CN110235357A - 逆变器控制装置 - Google Patents

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Abstract

本发明的课题在于有效地减少从马达产生的振动和噪音。本发明中，逆变器(300)使用作为开关元件的多个IGBT(311)而利用从直流电源(10)供给的直流电流来生成交流电流，并将生成的交流电流供给至马达(100)而使其驱动。该交流电流包含与马达(100)的转速相应的基波电流和IGBT(311)的开关动作所引起的谐波电流。控制器(200)在规定的马达转速下、以因基波电流而在马达(100)中周期性地产生的激振力的相位即第1相位与因谐波电流而在马达(100)中周期性地产生的激振力的相位即第2相位不相互重叠的方式来控制第2相位。

Description

逆变器控制装置
技术领域
本发明涉及逆变器控制装置。
背景技术
以往，在使用通过逆变器的PWM调制生成的交流电流来驱动的交流马达中，已知有用于谋求减少因源于马达的磁路结构的电磁激振力而产生的振动和噪音的电流控制方法。专利文献1揭示了如下方法：以通往马达的交流电流的基频分量为基准，重叠在相反相序下具有n－1次频率、相同相序下具有m+1次频率的磁噪音减少用谐波电流，由此使径向磁激振力的谐波分量衰减。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2005-304238号公报
发明内容
发明要解决的问题
流至马达的交流电流中包含用于马达的驱动控制、频率根据马达的转速进行变换的正弦波等基波电流分量以及逆变器的开关动作所引起的谐波电流分量。谐波电流的频率由基波电流的频率和PWM调制中使用的载波的频率决定。因此，根据马达的转速的不同，存在因基波电流而在马达中产生的电磁激振力与因谐波电流而在马达中产生的电磁激振力相重叠而产生较大的振动、噪音的情况。专利文献1揭示的方法无法有效地改善这种问题。
解决问题的技术手段
本发明的逆变器控制装置用于控制逆变器，所述逆变器使用多个开关元件而利用直流电流来生成交流电流，并将生成的所述交流电流供给至马达而使所述马达驱动，所述交流电流包含与所述马达的转速相应的基波电流和所述开关元件的开关动作所引起的谐波电流，该逆变器控制装置在规定的马达转速下、以因所述基波电流而在所述马达中周期性地产生的激振力的相位即第1相位与因所述谐波电流而在所述马达中周期性地产生的激振力的相位即第2相位不相互重叠的方式，来控制所述第2相位。
发明的效果
根据本发明，能够有效地减少从马达产生的振动和噪音。
附图说明
图1为表示本发明的第1实施方式的马达驱动系统的构成的图。
图2为控制器的功能框图。
图3为说明从马达产生振动和噪音的机理的图。
图4为示意性地表示马达中产生的振动的图。
图5为本发明的第1实施方式中的振动噪音抑制部的功能框图。
图6为表示马达的绕组配置的例子的图。
图7为表示马达的转子结构及定子结构的例子的图。
图8为表示电压信号及各线间电压的例子的图。
图9为表示马达与逆变电路之间流通的电流的例子的电流波形图。
图10为表示各相电流的分量分析结果的图。
图11为示意性地表示马达的径向上的激振模态的图。
图12为表示对应于马达转速的变化的电流分量的频率变化的情形的图。
图13为表示对应于马达转速的变化的基波电流及谐波电流所引起的马达激振力的频率变化的情形的图。
图14为表示改变载波的相位的情形的图。
图15为表示改变了载波的相位时的转矩脉动的变化的情形的图。
图16为表示转矩波形中包含的谐波的解析结果的图。
图17为表示改变了载波的相位时的径向激振力的变化的情形的图。
图18为表示激振力波形中包含的谐波的解析结果的图。
图19为表示本发明的第2实施方式的马达驱动系统的构成的图。
图20为本发明的第2实施方式中的振动噪音抑制部的功能框图。
图21为表示本发明的第3实施方式的马达驱动系统的构成的图。
图22为本发明的第3实施方式中的振动噪音抑制部的功能框图。
具体实施方式
(第1实施方式)
图1为表示本发明的第1实施方式的马达驱动系统1的构成的图。马达驱动系统1具备马达100、控制器200及逆变电路300。
作为三相交流电动机的马达100具有U相绕组121a、V相绕组121b及W相绕组121c。U相绕组121a、V相绕组121b及W相绕组121c的一端经由3条交流输出线130分别连接到逆变电路300。U相绕组121a、V相绕组121b及W相绕组121c的另一端在中性点123上相互连接在一起。各交流输出线130上分别安装有电流传感器140，流至马达100的各相的电流(U相电流、V相电流、W相电流)由电流传感器140加以检测。马达100中安装有磁极位置检测器115，马达100的磁极位置(旋转位置)由磁极位置检测器115加以检测。
由电流传感器140检测到的分别表示U相电流、V相电流、W相电流的大小的U相电流信号Iu、V相电流信号Iv、W相电流信号Iw被输入至控制器200。此外，由磁极位置检测器115检测到的表示马达100的磁极位置的马达磁极位置信号θ被输入至控制器200。控制器200根据这些信号来生成用于控制逆变电路300的驱动信号Gu、Gv、Gw，并输出至逆变电路300。
逆变电路300连接到直流电源10，具备平滑电容器301和经由交流输出线130分别连接到马达100的U相绕组121a、V相绕组121b、W相绕组121c的U相桥式电路310a、V相桥式电路310b及W相桥式电路310c。平滑电容器301将从直流电源10输入的直流电压平滑化。各相的桥式电路310a、310b、310c分别具有作为上下各臂的开关元件发挥功能的2个IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor绝缘栅双极型晶体管)311和与各IGBT 311并联设置的2个二极管312。在这些桥式电路中，各IGBT 311根据从控制器200输入的驱动信号Gu、Gv、Gw来进行开关动作。由此，从直流电源10供给的直流电被变换为三相交流电，并从各相的桥式电路310a、310b、310c经由各相的交流输出线130分别输出至马达100的U相绕组121a、V相绕组121b、W相绕组121c。通过像这样从逆变电路300对马达100输出交流电，交流电流流至马达100的各相，马达100进行旋转驱动，其旋转驱动力输出至输出轴113。
如以上所说明，在马达驱动系统1中，逆变电路300使用作为开关元件的多个IGBT311而利用直流电流来生成交流电流，并将生成的交流电流供给至马达100使马达100旋转驱动。控制器200生成驱动信号Gu、Gv、Gw并输出至逆变电路300，由此控制逆变电路300。
图2为控制器200的功能框图。控制器200在功能上具有电流变换部210、旋转运算部220、电流指令生成部230、电流控制部240、三相电压变换部250、PWM调制部260以及振动噪音抑制部270。控制器200例如具有未图示的CPU、ROM及RAM，由CPU将RAM用于作业区域来执行ROM中存放的规定程序，由此可以实现这各个功能。
电流变换部210根据来自电流传感器140的U相电流信号Iu、V相电流信号Iv及W相电流信号Iw，来获取流至马达100的各相的电流值。继而，根据来自磁极位置检测器115的马达磁极位置信号θ对这些电流值进行dq变换，并输出d轴电流检测值Id^及q轴电流检测值Iq^。
旋转运算部220根据来自磁极位置检测器115的马达磁极位置信号θ来运算马达100的转速，并输出马达转速信号Nr。
电流指令生成部230根据从连接到控制器200的未图示的上位控制装置输入的转矩指令值τ*和来自旋转运算部220的马达转速信号Nr，生成针对流至马达100的电流的d轴电流指令值Id*及q轴电流指令值Iq*。由电流指令生成部230生成的这些电流指令值从电流指令生成部230输出至电流控制部240。再者，在从上位控制装置对控制器200输入电流指令值而不是转矩指令值τ*的情况下，在控制器200中也可不设置电流指令生成部230。
电流控制部240以从电流变换部210输出的d轴电流检测值Id^及q轴电流检测值Iq^与从电流指令生成部230输出的d轴电流指令值Id*及q轴电流指令值Iq*分别一致的方式，计算并输出d轴电压指令值Vd*及q轴电压指令值Vq*。
三相电压变换部250根据来自磁极位置检测器115的马达磁极位置信号θ将从电流控制部240输出的d轴电压指令值Vd*及q轴电压指令值Vq*变换为U相电压指令值Vu*、V相电压指令值Vv*及W相电压指令值Vw*。
PWM调制部260根据从三相电压变换部250输出的U相电压指令值Vu*、V相电压指令值Vv*及W相电压指令值Vw*来进行使用了规定载频fc的载波的PWM调制(脉宽调制)，由此生成驱动信号Gu、Gv、Gw。继而，将生成的驱动信号Gu、Gv、Gw输出至逆变电路300，由此控制逆变电路300的各IGBT 311的开关动作，从而控制从逆变电路300输出至马达100的交流电。此外，PWM调制部260将在PWM调制中使用的载波的载频fc输出至振动噪音抑制部270。
振动噪音抑制部270进行用于抑制马达100的驱动时产生的振动和噪音的控制。具体而言，振动噪音抑制部270根据来自旋转运算部220的马达转速信号Nr、来自PWM调制部260的载频fc、来自上位控制装置的转矩指令值τ*、以及来自磁极位置检测器115的马达磁极位置信号θ，将用于调整PWM调制中的载波的相位的载波相位信号θc输出至PWM调制部260。PWM调制部260根据该载波相位信号θc来调整载波的相位而进行PWM调制，由此，能够生成驱动信号Gu、Gv、Gw以使马达100的驱动时产生的振动和噪音得到抑制。
下面，参考图3及图4，对像上述那样通过调整PWM调制中的载波的相位来抑制马达100的振动和噪音的理由进行说明。
图3为说明从马达100产生振动和噪音的机理的图。如图3的(a)所示，马达100通过马达安装部设置在例如车体等结构物上。从马达100产生的振动中包含相对于输出轴113而在环轴方向上产生的电磁激振力所引起的轴振动(转矩脉动)的分量、以及在径向上产生的电磁激振力所引起的振动分量。产生这些振动分量的电磁激振力由马达100的电磁力产生。马达100中产生的振动使马达100自身摆动，而且经由马达安装部传递至设置有马达100的结构物，使该结构物的各部分摆动。结果，随着马达100的振动而在各种部位产生振动和噪音。图3的(b)为表示该情形的图。进而，当结构物的固有模态及频率与马达100的振动模态及频率相重叠时，结构物及马达100成为共振状态，会放大振动和噪音。
图4为示意性地表示马达100中产生的振动的图。如图4所示，马达100的振动表示为因基波电流而在马达100中产生的电磁激振力以及因谐波电流而在马达100中产生的电磁激振力的合成。基波电流及谐波电流是流至马达100的各相的交流电流中各自包含的分量。所谓基波电流，是与控制器200中由三相电压变换部250求出的U相电压指令值Vu*、V相电压指令值Vv*、W相电压指令值Vw*分别对应的正弦波的电流分量，频率根据马达100的转速而定。另一方面，所谓谐波电流，是因逆变电路300中的各IGBT 311的开关动作而次生的电流分量，频率根据基波电流的频率和PWM调制中使用的载波的频率而定。
图4的(a)中，基波电流所引起的马达激振力和谐波电流所引起的马达激振力分别周期性地变化，它们的各波峰位置相互大致一致。因此，这些激振力相互增强，导致马达100的振动的振幅变大。如此，根据马达100的转速的不同，存在因基波电流而在马达100中产生的电磁激振力与因谐波电流而在马达100中产生的电磁激振力在同相位下相重叠，从而产生较大的振动和噪音的情况。
因此，在本发明中，在控制器200的振动噪音抑制部270中，以基波电流所引起的马达激振力的相位(以下称为第1相位)与谐波电流所引起的马达激振力的相位(以下称为第2相位)不相互重叠的方式，进行操作第2相位的控制。结果，如图4的(b)所示，防止这些电磁激振力朝升高方向强化，从而减少马达100的振动。结果，能够抑制马达100的驱动时产生的振动和噪音。
图5为本发明的第1实施方式中的振动噪音抑制部270的功能框图。如图5所示，在本实施方式中，振动噪音抑制部270具有重叠判定部271及相位调整部272。
重叠判定部271根据马达转速信号Nr及载频fc来判定第1相位与第2相位是否有可能重叠。具体而言，例如重叠判定部271根据预先存储的马达100的转速与基波电流的频率的关系来推断与马达转速信号Nr相应的基波电流所引起的马达激振力的频率。此外，根据预先存储的马达100的转速及载波的频率与谐波电流的频率的关系来推断与马达转速信号Nr及载频fc相应的谐波电流所引起的马达激振力的频率。结果，若推断出的这些马达激振力的频率的差在规定范围内，则判定第1相位与第2相位有可能重叠。重叠判定部271将判定结果输出至相位调整部272。
再者，重叠判定部271也可通过上述以外的方法来判定第1相位与第2相位是否有可能重叠。例如，也可针对马达转速信号Nr及载频fc的每一值将第1相位与第2相位发生重叠的可能性的有无进行图谱化并预先存储在控制器200中，使用该图谱来进行判定。
在通过重叠判定部271判定第1相位与第2相位有可能重叠的情况下，相位调整部272决定这些相位不重叠这样的载波的相位，并输出载波相位信号θc。具体而言，例如相位调整部272根据转矩指令值τ*及马达磁极位置信号θ来推断第1相位，以相对于推断出的第1相位而言成为反相位的方式决定第2相位。继而，决定与决定好的第2相位相对应的载波的相位，并输出载波相位信号θc。此时，在相位调整部272中，例如可以将预先通过磁场解析等计算求出的马达100的转矩及磁极位置与第1相位的关系进行图谱化而存储在控制器200中，通过使用该图谱而根据转矩指令值τ*及马达磁极位置信号θ来进行第1相位的推断。再者，在相位调整部272中，也可使用从电流指令生成部230或上位控制装置输出的电流指令值代替转矩指令值来推断第1相位。
此处，如前文所述，从马达100产生的振动中包含马达100的环轴方向上产生的电磁激振力所引起的振动分量和马达100的径向上产生的电磁激振力所引起的振动分量。因而，在相位调整部272中进行第1相位的推断时，优选的是，分别推断因基波电流而产生的这些电磁激振力的相位来作为第1相位。
再者，相位调整部272也可通过上述以外的方法来决定载波的相位。例如，也可针对转矩指令值τ*及马达磁极位置信号θ的每一值将基波电流所引起的马达激振力与谐波电流所引起的马达激振力相互抵消这样的载波的相位进行图谱化而预先存储在控制器200中，使用该图谱来决定载波的相位。
相位调整部272像以上说明过的那样决定载波的相位，并将载波相位信号θc输出至PWM调制部260。PWM调制部260按照来自相位调整部272的载波相位信号θc来调整载波的相位并进行PWM调制。由此，可以像图4中说明过的那样调整第2相位，并以与第1相位不重叠的方式控制第2相位。
接着，对马达100的结构进行说明。图6为表示马达100的绕组配置的例子的图。如图6所示，马达100具有定子铁心120。在定子铁心120上以电角度120°的相位差分别安装有U相绕组121a、V相绕组121b及W相绕组121c。
图7为表示马达100的转子结构及定子结构的例子的图。如图7所示，马达100具有转子铁心111及定子铁心120。转子铁心111在内部埋入有多个永磁铁112，与定子铁心120之间设置间隙101而固定在输出轴113上。与图6中说明过的一样，在定子铁心120上以电角度120°的相位差分别安装有U相绕组121a、V相绕组121b及W相绕组121c。
再者，图6及图7中展示的是2极6槽的三相交流电动机的结构来作为马达100的代表例。也可使用这以外的极数、槽数的马达作为马达100。
接着，对逆变电路300的输出进行说明。图8为表示控制器200产生的电压信号以及逆变电路300输出的各线间电压的例子的图。控制器200在三相电压变换部250中产生例如图8的(a)所示那样的由U相电压指令、V相电压指令及W相电压指令构成的电压信号，并分别作为U相电压指令值Vu*、V相电压指令值Vv*、W相电压指令值Vw*输出至PWM调制部260。在PWM调制部260中将这些电压信号与规定载频fc的载波分别进行比较，由此进行PWM调制。载波例如为图8的(a)所示那样的三角波。
在图8的(a)所示的例子中，若将各电压指令的频率即基波电流的频率设为f1，则载频fc为f1的15倍。换句话说，基波电流的频率f1与载波的载频fc之间存在fc/f1＝15这一关系。当马达100的运转状态发生变化时，基波电流的频率f1据此发生变化，但载频fc不变，是固定的。因此，fc/f1的值根据马达100的运转状态而发生变化。
图8的(b)展示了逆变电路300根据图8的(a)所示的电压信号在U相的交流输出线130与V相的交流输出线130之间输出的UV间电压的变化。同样地，图8的(c)展示了逆变电路300在V相的交流输出线130与W相的交流输出线130之间输出的VW间电压的变化，图8的(d)展示了逆变电路300在W相的交流输出线130与U相的交流输出线130之间输出的WU间电压的变化。
图9为表示根据图8的(b)～(d)所示的各线间电压在马达100与逆变电路300之间流通的电流的例子的电流波形图。如图9所示，在马达100与逆变电路300之间流通的U相、V相、W相的各相电流包含因逆变电路300中的各IGBT 311的开关动作而产生的谐波分量。
图10为表示各相电流的分量分析结果的图。如前文所述，当将载频fc设为基波电流的频率f1的15倍时，在将基波电流的频率f1设为1次分量的情况下，载频fc相当于15次分量。在该情况下，如图10所示，各相电流中除了作为基波电流分量的1次分量以外，还包含fc±2×f1的边带分量(13次、17次分量)、fc±4×f1的边带分量(11次、19次分量)、以及2×fc±f1的边带分量(29次、31次分量)作为谐波电流分量。
马达100中产生的振动会根据马达100的磁路结构发生变化，其中，基波电流分量所引起的激振力的激振模态、频率由马达100的极数、槽数、绕组配置等决定。另一方面，如图10所示，谐波电流分量所引起的激振力的频率由载频fc及基波电流的频率f1决定。再者，图10所示的各相电流的分量分析结果是将载频fc设为基波电流的频率f1的15倍的情况下的结果，而这些频率的关系会根据马达100的运转状态发生变化。因而，各相电流中包含的谐波电流分量的次数也会根据马达100的运转状态而从图10所示的次数发生变化。
图11为示意性地表示马达100的径向上的激振模态的图。在马达100的径向上，因马达100的间隙101中产生的电磁力而产生例如图11的(a)、(b)、(c)所示那样的激振模态的激振力。图11的(a)所示的激振模态是激振力在径向上一致地发生时间变化的激振模态，称为空间(圆环)0次模态。图11的(b)所示的激振模态是激振力在径向上呈椭圆状发生时间变化的激振模态，称为空间(圆环)2次模态。图11的(c)所示的激振模态是具有4组凹腹与突节的激振模态，称为空间(圆环)4次模态。再者，除了图11所示的激振模态以外，马达100中还会产生各种激振模态的激振力。
图12为表示对应于马达转速的变化的电流分量的频率变化的情形的图。像图10中说明过的那样，将载频fc设为基波电流的频率f1的15倍的情况下的各相电流中包含fc±2×f1及fc±4×f1的各谐波分量。当马达100的转速发生变化时，这些谐波分量的频率以及基波电流分量的频率f1分别像图12所示那样发生变化。图12中，基波电流分量的频率f1与马达转速的上升成比例地增大。另一方面，各谐波电流分量的频率以载频fc为中心呈放射状扩展，马达转速越大，它们的间隔越是扩大。
接着，参考图13，对基波电流所引起的马达激振力与谐波电流所引起的马达激振力相互增强的马达转速进行说明。图13是以图11的(a)中例示的空间(圆环)0次模态的激振力为例来展示对应于马达转速的变化的基波电流及谐波电流所引起的马达激振力的频率变化的情形的图。
已知基波电流所引起的马达激振力当中，空间(圆环)0次模态的激振力的频率为基波电流的频率f1的6n倍(n为自然数)。因此，该激振力的频率根据马达100的转速而像图13的各实线所示那样变化。另一方面，已知谐波电流所引起的马达激振力当中，空间(圆环)0次模态的激振力的频率相对于载频fc而言为fc及fc±3×f1。因此，该激振力的频率根据马达100的转速而像图13的各虚线所示那样变化。
此处，在图13中，在马达转速变成N的情况下，如图中的圆形符号所示，基波电流所引起的圆环0次模态的激振力(频率：12×f1)和谐波电流所引起的圆环0次模态的激振力(频率：fc－3×f1)相重叠地同时产生。在这种情况下，若基波电流所引起的马达激振力的相位即第1相位与谐波电流所引起的马达激振力的相位即第2相位一致，则这些激振力会相互增强，从而有马达100的振动增大之虞。因此，在本发明中，像前文所述那样在控制器200中使载波的相位改变，由此，以第1相位与第2相位不重叠的方式控制第2相位。结果，基波电流所引起的激振力与谐波电流所引起的激振力相互抵消，从而能够抑制马达100的振动。
再者，除了上文中说明过的马达转速以外，在基波电流所引起的马达激振力与谐波电流所引起的马达激振力相重叠的点上也能抵消这些激振力而抑制马达100的振动。例如，在基波电流所引起的圆环0次模态的激振力(频率：24×f1)与谐波电流所引起的圆环0次模态的激振力(频率：fc)相一致的点上，通过同样地改变载波的相位而控制第2相位，也能将这些激振力相互抵消。
图14为表示改变载波的相位的情形的图。在控制器200中，为了像上述那样做到第1相位与第2相位不重叠，如图14的(a)、(b)、(c)、(d)的各例所示，针对各相的电压指令使载波的相位变为A、B、C、D中的任一方。这些载波相位相对于U相、V相、W相的各电压指令而言是相互错开的。通过如此调整载波的相位，可以进行第2相位的调整。
图15为表示改变了载波的相位时的转矩脉动的变化的情形的图。图15的(a)、(b)、(c)、(d)的各转矩波形分别对应于图14所示的载波相位A～D，表示转矩脉动的振幅的大小互不相同。根据这些转矩波形得知，通过使载波的相位变化，马达100的环轴方向上产生的电磁激振力即转矩脉动的大小会发生变化。
图16为表示图15所示的各转矩波形中包含的谐波的解析结果的图。图16中，横轴所示的谐波次数表示相对于基波电流的频率f1的倍率。在本实施方式的例子中，像图13中说明过的那样，在基波电流所引起的圆环0次模态的激振力(频率：12×f1)与谐波电流所引起的圆环0次模态的激振力(频率：fc－3×f1)相重叠的马达转速下，对载波的相位进行调整。因此，在图16的解析结果中，12次的谐波分量的大小在每一载波相位下都有变化，在载波相位C时最小。关于其他次数的谐波分量，也根据载波相位而有大小的变化。如此，通过像这样调整载波的相位，能够减少马达100的环轴方向上产生的电磁激振力即转矩脉动。
图17为表示改变了载波的相位时的径向激振力的变化的情形的图。图17的(a)、(b)、(c)、(d)的各激振力波形分别对应于图14所示的载波相位A～D，振幅的大小互不相同。根据这些激振力波形得知，通过使载波的相位变化，马达100的径向上产生的电磁激振力的大小会发生变化。
图18为表示图17所示的各激振力波形中包含的谐波的解析结果的图。图18中，横轴所示的谐波次数表示相对于基波电流的频率f1的倍率。在本实施方式的例子中，像图13中说明过的那样，在基波电流所引起的圆环0次模态的激振力(频率：12×f1)与谐波电流所引起的圆环0次模态的激振力(频率：fc－3×f1)相重叠的马达转速下，对载波的相位进行调整。因此，在图18的解析结果中，12次的谐波分量的大小针对每一载波相位会有变化，在载波相位B时最小。关于其他次数的谐波分量，也根据载波相位而有大小的变化。如此，通过像这样调整载波的相位，能够减少马达100的径向上产生的电磁激振力。
根据以上说明过的本发明的第1实施方式，取得以下作用效果。
(1)逆变器300使用作为开关元件的多个IGBT 311而利用从直流电源10供给的直流电流来生成交流电流，并将生成的交流电流供给至而驱动马达100。该交流电流包含与马达100的转速相应的基波电流和IGBT 311的开关动作所引起的谐波电流。控制器200是用于控制逆变电路300的部件，在规定的马达转速N下，以因基波电流而在马达100中周期性地产生的激振力的相位即第1相位与因谐波电流而在马达100中周期性地产生的激振力的相位即第2相位不相互重叠的方式控制第2相位。因此，能够有效地减少从马达100产生的振动和噪音。
(2)控制器200具备PWM调制部260、重叠判定部271及相位调整部272。PWM调制部260进行使用了规定载频fc的载波的PWM调制来生成控制IGBT 311的开关动作用的驱动信号Gu、Gv、Gw。重叠判定部271根据马达100的转速及载频fc来判定第1相位与第2相位是否有可能重叠。在通过重叠判定部271判定为第1相位与第2相位有可能重叠的情况下，相位调整部272调整第2相位而避免与第1相位重叠。因此，在第1相位与第2相位有可能重叠的情况下，能够可靠地防止它们重叠。
(3)相位调整部272根据针对马达100产生的转矩的转矩指令值τ*或者针对交流电流的电流指令值和马达100的磁极位置来推断第1相位，根据推断出的第1相位来调整第2相位。因此，能以第1相位与第2相位不重叠的方式恰当地调整第2相位。
(4)相位调整部272可以分别推断因基波电流而在马达100的环轴方向上产生的激振力的相位和因基波电流而在马达100的径向上产生的激振力的相位来作为第1相位。如此一来，可以对马达100中产生的激振力恰当地进行第1相位的推断。
(5)相位调整部272通过调整PWM调制中使用的载波的相位来调整第2相位。因此，可以通过容易的控制来可靠地调整第2相位。
(第2实施方式)
接着，对本发明的第2实施方式进行说明。图19为表示本发明的第2实施方式所涉及马达驱动系统1A的构成的图。与第1实施方式中说明过的马达驱动系统1相比，图19所示的马达驱动系统1A的不同点在于还具备振动传感器401。
振动传感器401检测马达100的振动，并将与该检测结果相应的振动信号S输出至控制器200。振动传感器401安装在马达100或者设置于马达100周边的结构物上。振动传感器401例如使用加速度传感器、速度传感器。
在本实施方式中，控制器200在功能上具有与第1实施方式中说明过的图2的功能框图同样的构成，但振动噪音抑制部270中进行的控制内容与第1实施方式不一样。下面，对这一点进行详细说明。
图20为本发明的第2实施方式中的振动噪音抑制部270的功能框图。如图20所示，在本实施方式中，振动噪音抑制部270具有相位调整部272A来代替第1实施方式中说明过的图5的重叠判定部271及相位调整部272。
相位调整部272A根据从振动传感器401输出的振动信号S来决定PWM调制中使用的载波的相位，并输出载波相位信号θc。具体而言，例如相位调整部272A根据振动信号S求出马达100的振动的大小，在该大小为规定值以上的情况下，以逐次少量地挪动载波的相位的方式输出载波相位信号θc。结果，当马达100的振动的大小变为不足规定值时，使载波的相位变化停止并输出载波相位信号θc。由此，相位调整部272A能够避免第1相位与第2相位相互重叠而以马达100的振动减少的方式进行第2相位的调整。
根据以上说明过的本发明的第2实施方式，控制器200具备PWM调制部260和相位调整部272A。PWM调制部260进行使用了规定载频fc的载波的PWM调制来生成用于控制IGBT311的开关动作的驱动信号Gu、Gv、Gw。相位调整部272A根据从检测马达100的振动的振动传感器401输出的振动信号S来调整第2相位。因此，能够容易且可靠地减少从马达100产生的振动。
(第3实施方式)
接着，对本发明的第3实施方式进行说明。图21为表示本发明的第3实施方式所涉及马达驱动系统1B的构成的图。与第1实施方式中说明过的马达驱动系统1相比，图21所示的马达驱动系统1B的不同点在于还具备声压传感器402。
声压传感器402检测马达100发出的声音，并将与该检测结果相应的声压信号P输出至控制器200。声压传感器402设置在马达100的周边。
在本实施方式中，与第2实施方式一样，控制器200在功能上具有与第1实施方式中说明过的图2的功能框图同样的构成，但振动噪音抑制部270中进行的控制内容与第1实施方式不一样。下面，对这一点进行详细说明。
图22为本发明的第3实施方式中的振动噪音抑制部270的功能框图。如图22所示，在本实施方式中，振动噪音抑制部270具有相位调整部272B来代替第1实施方式中说明过的图5的重叠判定部271及相位调整部272。
相位调整部272B根据从声压传感器402输出的声压信号P来决定PWM调制中使用的载波的相位，并输出载波相位信号θc。具体而言，例如相位调整部272B根据声压信号P求出马达100发出的声音的大小，在该大小为规定值以上的情况下，以逐次少量地挪动载波的相位的方式输出载波相位信号θc。结果，当马达100的声音的大小变为不到规定值时，使载波的相位变化停止并输出载波相位信号θc。由此，相位调整部272B能够避免第1相位与第2相位相互重叠而以马达100的噪音减少的方式进行第2相位的调整。
根据以上说明过的本发明的第3实施方式，控制器200具备PWM调制部260和相位调整部272B。PWM调制部260进行使用了规定载频fc的载波的PWM调制来生成用于控制IGBT311的开关动作的驱动信号Gu、Gv、Gw。相位调整部272B根据从检测马达100发出的声音的声压传感器402输出的声压信号P来调整第2相位。因此，能够容易且可靠地减少从马达100产生的噪音。
再者，也可将以上说明过的第2、第3各实施方式中的相位调整部272A、272B与第1实施方式中说明过的重叠判定部271组合使用。在该情况下，相位调整部272A、272B优选进行与第1实施方式中说明过的相位调整部272同样的控制，进而根据振动信号S或声压信号P、以从马达100产生的振动和噪音减少的方式调整载波的相位来调整第2相位。如此一来，可以进一步减少从马达100产生的振动和噪音。
以上说明过的各实施方式只是一例，只要无损发明的特征，本发明便不限定于这些内容。此外，上文中对各种实施方式进行了说明，但本发明并不限定于这些内容。在本发明的技术思想的范围内思索的其他形态也包含在本发明的范围内。
符号说明
1、1A、1B 马达驱动系统
10 直流电源
100 马达
113 输出轴
115 磁极位置检测器
121a U相绕组
121b V相绕组
121c W相绕组
123 中性点
130 交流输出线
140 电流传感器
200 控制器
210 电流变换部
220 旋转运算部
230 电流指令生成部
240 电流控制部
250 三相电压变换部
260 PWM调制部
270 振动噪音抑制部
271 重叠判定部
272、272A、272B 相位调整部
300 逆变电路
301 平滑电容器
310a U相桥式电路
310b V相桥式电路
310c W相桥式电路
311 IGBT
312 二极管
401 振动传感器
402 声压传感器。

Claims (7)

1.一种逆变器控制装置，其用于控制逆变器，所述逆变器使用多个开关元件而利用直流电流来生成交流电流，并将生成的所述交流电流供给至马达使所述马达驱动，该逆变器控制装置的特征在于，
所述交流电流包含与所述马达的转速相应的基波电流和所述开关元件的开关动作所引起的谐波电流，
该逆变器控制装置在规定的马达转速下、以因所述基波电流而在所述马达中周期性地产生的激振力的相位即第1相位与因所述谐波电流而在所述马达中周期性地产生的激振力的相位即第2相位不相互重叠的方式，来控制所述第2相位。
2.根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其特征在于，具备：
PWM调制部，其进行使用了规定载频的载波的PWM调制，来生成用于控制所述开关元件的开关动作的信号；
重叠判定部，其根据所述马达的转速及所述载频，来判定所述第1相位与所述第2相位是否有可能重叠；以及
相位调整部，在通过所述重叠判定部判定为所述第1相位与所述第2相位有可能重叠的情况下，所述相位调整部调整所述第2相位而避免与所述第1相位重叠。
3.根据权利要求2所述的逆变器控制装置，其特征在于，
所述相位调整部根据针对所述马达产生的转矩的转矩指令值或者针对所述交流电流的电流指令值和所述马达的磁极位置来推断所述第1相位，根据推断出的所述第1相位来调整所述第2相位。
4.根据权利要求3所述的逆变器控制装置，其特征在于，
所述相位调整部分别推断因所述基波电流而在所述马达的环轴方向上产生的激振力的相位和因所述基波电流而在所述马达的径向上产生的激振力的相位来作为所述第1相位。
5.根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其特征在于，具备：
PWM调制部，其进行使用了规定载频的载波的PWM调制，来生成用于控制所述开关元件的开关动作的信号；以及
相位调整部，其根据从检测所述马达的振动的振动传感器输出的振动信号，来调整所述第2相位。
6.根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其特征在于，具备：
PWM调制部，其进行使用了规定载频的载波的PWM调制，来生成用于控制所述开关元件的开关动作的信号；以及
相位调整部，其根据从检测所述马达发出的声音的声压传感器输出的声压信号，来调整所述第2相位。
7.根据权利要求2至6中任一项所述的逆变器控制装置，其特征在于，
所述相位调整部通过调整所述载波的相位来调整所述第2相位。
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