JP6707151B2 - インバータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、インバータ制御装置に関する。

従来、インバータのＰＷＭ変調により生成された交流電流を用いて駆動される交流モータにおいて、モータの磁気回路構造に由来した電磁加振力によって発生する振動や騒音の低減を図るための電流制御手法が知られている。特許文献１には、モータに通電される交流電流の基本周波数成分を基準として、逆周りにｎ−１次の周波数と、同じ周りにｍ＋１次の周波数とを有する磁気音低減用高調波電流を重畳することにより、径方向磁気加振力の高調波成分を減衰させる方法が開示されている。

特開２００５−３０４２３８号公報

モータに流れる交流電流には、モータの駆動制御に用いられ、モータの回転数に応じて周波数が変換する正弦波等の基本波電流成分と、インバータのスイッチング動作による高調波電流成分とが含まれる。高調波電流の周波数は、基本波電流の周波数と、ＰＷＭ変調に用いられる搬送波の周波数とによって定まる。そのため、モータの回転数によっては、基本波電流によってモータに生じる電磁加振力と、高調波電流によってモータに生じる電磁加振力とが重なり合い、大きな振動や騒音が発生してしまうことがある。特許文献１に開示された方法では、こうした点を効果的に改善することができない。

本発明によるインバータ制御装置は、複数のスイッチング素子を用いて直流電流から交流電流を生成し、生成した前記交流電流をモータに供給して前記モータを駆動させるインバータを制御するためのものであって、前記交流電流は、前記モータの回転数に応じた基本波電流と、前記スイッチング素子のスイッチング動作による高調波電流と、を含み、所定のモータ回転数において、前記基本波電流によって前記モータに周期的に生じる加振力の位相である第１位相と、前記高調波電流によって前記モータに周期的に生じる加振力の位相である第２位相とが互いに重ならないように、前記第２位相を制御する。

本発明によれば、モータから発生する振動や騒音を効果的に低減することができる。

本発明の第１の実施形態に係るモータ駆動システムの構成を示す図である。 制御器の機能ブロック図である。 モータから振動や騒音が発生するメカニズムを説明する図である。 モータにおいて発生する振動を模式的に表した図である。 本発明の第１の実施形態における振動騒音抑制部の機能ブロック図である。 モータの巻線配置の例を示す図である。 モータのロータ構造およびステータ構造の例を示す図である。 電圧信号および各線間電圧の例を示す図である。 モータとインバータ回路の間に流れる電流の例を示す電流波形図である。 各相電流の成分分析結果を示す図である。 モータの径方向における加振モードを模式的に示した図である。 モータ回転数の変化に対する電流成分の周波数変化の様子を示した図である。 モータ回転数の変化に対する基本波電流および高調波電流によるモータ加振力の周波数変化の様子を示した図である。 搬送波の位相を変化させる様子を示す図である。 搬送波の位相を変化させたときのトルクリップルの変化の様子を示す図である。 トルク波形に含まれる高調波の解析結果を示す図である。 搬送波の位相を変化させたときの径方向加振力の変化の様子を示す図である。 加振力波形に含まれる高調波の解析結果を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係るモータ駆動システムの構成を示す図である。 本発明の第２の実施形態における振動騒音抑制部の機能ブロック図である。 本発明の第３の実施形態に係るモータ駆動システムの構成を示す図である。 本発明の第３の実施形態における振動騒音抑制部の機能ブロック図である。

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係るモータ駆動システム１の構成を示す図である。モータ駆動システム１は、モータ１００、制御器２００およびインバータ回路３００を備える。

三相交流電動機であるモータ１００は、Ｕ相巻線１２１ａ、Ｖ相巻線１２１ｂおよびＷ相巻線１２１ｃを有している。Ｕ相巻線１２１ａ、Ｖ相巻線１２１ｂおよびＷ相巻線１２１ｃの一端は、３つの交流出力線１３０を介してインバータ回路３００にそれぞれ接続されている。Ｕ相巻線１２１ａ、Ｖ相巻線１２１ｂおよびＷ相巻線１２１ｃの他端は、中性点１２３で互いに接続されている。各交流出力線１３０には電流センサ１４０がそれぞれ取り付けられており、モータ１００の各相に流れる電流（Ｕ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流）が電流センサ１４０により検出される。モータ１００には磁極位置検出器１１５が取り付けられており、モータ１００の磁極位置（回転位置）が磁極位置検出器１１５により検出される。

制御器２００には、電流センサ１４０により検出されたＵ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流の大きさをそれぞれ示すＵ相電流信号Ｉｕ、Ｖ相電流信号Ｉｖ、Ｗ相電流信号Ｉｗが入力される。また、磁極位置検出器１１５により検出されたモータ１００の磁極位置を示すモータ磁極位置信号θが入力される。制御器２００は、これらの信号に基づいてインバータ回路３００を制御するためのドライブ信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗを生成し、インバータ回路３００に出力する。

インバータ回路３００は、直流電源１０に接続されており、平滑コンデンサ３０１と、交流出力線１３０を介してモータ１００のＵ相巻線１２１ａ、Ｖ相巻線１２１ｂ、Ｗ相巻線１２１ｃにそれぞれ接続されているＵ相ブリッジ回路３１０ａ、Ｖ相ブリッジ回路３１０ｂおよびＷ相ブリッジ回路３１０ｃとを備える。平滑コンデンサ３０１は、直流電源１０から入力される直流電圧を平滑化する。各相のブリッジ回路３１０ａ、３１０ｂ、３１０ｃは、上下各アームのスイッチング素子として機能する２つのＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）３１１と、各ＩＧＢＴ３１１と並列に設けられた２つのダイオード３１２とをそれぞれ有している。これらのブリッジ回路において、各ＩＧＢＴ３１１は、制御器２００から入力されるドライブ信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗに応じてスイッチング動作を行う。これにより、直流電源１０から供給された直流電力が三相交流電力に変換され、各相のブリッジ回路３１０ａ、３１０ｂ、３１０ｃから各相の交流出力線１３０を介して、モータ１００のＵ相巻線１２１ａ、Ｖ相巻線１２１ｂ、Ｗ相巻線１２１ｃにそれぞれ出力される。こうしてインバータ回路３００からモータ１００に交流電力が出力されることで、モータ１００の各相に交流電流が流れてモータ１００が回転駆動し、その回転駆動力が出力軸１１３に出力される。

以上説明したように、モータ駆動システム１において、インバータ回路３００は、スイッチング素子である複数のＩＧＢＴ３１１を用いて直流電流から交流電流を生成し、生成した交流電流をモータ１００に供給してモータ１００を回転駆動させる。制御器２００は、ドライブ信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗを生成してインバータ回路３００に出力することで、インバータ回路３００を制御する。

図２は、制御器２００の機能ブロック図である。制御器２００は、電流変換部２１０、回転演算部２２０、電流指令生成部２３０、電流制御部２４０、三相電圧変換部２５０、ＰＷＭ変調部２６０、および振動騒音抑制部２７０を機能的に有している。制御器２００は、たとえば不図示のＣＰＵ、ＲＯＭおよびＲＡＭを有しており、ＣＰＵがＲＡＭを作業領域に用いてＲＯＭに格納された所定のプログラムを実行することで、これらの各機能を実現することができる。

電流変換部２１０は、電流センサ１４０からのＵ相電流信号Ｉｕ、Ｖ相電流信号Ｉｖ、およびＷ相電流信号Ｉｗに基づいて、モータ１００の各相に流れる電流値を取得する。そして、磁極位置検出器１１５からのモータ磁極位置信号θに基づいて、これらの電流値をｄｑ変換し、ｄ軸電流検出値Ｉｄ＾およびｑ軸電流検出値Ｉｑ＾を出力する。

回転演算部２２０は、磁極位置検出器１１５からのモータ磁極位置信号θに基づいてモータ１００の回転数を演算し、モータ回転数信号Ｎｒを出力する。

電流指令生成部２３０は、制御器２００に接続された不図示の上位制御装置から入力されるトルク指令値τ＊と、回転演算部２２０からのモータ回転数信号Ｎｒとに基づいて、モータ１００に流れる電流に対するｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を生成する。電流指令生成部２３０により生成されたこれらの電流指令値は、電流指令生成部２３０から電流制御部２４０に出力される。なお、上位制御装置から制御器２００に対してトルク指令値τ＊ではなく電流指令値が入力される場合は、制御器２００に電流指令生成部２３０を設けなくてもよい。

電流制御部２４０は、電流変換部２１０から出力されたｄ軸電流検出値Ｉｄ＾およびｑ軸電流検出値Ｉｑ＾と、電流指令生成部２３０から出力されたｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とがそれぞれ一致するように、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を計算し、出力する。

三相電圧変換部２５０は、磁極位置検出器１１５からのモータ磁極位置信号θに基づいて、電流制御部２４０から出力されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊、およびＷ相電圧指令値Ｖｗ＊に変換する。

ＰＷＭ変調部２６０は、三相電圧変換部２５０から出力されたＵ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊およびＷ相電圧指令値Ｖｗ＊に基づき、所定のキャリア周波数ｆｃの搬送波を用いたＰＷＭ変調（パルス幅変調）を行うことで、ドライブ信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗを生成する。そして、生成したドライブ信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗをインバータ回路３００に出力することで、インバータ回路３００の各ＩＧＢＴ３１１のスイッチング動作を制御し、インバータ回路３００からモータ１００に出力される交流電力を制御する。また、ＰＷＭ変調部２６０は、ＰＷＭ変調において用いる搬送波のキャリア周波数ｆｃを振動騒音抑制部２７０に出力する。

振動騒音抑制部２７０は、モータ１００の駆動時に生じる振動や騒音を抑制するための制御を行う。具体的には、振動騒音抑制部２７０は、回転演算部２２０からのモータ回転数信号Ｎｒと、ＰＷＭ変調部２６０からのキャリア周波数ｆｃと、上位制御装置からのトルク指令値τ＊と、磁極位置検出器１１５からのモータ磁極位置信号θとに基づき、ＰＷＭ変調における搬送波の位相を調整するための搬送波位相信号θｃをＰＷＭ変調部２６０に出力する。ＰＷＭ変調部２６０は、この搬送波位相信号θｃに基づいて搬送波の位相を調整してＰＷＭ変調を行うことで、モータ１００の駆動時に生じる振動や騒音が抑制されるように、ドライブ信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗを生成することができる。

上記のようにＰＷＭ変調における搬送波の位相を調整することでモータ１００の振動や騒音が抑制される理由について、図３および図４を参照して以下に説明する。

図３は、モータ１００から振動や騒音が発生するメカニズムを説明する図である。図３（ａ）に示すように、モータ１００は、モータ取付部によりたとえば車両ボディ等の構造物に設置されている。モータ１００から発生する振動には、出力軸１１３に対して軸周り方向に発生する電磁加振力による軸振動（トルクリップル）の成分と、径方向に発生する電磁加振力による振動成分とが含まれる。これらの振動成分を生じさせる電磁加振力は、モータ１００の電磁力によって発生する。モータ１００において発生した振動は、モータ１００自体を搖動させると共に、モータ１００が設置された構造物にモータ取付部を介して伝達され、当該構造物の各部分を搖動させる。その結果、モータ１００の振動に伴って様々な部位で振動や騒音が発生する。図３（ｂ）は、その様子を示す図である。さらに、構造物の固有モードおよび周波数と、モータ１００の振動モードおよび周波数とが重なると、構造物およびモータ１００は共振状態となり、振動や騒音が増幅される。

図４は、モータ１００において発生する振動を模式的に表した図である。図４に示すように、モータ１００の振動は、基本波電流によってモータ１００に生じる電磁加振力と、高調波電流によってモータ１００に生じる電磁加振力とを合成したものとして表される。基本波電流および高調波電流は、モータ１００に流れる各相の交流電流にそれぞれ含まれる成分である。基本波電流とは、制御器２００において三相電圧変換部２５０により求められるＵ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ＊にそれぞれ対応する正弦波の電流成分であり、モータ１００の回転数に応じて周波数が定まる。一方、高調波電流とは、インバータ回路３００における各ＩＧＢＴ３１１のスイッチング動作により副次的に生じる電流成分であり、基本波電流の周波数と、ＰＷＭ変調に用いられる搬送波の周波数とに応じて周波数が定まる。

図４（ａ）では、基本波電流によるモータ加振力と、高調波電流によるモータ加振力とがそれぞれ周期的に変化しており、これらの各ピーク位置が互いに略一致している。そのため、これらの加振力が互いに強め合い、モータ１００の振動の振幅が大きくなっている。このように、モータ１００の回転数によっては、基本波電流によってモータ１００に生じる電磁加振力と、高調波電流によってモータ１００に生じる電磁加振力とが同位相で重なり合い、大きな振動や騒音が発生してしまうことがある。

そこで本発明では、制御器２００の振動騒音抑制部２７０において、基本波電流によるモータ加振力の位相（以下、第１位相と称する）と、高調波電流によるモータ加振力の位相（以下、第２位相と称する）とが互いに重ならないように、第２位相を操作する制御を行う。その結果、図４（ｂ）に示すように、これらの電磁加振力が高いに強め合うのを防いで、モータ１００の振動を低減する。その結果、モータ１００の駆動時に生じる振動や騒音を抑制することができる。

図５は、本発明の第１の実施形態における振動騒音抑制部２７０の機能ブロック図である。図５に示すように、本実施形態において振動騒音抑制部２７０は、重なり判定部２７１および位相調整部２７２を有する。

重なり判定部２７１は、モータ回転数信号Ｎｒおよびキャリア周波数ｆｃに基づいて、第１位相と第２位相とが重なる可能性があるか否かを判定する。具体的には、たとえば重なり判定部２７１は、予め記憶されたモータ１００の回転数と基本波電流の周波数との関係に基づき、モータ回転数信号Ｎｒに応じた基本波電流によるモータ加振力の周波数を推定する。また、予め記憶されたモータ１００の回転数および搬送波の周波数と高調波電流の周波数との関係に基づき、モータ回転数信号Ｎｒおよびキャリア周波数ｆｃに応じた高調波電流によるモータ加振力の周波数を推定する。その結果、推定されたこれらのモータ加振力の周波数の差が所定範囲内であれば、第１位相と第２位相とが重なる可能性があると判定する。重なり判定部２７１は、判定結果を位相調整部２７２に出力する。

なお、重なり判定部２７１は、上記以外の方法で第１位相と第２位相とが重なる可能性があるか否かを判定してもよい。たとえば、モータ回転数信号Ｎｒおよびキャリア周波数ｆｃの値ごとに、第１位相と第２位相とが重なる可能性の有無をマップ化して制御器２００に予め記憶しておき、これを用いて判定を行ってもよい。

位相調整部２７２は、重なり判定部２７１により第１位相と第２位相とが重なる可能性があると判定された場合に、これらが重ならないような搬送波の位相を決定し、搬送波位相信号θｃを出力する。具体的には、たとえば位相調整部２７２は、トルク指令値τ＊およびモータ磁極位置信号θに基づいて第１位相を推定し、推定した第１位相に対して逆位相となるように第２位相を決定する。そして、決定した第２位相に対応する搬送波の位相を決定し、搬送波位相信号θｃを出力する。このとき位相調整部２７２では、たとえば予め磁場解析等で計算して求めたモータ１００のトルクおよび磁極位置と第１位相との関係をマップ化して制御器２００に記憶しておき、これを用いることで、トルク指令値τ＊およびモータ磁極位置信号θに基づいて第１位相の推定を行うことができる。なお、位相調整部２７２において、電流指令生成部２３０または上位制御装置から出力される電流指令値をトルク指令値の代わりに用いて、第１位相を推定してもよい。

ここで、前述のようにモータ１００から発生する振動には、モータ１００の軸周り方向に発生する電磁加振力による振動成分と、モータ１００の径方向に発生する電磁加振力による振動成分とが含まれている。したがって、位相調整部２７２において第１位相の推定を行う際には、基本波電流によって生じるこれらの電磁加振力の位相を第１位相としてそれぞれ推定することが好ましい。

なお、位相調整部２７２は、上記以外の方法で搬送波の位相を決定してもよい。たとえば、トルク指令値τ＊およびモータ磁極位置信号θの値ごとに、基本波電流によるモータ加振力と高調波電流によるモータ加振力とが互いに打ち消されるような搬送波の位相をマップ化して制御器２００に予め記憶しておき、これを用いて搬送波の位相を決定してもよい。

位相調整部２７２では、以上説明したようにして搬送波の位相を決定し、搬送波位相信号θｃをＰＷＭ変調部２６０に出力する。ＰＷＭ変調部２６０は、位相調整部２７２からの搬送波位相信号θｃに従って搬送波の位相を調整し、ＰＷＭ変調を行う。これにより、図４で説明したように第２位相を調整して第１位相と重ならないように、第２位相を制御することができる。

次に、モータ１００の構造について説明する。図６は、モータ１００の巻線配置の例を示す図である。図６に示すように、モータ１００はステータコア１２０を有している。ステータコア１２０には、Ｕ相巻線１２１ａ、Ｖ相巻線１２１ｂおよびＷ相巻線１２１ｃが、それぞれ電気角１２０°の位相差で取り付けられている。

図７は、モータ１００のロータ構造およびステータ構造の例を示す図である。図７に示すように、モータ１００はロータコア１１１およびステータコア１２０を有している。ロータコア１１１は、内部に複数の永久磁石１１２が埋め込まれており、ステータコア１２０との間にギャップ１０１を設けて出力軸１１３に固定されている。ステータコア１２０には、図６で説明したのと同様に、Ｕ相巻線１２１ａ、Ｖ相巻線１２１ｂおよびＷ相巻線１２１ｃが、それぞれ電気角１２０°の位相差で取り付けられている。

なお、図６および図７では、モータ１００の代表例として、２極６スロットの三相交流電動機の構造を示している。これ以外の極数やスロット数のものをモータ１００として用いてもよい。

次に、インバータ回路３００の出力について説明する。図８は、制御器２００が発生する電圧信号およびインバータ回路３００が出力する各線間電圧の例を示す図である。制御器２００は、三相電圧変換部２５０において、たとえば図８（ａ）に示すようなＵ相電圧指令、Ｖ相電圧指令およびＷ相電圧指令により構成される電圧信号を発生し、それぞれＵ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ＊として、ＰＷＭ変調部２６０に出力する。ＰＷＭ変調部２６０では、これらの電圧信号を所定のキャリア周波数ｆｃの搬送波とそれぞれ比較することで、ＰＷＭ変調を行う。搬送波は、たとえば図８（ａ）に示すような三角波である。

図８（ａ）に示す例では、各電圧指令の周波数すなわち基本波電流の周波数をｆ１とすると、キャリア周波数ｆｃはｆ１の１５倍である。換言すると、基本波電流の周波数ｆ１と搬送波のキャリア周波数ｆｃとの間には、ｆｃ／ｆ１＝１５の関係がある。モータ１００の運転状態が変化すると、それに応じて基本波電流の周波数ｆ１は変化するが、キャリア周波数ｆｃは変化せずに一定である。そのため、ｆｃ／ｆ１の値はモータ１００の運転状態によって変化する。

図８（ｂ）は、図８（ａ）に示す電圧信号に応じてインバータ回路３００がＵ相の交流出力線１３０とＶ相の交流出力線１３０の間に出力するＵＶ間電圧の変化を示している。同様に、図８（ｃ）は、インバータ回路３００がＶ相の交流出力線１３０とＷ相の交流出力線１３０の間に出力するＶＷ間電圧の変化を示しており、図８（ｄ）は、インバータ回路３００がＷ相の交流出力線１３０とＵ相の交流出力線１３０の間に出力するＷＵ間電圧の変化を示している。

図９は、図８（ｂ）〜（ｄ）に示した各線間電圧に応じてモータ１００とインバータ回路３００の間に流れる電流の例を示す電流波形図である。図９に示すように、モータ１００とインバータ回路３００の間に流れるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電流は、インバータ回路３００における各ＩＧＢＴ３１１のスイッチング動作により生じた高調波成分を含んでいる。

図１０は、各相電流の成分分析結果を示す図である。前述のようにキャリア周波数ｆｃを基本波電流の周波数ｆ１の１５倍とすると、基本波電流の周波数ｆ１を１次成分とした場合に、キャリア周波数ｆｃは１５次成分に相当する。この場合、各相電流には図１０に示すように、基本波電流成分である１次成分に加えて、高調波電流成分として、ｆｃ±２×ｆ１の側波帯成分（１３次、１７次成分）と、ｆｃ±４×ｆ１の側波帯成分（１１次、１９次成分）と、２×ｆｃ±ｆ１の側波帯成分（２９次、３１次成分）とが含まれている。

モータ１００において生じる振動は、モータ１００の磁気回路構造に応じて変化し、このうち基本波電流成分による加振力の加振モードや周波数は、モータ１００の極数、スロット数、巻線配置等によって定まる。一方、図１０に示すように、高調波電流成分による加振力の周波数は、キャリア周波数ｆｃおよび基本波電流の周波数ｆ１によって定まる。なお、図１０に示した各相電流の成分分析結果は、キャリア周波数ｆｃを基本波電流の周波数ｆ１の１５倍とした場合のものであるが、これらの周波数の関係はモータ１００の運転状態に応じて変化する。したがって、各相電流に含まれる高調波電流成分の次数についても、モータ１００の運転状態に応じて、図１０に示したものから変化する。

図１１は、モータ１００の径方向における加振モードを模式的に示した図である。モータ１００の径方向には、モータ１００のギャップ１０１において発生する電磁力により、たとえば図１１（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に示すような加振モードの加振力が発生する。図１１（ａ）に示す加振モードは、加振力が径方向に一様に時間変化する加振モードであり、空間（円環）０次モードと呼ばれる。図１１（ｂ）に示す加振モードは、加振力が径方向に楕円状に時間変化する加振モードであり、空間（円環）２次モードと呼ばれる。図１１（ｃ）に示す加振モードは、腹と節の組を４つ有する加振モードであり、空間（円環）４次モードと呼ばれる。なお、図１１に示した加振モード以外にも、様々な加振モードの加振力がモータ１００において発生する。

図１２は、モータ回転数の変化に対する電流成分の周波数変化の様子を示した図である。図１０で説明したように、キャリア周波数ｆｃを基本波電流の周波数ｆ１の１５倍とした場合の各相電流には、ｆｃ±２×ｆ１およびｆｃ±４×ｆ１の各高調波成分が含まれる。モータ１００の回転数が変化すると、これらの高調波成分の周波数および基本波電流成分の周波数ｆ１は、それぞれ図１２に示すように変化する。図１２において、基本波電流成分の周波数ｆ１は、モータ回転数の上昇に比例して大きくなっている。一方、各高調波電流成分の周波数は、キャリア周波数ｆｃを中心に放射状に広がっており、モータ回転数が大きいほどこれらの間隔が拡大している。

次に、基本波電流によるモータ加振力と高調波電流によるモータ加振力とが互いに強め合うモータ回転数について、図１３を参照して説明する。図１３は、図１１（ａ）に例示した空間（円環）０次モードの加振力を例として、モータ回転数の変化に対する基本波電流および高調波電流によるモータ加振力の周波数変化の様子を示した図である。

基本波電流によるモータ加振力のうち、空間（円環）０次モードの加振力の周波数は、基本波電流の周波数ｆ１の６ｎ倍（ｎは自然数）となることが知られている。そのため、この加振力の周波数は、モータ１００の回転数に応じて、図１３の各実線で示すように変化する。一方、高調波電流によるモータ加振力のうち、空間（円環）０次モードの加振力の周波数は、キャリア周波数ｆｃに対して、ｆｃおよびｆｃ±３×ｆ１となることが知られている。そのため、この加振力の周波数は、モータ１００の回転数に応じて、図１３の各破線で示すように変化する。

ここで、図１３においてモータ回転数がＮになった場合は、図中の丸印で示すように、基本波電流による円環０次モードの加振力（周波数：１２×ｆ１）と、高調波電流による円環０次モードの加振力（周波数：ｆｃ−３×ｆ１）とが、同時に重なり合って発生する。このような場合に、基本波電流によるモータ加振力の位相すなわち第１位相と、高調波電流によるモータ加振力の位相すなわち第２位相とが一致すると、これらの加振力とが互いに強め合うことで、モータ１００の振動が大きくなるおそれがある。そこで本発明では、前述のように制御器２００において搬送波の位相を変化させることで、第１位相と第２位相とが重ならないように、第２位相をコントロールする。その結果、基本波電流による加振力と高調波電流による加振力とが互いに打ち消し合うようにして、モータ１００の振動を抑えることができる。

なお、上記で説明したモータ回転数以外でも、基本波電流によるモータ加振力と高調波電流によるモータ加振力とが重なる点において、これらの加振力を相殺してモータ１００の振動を抑えることが可能である。たとえば、基本波電流による円環０次モードの加振力（周波数：２４×ｆ１）と、高調波電流による円環０次モードの加振力（周波数：ｆｃ）とが一致する点においても、同様に搬送波の位相を変化させて第２位相をコントロールすることで、これらの加振力を互いに打ち消すことができる。

図１４は、搬送波の位相を変化させる様子を示す図である。制御器２００では、上記のように第１位相と第２位相とが重ならないようにするため、図１４（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）の各例に示すように、各相の電圧指令に対して搬送波の位相をＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄのいずれかに変化させる。これらの搬送波位相は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各電圧指令に対して互いにずれている。このようにして搬送波の位相を調整することで、第２位相の調整を行うことができる。

図１５は、搬送波の位相を変化させたときのトルクリップルの変化の様子を示す図である。図１５（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）の各トルク波形は、図１４で示した搬送波位相Ａ〜Ｄにそれぞれ対応しており、トルクリップルを表す振幅の大きさが互いに異なっている。これらのトルク波形から、搬送波の位相を変化させることで、モータ１００の軸周り方向に発生する電磁加振力であるトルクリップルの大きさが変化することが分かる。

図１６は、図１５に示した各トルク波形に含まれる高調波の解析結果を示す図である。図１６において、横軸に示す高調波次数は、基本波電流の周波数ｆ１に対する倍率を表している。本実施形態の例では、図１３で説明したように、基本波電流による円環０次モードの加振力（周波数：１２×ｆ１）と、高調波電流による円環０次モードの加振力（周波数：ｆｃ−３×ｆ１）とが重なり合うモータ回転数において、搬送波の位相を調整する。そのため、図１６の解析結果では、１２次の高調波成分の大きさが搬送波位相ごとに変化しており、搬送波位相Ｃのときに最小となっている。その他の次数の高調波成分についても、搬送波位相によって大きさが変化している。このように、搬送波の位相を調整することで、モータ１００の軸周り方向に発生する電磁加振力であるトルクリップルを低減できることが分かる。

図１７は、搬送波の位相を変化させたときの径方向加振力の変化の様子を示す図である。図１７（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）の各加振力波形は、図１４で示した搬送波位相Ａ〜Ｄにそれぞれ対応しており、振幅の大きさが互いに異なっている。これらの加振力波形から、搬送波の位相を変化させることで、モータ１００の径方向に発生する電磁加振力の大きさが変化することが分かる。

図１８は、図１７に示した各加振力波形に含まれる高調波の解析結果を示す図である。図１８において、横軸に示す高調波次数は、基本波電流の周波数ｆ１に対する倍率を表している。本実施形態の例では、図１３で説明したように、基本波電流による円環０次モードの加振力（周波数：１２×ｆ１）と、高調波電流による円環０次モードの加振力（周波数：ｆｃ−３×ｆ１）とが重なり合うモータ回転数において、搬送波の位相を調整する。そのため、図１８の解析結果では、１２次の高調波成分の大きさが搬送波位相ごとに変化しており、搬送波位相Ｂのときに最小となっている。その他の次数の高調波成分についても、搬送波位相によって大きさが変化している。このように、搬送波の位相を調整することで、モータ１００の径方向に発生する電磁加振力を低減できることが分かる。

以上説明した本発明の第１の実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。

（１）インバータ３００は、スイッチング素子である複数のＩＧＢＴ３１１を用いて、直流電源１０より供給される直流電流から交流電流を生成し、生成した交流電流をモータ１００に供給してモータ１００を駆動させる。この交流電流は、モータ１００の回転数に応じた基本波電流と、ＩＧＢＴ３１１のスイッチング動作による高調波電流とを含む。制御器２００は、インバータ回路３００を制御するためのものであって、所定のモータ回転数Ｎにおいて、基本波電流によってモータ１００に周期的に生じる加振力の位相である第１位相と、高調波電流によってモータ１００に周期的に生じる加振力の位相である第２位相とが互いに重ならないように、第２位相を制御する。このようにしたので、モータ１００から発生する振動や騒音を効果的に低減することができる。

（２）制御器２００は、ＰＷＭ変調部２６０と、重なり判定部２７１と、位相調整部２７２とを備える。ＰＷＭ変調部２６０は、所定のキャリア周波数ｆｃの搬送波を用いたＰＷＭ変調を行ってＩＧＢＴ３１１のスイッチング動作を制御するためのドライブ信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗを生成する。重なり判定部２７１は、モータ１００の回転数およびキャリア周波数ｆｃに基づいて第１位相と第２位相とが重なる可能性があるか否かを判定する。位相調整部２７２は、重なり判定部２７１により第１位相と第２位相とが重なる可能性があると判定された場合に、第２位相を調整して第１位相と重ならないようにする。このようにしたので、第１位相と第２位相とが重なる可能性がある場合に、これらが重なることを確実に防止することができる。

（３）位相調整部２７２は、モータ１００が発生するトルクに対するトルク指令値τ＊または交流電流に対する電流指令値とモータ１００の磁極位置とに基づいて第１位相を推定し、推定した第１位相に基づいて第２位相を調整する。このようにしたので、第１位相と第２位相とが重ならないように、第２位相を適切に調整することができる。

（４）位相調整部２７２は、第１位相として、基本波電流によってモータ１００の軸周り方向に発生する加振力の位相と、基本波電流によってモータ１００の径方向に発生する加振力の位相とをそれぞれ推定することができる。このようにすれば、モータ１００に生じる加振力に対して適切に第１位相の推定を行うことが可能となる。

（５）位相調整部２７２は、ＰＷＭ変調に用いられる搬送波の位相を調整することで第２位相を調整する。このようにしたので、第２位相を容易な制御で確実に調整することができる。

（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。図１９は、本発明の第２の実施形態に係るモータ駆動システム１Ａの構成を示す図である。図１９に示すモータ駆動システム１Ａは、第１の実施形態で説明したモータ駆動システム１と比較して、振動センサ４０１をさらに備える点が異なっている。

振動センサ４０１は、モータ１００の振動を検出し、その検出結果に応じた振動信号Ｓを制御器２００に出力する。振動センサ４０１は、モータ１００に、またはモータ１００の周辺に設けられている構造物に取り付けられている。振動センサ４０１には、たとえば加速度センサや速度センサが用いられる。

本実施形態において、制御器２００は、第１の実施形態で説明した図２の機能ブロック図と同様の構成を機能的に有しているが、振動騒音抑制部２７０において行う制御内容が第１の実施形態とは異なっている。以下では、この点について詳しく説明する。

図２０は、本発明の第２の実施形態における振動騒音抑制部２７０の機能ブロック図である。図２０に示すように、本実施形態において振動騒音抑制部２７０は、第１の実施形態で説明した図５の重なり判定部２７１および位相調整部２７２に替えて、位相調整部２７２Ａを有する。

位相調整部２７２Ａは、振動センサ４０１から出力される振動信号Ｓに基づいて、ＰＷＭ変調に用いられる搬送波の位相を決定し、搬送波位相信号θｃを出力する。具体的には、たとえば位相調整部２７２Ａは、振動信号Ｓからモータ１００の振動の大きさを求め、その大きさが所定値以上である場合は、搬送波の位相を少しずつずらすように搬送波位相信号θｃを出力する。その結果、モータ１００の振動の大きさが所定値未満になったら、搬送波の位相変化を停止させるように搬送波位相信号θｃを出力する。これにより、位相調整部２７２Ａは、第１位相と第２位相とが互いに重ならないようにしてモータ１００の振動が低減するように、第２位相の調整を行うことができる。

以上説明した本発明の第２の実施形態によれば、制御器２００は、ＰＷＭ変調部２６０と、位相調整部２７２Ａとを備える。ＰＷＭ変調部２６０は、所定のキャリア周波数ｆｃの搬送波を用いたＰＷＭ変調を行ってＩＧＢＴ３１１のスイッチング動作を制御するためのドライブ信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗを生成する。位相調整部２７２Ａは、モータ１００の振動を検出する振動センサ４０１から出力される振動信号Ｓに基づいて第２位相を調整する。このようにしたので、モータ１００から発生する振動を容易にかつ確実に低減することができる。

（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。図２１は、本発明の第３の実施形態に係るモータ駆動システム１Ｂの構成を示す図である。図２１に示すモータ駆動システム１Ｂは、第１の実施形態で説明したモータ駆動システム１と比較して、音圧センサ４０２をさらに備える点が異なっている。

音圧センサ４０２は、モータ１００が発する音を検出し、その検出結果に応じた音圧信号Ｐを制御器２００に出力する。音圧センサ４０２は、モータ１００の周辺に設置されている。

本実施形態においても第２の実施形態と同様に、制御器２００は、第１の実施形態で説明した図２の機能ブロック図と同様の構成を機能的に有しているが、振動騒音抑制部２７０において行う制御内容が第１の実施形態とは異なっている。以下では、この点について詳しく説明する。

図２２は、本発明の第３の実施形態における振動騒音抑制部２７０の機能ブロック図である。図２２に示すように、本実施形態において振動騒音抑制部２７０は、第１の実施形態で説明した図５の重なり判定部２７１および位相調整部２７２に替えて、位相調整部２７２Ｂを有する。

位相調整部２７２Ｂは、音圧センサ４０２から出力される音圧信号Ｐに基づいて、ＰＷＭ変調に用いられる搬送波の位相を決定し、搬送波位相信号θｃを出力する。具体的には、たとえば位相調整部２７２Ｂは、音圧信号Ｐからモータ１００が発する音の大きさを求め、その大きさが所定値以上である場合は、搬送波の位相を少しずつずらすように搬送波位相信号θｃを出力する。その結果、モータ１００の音の大きさが所定値未満になったら、搬送波の位相変化を停止させるように搬送波位相信号θｃを出力する。これにより、位相調整部２７２Ｂは、第１位相と第２位相とが互いに重ならないようにしてモータ１００の騒音が低減するように、第２位相の調整を行うことができる。

以上説明した本発明の第３の実施形態によれば、制御器２００は、ＰＷＭ変調部２６０と、位相調整部２７２Ｂとを備える。ＰＷＭ変調部２６０は、所定のキャリア周波数ｆｃの搬送波を用いたＰＷＭ変調を行ってＩＧＢＴ３１１のスイッチング動作を制御するためのドライブ信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗを生成する。位相調整部２７２Ｂは、モータ１００が発する音を検出する音圧センサ４０２から出力される音圧信号Ｐに基づいて第２位相を調整する。このようにしたので、モータ１００から発生する騒音を容易にかつ確実に低減することができる。

なお、以上説明した第２、第３の各実施形態における位相調整部２７２Ａ、２７２Ｂを、第１の実施形態で説明した重なり判定部２７１と組み合わせて用いてもよい。この場合、位相調整部２７２Ａ、２７２Ｂは、第１の実施形態で説明した位相調整部２７２と同様の制御を行った上で、さらに振動信号Ｓや音圧信号Ｐに基づいてモータ１００から発生する振動や騒音が低減するように搬送波の位相を調整し、第２位相を調整することが好ましい。このようにすれば、モータ１００から発生する振動や騒音をより一層低減することが可能となる。

以上説明した各実施形態はあくまで一例であり、発明の特徴が損なわれない限り、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。また、上記では種々の実施形態を説明したが、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。本発明の技術的思想の範囲内で考えられるその他の態様も本発明の範囲内に含まれる。

１，１Ａ，１Ｂ：モータ駆動システム
１０：直流電源
１００：モータ
１１３：出力軸
１１５：磁極位置検出器
１２１ａ：Ｕ相巻線
１２１ｂ：Ｖ相巻線
１２１ｃ：Ｗ相巻線
１２３：中性点
１３０：交流出力線
１４０：電流センサ
２００：制御器
２１０：電流変換部
２２０：回転演算部
２３０：電流指令生成部
２４０：電流制御部
２５０：三相電圧変換部
２６０：ＰＷＭ変調部
２７０：振動騒音抑制部
２７１：重なり判定部
２７２，２７２Ａ，２７２Ｂ：位相調整部
３００：インバータ回路
３０１：平滑コンデンサ
３１０ａ：Ｕ相ブリッジ回路
３１０ｂ：Ｖ相ブリッジ回路
３１０ｃ：Ｗ相ブリッジ回路
３１１：ＩＧＢＴ
３１２：ダイオード
４０１：振動センサ
４０２：音圧センサ

Claims (7)

1. 複数のスイッチング素子を用いて直流電流から交流電流を生成し、生成した前記交流電流をモータに供給して前記モータを駆動させるインバータを制御するためのインバータ制御装置であって、
   前記交流電流は、前記モータの回転数に応じた基本波電流と、前記スイッチング素子のスイッチング動作による高調波電流と、を含み、
   所定のモータ回転数において、前記基本波電流によって前記モータに周期的に生じる加振力の位相である第１位相と、前記高調波電流によって前記モータに周期的に生じる加振力の位相である第２位相とが互いに重ならないように、前記第２位相を制御するインバータ制御装置。
2. 請求項１に記載のインバータ制御装置において、
   所定のキャリア周波数の搬送波を用いたＰＷＭ変調を行って前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御するための信号を生成するＰＷＭ変調部と、
   前記モータの回転数および前記キャリア周波数に基づいて前記第１位相と前記第２位相とが重なる可能性があるか否かを判定する重なり判定部と、
   前記重なり判定部により前記第１位相と前記第２位相とが重なる可能性があると判定された場合に、前記第２位相を調整して前記第１位相と重ならないようにする位相調整部と、を備えるインバータ制御装置。
3. 請求項２に記載のインバータ制御装置において、
   前記位相調整部は、前記モータが発生するトルクに対するトルク指令値または前記交流電流に対する電流指令値と前記モータの磁極位置とに基づいて前記第１位相を推定し、推定した前記第１位相に基づいて前記第２位相を調整するインバータ制御装置。
4. 請求項３に記載のインバータ制御装置において、
   前記位相調整部は、前記第１位相として、前記基本波電流によって前記モータの軸周り方向に発生する加振力の位相と、前記基本波電流によって前記モータの径方向に発生する加振力の位相とをそれぞれ推定するインバータ制御装置。
5. 請求項１に記載のインバータ制御装置において、
   所定のキャリア周波数の搬送波を用いたＰＷＭ変調を行って前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御するための信号を生成するＰＷＭ変調部と、
   前記モータの振動を検出する振動センサから出力される振動信号に基づいて前記第２位相を調整する位相調整部と、を備えるインバータ制御装置。
6. 請求項１に記載のインバータ制御装置において、
   所定のキャリア周波数の搬送波を用いたＰＷＭ変調を行って前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御するための信号を生成するＰＷＭ変調部と、
   前記モータが発する音を検出する音圧センサから出力される音圧信号に基づいて前記第２位相を調整する位相調整部と、を備えるインバータ制御装置。
7. 請求項２から請求項６までのいずれか一項に記載のインバータ制御装置において、
   前記位相調整部は、前記搬送波の位相を調整することで前記第２位相を調整するインバータ制御装置。

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