JP2023177398A - 交流回転電機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】特定のキャリア信号数において発生する電流等の低周波数成分を抑制できる交流回転電機の制御装置を提供する。【解決手段】交流電圧指令値の交流周期をキャリア周期で除算した値であるキャリア信号数と更新周期とに基づいて演算される評価値が、複数の巻線に供給される電流、電圧、及び電力の１つ以上について交流周期よりも低い周波数の成分が増加する特定値に一致しないように、キャリア周期及び更新周期の一方又は双方を変化させる交流回転電機の制御装置。【選択図】図２

Description

本願は、交流回転電機の制御装置に関するものである。

交流回転電機の制御装置は、ＰＷＭ制御（Pulse Width Modulation）により、インバータのスイッチング素子をオンオフする。インバータの損失を低減する制御方式が望まれている。インバータで発生する損失には、スイッチング損失と導通損失がある。スイッチング損失は、スイッチング素子のオンオフ動作より発生する損失であり、導通損は、スイッチング素子に電流が導通する際に発生する損失である。ＰＷＭ制御のキャリア周波数を低下させ、スイッチング素子のオンオフ回数を減少させれば、スイッチング損失を低減することができる。しかし、キャリア周波数を低下させ過ぎると制御が不安定になる。

スイッチング損失を低減しつつ、制御安定性の確保するために、例えば、特許文献１では、交流周期中のキャリア信号の振動数であるキャリア信号数が低下する場合に、キャリア周波数を、交流周波数の自然数倍に設定する同期ＰＷＭモードに切り替える。

特許文献２では、スイッチング周波数に起因する電磁ノイズのうち、電源角周波数に依存して極大となる周波数が所定値以上となることを回避する制御が行われている。

特許第４２０５１５７号 特開２０１３－１９８３４２号公報

発明者は、インバータの出力向上とスイッチング損失の低減のため、交流電圧指令値の振動範囲がキャリア信号の振動範囲を超える過変調状態に制御し、低いキャリア信号数で制御を行うとき、特定のキャリア信号数である場合に、電流、電圧、電力の一つ以上において低周波成分が増加する現象を確認した。しかし、特許文献１、２にはこのような現象に対する解決方法が開示されていない。

そこで、本願は、特定のキャリア信号数において発生する電流等の低周波数成分を抑制できる交流回転電機の制御装置を提供することを目的とする。

本願に係る交流回転電機の制御装置は、複数相の巻線を有する交流回転電機を、インバータを介して制御する交流回転電機の制御装置であって、
更新周期で、前記複数相の巻線に印加する複数相の交流電圧指令値を演算し更新する電圧指令演算部と、
前記インバータに供給される直流電圧に応じた振幅を有しキャリア周期で振動するキャリア信号を生成し、前記複数相の交流電圧指令値のそれぞれと、前記キャリア信号との比較結果に基づいて、前記インバータが有する複数のスイッチング素子をオンオフ制御するＰＷＭ制御部と、
前記キャリア周期及び前記更新周期の一方又は双方を変化させる周期変化部と、
を備え、
前記周期変化部は、前記交流電圧指令値の交流周期を前記キャリア周期で除算した値であるキャリア信号数と前記更新周期とに基づいて演算される評価値が、前記複数の巻線に供給される電流、電圧、及び電力の１つ以上について前記交流周期よりも低い周波数の成分が増加する特定値に一致しないように、前記キャリア周期及び前記更新周期の一方又は双方を変化させるものである。

本願の交流回転電機の制御装置によれば、キャリア信号数と更新周期とに基づいて演算される評価値が特定値に一致すると、低周波数成分が増加するので、評価値が特定値に一致しないように、キャリア周期及び更新周期の一方又は双方を変化させることで、電流などの低周波成分が増加することを抑制できる。

実施の形態１に係る交流回転電機及び交流回転電機の制御装置の概略構成図である。 実施の形態１に係る交流回転電機の制御装置の概略ブロック図である。 実施の形態１に係る交流回転電機の制御装置のハードウェア構成図である。 実施の形態１の比較例に係る制御挙動を説明するタイムチャートである。 実施の形態１の比較例に係るＰ＝１１、ｎ＝１の場合の制御挙動を説明するタイムチャートである。 実施の形態１の比較例に係るＰ＝１１、ｎ＝２の場合の制御挙動を説明するタイムチャートである。 実施の形態１の比較例に係るｎ＝１、ｎ＝２の場合のキャリア信号数Ｐの変化に対する相電流のオフセット成分の大きさを説明する図である。 実施の形態１の比較例に係るＮ＝５、ｎ＝１の場合の制御挙動を説明するタイムチャートである。 実施の形態１の比較例に係るＮ＝１０、ｎ＝２の場合の制御挙動を説明するタイムチャートである。 実施の形態１の比較例に係るｎ＝１の場合のキャリア信号数Ｐの変化に対する１／Ｎの大きさを説明する図である。 実施の形態１の比較例に係る過変調状態におけるＮ＝７、ｎ＝１の場合の制御挙動を説明するタイムチャートである。 実施の形態１の比較例に係る通常変調状態におけるＮ＝７、ｎ＝１の場合の制御挙動を説明するタイムチャートである。 実施の形態１に係る過変調状態の領域及び通常変調状態の領域を説明する図である。 実施の形態１に係る交流周期に基づくキャリア周期の設定を説明する図である。 実施の形態１に係る交流周期に基づくキャリア周期の設定を説明する図である。 実施の形態１に係るキャリア周期のランダム設定を説明する図である。 実施の形態１に係る交流周期に基づく更新周期の設定を説明する図である。 実施の形態１に係る交流周期に基づく更新周期の設定を説明する図である。 実施の形態１に係る同期ＰＷＭモードの実行時のキャリア周期の設定を説明する図である。

１．実施の形態１
実施の形態１に係る交流回転電機の制御装置１（以下、単に、制御装置１と称す）について図面を参照して説明する。図１は、本実施の形態に係る交流回転電機５及び制御装置１の概略構成図である。

１－１．交流回転電機
交流回転電機５は、複数相の巻線を有している。交流回転電機５は、ステータと、ロータと、を有しており、複数相の巻線はステータに設けられている。本実施の形態では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相の巻線Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗが設けられている。３相巻線Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗは、スター結線とされている。なお、３相巻線は、デルタ結線とされてもよい。交流回転電機５は、ロータに永久磁石が設けられた、永久磁石式の同期回転電機とされている。例えば、永久磁石には、ネオジム、サマリウムコバルトといった希土類磁石が用いられるが、安価なフェライト磁石などの各種の永久磁石が用いられてもよい。なお、交流回転電機５は、ロータに界磁巻線が設けられた、界磁巻線式の同期回転機とされてもよい。或いは、交流回転電機５は、ロータにかご型の電気導電体が設けられた、誘導回転機とされてもよい。

交流回転電機５は、ロータの回転角度に応じた電気信号を出力する回転センサ６を備えている。回転センサ６は、ホール素子、エンコーダ、又はレゾルバ等とされる。回転センサ６の出力信号は、制御装置１に入力される。

１－２．インバータ
インバータ２０は、直流電源１０と３相巻線との間で電力変換を行う電力変換器であり、複数のスイッチング素子を有している。インバータ２０は、直流電源１０の高電位側に接続される高電位側のスイッチング素子２３Ｈ（上アーム）と直流電源１０の低電位側に接続される低電位側のスイッチング素子２３Ｌ（下アーム）とが直列接続された直列回路（レッグ）を、３相各相の巻線に対応して３セット設けている。インバータ２０は、３つの高電位側のスイッチング素子２３Ｈと、３つの低電位側のスイッチング素子２３Ｌとの、合計６つのスイッチング素子を備えている。そして、高電位側のスイッチング素子２３Ｈと低電位側のスイッチング素子２３Ｌとが直列接続されている接続点が、対応する相の巻線に接続されている。

具体的には、各相の直列回路において、高電位側のスイッチング素子２３Ｈのコレクタ端子は、高電位側電線２４に接続され、高電位側のスイッチング素子２３Ｈのエミッタ端子は、低電位側のスイッチング素子２３Ｌのコレクタ端子に接続され、低電位側のスイッチング素子２３Ｌのエミッタ端子は、低電位側電線２５に接続されている。高電位側のスイッチング素子２３Ｈと低電位側のスイッチング素子２３Ｌとの接続点は、対応する相の巻線に接続されている。

スイッチング素子には、ダイオード２２が逆並列接続されたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、又は逆並列接続されたダイオードの機能を有するＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）等が用いられる。各スイッチング素子のゲート端子は、制御装置１に接続されている。各スイッチング素子は、制御装置１から出力される制御信号によりオン又はオフされる。

平滑コンデンサ２６が、高電位側電線２４と低電位側電線２５との間に接続される。直流電源１０からインバータ２０に供給される直流電圧ＶＤＣを検出する電圧センサ２７が備えられている。電圧センサ２７は、高電位側電線２４と低電位側電線２５との間に接続されている。電圧センサ２７の出力信号は、制御装置１に入力される。

電流センサ２８は、各相の巻線に流れる電流に応じた電気信号を出力する。電流センサ２８は、スイッチング素子の直列回路と巻線とをつなぐ各相の電線上に備えられている。電流センサ２８の出力信号は、制御装置１に入力される。なお、電流センサ２８は、各相の直列回路に備えられてもよい。

直流電源１０は、インバータ２０に直流電圧ＶＤＣを出力する。直流電源１０は、バッテリー、ＤＣ－ＤＣコンバータ、ダイオード整流器、ＰＷＭ整流器等、直流電圧ＶＤＣを出力する機器であれば、どのような機器であってもよい。

１－３．制御装置
制御装置１は、インバータ２０を介して交流回転電機５を制御する。図２に示すように、制御装置１は、回転検出部３１、電圧指令算出部３２、ＰＷＭ制御部３３、及び周期変化部３４等を備えている。制御装置１の各機能は、制御装置１が備えた処理回路により実現される。具体的には、制御装置１は、図３に示すように、処理回路として、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等の演算処理装置９０（コンピュータ）、演算処理装置９０とデータのやり取りする記憶装置９１、演算処理装置９０に外部の信号を入力する入力回路９２、及び演算処理装置９０から外部に信号を出力する出力回路９３等を備えている。

演算処理装置９０として、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ＩＣ（Integrated Circuit）、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、各種の論理回路、及び各種の信号処理回路等が備えられてもよい。また、演算処理装置９０として、同じ種類のもの又は異なる種類のものが複数備えられ、各処理が分担して実行されてもよい。記憶装置９１として、演算処理装置９０からデータを読み出し及び書き込みが可能に構成されたＲＡＭ（Random Access Memory）、演算処理装置９０からデータを読み出し可能に構成されたＲＯＭ（Read Only Memory）等が備えられている。入力回路９２は、電圧センサ２７、電流センサ２８、回転センサ６等の各種のセンサ、スイッチが接続され、これらセンサ、スイッチの出力信号を演算処理装置９０に入力するＡ／Ｄ変換器等を備えている。出力回路９３は、スイッチング素子をオンオフ駆動するゲート駆動回路等の電気負荷が接続され、これら電気負荷に演算処理装置９０から制御信号を出力する駆動回路等を備えている。

そして、制御装置１が備える図２の各制御部３１～３４等の各機能は、演算処理装置９０が、ＲＯＭ等の記憶装置９１に記憶されたソフトウェア（プログラム）を実行し、記憶装置９１、入力回路９２、及び出力回路９３等の制御装置１の他のハードウェアと協働することにより実現される。なお、各制御部３１～３４等が用いるキャリア周期Ｔｃａ、更新周期Ｔｕｐ等の設定データは、ＲＯＭ等の記憶装置９１に記憶されている。以下、制御装置１の各機能について詳細に説明する。

＜回転検出部３１＞
回転検出部３１は、電気角でのロータの磁極位置θ（ロータの回転角度θ）、及び回転角速度ωを検出する。本実施の形態では、回転検出部３１は、回転センサ６の出力信号に基づいて、ロータの磁極位置θ（回転角度θ）、及び回転角速度ωを検出する。本実施の形態では、磁極位置は、ロータのＮ極の向きに設定される。なお、回転検出部３１は、電流指令値に高調波成分を重畳することによって得られる電流情報等に基づいて、回転センサを用いずに、回転角度（磁極位置）を推定するように構成されてもよい（いわゆる、センサレス方式）。

＜電圧指令算出部３２＞
電圧指令算出部３２は、更新周期Ｔｕｐで、３相の巻線に印加する３相の交流電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏを算出し、更新する。３相の交流電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏは、交流周期ＴＡＣで振動する。電圧指令算出部３２の各処理は、更新周期Ｔｕｐごとに実行される。

詳細は後述するが、更新周期Ｔｕｐは、キャリア周期Ｔｃａをｎ（ｎは自然数）で除算した値に設定される（Ｔｕｐ＝Ｔｃａ／ｎ）。なお、自然数は、１以上の整数である。

電圧指令算出部３２は、公知のベクトル制御を用いて、３相の交流電圧指令値を算出する。電圧指令算出部３２は、トルク指令値Ｔｏ、回転角速度ω、及び電圧センサ２７により検出した直流電圧ＶＤＣ等に基づいて、ｄ軸及びｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏを算出する。電圧指令算出部３２は、電流センサ２８により検出した３相巻線の電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを、磁極位置θに基づいて、ｄ軸及びｑ軸の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒに変換する。そして、電圧指令算出部３２は、ｄ軸及びｑ軸の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒがそれぞれｄ軸及びｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏに近づくように、ＰＩ制御等により、ｄ軸及びｑ軸の電圧指令値Ｖｄｏ、Ｖｑｏを変化させる。電圧指令算出部３２は、ｄ軸及びｑ軸の電圧指令値Ｖｄｏ、Ｖｑｏを、磁極位置θに基づいて、３相の交流電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏに変換する。なお、３相の交流電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏに対して、２相変調、３次高調波重畳等の振幅を低減するための公知の変調が加えられてもよい。本実施の形態では、変調が加えられていない場合を説明する。

＜ＰＷＭ制御部３３＞
ＰＷＭ制御部３３は、インバータ２０に供給される直流電圧ＶＤＣに応じた振幅を有しキャリア周期Ｔｃａで振動するキャリア信号ＣＡを生成し、３相の交流電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏのそれぞれと、キャリア信号ＣＡとの比較結果に基づいて、インバータ２０が有する複数のスイッチング素子をオンオフ制御する。

図５に示すように、本実施の形態では、ＰＷＭ制御部３３は、３相の交流電圧指令値の振動中心値（本例では、０）を中心に、直流電圧の半分値ＶＤＣ／２の振幅を有し、キャリア周期Ｔｃａで振動するキャリア信号ＣＡを生成する。キャリア信号ＣＡは三角波とされている。

各相について、電圧指令算出部３２は、交流電圧指令値がキャリア信号ＣＡを上回った場合は、スイッチング信号をオンし、交流電圧指令値がキャリア信号を下回った場合は、スイッチング信号をオフする。高電位側のスイッチング素子には、スイッチング信号がそのまま伝達され、低電位側のスイッチング素子には、スイッチング信号を反転させたスイッチング信号が伝達される。各スイッチング信号は、ゲート駆動回路を介して、インバータ２０の各スイッチング素子のゲート端子に入力され、各スイッチング素子をオン又はオフさせる。

＜周期変化部３４＞
周期変化部３４は、キャリア周期Ｔｃａ及び更新周期Ｔｕｐの一方又は双方を変化させる。変化されたキャリア周期Ｔｃａは、ＰＷＭ制御部３３に伝達されて、キャリア信号ＣＡの生成に反映される。変化された更新周期Ｔｕｐは、電圧指令算出部３２に電圧されて、交流電圧指令値の演算に反映される。

＜特定のキャリア信号数Ｐにおける低周波数成分の増加＞
以下で、周期変化の原理を説明する。まず、図４に、周期変化を行わない比較例の制御挙動を示す。キャリア周期Ｔｃａは、一定値に設定され、更新周期Ｔｕｐは、キャリア周期Ｔｃａ（ｎ＝１）に設定されている。回転角速度ωが、低速から高速にスイープされている。各回転角速度ωにおいて、交流電圧指令値の振動範囲が、キャリア信号ＣＡの振動範囲を超える過変調状態になっている。この時の、交流電圧指令値の交流周期ＴＡＣをキャリア周期Ｔｃａで除算した値であるキャリア信号数Ｐ（＝ＴＡＣ／Ｔｃａ）の変化を示している。交流周期ＴＡＣは、２π／ωになり、回転角速度ωに反比例するので、回転角速度ωが増加するに従って、キャリア信号数Ｐは低下する。また、各相の巻線に流れる相電流と、直流電源１０とインバータ２０との間を流れる直流電流ＩＤＣとを示している。

キャリア信号数Ｐが１３と１１になった時に、相電流及び直流電流ＩＤＣに脈動が発生している。

次に、図５に、キャリア信号数Ｐが１１である場合について、拡大した制御挙動に示す。図５では、図４と同様に、更新周期Ｔｕｐがキャリア周期Ｔｃａ（ｎ＝１）に設定されている。

図５には、Ｕ相の交流電圧指令値Ｖｕｏを示している。Ｕ相の交流電圧指令値Ｖｕｏは、キャリア周期Ｔｃａごとに算出され、更新されている。なお、図には、理解を容易にするため、連続的に算出される場合のＵ相の交流電圧指令値Ｖｕｏを示している。Ｕ相の交流電圧指令値Ｖｕｏの振動範囲が、キャリア信号ＣＡの振動範囲を超えており、過変調状態になっている。

スイッチング信号は、上述したように、更新周期Ｔｕｐ（キャリア周期Ｔｃａ）ごとに更新されるＵ相の交流電圧指令値Ｖｕｏとキャリア信号ＣＡとの比較結果に基づいて生成される。過変調状態になっているので、スイッチング信号のオンオフ数が減少している。

各相の相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗがオフセットしている。これによって、直流電流ＩＤＣの変動も大きくなる。

図６に、図５と同様の運転条件の制御挙動を示す。図６では、図４及び図５と異なり、更新周期Ｔｕｐが、キャリア周期の半周期Ｔｃａ／２（ｎ＝２）に設定されている。そのため、Ｕ相の交流電圧指令値Ｖｕｏの更新周期Ｔｕｐが図５の半分になっている。一方、図５と同様に、過変調状態になっているので、スイッチング信号のオンオフ数が減少している。

しかし、図５と異なり、各相の相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのオフセットが発生していない。また、直流電流ＩＤＣの変動も大きくならない。

従って、キャリア信号数Ｐが同じ数であっても、更新周期Ｔｕｐの設定値によって、相電流のオフセット変動の有無が変化することがわかる。

図７の上段に、キャリア周期Ｔｃａが一定値に設定され、更新周期Ｔｕｐがキャリア周期Ｔｃａ（ｎ＝１）に設定され、過変調状態である場合において、交流周期ＴＡＣ（回転角速度ω）を変化させて設定した各キャリア信号数Ｐ（＝ＴＡＣ／Ｔｃａ）における相電流のオフセット成分の大きさを示す。図７の下段に、キャリア周期Ｔｃａが図７の上段と同じ値に設定され、更新周期Ｔｕｐがキャリア周期の半周期Ｔｃａ／２（ｎ＝２）に設定され、同じ過変調状態である場合において、交流周期ＴＡＣ（回転角速度ω）を変化させて設定した各キャリア信号数Ｐ（＝ＴＡＣ／Ｔｃａ）における相電流のオフセット成分の大きさを示す。

図７の上段では、キャリア信号数Ｐが、１３、１１．５、１１、９．５、８．５、７、６．５、５．５、５、３．５等で、相電流のオフセット成分が増加している。キャリア信号数Ｐの１１と１３は、図４で示した、回転角速度ωのスイープ時の結果と一致している。

図７の下段では、キャリア信号数Ｐが、１１．５、９．５、８．５、６．５、５．５、３．５等で、相電流のオフセット成分が増加している。図７の上段に比べて、Ｐ＝１３、１１、７、５において、オフセット成分が増加していないが、それ以外は同様の傾向になっている。相電流以外の３相巻線に供給される電圧、電力についても、交流周波数に対して低周波数成分の振幅が増大する。オフセット成分に限られず、電流、電圧、電力について交流周波数に対して低周波数成分の振幅が増大する。

ここで、各相の交流電圧指令値が理想正弦波であると仮定すると、更新周期Ｔｕｐで更新される各相の交流電圧指令値Ｖｏは、次式のように表せられる。

ここで、ｊは、更新周期Ｔｕｐの番号であり、１つずつ増加される。δは、キャリア信号の谷の位相と理想三角波の位相との位相差であり、Δは、各相の位相であり、Ｕ相のΔ＝０であり、Ｖ相のΔ＝２π／３であり、Ｗ相のΔ＝４π／３である。Ａは、交流電圧指令値の振幅である。Ｋは、ｎ×Ｐ×Ｋが自然数になる最小の自然数に設定される評価用係数である。

式（１）の第１式から、交流周期ＴＡＣの自然数であるＫ倍値（２π×Ｋ）が、最小の自然数であるｎ×Ｐ×Ｋにより分割され、分割された期間ごとにｓｉｎ値及び交流電圧指令値Ｖｏが算出され、更新されることがわかる。過変調状態では、電圧飽和によりキャリア比較後の各分割期間の印加電圧の平均値は、最大で＋ＶＤＣ／２又は－ＶＤＣ／２になる。よって、分割数ｎ×Ｐ×Ｋが奇数である場合は、＋ＶＤＣ／２の期間と－ＶＤＣ／２の期間とのバランスが、１つの分割期間の分だけアンバランスになる。よって、ＴＡＣ×Ｋの期間の各相の印加電圧の合計値が、最大で±ＶＤＣ／２×（ＴＡＣ×Ｋ／（ｎ×Ｐ×Ｋ））だけ０からシフトする。よって、過変調状態では、次式に示すように、各相の印加電圧の平均値Ｖａｖｅは、最大で±ＶＤＣ／２／（ｎ×Ｐ×Ｋ）だけシフトする。よって、過変調状態において、ｎ×Ｐ×Ｋが奇数の場合に、各相の印加電圧の平均値Ｖａｖｅが０からシフトし、各相の印加電圧の平均値Ｖａｖｅのシフト量は、ｎ×Ｐ×Ｋに反比例する。

一方、ｎ×Ｐ×Ｋが、奇数であっても、３の倍数である場合は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の印加電圧のシフトが、相互に２π／３の位相差を有していることになり、３相平衡により相互にキャンセルされ、各相の相電流はオフセットしない。よって、過変調状態において、ｎ×Ｐ×Ｋが、奇数、且つ、３の倍数以外になる場合に、相電流等のオフセット及び低周波数成分の増加が生じる。また、各相の印加電圧の平均値Ｖａｖｅのシフト量は、ｎ×Ｐ×Ｋに反比例するので、ｎ×Ｐ×Ｋが大きくなると、各相の印加電圧の平均値Ｖａｖｅのシフト量は小さくなり、相電流のオフセット量は小さくなる。

すなわち、過変調状態において、次式に示す、ｎ×Ｐ×Ｋにより算出される評価値Ｎが、奇数、且つ、３の倍数以外になる場合に、３相の巻線に供給される電流、電圧、及び電力の１つ以上について交流周期ＴＡＣよりも低い周波数の成分が増加する。

ここで、評価用係数Ｋは、上述したように、評価値Ｎ（＝ｎ×Ｐ×Ｋ）が自然数になる最小の自然数に設定される。ｎ×Ｐ×Ｋが大きくなるほど、低周波数の成分の増加量が減少する。

図７の上段の場合は、ｎ＝１であるので、相電流のオフセット成分が比較的大きく増加しているＰ＝１３、１１．５、１１、９．５、８．５、７、６．５、５．５、５、３．５は、それぞれ、Ｋ＝１、２、１、１、２、２、１、２、２、１であり、Ｎ＝１３、２３、１１、１９、１７、７、１３、１１、５、７になる。よって、いずれの評価値Ｎも、奇数、且つ、３の倍数以外である。この内、Ｋ＝１であり、Ｎが小さい、Ｐ＝１３、１１、７、５のオフセット成分の増加量が比較的に大きくなっている。一方、Ｋ＝２であり、Ｎが大きい、Ｐ＝１１．５、９．５、８．５、６．５、５．５、３．５のオフセット成分の増加量が小さくなっている。ここで説明したキャリア信号数Ｐ以外にも、評価値Ｎが奇数、且つ、３の倍数以外になるキャリア信号数Ｐが存在するが、評価値Ｎが大きくなり、オフセット成分の増加量が小さくなるため、説明を省略している。

図７の下段の場合は、ｎ＝２であるので、相電流のオフセット成分が比較的大きく増加しているＰ＝９．５、８．５、６．５、５．５、３．５は、それぞれ、Ｋ＝１、１、１、１、１であり、Ｎ＝１９、１７、１３、１１、７になる。よって、いずれの評価値Ｎも、奇数、且つ、３の倍数以外である。一方、ｎ＝１の上段においてオフセット成分の増加量が大きいＰ＝１３、１１、７、５は、ｎ＝２の下段では、Ｎ＝２６、２２、１４、１０の偶数になるので、オフセット成分が増加していない。ここで説明したキャリア信号数Ｐ以外にも、評価値Ｎが奇数、且つ、３の倍数以外になるキャリア信号数Ｐが存在するが、評価値Ｎが大きくなり、オフセット成分の増加量が小さくなるため、説明を省略している。

図８に、最大に近い過変調状態であり、キャリア信号数Ｐが５であり、更新周期Ｔｕｐをキャリア周期Ｔｃａ（ｎ＝１）に設定し、評価用係数Ｋが１になり、評価値Ｎ（＝ｎ×Ｐ×Ｋ）が５になる場合の制御挙動を示す。評価値Ｎ＝５は、奇数、且つ、３の倍数以外である。式（１）を用いて説明したように、交流周期ＴＡＣ×１が、評価値Ｎ＝５により分割され、分割された期間ごとにｓｉｎ値及び交流電圧指令値Ｖｏが算出されるが、最大に近い過変調状態であるため、各分割期間の印加電圧の平均値は、＋ＶＤＣ／２又は－ＶＤＣ／２になっている。分割数が５の奇数であるため、＋ＶＤＣ／２の期間と－ＶＤＣ／２の期間とのバランスが、１つの分割期間の分だけアンバランスになっている。図８では、Ｕ相のスイッチング信号のオン期間がオフ期間よりも１つの分割期間だけ長くなっている。その結果、Ｕ相の印加電圧の平均値Ｖａｖｅのシフト量が、ＶＤＣ／２／５になり、Ｕ相巻線の相電流の平均値が正側にシフトする。

図９に、最大に近い過変調状態であり、キャリア信号数Ｐが５であり、更新周期Ｔｕｐをキャリア周期の半周期Ｔｃａ／２（ｎ＝２）に設定し、評価用係数Ｋが１になり、評価値Ｎ（＝ｎ×Ｐ×Ｋ）が１０になる場合の制御挙動を示す。評価値Ｎ＝１０は、偶数である。式（１）を用いて説明したように、交流周期ＴＡＣ×１が、評価値Ｎ＝１０により分割され、分割された期間ごとにｓｉｎ値及び交流電圧指令値Ｖｏが算出されるが、最大に近い過変調状態であるため、各分割期間の印加電圧の平均値は、＋ＶＤＣ／２又は－ＶＤＣ／２になっている。分割数が１０の偶数であるため、＋ＶＤＣ／２の期間と－ＶＤＣ／２の期間とが等しくなっている。図９では、Ｕ相のスイッチング信号のオン期間と、オフ期間とが等しくなっている。その結果、Ｕ相の印加電圧の平均値Ｖａｖｅは０からシフトせず、Ｕ相巻線の相電流の平均値がシフトしない。

図１０に、図７の上段に対応するグラフを示す。ただし、縦軸が、低周波数の成分の増加量に相関する１／Ｎに変更されている。評価値Ｎが、奇数、且つ、３の倍数以外であっても、評価値Ｎが大きい場合は、１／Ｎが小さくなっている。１／Ｎは、概ね図７の上段のオフセット成分の増加量と相関している。図１０に、１／Ｎが、１／Ｂになる閾値線を引いているが、低周波数成分の増加を効果的に抑制するには、１／Ｎが、１／Ｂより大きくなる評価値Ｎにならないように、ｎ、Ｔｃａが設定されるとよい。図１０の例では、Ｐ＝１３、１１、７、６．５、５．５、５、３．５等において、１／Ｎが、１／Ｂより大きくなっている。

＜周期変化部３４＞
そこで、周期変化部３４は、交流電圧指令値の交流周期ＴＡＣをキャリア周期Ｔｃａで除算した値であるキャリア信号数Ｐと更新周期Ｔｕｐとに基づいて演算される評価値Ｎが、３相の巻線に供給される電流、電圧、及び電力の１つ以上について交流周期ＴＡＣよりも低い周波数の成分が増加する特定値に一致しないように、キャリア周期Ｔｃａ及び更新周期Ｔｕｐの一方又は双方を変化させる。

この構成によれば、評価値Ｎが特定値に一致すると、低周波数成分が増加するので、評価値Ｎが特定値に一致しないように、キャリア周期Ｔｃａ及び更新周期Ｔｕｐの一方又は双方を変化させることで、低周波成分が増加することを抑制できる。

本実施の形態では、評価値Ｎは、上記の式（２）により演算される値であり、評価用係数Ｋは、評価値Ｎが自然数になる最小の自然数に設定される。そして、特定値は、奇数、且つ、３の倍数以外の値になる評価値Ｎに設定されている。単数又は複数の特定値が設定される。

この構成によれば、式（１）及び式（２）を用いて説明したように、交流周期ＴＡＣのＫ倍値（２π×Ｋ）が、最小の自然数である評価値Ｎ（＝ｎ×Ｐ×Ｋ）により分割され、分割された期間ごとに各相の交流電圧指令値Ｖｏが算出され、更新される。過変調状態では、電圧飽和によりキャリア比較後の各分割期間の印加電圧の平均値は、最大で＋ＶＤＣ／２又は－ＶＤＣ／２になる。よって、評価値Ｎが奇数である場合は、＋ＶＤＣ／２の期間と－ＶＤＣ／２の期間とのバランスが、１つの分割期間の分だけアンバランスになる。よって、ＴＡＣ×Ｋの期間の各相の印加電圧の合計値が、最大で±ＶＤＣ／２×（ＴＡＣ×Ｋ／（ｎ×Ｐ×Ｋ））だけ０からシフトする。よって、各相の印加電圧の平均値Ｖａｖｅは、最大で±ＶＤＣ／２／（ｎ×Ｐ×Ｋ）だけシフトする。一方、評価値Ｎが、奇数であっても、３の倍数である場合は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相のシフト量が、相互に２π／３の位相差を有していることになり、３相平衡により相互にキャンセルされ、各相の相電流はオフセットしない。よって、評価値Ｎが、奇数、且つ、３の倍数以外になる場合に、低周波数成分の増加が生じる。よって、特定値を、奇数、且つ、３の倍数以外の値になる評価値Ｎに設定し、評価値Ｎが特定値に一致しないように、キャリア周期Ｔｃａ及び更新周期Ｔｕｐの一方又は双方を変化させることで、低周波成分が増加することを抑制できる。

本実施の形態では、特定値は、奇数、３の倍数以外の値、且つ、閾値Ｂ以下になる評価値Ｎに設定されている。

この構成によれば、図７及び図１０を用いて説明したように、１／Ｎと、低周波数成分の増加量とは相関があり、１／Ｎが１／Ｂ以上になる、すなわち、ＮがＢ以下になる評価値Ｎに特定値が設定されれば、低周波数成分の増加の抑制が必要な評価値Ｎに特定値が設定され、低周波数成分の増加を効果的に抑制することができる。例えば、Ｂは、１７に設定される。

例えば、図１０の例では、Ｐ＝１３、１１、７、６．５、５．５、５、３．５に、それぞれ対応するＮ＝１３、１１、７、１３、１１、５、７、すなわち、Ｎ＝１３、１１、７、５のいずれか一つ以上に、特定値が設定されればよい。

なお、特定値は、低周波成分の増加量が閾値以上になる評価値Ｎに設定されてもよい。或いは、特定値は、低周波成分の増加が問題となる評価値Ｎに設定されてもよい。

本実施の形態では、周期変化部３４は、交流電圧指令値Ｖｏの振動範囲が、キャリア信号ＣＡの振動範囲を超える過変調状態である場合に、評価値Ｎが特定値に一致しないように、キャリア周期Ｔｃａ及び更新周期Ｔｕｐの一方又は双方を変化させる。

図１１に、ｎ＝１、Ｐ＝７、Ｎ＝７において過変調状態である場合の制御挙動を示す。過変調状態では、電圧飽和によりキャリア信号数よりもスイッチング信号のオンオフ回数が少なくなり、連続オン期間及び連続オフ期間が長くなり、スイッチング信号のオン期間とオフ期間のアンバランスが生じやすくなる。その結果、各相の相電流のシフトが生じやすくなる。

一方、図１２に、ｎ＝１、Ｐ＝７、Ｎ＝７において過変調状態でない場合の制御挙動を示す。過変調状態でない場合では、キャリア信号数に対してスイッチング信号のオンオフ回数が少なくならず、連続オン期間及び連続オフ期間が長くならず、スイッチング信号のオン期間とオフ期間のアンバランスが生じ難くなる。その結果、各相の相電流のシフトが生じ難くなる。従って、過変調状態である場合に、周期変化を行うことにより、低周波数成分の増加を効果的に抑制することができる。なお、周期変化部３４は、過変調状態でない場合も、評価値Ｎが特定値に一致しないように、キャリア周期Ｔｃａ及び更新周期Ｔｕｐの一方又は双方を変化させてもよい。

本実施の形態では、周期変化部３４は、直流電圧ＶＤＣに対する、３相の交流電圧指令値の線間電圧の比率である変調率Ｍに基づいて、過変調状態であるか否かを判定する。周期変化部３４は、次式を用い、ｄ軸及びｑ軸の電圧指令値Ｖｄｏ、Ｖｑｏ、及び直流電圧ＶＤＣに基づいて、変調率Ｍを算出する。

本実施の形態では、周期変化部３４は、変調率Ｍが１以上である場合に、過変調状態であると判定し、変調率Ｍが１未満である場合に、過変調状態でない（通常変調）と判定する。なお、低周波成分の増加量等を考慮して、閾値が１から増減されてもよい。

なお、３相の交流電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏに対して、２相変調、３次高調波重畳等の振幅を低減するための公知の変調が加えられる場合は、周期変化部３４は、変調率Ｍが１．１５以上である場合に、過変調状態であると判定し、変調率Ｍが１．１５未満である場合に、過変調状態でないと判定する。この場合も、閾値が１．１５から増減されてもよい。

例えば、過変調状態の領域及び通常変調状態の領域は、図１３に示すようになる。過変調状態は、高回転角速度及び高トルクの領域に存在する。

＜交流周期ＴＡＣに基づく周期変化＞
周期変化部３４は、交流周期ＴＡＣに基づいて、評価値Ｎが特定値に一致しないように、キャリア周期Ｔｃａ及び更新周期Ｔｕｐの一方又は双方を変化させる。交流周期ＴＡＣの代わりに、交流周波数１／ＴＡＣ、又は回転角速度ωが用いられてもよい。

式（３）に示したように、評価値Ｎに相関するキャリア信号数Ｐは、交流周期ＴＡＣに応じて変化する。よって、交流周期ＴＡＣに基づいて、キャリア周期Ｔｃａ及び更新周期Ｔｕｐの一方又は双方を変化させない場合に評価値Ｎが特定値に一致するか否かを把握することができる。そして、交流周期ＴＡＣに基づいて、評価値Ｎが特定値に一致しないように、精度よく、キャリア周期Ｔｃａ及び更新周期Ｔｕｐの一方又は双方を変化させることができる。

例えば、周期変化部３４は、交流周期ＴＡＣと、評価値Ｎが特定値に一致しないキャリア周期Ｔｃａの設定値及び更新周期Ｔｕｐの設定値の一方又は双方との関係が予め設定されたマップデータを参照し、現在の交流周期ＴＡＣに対応するキャリア周期Ｔｃａの設定値及び更新周期Ｔｕｐの設定値の一方又は双方を算出し、設定する。キャリア周期Ｔｃａの代わりに、キャリア周波数１／Ｔｃａが設定されてもよい。

＜キャリア周期Ｔｃａを変化させる場合＞
例えば、図１０を用いて説明したように、更新周期Ｔｕｐがキャリア周期Ｔｃａ（ｎ＝１）に設定されている場合は、例えば、キャリア信号数Ｐ＝１３、１１、７に対応する評価値Ｎ＝１３、１１、７が、特定値として設定されればよい。図１４に、横軸を交流周波数１／ＴＡＣとし、縦軸をキャリア周波数１／Ｔｃａとし、キャリア信号数Ｐが１３、１１、７に一致する線と、キャリア周波数１／Ｔｃａの設定値の例とを示している。

図１４に示すように、キャリア周波数１／Ｔｃａは、特定値１３、１１、７に対応するキャリア信号数Ｐ＝１３、１１、７を避けるように、交流周波数１／ＴＡＣに基づいて変化される。図１４に示すような、交流周波数１／ＴＡＣと、キャリア周波数１／Ｔｃａの設定値との関係が設定されたマップデータが予め設定される。なお、図１４の例では、避けるキャリア信号数Ｐが１３、１１、７に設定されているが、交流周波数１／ＴＡＣの動作範囲、キャリア周波数１／Ｔｃａの設定範囲、及び更新周期Ｔｕｐの設定値に応じて、避けるキャリア信号数Ｐの値が変化されてもよい。マップデータは、キャリア周波数１／Ｔｃａが、単数又は複数の特定値に対応する単数又は複数のキャリア信号数Ｐを避けるように設定されればよく、図１４とは異なる任意の値に設定されてもよい。

また、図１５に示すように、周期変化部３４は、キャリア周期Ｔｃａを予め設定された第１のキャリア周期Ｔｃａ１に設定した場合に評価値Ｎが特定値に近づく特定の条件では、キャリア周期Ｔｃａを評価値Ｎが特定値に一致しないように予め設定された第２のキャリア周期Ｔｃａ２に設定し、特定の条件以外では、キャリア周期Ｔｃａを第１のキャリア周期Ｔｃａ１に設定してもよい。図１５の場合は、更新周期Ｔｕｐがキャリア周期Ｔｃａ（ｎ＝１）に設定され、キャリア信号数Ｐ＝１３、１１、７に対応する評価値Ｎ＝１３、１１、７が、特定値として設定されればよい。図１５の例では、第１のキャリア周波数１／Ｔｃａ１が設定された場合に、評価値Ｎが特定値１３、１１に近づく交流周波数１／ＴＡＣの特定領域で、キャリア周波数１／Ｔｃａが、第２のキャリア周波数１／Ｔｃａ２に設定される。図１５の例では、第２のキャリア周波数１／Ｔｃａ２は、第１のキャリア周波数１／Ｔｃａ１よりも低い周波数に設定されているが、高い周波数に設定されてもよい。

或いは、図１６に示すように、周期変化部３４は、キャリア周期Ｔｃａを予め設定された第１のキャリア周期Ｔｃａ１に設定した場合に評価値Ｎが特定値に近づく特定の条件では、キャリア周期Ｔｃａをランダムに変化させ、特定の条件以外では、キャリア周期Ｔｃａを第１のキャリア周期Ｔｃａ１に設定してもよい。図１６の例では、第１のキャリア周波数１／Ｔｃａ１が設定された場合に、評価値Ｎが特定値１３、１１に近づく交流周波数１／ＴＡＣの特定領域で、キャリア周波数１／Ｔｃａが、ランダムに変化される。図１６の例では、キャリア周波数１／Ｔｃａは、第１のキャリア周波数１／Ｔｃａ１を中心に所定の範囲内でランダムに変化されている。ランダムに変化させることで、評価値Ｎが特定値に一致する期間を大幅に短縮することができる。

図１６の例では、特定値１３、１１をまとめて１つの交流周波数１／ＴＡＣの特定領域を設定し、ランダムに変化させているが、特定値１３用の特定領域と、特定値１１用の特定領域を個別に設定し、各特定領域においてランダムに変化させてもよい。

＜更新周期Ｔｕｐを変化させる場合＞
例えば、更新周期Ｔｕｐがキャリア周期Ｔｃａ（ｎ＝１）に設定されている場合は、キャリア信号数Ｐ＝１３、１１、７に対応する評価値Ｎ＝１３、１１、７が、特定値として設定されるが、更新周期Ｔｕｐがキャリア周期の半周期Ｔｃａ／２（ｎ＝２）に設定されている場合は、設定される特定値がない。すなわち、更新周期Ｔｕｐに応じて特定値が変化される。図１７に、横軸を交流周波数１／ＴＡＣとし、縦軸をキャリア周波数１／Ｔｃａとし、キャリア信号数Ｐが１３、１１、７に一致する線と、キャリア周波数１／Ｔｃａの設定値の例とを示している。

図１７に示すように、キャリア周波数１／Ｔｃａは、一定値に設定されている。一方、更新周期Ｔｕｐは、ｎ＝１の場合の特定値１３、１１、７を避けるように、キャリア周期Ｔｃａに基づいて変化される。図１７に示すような、交流周波数１／ＴＡＣと、更新周期Ｔｕｐ（ｎ）の設定値との関係が設定されたマップデータが予め設定される。なお、図１７の例では、ｎ＝１の場合の避けるキャリア信号数Ｐが１３、１１、７に設定されているが、交流周波数１／ＴＡＣの動作範囲、キャリア周波数１／Ｔｃａの設定範囲、及び更新周期Ｔｕｐの設定値に応じて、避けるキャリア信号数Ｐの値が変化されてもよい。

また、図１８に示すように、周期変化部３４は、更新周期Ｔｕｐを予め設定された第１の更新周期Ｔｕｐ１に設定した場合に評価値Ｎが特定値に近づく特定の条件では、更新周期Ｔｕｐを評価値Ｎが特定値に一致しないように予め設定された第２の更新周期Ｔｕｐ２に設定し、特定の条件以外では、更新周期Ｔｕｐを第１の更新周期Ｔｕｐ１に設定する。図１８の場合は、第１の更新周期Ｔｕｐ１がキャリア周期Ｔｃａ（ｎ＝１）に設定され、第２の更新周期Ｔｕｐ２がキャリア周期の半周期Ｔｃａ／２（ｎ＝２）に設定されている。第１の更新周期Ｔｕｐ１の特定値は１３、１１、７であり、第２の更新周期Ｔｕｐ２の特定値はない。第１の更新周期Ｔｕｐ１の特定値に一致する場合に、第２の更新周期Ｔｕｐ２に変化させることで、特定値を回避することができる。図１８の例では、第１の更新周期Ｔｕｐ１が設定された場合に、評価値Ｎが特定値１３、１１に近づく交流周波数１／ＴＡＣの特定領域で、更新周期Ｔｕｐが、第２の更新周期Ｔｕｐ２に設定される。

なお、周期変化部３４は、評価値Ｎが特定値に一致しないように、交流周期ＴＡＣに基づいて、キャリア周期Ｔｃａと更新周期Ｔｕｐとが同時に変化させてもよい。

２．実施の形態２
次に、実施の形態２に係る交流回転電機５及び制御装置１について説明する。上記の実施の形態１と同様の構成部分は説明を省略する。本実施の形態に係る交流回転電機５及び制御装置１の基本的な構成は実施の形態１と同様であるが、ＰＷＭ制御部３３が同期ＰＷＭモードを実行するように構成されており、それに伴って、周期変化部３４の処理が異なる。

本実施の形態では、ＰＷＭ制御部３３は、交流周期ＴＡＣに比例してキャリア周期Ｔｃａを変化させる同期ＰＷＭモードを実行する。同期ＰＷＭモードでは、キャリア周波数１／Ｔｃａは、交流周波数１／ＴＡＣに、自然数の比例係数Ｋｐを乗算した値に設定される。また、ＰＷＭ制御部３３は、交流周期ＴＡＣに比例させずキャリア周期Ｔｃａを変化させる非同期ＰＷＭモードも実行可能である。例えば、ＰＷＭ制御部３３は、回転角速度ωが切替値未満である場合に、非同期ＰＷＭモードを実行し、回転角速度ωが切替値以上である場合に、同期ＰＷＭモードを実行する。

周期変化部３４は、同期ＰＷＭモードが実行される場合に、評価値Ｎが、特定値に一致しないように比例係数Ｋｐを設定し、設定した比例係数Ｋｐを用い、交流周期ＴＡＣに比例してキャリア周期Ｔｃａを変化させる。

例えば、図１９に示すように、更新周期Ｔｕｐがキャリア周期Ｔｃａ（ｎ＝１）に設定されている場合は、例えば、キャリア信号数Ｐ＝１３、１１、７に対応する評価値Ｎ＝１３、１１、７が、特定値として設定される。図１９の例では、同期ＰＷＭモードが実行される交流周波数１／ＴＡＣ（回転角速度ω）の領域では、評価値Ｎが特定値１３、１１、７に近づかず、非同期ＰＷＭモードが実行される交流周波数１／ＴＡＣの領域では、評価値Ｎが特定値１３、１１、７に近づく。

比例係数Ｋｐは、特定値１３、１１、７に対応するキャリア信号数Ｐ＝１３、１１、７を避けるように、交流周波数１／ＴＡＣに基づいて変化される。すなわち、比例係数Ｋｐは、特定値１３、１１、７以外の自然数に設定される。図１９の例では、比例係数Ｋｐは、１２、９に設定されている。図１９に示すような、交流周波数１／ＴＡＣと、比例係数Ｋｐの設定値との関係が設定されたマップデータが予め設定される。このように、評価値Ｎが特定値に一致しないように比例係数Ｋｐを設定することで、低周波成分が増加することを抑制できる。

なお、同期ＰＷＭモードの実行領域において、評価値Ｎが特定値に一致する場合は、実施の形態１の処理が実行されるとよい。

＜その他の実施の形態＞
（１）上記の各実施の形態では、３相の巻線が設けられる場合を例として説明した。しかし、巻線の相数Ｑは、複数であれば、２、４等の任意の数に設定されてもよい。この場合は、特定値は、奇数、且つ、相数Ｑの倍数以外の値になる評価値Ｎに設定されればよい。

（２）上記の各実施の形態では、１組の３相の巻線が設けられる場合を例として説明した。しかし、複数組の複数相の巻線が設けられてもよい。この場合は、各組の複数の巻線について、上記の各実施の形態の処理が実行されるとよい。

＜本願の諸態様のまとめ＞
以下、本願の諸態様を付記としてまとめて記載する。

（付記１）
複数相の巻線を有する交流回転電機を、インバータを介して制御する交流回転電機の制御装置であって、
更新周期で、前記複数相の巻線に印加する複数相の交流電圧指令値を演算し更新する電圧指令演算部と、
前記インバータに供給される直流電圧に応じた振幅を有しキャリア周期で振動するキャリア信号を生成し、前記複数相の交流電圧指令値のそれぞれと、前記キャリア信号との比較結果に基づいて、前記インバータが有する複数のスイッチング素子をオンオフ制御するＰＷＭ制御部と、
前記キャリア周期及び前記更新周期の一方又は双方を変化させる周期変化部と、
を備え、
前記周期変化部は、前記交流電圧指令値の交流周期を前記キャリア周期で除算した値であるキャリア信号数と前記更新周期とに基づいて演算される評価値が、前記複数の巻線に供給される電流、電圧、及び電力の１つ以上について前記交流周期よりも低い周波数の成分が増加する特定値に一致しないように、前記キャリア周期及び前記更新周期の一方又は双方を変化させる交流回転電機の制御装置。

（付記２）
前記周期変化部は、前記交流電圧指令値の振動範囲が、前記キャリア信号の振動範囲を超える過変調状態である場合に、前記評価値が前記特定値に一致しないように、前記キャリア周期及び前記更新周期の一方又は双方を変化させる付記１に記載の交流回転電機の制御装置。

（付記３）
前記更新周期は、前記キャリア周期をｎ（ｎは自然数）で除算した値に設定される付記１又は２に記載の交流回転電機の制御装置。

（付記４）
前記複数相の巻線の相数は、Ｑであり、
前記評価値をＮとし、前記キャリア信号数をＰとし、自然数に設定される評価用係数をＫとした場合に、前記評価値は、
Ｎ＝ｎ×Ｐ×Ｋ
の式により演算される値であり、前記評価用係数は、前記評価値が自然数になる最小の自然数に設定され、
前記特定値は、奇数、且つ、Ｑの倍数以外の値になる前記評価値に設定されている付記３に記載の交流回転電機の制御装置。

（付記５）
前記特定値は、奇数、Ｑの倍数以外の値、且つ、閾値以下になる前記評価値に設定されている付記４に記載の交流回転電機の制御装置。

（付記６）
前記周期変化部は、前記交流周期に基づいて、前記評価値が前記特定値に一致しないように、前記キャリア周期及び前記更新周期の一方又は双方を変化させる付記１から５のいずれか一項に記載の交流回転電機の制御装置。

（付記７）
前記周期変化部は、前記交流周期と、前記評価値が前記特定値に一致しない前記キャリア周期の設定値及び前記更新周期の設定値の一方又は双方との関係が予め設定されたマップデータを参照し、現在の前記交流周期に対応する前記キャリア周期の設定値及び前記更新周期の設定値の一方又は双方を算出し、設定する付記６に記載の交流回転電機の制御装置。

（付記８）
前記周期変化部は、前記キャリア周期を予め設定された第１のキャリア周期に設定した場合に前記評価値が前記特定値に近づく特定の条件では、前記キャリア周期を前記評価値が前記特定値に一致しないように予め設定された第２のキャリア周期に設定し、前記特定の条件以外では、前記キャリア周期を前記第１のキャリア周期に設定する付記１から５のいずれか一項に記載の交流回転電機の制御装置。

（付記９）
前記周期変化部は、前記キャリア周期を予め設定された第１のキャリア周期に設定した場合に前記評価値が前記特定値に近づく特定の条件では、前記キャリア周期をランダムに変化させ、前記特定の条件以外では、前記キャリア周期を前記第１のキャリア周期に設定する付記１から５のいずれか一項に記載の交流回転電機の制御装置。

（付記１０）
前記ＰＷＭ制御部は、前記交流周期に比例して前記キャリア周期を変化させる同期ＰＷＭモードを実行し、
前記周期変化部は、前記同期ＰＷＭモードが実行される場合に、前記評価値が、前記特定値に一致しないように比例係数を設定し、設定した前記比例係数を用い、前記交流周期に比例して前記キャリア周期を変化させる付記１から７のいずれか一項に記載の交流回転電機の制御装置。

（付記１１）
前記周期変化部は、前記更新周期を予め設定された第１の更新周期に設定した場合に前記評価値が前記特定値に近づく特定の条件では、前記更新周期を前記評価値が前記特定値に一致しないように予め設定された第２の更新周期に設定し、前記特定の条件以外では、前記更新周期を前記第１の更新周期に設定する付記１から５のいずれか一項に記載の交流回転電機の制御装置。

本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。従って、例示されていない無数の変形例が、本願明細書に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。

１ 交流回転電機の制御装置、５ 交流回転電機、２０ インバータ、３２ 電圧指令算出部、３３ ＰＷＭ制御部、３４ 周期変化部、Ｂ 閾値、ＣＡ キャリア信号、Ｋ 評価用係数、Ｎ 評価値、Ｐ キャリア信号数、Ｑ 相数、ＴＡＣ 交流周期、Ｔｃａ キャリア周期、Ｔｃａ１ 第１のキャリア周期、Ｔｃａ２ 第２のキャリア周期、Ｔｕｐ 更新周期、Ｔｕｐ１ 第１の更新周期、Ｔｕｐ２ 第２の更新周期

Claims (11)

1. 複数相の巻線を有する交流回転電機を、インバータを介して制御する交流回転電機の制御装置であって、
   更新周期で、前記複数相の巻線に印加する複数相の交流電圧指令値を演算し更新する電圧指令演算部と、
   前記インバータに供給される直流電圧に応じた振幅を有しキャリア周期で振動するキャリア信号を生成し、前記複数相の交流電圧指令値のそれぞれと、前記キャリア信号との比較結果に基づいて、前記インバータが有する複数のスイッチング素子をオンオフ制御するＰＷＭ制御部と、
   前記キャリア周期及び前記更新周期の一方又は双方を変化させる周期変化部と、
   を備え、
   前記周期変化部は、前記交流電圧指令値の交流周期を前記キャリア周期で除算した値であるキャリア信号数と前記更新周期とに基づいて演算される評価値が、前記複数の巻線に供給される電流、電圧、及び電力の１つ以上について前記交流周期よりも低い周波数の成分が増加する特定値に一致しないように、前記キャリア周期及び前記更新周期の一方又は双方を変化させる交流回転電機の制御装置。
2. 前記周期変化部は、前記交流電圧指令値の振動範囲が、前記キャリア信号の振動範囲を超える過変調状態である場合に、前記評価値が前記特定値に一致しないように、前記キャリア周期及び前記更新周期の一方又は双方を変化させる請求項１に記載の交流回転電機の制御装置。
3. 前記更新周期は、前記キャリア周期をｎ（ｎは自然数）で除算した値に設定される請求項１に記載の交流回転電機の制御装置。
4. 前記複数相の巻線の相数は、Ｑであり、
   前記評価値をＮとし、前記キャリア信号数をＰとし、自然数に設定される評価用係数をＫとした場合に、前記評価値は、
   Ｎ＝ｎ×Ｐ×Ｋ
   の式により演算される値であり、前記評価用係数は、前記評価値が自然数になる最小の自然数に設定され、
   前記特定値は、奇数、且つ、Ｑの倍数以外の値になる前記評価値に設定されている請求項３に記載の交流回転電機の制御装置。
5. 前記特定値は、奇数、Ｑの倍数以外の値、且つ、閾値以下になる前記評価値に設定されている請求項４に記載の交流回転電機の制御装置。
6. 前記周期変化部は、前記交流周期に基づいて、前記評価値が前記特定値に一致しないように、前記キャリア周期及び前記更新周期の一方又は双方を変化させる請求項１から５のいずれか一項に記載の交流回転電機の制御装置。
7. 前記周期変化部は、前記交流周期と、前記評価値が前記特定値に一致しない前記キャリア周期の設定値及び前記更新周期の設定値の一方又は双方との関係が予め設定されたマップデータを参照し、現在の前記交流周期に対応する前記キャリア周期の設定値及び前記更新周期の設定値の一方又は双方を算出し、設定する請求項６に記載の交流回転電機の制御装置。
8. 前記周期変化部は、前記キャリア周期を予め設定された第１のキャリア周期に設定した場合に前記評価値が前記特定値に近づく特定の条件では、前記キャリア周期を前記評価値が前記特定値に一致しないように予め設定された第２のキャリア周期に設定し、前記特定の条件以外では、前記キャリア周期を前記第１のキャリア周期に設定する請求項１から５のいずれか一項に記載の交流回転電機の制御装置。
9. 前記周期変化部は、前記キャリア周期を予め設定された第１のキャリア周期に設定した場合に前記評価値が前記特定値に近づく特定の条件では、前記キャリア周期をランダムに変化させ、前記特定の条件以外では、前記キャリア周期を前記第１のキャリア周期に設定する請求項１から５のいずれか一項に記載の交流回転電機の制御装置。
10. 前記ＰＷＭ制御部は、前記交流周期に比例して前記キャリア周期を変化させる同期ＰＷＭモードを実行し、
    前記周期変化部は、前記同期ＰＷＭモードが実行される場合に、前記評価値が、前記特定値に一致しないように比例係数を設定し、設定した前記比例係数を用い、前記交流周期に比例して前記キャリア周期を変化させる請求項１から５のいずれか一項に記載の交流回転電機の制御装置。
11. 前記周期変化部は、前記更新周期を予め設定された第１の更新周期に設定した場合に前記評価値が前記特定値に近づく特定の条件では、前記更新周期を前記評価値が前記特定値に一致しないように予め設定された第２の更新周期に設定し、前記特定の条件以外では、前記更新周期を前記第１の更新周期に設定する請求項１から５のいずれか一項に記載の交流回転電機の制御装置。

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