/(2+Kad),计算电流加法处理后的d轴电流检测值Idr*。如下式所示,电流加法处理部34将在本次电流检测中计算出的q轴电流检测值Iqr、在加法周期Tadd前的电流检测中计算出的q轴电流检测值Iqr、以及在追加加法周期Taddad前的电流检测中计算出的q轴的电流检测值Iqr乘以增益Kad得到的值进行相加,计算q轴电流加法值SIqr,将q轴电流加法值SIqr乘以1/(2+Kad),计算电流加法处理后的q轴电流检测值Iqr*。调整增益Kad以使得消除效果良好。
SIdr(t)=Idr(t)+Idr(t-Tadd)
+Kad×Idr(t-Taddad)
Idr*(t)=1/(2+Kad)×SIdr(t)…(6)
SIqr(t)=Iqr(t)+Iqr(t-Tadd)
+Kad×Iqr(t-Taddad)
Iqr*(t)=1/(2+Kad)×SIqr(t)
在本实施方式中,如图17所示,电流加法处理部34包括d轴电流延迟器34j、d轴电流追加延迟器34k、d轴追加延迟器的增益乘法器34l、d轴电流第一加法器34m、d轴电流第二加法器34n、d轴电流增益乘法器34o、q轴电流延迟器34p、q轴电流追加延迟器34q、q轴追加延迟器的增益乘法器34r、q轴电流第一加法器34s、q轴电流第二加法器34t、以及q轴电流增益乘法器34u。电流加法处理部34是按每个电流检测周期Tidt进行动作的离散控制器,其运算周期是电流检测周期TIdt。
在d轴电流延迟器34j和d轴电流追加延迟器34k以及d轴电流第一加法器34m中,输入在本次的运算周期(电流检测周期TIdt)中检测出的d轴电流检测值Idr。d轴电流延迟器34j将输入的d轴电流检测值Idr延迟加法周期Tadd并输出。d轴电流延迟器34j具有第二自然数B个延迟器,并且在本次运算周期中输出在第二自然数B的运算周期(电流检测周期TIdt)前输入的d轴电流检测值Idr。d轴电流追加延迟器34k将输入的d轴电流检测值Idr延迟追加加法周期Tadd并输出。d轴电流追加延迟器34k具有第三自然数C个延迟器,并且在本次运算周期中输出在第三自然数C的运算周期(电流检测周期TIdt)前输入的d轴电流检测值Idr。d轴追加延迟器的增益乘法器34l将d轴电流追加延迟器34k的输出值乘以增益Kad倍。d轴电流第二加法器34n将d轴电流延迟器34j的输出值与d轴追加延迟器的增益乘法器34l的输出值相加。d轴电流第一加法器34m将本次运算周期中检测出的d轴电流检测值Idr与d轴电流第二加法器34n的输出值相加,输出d轴电流的加法值SIdr。d轴电流增益乘法器34o将d轴电流的加法值SIdr乘以增益1/(2+Kad),输出电流加法处理后的d轴电流检测值Idr*。
在q轴电流延迟器34p和d轴电流追加延迟器34q以及q轴电流第一加法器34s中,输入在本次运算周期(电流检测周期TIdt)中检测出的q轴电流检测值Iqr。q轴电流延迟器34p将输入的q轴电流检测值Iqr延迟加法周期Tadd并输出。q轴电流延迟器34p具有第二自然数B个延迟器,并且在本次运算周期中输出在第二自然数B的运算周期(电流检测周期TIdt)前输入的q轴电流检测值Iqr。q轴电流延迟器34q将输入的q轴电流检测值Iqr延迟加法周期Taddad并输出。q轴电流追加延迟器34q具有第三自然数C个延迟器,并且在本次运算周期中输出在第三自然数C的运算周期(电流检测周期TIdt)前输入的q轴电流检测值Iqr。q轴追加延迟器的增益乘法器34r将q轴电流追加延迟器34q的输出值乘以增益Kad倍。q轴电流第二加法器34t将q轴电流延迟器34p的输出值与q轴追加延迟器的增益乘法器34r的输出值相加。q轴电流第一加法器34s将本次运算周期中检测出的q轴电流检测值Iqr与q轴电流第二加法器34t的输出值相加,输出q轴电流的加法值SIqr。q轴电流增益乘法器34u将q轴电流的加法值SIqr乘以增益1/(2+Kad),输出电流加法处理后的q轴电流检测值Iqr*。
<噪声的降低效果>
在加法周期Tadd与谐振周期的半周期Tr/2不一致的图16的情况下,说明了将增益Kad设定为0,对在加法周期Tadd前检测出的电流检测值进行加法,但不对在追加加法周期Taddad前检测出的电流检测值进行加法的情况。图18示出了从包含在q轴电流检测值Iqr中的噪声分量到包含在将实际的三相绕组电流转换到d轴和q轴的坐标系而得到的q轴电流中的噪声分量的传递特性。横轴表示噪声分量的频率,纵轴表示增益。图18示出了在Kad=0时进行电流加法处理的情况下的传递特性,不进行电流加法处理的情况下的传递特性,不进行电流加法处理而使电流反馈控制的响应速度降低的情况下(截止频率设为1/10)的传递特性。另外,在不降低响应速度的情况下,电流反馈控制的截止频率是600Hz,在降低响应速度的情况下,电流反馈控制的截止频率是60Hz。此外,由于电流检测周期TIdt为100μs,奈奎斯特频率为采样频率的1/2即5000hz。
在频率1200Hz以上时,与不进行电流加法处理时的增益相比,进行Kad=0的电流加法处理时的增益变低,提高了噪声降低性能。在频率2500Hz以上时,进行Kad=0的电流加法处理时的增益从0开始增加,在频率3000Hz时,进行Kad=0的电流加法处理时的增益成为0.03,而降低了电流反馈控制的响应速度时的增益几乎为0。因此,执行Kad=0的电流加法处理时的噪声降低性能与降低了电流反馈控制的响应速度时的噪声降低性能相比变差。
说明了将增益Kad设定为大于0,除了在加法周期Tadd前检测出的电流检测值的加法,还进行追加加法周期Taddad前检测出的电流检测值的加法的情况。图19中示出了在Kad=0.25时进行电流加法处理的情况下的传递特性,不进行电流加法处理的情况下的传递特性,不进行电流加法处理而使电流反馈控制的响应速度降低时(截止频率设为1/10)的传递特性。
在进行Kad=0.25的电流加法处理的情况下,在频率2500Hz以上时,能够抑制增益的增加,在频率3000Hz时,使增益几乎为0,能够实现与降低了电流反馈控制的响应速度时相同的降噪性能。因此,即使在加法周期Tadd与谐振周期的半周期Tr/2不一致的情况下,通过加上第二接近谐振周期的半周期Tr/2的追加加法周期Taddad前检测出的电流检测值,可以提高降低电流检测值的谐振周期Tr中的分量的效果。
如果使增益Kad大于0.25,则与图19中的传递特性相比,提高了高频域的降噪性能,如果使增益Kad小于0.25,则与图19中的传递特性相比,提高了低频域的降噪性能。由此,可以根据所需要的降噪性能来调整增益Kad。这里,电流反馈控制的截止频率被设定为600hz,但是可以被设定为谐振频率的一半以下。例如,当谐振频率为3000Hz(Tr=330μs)时,截止频率可以被设定在1500Hz以下,并且当谐振频率为2500Hz(Tr=400μs)时,可以将截止频率设置在1250Hz以下。
4.实施方式4
对实施方式4所涉及的控制装置10进行说明。与上述实施方式1相同的结构部分省略说明。本实施方式所涉及的交流旋转电机1及控制装置10的基本结构与实施方式1相同,但交流旋转电机1和控制装置10构成了电动助力转向装置100这一点与实施方式1不同。
在上述实施方式1至3中,没有特别确定交流旋转电机1和控制装置10的用途。在本实施方式中,交流旋转电机1和控制装置10构成电动助力转向装置100。电动助力转向装置100包括交流旋转电机的控制装置10、交流旋转电机1和将交流旋转电机1的驱动力传递到车辆的转向装置102的驱动力传递机构101。
图20中示出了本实施方式所涉及的电动助力转向装置100的示意性结构图。交流旋转电机1的转子的旋转轴通过驱动力传递机构101与车轮103的转向装置102连接。例如,电动助力转向装置100包括驾驶员朝左右旋转的方向盘104、与方向盘104连接并将方向盘104的转向转矩传递到车轮103的转向装置102的轴105、安装在轴105上并检测方向盘104的转向转矩Ts的转矩传感器106、以及将交流旋转电机1的旋转轴与轴105连接的蜗轮机构等驱动力传递机构101。将转矩传感器106的输出信号输入到控制装置10(输入电路92)。
电流指令值计算部35基于由转矩传感器106的输出信号而检测出的操舵转矩Ts,计算转矩指令值Tref。然后,与实施方式1相同地,电流指令值计算部35基于转矩指令值Tref、电源电压Vdc和旋转角速度ω等计算d轴和q轴的电流指令值Ido和Iqo。
交换旋转电机1的机械谐振发生在交流旋转电机1的框架中,或者交流旋转电机1、逆变器4和控制器6成为一体的功率包、或者包含框架或功率包和齿轮机构的电动助力转向装置100中。
例如,在电动助力转向装置100中,交流旋转电机1的机械谐振周期Tr在200μs到500μs的范围内(谐振频率在2kHz到5kHz的范围内)。优选地,谐振周期Tr可以在300μs到400μs的范围内(谐振频率在2.5kHz到3.3kHz的范围内)即可。该情况下,电流反馈控制的截止频率可以设定在100Hz到1250Hz的范围内,并且优选地,可以设定在200Hz到800Hz的范围内。该情况下,当载波周期Tc被设定为在60μs以下时,可以保持电流反馈控制的性能的同时,通过电流加法处理从电流检测值起良好地减少谐振周期Tr的分量,并减少由交流旋转电机1产生的噪音,从而可以获得低噪音的电动助力转向装置100。
[其它实施方式]
最后,对本申请的其他的实施方式进行说明。另外,下面说明的各实施方式的结构并不限于分别单独地进行应用,只要不产生矛盾,也能与其它实施方式的结构相组合来进行应用。
(1)在上述实施方式4中,以交流旋转电机1和控制装置10是用于电动助力转向装置100的情况为例进行了说明。然而,交流旋转电机1和控制装置10也可以用于各种用途,例如用于车轮的动力装置。
(2)在上述的实施方式2中,电流加法处理部34以切换并输出通过与实施方式1相同的电流加法处理计算出的电流加法处理后的电流检测值和本次检测出的电流检测值的情况为例进行了说明。然而,电流加法处理部34也可以构成为,切换并输出通过与实施方式3相同的电流加法处理计算出的电流加法处理后的电流检测值和本次检测出的电流检测值。
(3)在上述各实施方式中,调制部363以施加了使用式(1)说明的调制的情况为例进行了说明。然而,调制部363可以执行除式(1)以外的各种调制,使得通过振铃产生电流检测误差。例如,调制部363如下式所示,判定坐标变换后的三相电压指令值Vuoc、Vvoc、Vwoc的最小值Vmin和最大值Vmax,对最小值Vmin和最大值Vmax的加法值乘以0.5,计算偏置电压Voff,从坐标变换后的三相电压指令值Vuoc、Vvoc、Vwoc减去偏置电压Voff,计算三相电压指令值Vuo、Vvo、Vwo。
Vmin=MIN(Vuoc,Vvoc,Vwoc)
Vmax=MAX(Vuoc,Vvoc,Vwoc)
Voff=0.5×(Vmin+Vmax)…(7)
Vuo=Vuoc-Voff
Vvo=Vvoc-Voff
Vwo=Vwoc-Voff
式(7)的振幅减小调制的动作在图21中示出。在上段的图表中示出了坐标变换后的三相电压指令值Vuoc、Vvoc、Vwoc。坐标转换后的三相电压指令值Vuoc、Vvoc、Vwoc超过了从-Vdc/2到+Vdc/2的范围,产生了电压饱和。另一方面,振幅减小调制后的三相电压指令值Vuo、Vvo、Vwo收敛在-Vdc/2到+Vdc/2的范围内,防止了电压饱和的发生。即使在进行这种调制的情况下,当电压指令值接近+Vdc/2并且负极侧开关元件的导通期间变短时,由于振铃产生电流检测误差,所以通过进行电流加法处理,能够从电流检测值中减少谐振周期Tr的分量,从而降低交流旋转电机1的噪音。
(4)在上述各实施方式中,以电流加法处理部34对d轴和q轴的电流检测值Idr、Iqr进行电流加法处理的情况为例进行了说明。然而,电流加法处理部34也可以构成为对三相电流检测值Iur、Ivr、Iwr进行电流加法处理。例如,在与实施方式1对应的结构中,电流加法处理部34将在本次电流检测中检测出的三相电流检测值Iur、Ivr、Iwr、在加法周期Tadd前的电流检测中检测出的三相电流检测值Iur、Ivr、Iwr分别进行相加来进行电流加法处理,计算出电流加法处理后的三相电流检测值Iur*、Ivr*、Iwr*。在与实施方式3对应的结构中,电流加法处理部34将在本次电流检测中检测出的三相的电流检测值Iur、Ivr、Iwr、在加法周期Tadd前的电流检测中检测出的三相电流检测值Iur、Ivr、Iwr、以及追加加法周期Taddad前检测出的三相电流检测值Iur、Ivr、Iwr分别相加来进行电流加法处理,计算出电流加法处理后的三相电流检测值Iur*、Ivr*、Iwr*。然后,电流坐标转换部33基于磁极位置θ,对电流加法处理后的三相电流检测值Iur*、Ivr*、Iwr*进行三相二相转换和旋转坐标转换,转换为电流加法处理后的d轴和q轴的电流检测值Idr*和Iqr*,并输出到电压指令值计算部36。
虽然本申请记载了各种示例性的实施方式和实施例,但是在一个或多个实施方式中记载的各种特征、方式和功能不限于特定实施方式的应用,可以单独地或以各种组合来应用于实施方式。因此,可以认为未例示的无数变形例也包含在本申请说明书所公开的技术范围内。例如,设为包括对至少一个构成要素进行变形、添加或省略的情况,以及提取至少一个构成要素并与其他实施方式的构成要素进行组合的情况。
标号说明
1交流旋转电机,3直流电源,4逆变器,5电流检测电路,6控制器,10交流旋转电机的控制装置,100电动助力转向装置,101驱动力传递机构,102转向装置,A第一自然数,B第二自然数,C第三自然数,CA载波,TIdt电流检测周期,T_th阈值,Tadd加法周期,Taddad追加加法周期,Tc载波周期,Tr谐振周期,Vdc电源电压。
权利要求书(按照条约第19条的修改)
1.一种交流旋转电机的控制装置,该交流旋转电机的控制装置对具有三相绕组的交流旋转电机进行控制,其特征在于,包括:
逆变器,该逆变器与三相的各相相对应地设有三组串联电路,所述串联电路对连接至直流电源的正极侧的正极侧开关元件与连接至所述直流电源的负极侧的负极侧开关元件进行串联连接,串联连接的连接点与对应相的所述绕组相连接;
电流检测电路,该电流检测电路具有与至少二相的所述负极侧开关元件串联连接的电阻;以及
控制器,该控制器计算三相电压指令值,通过比较所述三相电压指令值中的每一个和以载波周期振动的载波,对所述开关元件进行导通截止控制,
所述控制器在所述负极侧开关元件被导通的、所述载波周期的第一自然数倍的周期即电流检测周期下,基于所述电流检测电路的输出信号,检测流经所述三相绕组的电流,将本次检测出的电流检测值与在所述电流检测周期的第二自然数倍的周期即加法周期前检测出的电流检测值相加来进行电流加法处理,计算电流加法处理后的电流检测值,基于所述电流加法处理后的电流检测值,计算所述三相电压指令值,
所述第二自然数被设定为所述加法周期最接近所述交流旋转电机的机械谐振周期的半周期的自然数。
2.如权利要求1所述的交流旋转电机的控制装置,其特征在于,
对于各相,在所述载波高于所述电压指令值的情况下,所述控制器导通所述负极侧开关元件,在所述载波低于所述电压指令值的情况下,所述控制器截止所述负极侧开关元件,
在所述载波位于波峰的顶点处的每个所述电流检测周期的定时检测电流。
3.如权利要求1或2所述的交流旋转电机的控制装置,其特征在于,
每次电流检测时,所述控制器将三相绕组的电流检测值转换为与所述交流旋转电机的转子的磁极位置同步旋转的d轴和q轴的坐标系上的d轴和q轴电流检测值,将在本次电流检测中计算出的所述d轴和q轴电流检测值与在所述加法周期前的电流检测中计算出的所述d轴和q轴电流检测值分别相加来进行电流加法处理,计算电流加法处理后的d轴和q轴电流检测值,基于所述电流加法处理后的d轴和q轴电流检测值,计算所述三相电压指令值。
4.如权利要求1至3中任一项所述的交流旋转电机的控制装置,其特征在于,
所述控制器将本次检测出的电流检测值、在所述加法周期前检测出的电流检测值和在所述电流检测周期的第三自然数倍的周期即追加加法周期前检测出的电流检测值相加来进行电流加法处理,计算电流加法处理后的电流检测值,
所述第三自然数被设定为所述追加加法周期第二接近所述交流旋转电机的机械谐振周期的半周期的自然数。
5.如权利要求1至4中任一项所述的交流旋转电机的控制装置,其特征在于,
当任意相的所述负极侧开关元件的所述载波周期内的导通期间低于预先设定的阈值时,所述控制器基于所述电流加法处理后的电流检测值来计算所述三相电压指令值,当任意相的所述负极侧开关元件的所述载波周期内的导通期间都不低于所述阈值时,基于本次检测出的电流检测值来计算所述三相电压指令值。
6.如权利要求1至5中任一项所述的交流旋转电机的控制装置,其特征在于,
所述控制器使所述三相电压指令值相等地偏移以使得所述三相电压指令值的平均值小于所述载波的振动中心值,通过将偏移后的三相电压指令值分别与所述载波进行比较,对所述开关元件进行导通截止控制。
7.一种电动助力转向装置,其特征在于,包括:
权利要求1至6中任一项所述的交流旋转电机的控制装置;
所述交流旋转电机;以及
将所述交流旋转电机的驱动力传递至车辆的转向装置的驱动力传递机构,
所述载波周期被设置为在60μs以下,
所述交流旋转电机的所述机械谐振周期在200μs到500μs的范围内。
说明或声明(按照条约第19条的修改)
1.修改的内容
(1)将权利要求1中的“基于所述电流加法处理后的电流检测值,计算所述三相电流指令值”修改为“基于所述电流加法处理后的电流检测值,计算所述三相电压指令值”,其中对标注下划线的部分进行了修改。
(2)将权利要求3中的“基于所述电流加法处理后的d轴和q轴电流检测值,计算所述三相电流指令值”修改为“基于所述电流加法处理后的d轴和q轴电流检测值,计算所述三相电压指令值”,其中对标注下划线的部分进行了修改。
2.说明
权利要求1和权利要求3的上述修改时基于本申请原始的说明书第0027~0032、0065段以及权利要求5等所记载的内容进行的。

Claims (7)

1.一种交流旋转电机的控制装置,该交流旋转电机的控制装置对具有三相绕组的交流旋转电机进行控制,其特征在于,包括:
逆变器,该逆变器与三相的各相相对应地设有三组串联电路,所述串联电路对连接至直流电源的正极侧的正极侧开关元件与连接至所述直流电源的负极侧的负极侧开关元件进行串联连接,串联连接的连接点与对应相的所述绕组相连接;
电流检测电路,该电流检测电路具有与至少二相的所述负极侧开关元件串联连接的电阻;以及
控制器,该控制器计算三相电压指令值,通过比较所述三相电压指令值中的每一个和以载波周期振动的载波,对所述开关元件进行导通截止控制,
所述控制器在所述负极侧开关元件被导通的、所述载波周期的第一自然数倍的周期即电流检测周期下,基于所述电流检测电路的输出信号,检测流经所述三相绕组的电流,将本次检测出的电流检测值与在所述电流检测周期的第二自然数倍的周期即加法周期前检测出的电流检测值相加来进行电流加法处理,计算电流加法处理后的电流检测值,基于所述电流加法处理后的电流检测值,计算所述三相电流指令值,
所述第二自然数被设定为所述加法周期最接近所述交流旋转电机的机械谐振周期的半周期的自然数。
2.如权利要求1所述的交流旋转电机的控制装置,其特征在于,
对于各相,在所述载波高于所述电压指令值的情况下,所述控制器导通所述负极侧开关元件,在所述载波低于所述电压指令值的情况下,所述控制器截止所述负极侧开关元件,
在所述载波位于波峰的顶点处的每个所述电流检测周期的定时检测电流。
3.如权利要求1或2所述的交流旋转电机的控制装置,其特征在于,
每次电流检测时,所述控制器将三相绕组的电流检测值转换为与所述交流旋转电机的转子的磁极位置同步旋转的d轴和q轴的坐标系上的d轴和q轴电流检测值,将在本次电流检测中计算出的所述d轴和q轴电流检测值与在所述加法周期前的电流检测中计算出的所述d轴和q轴电流检测值分别相加来进行电流加法处理,计算电流加法处理后的d轴和q轴电流检测值,基于所述电流加法处理后的d轴和q轴电流检测值,计算所述三相电流指令值。
4.如权利要求1至3中任一项所述的交流旋转电机的控制装置,其特征在于,
所述控制器将本次检测出的电流检测值、在所述加法周期前检测出的电流检测值和在所述电流检测周期的第三自然数倍的周期即追加加法周期前检测出的电流检测值相加来进行电流加法处理,计算电流加法处理后的电流检测值,
所述第三自然数被设定为所述追加加法周期第二接近所述交流旋转电机的机械谐振周期的半周期的自然数。
5.如权利要求1至4中任一项所述的交流旋转电机的控制装置,其特征在于,
当任意相的所述负极侧开关元件的所述载波周期内的导通期间低于预先设定的阈值时,所述控制器基于所述电流加法处理后的电流检测值来计算所述三相电压指令值,当任意相的所述负极侧开关元件的所述载波周期内的导通期间都不低于所述阈值时,基于本次检测出的电流检测值来计算所述三相电压指令值。
6.如权利要求1至5中任一项所述的交流旋转电机的控制装置,其特征在于,
所述控制器使所述三相电压指令值相等地偏移以使得所述三相电压指令值的平均值小于所述载波的振动中心值,通过将偏移后的三相电压指令值分别与所述载波进行比较,对所述开关元件进行导通截止控制。
7.一种电动助力转向装置,其特征在于,包括:
权利要求1至6中任一项所述的交流旋转电机的控制装置;
所述交流旋转电机;以及
将所述交流旋转电机的驱动力传递至车辆的转向装置的驱动力传递机构,
所述载波周期被设置为在60μs以下,
所述交流旋转电机的所述机械谐振周期在200μs到500μs的范围内。
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