CN116982253A - 电机控制装置、电机、压缩机、冷冻装置及车辆 - Google Patents

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Abstract

一种电机控制装置，对从电源供给的输入电力进行电力转换，使其成为规定的电压及频率的输出交流电力，具备将所述输出交流电力供给至电机的逆变器电路，进行如下控制：将在所述电机的输入电力中与所述电机的转速同步地产生的第1高次谐波分量的振幅抑制为规定的值以下，并且，将在所述电机的电磁激振力中以与所述第1高次谐波分量相同的频率产生的第2高次谐波分量的振幅，与将所述第1高次谐波分量的振幅抑制为最小时相比减小。

Description

电机控制装置、电机、压缩机、冷冻装置及车辆
技术领域
本公开涉及电机控制装置、电机、压缩机、制冷装置及车辆。
背景技术
已知一种电机驱动控制装置，其从直流电压恒定的直流电源通过三相桥电路变换为任意的伪三相交流，驱动转子中含有永久磁体的三相电机。该电机驱动控制装置检测三相桥电路的直流部分的电流的平均值，控制旋转控制系统的电流期望值，以使检测出的平均值的三相电机的电流频率的6倍分量减少，实现电机的转矩脉动的降低(例如，参照专利文献1)。
【现有技术文献】
【专利文献】
【专利文献1】日本特开2010-88228号公报
发明内容
【本发明所要解决的课题】
如果高次谐波分量包含在电机的感应电压中，则电机的输入电力中也产生高次谐波分量，因此有时在向电机供给电力的逆变器电路的输入侧的直流部分会产生与电机的输入电力中产生的高次谐波分量相同次数的高次谐波。
但是，即使降低在电机的输入电力中产生的高次谐波分量，有时也不能降低在电机的转矩脉动等电磁激振力中产生的高次谐波分量。
本公开提供一种电机控制装置及电机，能够降低电机的输入电力中产生的高次谐波分量和电机的电磁激振力中产生的高次谐波分量。
【解决课题的手段】
本公开提供一种电机控制装置，对从电源供给的输入电力进行电力转换，使其成为规定的电压及频率的输出交流电力，其中,
具备将所述输出交流电力供给至电机的逆变器电路，
进行如下控制：将在所述电机的输入电力中与所述电机的转速同步地产生的第1高次谐波分量的振幅抑制为规定的值以下，并且，将在所述电机的电磁激振力中以与所述第1高次谐波分量相同的频率产生的第2高次谐波分量的振幅，与将所述第1高次谐波分量的振幅抑制为最小时相比减小。
由此，能够降低在电机的输入电力中产生的高次谐波分量和在电机的电磁激振力中产生的高次谐波分量。
在上述电机控制装置中，可以是，
所述电源是交流电源。
由此，可以减少流出到交流电源的高次谐波。
在上述电机控制装置中，可以是，
所述第1高次谐波分量和所述第2高次谐波分量的频率是所述电机的输入电压的基频的6的倍数的频率。
由此，能够降低在电机的输入电力和电磁激振力中产生的高次谐波分量(具有电机的输入电压的基频的6的倍数的频率的高次谐波分量)。
在上述电机控制装置中，可以是，
具备进行所述控制的控制部，
所述控制部将与所述电机的转速同步地变化的补偿量与所述电机控制装置的操作量重叠。
由此，能够容易地实现在电机的输入电力中产生的高次谐波分量和在电机的电磁激振力中产生的高次谐波分量的降低。
在上述电机控制装置中，可以是，
所述操作量是所述逆变器电路的调制率、所述电机的输入电压的电压矢量的振幅、所述电压矢量的相位、所述电机的输入电流的电流矢量的振幅、以及所述电流矢量的相位中的至少一个。
由此，能够更容易地实现在电机的输入电力中产生的高次谐波分量和在电机的电磁激振力中产生的高次谐波分量的降低。
在上述电机控制装置中，可以是，
所述控制部检测与所述第1高次谐波分量相关的值，基于所述第1高次谐波分量与所述第2高次谐波分量的关系，决定所述补偿量的振幅及相位中的至少一方。
由此，能够容易地实现在电机的输入电力中产生的高次谐波分量和在电机的电磁激振力中产生的高次谐波分量的降低。
在上述电机控制装置中，可以是，
所述控制部检测与所述第2高次谐波分量相关的值，基于所述第1高次谐波分量与所述第2高次谐波分量的关系，决定所述补偿量的振幅及相位中的至少一方。
由此，能够容易地实现在电机的输入电力中产生的高次谐波分量和在电机的电磁激振力中产生的高次谐波分量的降低。
在上述电机控制装置中，可以是，
通过表或表达式保持所述关系。
由此，能够容易地实现在电机的输入电力中产生的高次谐波分量和在电机的电磁激振力中产生的高次谐波分量的降低。
在上述电机控制装置中，可以是，
所述控制部检测与所述第1高次谐波分量相关的值和与所述第2高次谐波分量相关的值，决定所述补偿量的振幅及相位中的至少一方。
由此，能够容易地实现在电机的输入电力中产生的高次谐波分量和在电机的电磁激振力中产生的高次谐波分量的降低。
在上述电机控制装置中，可以是，
所述控制部根据所保持的表或表达式，决定所述补偿量的振幅和相位中的至少一方。
由此，能够容易地实现在电机的输入电力中产生的高次谐波分量和在电机的电磁激振力中产生的高次谐波分量的降低。
在上述电机控制装置中，可以是，
进行所述控制时的所述电机的蓄积能量的与所述第1高次谐波分量相同的频率分量的变动的大小，比基于所述电机的转矩的输出能量的与所述第2高次谐波分量相同的频率分量的变动的大小更小。
由此，能够容易地实现在电机的输入电力中产生的高次谐波分量和在电机的电磁激振力中产生的高次谐波分量的降低。
本公开提供一种电机，由电机控制装置控制，该电机控制装置对在电机的输入电力中与电机的转速同步地产生的第1高次谐波分量或在电机的电磁激振力中以与所述第1高次谐波分量相同的频率产生的第2高次谐波分量进行抑制，其中，
进行了所述抑制时的所述电机的蓄积能量的与所述第1高次谐波分量相同的频率分量的变动的大小，比基于所述电机的转矩的输出能量的与所述第2高次谐波分量相同的频率分量的变动的大小更小。
由此，能够降低在电机的输入电力中产生的高次谐波分量和在电机的电磁激振力中产生的高次谐波分量。
在上述电机中，可以是，
是具有转子及定子的表面磁体同步电机，其中，
所述转子具有转子铁心和在所述转子铁心的周向配置的多个磁体。
由此，能够降低在电机的输入电力中产生的高次谐波分量和在电机的电磁激振力中产生的高次谐波分量。
在上述电机中，可以是，
是具有转子和定子的嵌入磁体同步电机，其中，
所述转子具有转子铁心和多个磁体，
所述转子铁心具有多个磁体插入孔，并设有磁阻部从而阻碍磁体产生的主磁通。
由此，能够降低在电机的输入电力中产生的高次谐波分量和在电机的电磁激振力中产生的高次谐波分量。
本公开提供一种由上述电机驱动的压缩机。
由此，能够提供搭载了能够降低在电机的输入电力中产生的高次谐波分量和在电机的电磁激振力中产生的高次谐波分量的电机的压缩机。
本公开提供一种具备上述压缩机的制冷装置。
由此，能够提供具备搭载了能够降低在电机的输入电力中产生的高次谐波分量和在电机的电磁激振力中产生的高次谐波分量的电机的压缩机的冷冻装置。
本公开提供一种搭载上述电机的车辆。
由此，能够提供一种搭载了能够降低在电机的输入电力中产生的高次谐波分量和在电机的电磁激振力中产生的高次谐波分量的电机的车辆。
附图说明
图1是例示在电源电流中产生的高次谐波的图。
图2是对使重叠于电机的相电流的5次高次谐波的振幅和相位变化时的、电机的输入电力中产生的高次谐波(电机输入电力高次谐波)和电机的转矩脉动的各自的大小进行分析的结果的一例。
图3是从磁场分析导出相对于电机的电角的电力和输出(＝转矩×转速)的结果的一个例子。
图4是用于说明降低在电机的输入电力中产生的高次谐波分量和在电机的电磁激振力中产生的高次谐波分量的、本公开的技术之一的电机控制方法的图。
图5是用于说明降低在电机的输入电力中产生的高次谐波分量和在电机的电磁激振力中产生的高次谐波分量的、本公开的技术之一的电机结构的图。
图6是表示电机控制装置的第1结构例的图。
图7是表示电机控制装置的第2结构例的图。
图8是用于说明与电机控制装置的操作量重叠的补偿量的导出的图。
图9是示出控制部的第1结构例的框图。
图10是从磁场分析导出相对于电机的电角的电力和输出(＝转矩×转速)的结果的一个例子。
图11是示出具有转子和定子的表面磁体同步电机的剖视图。
图12是示出具有转子和定子的嵌入磁体同步电机的剖视图。
图13是表示具备由实施方式的电机控制装置控制的电机或由实施方式的电机驱动的压缩机的制冷装置的一例的图。
图14是表示搭载由实施方式的电机控制装置控制的电机或实施方式的电机的车辆的一例的图。
具体实施方式
以下，说明实施方式。首先，对逆变器电路的输入侧产生的高次谐波进行说明。
由于电机的磁动势和间隙磁导根据电机的旋转位置而变化，所以交链磁通与电机的转速同步地变化，有时电机的感应电压中含有基频的5倍分量和7倍分量等高次谐波分量。如果这些高次谐波分量包含在电机的感应电压中，则具有感应电压的基频的6的倍数的频率的高次谐波分量有时会在电机的输入电力中产生。
例如，当使用如无电容式逆变器那样在内部不具有能量储存要素的电机控制装置时，由于在电机的输入电力中产生高次谐波分量，从而有时在逆变器电路的输入侧的电力中也会产生与电机的输入电力中产生的高次谐波分量相同次数的高次谐波。如果该高次谐波流出到存在于逆变器电路的输入侧的交流电源，则在电源侧的电流中包含具有电机的输入电力的频率±电源电压的频率的高次谐波(电源高次谐波)。因此，要求降低电机的输入电力的高次谐波分量，以使由电机的输入电力的高次谐波分量产生的各个电源高次谐波成为电源高次谐波限制值以下。另外，即使在车载用电池等直流电源的情况下，也会在输入侧产生具有电机的输入电力的频率的高次谐波电流。由于高次谐波电流会加速电池的劣化，所以与交流电源的情况同样，要求降低电机的输入电力的高次谐波。
图1是例示在电力变换电路的输入侧产生的高次谐波的曲线图，其横轴表示高次谐波的次数(电源电压的频率的倍数)。图1例示了30次和32次的电源高次谐波是起因于电机的输入电力中产生的高次谐波分量的电源高次谐波，超过了电源高次谐波限制值。在该情况下，要求降低电机的输入电力的高次谐波分量，以使30次和32次的电源高次谐波成为电源高次谐波限制值以下。
另一方面，专利文献1的技术如上所述，检测三相桥电路的直流部分的电流的平均值，控制电流以使检测出的平均值的三相电机的电流频率的6倍分量减少，从而实现电机的转矩脉动的降低。
在此，在电流上重叠高次谐波的补偿波形时，关于电机的输入电力中产生的高次谐波和电机的转矩脉动两者是否都降低，使用磁场分析进行确认，得到图2所示的结果。图2是对使重叠在电机的相电流上的5次高次谐波(相当于电机的输入电力中产生的6次高次谐波)的振幅和相位变化时的、电机的输入电力中产生的高次谐波(电机输入电力高次谐波)和电机的转矩脉动各自的大小进行分析的结果的一例。
如图2所示，得到了电机输入电力高次谐波最小的补偿电流波形的振幅及相位与转矩脉动最小的补偿电流波形的振幅及相位不同的结果。另外，在重叠5次高次谐波时的电机输入电力高次谐波的大小成为最小的电流波形中，转矩脉动的大小与没有重叠5次高次谐波的正弦波电流时相比，得到稍微变大的结果。这样，即使重叠降低电机输入电力高次谐波的高次谐波的补偿波形，有时也不能降低电机的转矩脉动。
针对这一点进行研究。如果忽略损耗，则在电力的平均值中，认为“电力＝转矩×转速”成立。但是，如图3所示，若进行磁场分析，则由于向电机的供给电力(功率)的波形与电机的输出(＝转矩×转速)的波形不一致，因此可知电力的瞬时值中“电力＝转矩×转速”不成立。据推测，这是因为电机的线圈积蓄了瞬时能量。将该电机的线圈瞬间积蓄的能量作为电机的积蓄能量。
图3是从磁场分析导出相对于电机的电角的电力和输出(＝转矩×转速)的结果的一个例子。在图3中，损耗被忽略。如图3所示，向电机的供给电力的波形与电机的输出的波形在电力的平均值上一致，但在电力的瞬时值上不一致。因此，可以说仅使电机输入电力高次谐波最小化并不一定能够降低电机的转矩脉动。
本公开的技术降低在电机的输入电力中产生的高次谐波分量(电机输入电力高次谐波)和在电机的电磁激振力中产生的高次谐波分量(电磁激振力高次谐波)这两者。电磁激振力包括旋转方向分量(周向分量)、径向分量及轴向分量的力，转矩脉动相当于电磁激振力的旋转方向分量的高次谐波分量。
图4是用于说明降低电机输入电力高次谐波和电磁激振力高次谐波的本公开的技术之一的电机控制方法的图。
本公开的电机控制方法，通过将电机输入电力高次谐波的振幅抑制在规定的值以下，并且使与电机输入电力高次谐波频率相同的电磁激振力高次谐波的振幅比将电机输入电力高次谐波的振幅抑制为最小时更小，从而降低电机输入电力高次谐波和电磁激振力高次谐波。电机输入电力高次谐波是在电机的输入电力与电机的转速同步地产生的第1高次谐波分量的一例。与电机输入电力高次谐波频率相同的电磁激振力高次谐波是在电机的电磁激振力中以与第1高次谐波分量相同的频率产生的第2高次谐波分量的一例。根据这样的本公开的电机控制方法，通过将规定的值设定为根据电源高次谐波限制值求出的电机输入电力的高次谐波分量的限制值，能够将电源高次谐波降低到电源高次谐波限制值以下，并且，能够将电磁激振力高次谐波的振幅降低到比将电机输入电力高次谐波的振幅抑制为最小时更低。
另外，“将第1高次谐波分量(在此示例中，电机输入电力高次谐波)的振幅抑制到最小时”是指通过电机的控制将第1高次谐波分量的振幅抑制到极小值时的意思。在存在多个极小值的情况下，极小值也可以是多个极小值中最小的极小值。理论上，极小值是完全被抑制时的值(零)，但由于控制界限，有时不会成为零。图4例示了将电磁激振力高次谐波的振幅抑制为比将电机输入电力高次谐波的振幅抑制为最小振幅值a1时的振幅值b1更小的振幅值b2的状态。在图4所示的例子中，电机输入电力高次谐波的振幅被抑制为振幅值a2从而不超过基准值，并且，电磁激振力高次谐波的振幅被抑制为振幅值b2。
图5是用于说明作为降低电机输入电力高次谐波和电磁激振力高次谐波的本公开的技术之一的电机结构的图。如上所述，仅通过使电机输入电力高次谐波的振幅最小化，难以降低电磁激振力高次谐波的振幅。
本公开的电机具备电机输入电力高次谐波的振幅为最小的条件和电磁激振力高次谐波的振幅为最小的条件接近的电机结构。如果是这样的电机结构，则通过降低电机输入电力高次谐波的振幅，也能够降低电磁激振力高次谐波的振幅。例如，本公开的电机具有使电机输入电力高次谐波的振幅最小化的补偿波形与使电磁激振力高次谐波的振幅最小化的补偿波形的相位差小于90°的电机结构。根据该电机结构，如图5所示，若将电机输入电力高次谐波的振幅降低到振幅值a1,则能够将电磁激振力高次谐波的振幅从振幅值b1降低到振幅值b3。
为了实现电机输入电力高次谐波的振幅为最小的条件和电磁激振力高次谐波的振幅为最小的条件接近的电机结构，优选电机的电感尽可能小，以使蓄积在电机的线圈中的能量较小。为了减小电感，采用降低线圈匝数的电机和表面磁体同步电机等是有效的。
接着，对应用本公开的技术的电机控制装置的结构例进行说明。
图6是表示应用本公开的技术的电机控制装置的第1结构例的框图。图6所示的电机控制装置1A具有转换器电路2、直流链路部3、逆变器电路4及控制部5,将从三相交流电源6供给的输入交流电力变换为规定电压及规定频率的输出交流电力，供给到电机7。
电机7例如是三相交流电机。作为电机7的具体例，可以列举驱动设置在空调机的制冷剂回路中的压缩机的电机等。电机7例如是4极6槽或6极9槽等的集中卷绕电机。在该电机7中，作为感应电压的高次谐波分量，有大量含有基频的5、7次分量的倾向。起因于该电机电压失真(基频的5、7次的高次谐波分量)的高次(例如，6次)的高次谐波分量，有时会出现在电机7的输入电力及逆变器电路4的输入侧。该高次的高次谐波分量有时会出现在交流电源6的电源电流iin、直流链路部3中的直流链路电压vdc、电抗器8的两端的电抗器电压vL、在电抗器8中流动的电抗器电流iL、或在直流链路部3中流动的直流电流idc中。
转换器电路2与交流电源6连接，将交流电源6输出的交流变换为直流。转换器电路2例如是将多个(在本例中，为6个)二极管连接成桥状的二极管桥电路。这些二极管对交流电源6的交流电压进行全波整流，变换成直流电压。转换器电路2只要是将转换后的直流电力经由直流链路部3供给到逆变器电路4的电路，则也可以是与二极管桥不同的电路形式的电压转换电路。
直流链路部3包括连接在转换器电路2和逆变器电路4之间的电容器3a。电容器3a与转换器电路2的输出部并联连接，在电容器3a的两端产生的直流电压(直流链路电压vdc)被输入到逆变器电路4的输入节点。电容器3a的进一步说明将在后面描述。
直流链路部3具有连接在转换器电路2和逆变器电路4之间的电抗器8。电抗器8串联地插入在转换器电路2的输出部和逆变器电路4的输入部之间的直流母线中。
在逆变器电路4中，输入节点与直流链路部3的电容器3a并联连接，对直流链路部3的输出进行开关而变换为三相交流，供给到所连接的电机7。本实施方式的逆变器电路4由多个开关元件桥接线而构成。该逆变器电路4由于向电机7输出三相交流，所以具备6个开关元件。具体地，逆变器电路4包括彼此并联连接的三个开关桥臂，每个开关桥臂包括彼此串联连接的2个开关元件。在各开关桥臂中，上臂的开关元件和下臂的开关元件的中点分别与电机7的各相的线圈连接。另外，在各开关元件上反并联连接有回流二极管。逆变器电路4通过这些开关元件的导通关断动作，对从直流链路部3输入的直流链路电压vdc进行开关，转换成三相交流电压，向电机7供给。另外，该导通关断动作的控制由控制部5进行。
控制部5进行如下控制:将在电机7的输入电力中与电机7的转速同步地产生的第1高次谐波分量的振幅抑制在规定值以下，并且，使电机7的电磁激振力中以与第1高次谐波分量相同的频率产生的第2高次谐波分量的振幅比将第1高次谐波分量的振幅抑制为最小时更小。控制部5以这样抑制第1高次谐波分量的振幅以及第2高次谐波分量的振幅的方式控制逆变器电路4中的开关(导通关断动作)。
图7是表示适用本公开的技术的电机控制装置的第2结构例的图。通过引用上述说明，省略对与第1结构例相同的结构的说明。图7所示的电机控制装置1B具有转换器电路2、直流链路部3、逆变器电路4及控制部5,将从单相的交流电源6供给的输入交流电力变换为规定电压及规定频率的输出交流电力，供给到电机7。
转换器电路2通过电抗器8与交流电源6连接，将交流电源6输出的交流整流(变换)为直流。转换器电路2例如是将多个(在此示例中为4个)二极管连接成桥状的二极管桥电路。这些二极管对交流电源6的交流电压进行全波整流，变换成直流电压。转换器电路2只要是将转换后的直流电力经由直流链路部3供给到逆变器电路4的电路，则也可以是与二极管桥不同的电路形式的电压转换电路。
电抗器8连接在交流电源6和转换器电路2之间，更具体地，串联地插入在交流电源6的交流输出侧和转换器电路2的交流输入侧之间。
在图6、7中，电容器3a的电容值被设定成：几乎不能使转换器电路2的输出平滑化，另一方面，能够抑制由逆变器电路4的开关动作引起的纹波电压(对应于开关频率fc的电压变动)。具体而言，电容器3a由小电容电容器(例如，薄膜电容器)构成，该小电容电容器具有一般的电力变换装置或电机控制装置中用于转换器电路2的输出平滑化的平滑电容器(例如，电解电容器)的电容值的约0.01倍的电容值(例如，大约几十到几百μF)。
由于电容器3a的电容值如此小，所以在直流链路部3中，转换器电路2的输出几乎不被平滑化，其结果，与交流电源6的电源电压vin的频率对应的脉动分量残留在直流电压(直流链路电压vdc)中。例如，直流链路电压vdc在图6的三相交流电源6的情况下，具有电源电压vin的频率的6倍的频率的脉动分量，在图7的单相交流电源6的情况下，具有电源电压vin的频率的2倍的频率的脉动分量。
另外，在电力变换装置中不仅使用电容器3a还使用电抗器8的情况下，构成由电抗器8和电容器3a构成的LC滤波器。为了使该LC滤波器的谐振频率fr为N相的交流电源6的商用频率fin的N倍以上的频率，并且衰减由逆变器电路4的开关动作引起的纹波电压，设定电抗器8的电感和电容器3a的电容值。
N×fin≤fr≤fc/4
fr＝1/(2π√(LC))
L表示电抗器8的电感，C表示电容器3a的电容值。
在电机控制装置为直流链路部3的电容器3a的电容值如此小的无电容逆变器(更详细地说，是无电解电容式逆变器)的情况下，由电机7的输入电力中产生的失真分量(高次谐波分量)引起的高次谐波有可能流出到电源侧。即使在电机控制装置为矩阵转换器的情况下，也同样，由电机的输入电力产生的失真分量引起的高次谐波有可能向电源侧流出。
图6或图7所例示的控制部5进行如下控制：将在电机7的输入电力中与电机7的转速同步地产生的第1高次谐波分量的振幅抑制在规定的值以下，并且，使电机7的电磁激振力中以与第1高次谐波分量相同的频率产生的第2高次谐波分量的振幅比将第1高次谐波分量的振幅抑制为最小时更小。该控制也称为谐波抑制控制。通过该高次谐波抑制控制，第1高次谐波分量和第2高次谐波分量的各振幅降低，因此能够降低在逆变器电路4的输入侧产生的高次谐波(例如，输出到电源侧的电源高次谐波)和由电磁激振力引起的振动。
控制部5例如将与电机7的转速同步地变化的补偿量C与图6或图7所例示的电机控制装置的操作量D重叠。由此，能够容易地实现第1高次谐波分量和第2高次谐波分量的各振幅的降低。
控制部5例如通过傅立叶变换等检测与电机7的转速同步地产生的第1高次谐波分量相关的电机7的输入电力的值f。与在电机的输入电力中产生的6次高次谐波分量相同次数的高次谐波也会在逆变器电路的输入侧的电力中产生。因此，与在电机7的输入电力与电机7的转速同步地产生的第1高次谐波分量相关的值f是例如在电抗器电压vL、电抗器电流iL、直流链路电压vdc、直流电流idc或电源电流iin与电机7的转速同步地产生的高次谐波分量的振幅。在电抗器电压vL、电抗器电流iL、直流链路电压vdc、直流电流idc中与电机7的转速同步地产生的高次谐波分量，例如具有与第1高次谐波分量相同的频率。在电源电流iin与电机7的转速同步地中产生的高次谐波分量例如具有第1高次谐波分量的频率±电源电压的频率。
控制部5对在电机7的输入电力与电机7的转速同步地产生的第1高次谐波分量相关的值f进行检测,导出该检测值f成为最小的校正量C的振幅及相位中的至少一方。控制部5根据第1高次谐波分量和第2高次谐波分量的关系，对检测的值f为最小的校正量C的振幅及相位中的至少一方进行校正，以使第1高次谐波分量的振幅成为基准值REF以下且第2高次谐波分量的振幅变小。在图8所示的例子中，控制部5将补偿量C的相位θC从θC1修正为θC2。
在第1高次谐波分量和第2高次谐波分量的关系中，例如，定义用于决定校正量C的振幅和相位中的至少一方的数据，使得第1高次谐波分量的振幅成为基准值REF以下，第2高次谐波分量的振幅变小。该关系通过预先计算的表或表达式保存在存储器中。
接着，对进行高次谐波抑制控制的控制部5的结构例进行说明。
图9是示出控制部的第1结构例的框图。图9所示的控制部5A是控制部5的一个例子。控制部5A向逆变器电路4输出使逆变器电路4内的各开关元件进行导通关断动作的栅极控制信号G。控制部5A具备电机控制部11、补偿部20以及PWM运算部12。
控制部5A具备的这些各部的功能，例如通过可读出地存储在存储器中的程序，通过CPU(Central Processing Unit)等处理器进行动作来实现。各部分的功能可以通过FPGA(现场可编程门阵列)或ASIC(专用集成电路)来实现。
电机控制部11生成并输出从逆变器电路4输出的交流电压的相位(电压相位δ[°])和逆变器电路4的电压控制率K。电压控制率也称为调制率。另外，δ*等中的上标的“*”表示其指令值。[]中的单位符号表示单位的示例。
电机控制部11例如具有速度控制部14、电流指令生成部15、电流控制部16、加法器13以及调制率运算部17。速度控制部14生成电机7的指令转矩T*[Nm]，以使电机7的指令转速ωe *[rad/s]与电机7的检测转速ωe[rad/s]的偏差为零。电流指令生成部15根据指令转矩T*，生成电机7的输入电流的电流矢量的振幅Ia *[A]及相位β*[°]。电流控制部16根据电流矢量的振幅Ia *及相位β*和电机7的d轴电流id及q轴电流iq,生成电机7的输入电压(例如，线间电压)的电压矢量的振幅Va *[V]及相位δ0 *[°]。δ0 *表示电压相位δ的0次分量。加法器13通过在电压矢量的相位δ0 *上加上由补偿部20生成的补偿量C,生成电压相位δ的指令值δ*。这样，在图9所示的例子中，与电机7的转速同步地变化的补偿量C重叠在作为操作量D的一个例子的电压相位δ上。调制率运算部17根据电压矢量的振幅Va *和直流链路电压vdc的检测值，生成电压控制率K的指令值K*。这里，检测转速和指令转速可以是机械角速度，也可以是电角速度。另外，电角速度是对机械角速度乘上电机的极对数而得到的，机械角速度是将电机的转速以在单位时间前进的角度来表示的。
补偿部20计算补偿电机7的输入电力的高次谐波的补偿量C。补偿部20例如具有基准相位运算部22、补偿相位运算部21、加法器24、波形生成部25、振幅运算部26以及乘法器27。
在图9所示的例子中，基准相位运算部22将在电抗器电压vL中与电机7的转速同步地产生的高次谐波分量的振幅，作为在电机7的输入电力与电机7的转速同步地产生的电机输入电力高次谐波相关的值f,通过傅里叶变换等进行检测。基准相位运算部22，使用登山法等运算该检测出的电抗器电压vL的高次谐波分量的振幅成为最小的基准相位θvL_min。
补偿相位运算部21根据电机7的检测转速ωe、电机7的指令转速ωe *以及电机7的输入电力Pin0中的至少一个，运算补偿基准相位θvL_min的补偿相位θcom。输入电力Pin0，例如表示输入电力的平均值。补偿相位运算部21，例如根据在与电机输入电力高次谐波相同的频率下产生的电磁激振力高次谐波的振幅成为规定的阈值以下的、检测转速ωe与补偿相位θcom之间的相关关系，生成与检测转速ωe对应的补偿相位θcom。以与电机输入电力高次谐波相同的频率产生的电磁激振力高次谐波的振幅成为规定的阈值以下的相关关系，是例如通过试验等预先决定的关系规则，由查找表或运算式等定义。同样地，即使在将检测转速ωe置换为指令转速ωe *或输入电力Pin0的情况下，也可以使用这样的相关关系来获得适当的补偿相位θcom。
加法器24通过将补偿相位θcom与基准相位θvL_min相加来计算校正相位θδ。
波形生成部25对电机7的电角的6倍的旋转角6θe加上修正相位θδ，生成周期波形cos(6θe+θδ)。
振幅运算部26根据电机7的检测转速ωe、电机7的指令转速ωe *以及电机7的输入电力Pin0中的至少一个，运算补偿量C的振幅δ6。振幅运算部26例如基于与电机输入电力高次谐波的振幅与以与该电机输入电力高次谐波相同的频率产生的电磁激振力高次谐波的振幅为规定阈值以下的、检测转速ωe与振幅δ6之间的相关关系，生成与检测转速ωe对应的振幅δ6。电机输入电力高次谐波的振幅与以与该电机输入电力高次谐波相同的频率产生的电磁激振力高次谐波的振幅成为规定的阈值以下的相关关系，例如，是通过试验等预先决定的关系规则，由查找表或运算式等定义。同样地，即使在将检测转速ωe置换为输出转矩Te或输入电力Pin0的情况下，也能够利用这样的相关关系得到适当的振幅δ6。
乘法器27通过将cos(6θe+θδ)与振幅δ6相乘来计算补偿量C(＝δ6sin(6θe+θδ))。通过加法器13对由电机控制部11生成的相位δ0 *加上由补偿部20生成的补偿量C,生成电压相位δ的指令值δ*。
PWM运算部12根据电压控制率K的指令值K*及电压相位δ的指令值δ*，使用极坐标变换、逆派克变换及空间矢量变换等，生成u相、v相及w相的三相的电压指令值。三相电压指令值是PWM(脉宽调制)信号。PWM运算部12通过根据电压控制率K的指令值K*调整三相的电压指令值的振幅，能够控制从逆变器电路4输出的交流电压的大小。PWM运算部12将三相的电压指令值变换为栅极控制信号G并输出到逆变器电路4。
这样，控制部5A检测与电机输入电力高次谐波相关的值，基于电机输入电力高次谐波与以与该电机输入电力高次谐波相同的频率产生的电磁激振力高次谐波的关系，决定补偿量C的振幅和相位中的至少一方。由此，能够降低电机输入电力高次谐波和电磁激振力高次谐波。
另外，在图9所示的例子中，补偿部20将补偿量C重叠在作为操作量D的一个例子的电压相位δ上。作为替代，补偿部20也可以将补偿量C重叠在调制率K、振幅Va、相位δ、振幅Ia以及相位β中的至少一个上。
另外，在图9所示的例子中，基准相位运算部22将在电抗器电压vL中与电机7的转速同步地产生的高次谐波分量的振幅，作为在电机7的输入电力与电机7的转速同步地产生的电机输入电力高次谐波相关的值f,通过傅里叶变换等进行检测。但是，基准相位运算部22检测的在电抗器电压vL中产生的高次谐波分量的振幅也可以置换为与直流链路电压vdc等相关的上述的值f。
另外，基准相位运算部22也可以检测与以与电机输入电力高次谐波相同的频率产生的电磁激振力高次谐波相关的值g,使用登山法等运算让该检测出的值g的振幅为最小的基准相位θvL_min。或者，基准相位运算部22也可以检测与电机输入电力高次谐波相关的值f和与以与该电机输入电力高次谐波相同的频率发生的电磁激振力高次谐波相关的值g,使用登山法等运算该检测出的值f、g的振幅成为规定值以下的基准相位θvL_min。
图10是从磁场分析导出相对于电机的电角的电力和输出(＝转矩×转速)的结果的一个例子。根据本公开的电机7是由电机控制装置控制的电动机，该电机控制装置对在电机7的输入电力与电机7的转速同步地产生的第1高次谐波分量或在电机7的电磁激振力以与该第1高次谐波分量相同的频率产生的第2高次谐波分量进行抑制。在该电机7中，优选将校正量C重叠在操作量D上时的与电机7的蓄积能量的第1高次谐波分量相同的频率分量的变动的大小p1比与基于电机7的转矩的输出能量的第2高次谐波分量相同的频率分量的变动的大小p2小。由此，降低电机7的输入电力的高次谐波的振幅的补偿量C和降低电磁激振力的高次谐波的振幅的补偿量C近似，因此，仅通过重叠降低电机7的输入电力的高次谐波的振幅的补偿量C,就能够降低电磁激振力的高次谐波的振幅。
图11是例示具有转子31和定子32的表面磁体同步电机7A的剖视图。转子31具有转子铁心33和在转子铁心33的周向配置的多个磁体34。定子32包括定子铁心37和线圈38。定子铁心37具有后轭部39和多个齿部40。后轭部39是实质上形成为圆筒状的部分。后轭部39由磁性材料(例如，电磁钢板)构成。多个齿部40是从后轭部39的内周向内径方向突出的部分。齿部40与后轭部39构成为一体。齿部40由磁性材料(例如，电磁钢板)构成。线圈38被卷绕在多个齿部40上。线圈38由绝缘涂层的导体(例如，铜)构成。线圈38以集中卷绕方式卷绕在各个齿部40上。另外，线圈38也可以是以分布卷绕方式卷绕在多个齿部40上。
对于表面磁体同步电机7A，由于电感比一般的嵌入磁体同步电机小，因此，蓄积在设置于电机7A的定子32的线圈38中的能量较小，图10所示的p1较小。因此，由于降低电机7A的输入电力的高次谐波的振幅的补偿量C和降低电磁激振力的高次谐波的振幅的补偿量C近似，所以仅通过重叠降低电机7A的输入电力的高次谐波的振幅的补偿量C,就能够降低电磁激振力的高次谐波的振幅。
图12是示出具有转子31和定子32的嵌入磁体同步电机7B的剖视图。转子31包括转子铁心33和嵌入在设置于转子铁心33的孔35中的多个磁体34。孔35是槽状的空隙。转子铁心33具有以阻碍磁体34的主磁通的方式设置的磁阻部36。通过设置磁阻部36，与没有磁阻部36的一般的嵌入磁体同步电机相比，电机7B的电感变小。因此，蓄积在设置于电机7B的定子32的线圈38中的能量较小，图10所示的p1较小。因此，由于降低电机7B的输入电力的高次谐波的振幅的补偿量C和降低电磁激振力的高次谐波的振幅的补偿量C近似，所以仅通过重叠降低电机7B的输入电力的高次谐波的振幅的补偿量C,就能够降低电磁激振力的高次谐波的振幅。
磁阻部36例如是设置在转子铁心33上的空洞部。由于存在于空腔部的空气的磁导率比转子铁芯33的材料(例如，电磁钢板、压粉磁芯等)低，所以磁阻部36阻碍磁体34的主磁通。另外，磁阻部36的至少一部分也可以置换为磁导率比转子铁芯33的材料低的部件(例如，非磁性体的部件)。即使在这种情况下，也能够与存在于空腔部的空气同样地阻碍磁体34的主磁通。
图13是表示具备由实施方式的电机控制装置控制的电机或由实施方式的电机驱动的压缩机的制冷装置的一例的图。图13是表示利用根据实施方式的压缩机150的空调机101的制冷剂回路的一例的图。空调机101是具备压缩机150的冷冻循环装置(冷冻装置)。作为采用压缩机150的空调机101可以举出“制冷运转专用的空调机”、“制热运转专用的空调机”、“制冷运转专用的冷冻装置”、以及“能够使用四路切换阀切换为制冷运转及制热运转中的任一方的空调机”等。在此，使用“能够使用四路切换阀切换为制冷运转及制热运转中的任一种的空调机”进行说明。
在图13中，空调机101具备室内单元102和室外单元103。室内单元102和室外单元103通过液体制冷剂连通配管104和气体制冷剂连通配管105连接。如图13所示，空调机101是具有室内单元102和室外单元103各1个的成对式。但是，并不限定于此，空调机101也可以是具有多个室内单元102的多联式。
在空调机101中，蓄积器115、压缩机150、四通切换阀116、室外热交换器117、膨胀阀118、室内热交换器113等设备通过配管连接，从而构成制冷剂回路111。
在本实施方式中，在制冷剂回路111中填充有用于进行蒸汽压缩式的制冷循环的制冷剂。该制冷剂是含有1,2-二氟乙烯的混合制冷剂。另外，在制冷剂回路111中，与该混合制冷剂一起填充有冷冻机油。
搭载于室内单元102的室内热交换器113例如是由传热管和多个传热翅片构成的交叉翅片式的翅片管式热交换器。室内热交换器113中，液体侧与液体制冷剂连通配管104连接，气体侧与气体制冷剂连通配管105连接，在制冷运转时作为制冷剂的蒸发器发挥功能。
室外单元103搭载有蓄积器115、压缩机150、室外热交换器117以及膨胀阀118。
室外热交换器117例如是由传热管和多个传热翅片构成的交叉翅片式的翅片管式热交换器。对于室外热交换器117，其一方与从压缩机150排出的制冷剂流过的排出管124侧连接，另一方与液体制冷剂连通配管104侧连接。室外热交换器117作为从压缩机150经由排出管124供给的气体制冷剂的冷凝器发挥功能。
膨胀阀118设置在连接室外热交换器117和液体制冷剂连接配管104的配管上。膨胀阀118是用于进行在配管中流动的制冷剂的压力或流量的调节的开度可调整的电动阀。
蓄积器115设置在连接气体制冷剂连通配管105和压缩机150的吸入管123的配管上。为了防止向压缩机150供给液体制冷剂，蓄积器115将从室内热交换器113经由气体制冷剂连通配管105去往吸入管123的制冷剂分离为气相和液相。向压缩机150供给聚集在蓄积器115的上部空间的气相的制冷剂。
<四通切换阀116>
四通切换阀116具有从第1至第4的端口。在四通切换阀116中，第1端口与压缩机150的排出侧连接，第2端口与压缩机150的吸入侧连接，第3端口与室外热交换器117的气体侧端部连接，第4端口与气体侧截止阀Vg连接。
四通切换阀116在第1状态和第2状态之间切换。在第1状态的四通切换阀116中，第1端口与第3端口连通且第2端口与第4端口连通。在第2状态的四通切换阀116中，第1端口与第4端口连通且第2端口与第3端口连通。
压缩机150例如是涡旋压缩机。压缩机150具有由电机控制装置160控制的电机170和由电机170驱动的压缩机构。压缩机150通过电机170的旋转驱动，在压缩室对经由吸入管123吸入的制冷剂进行压缩，从排出管124排出压缩后的制冷剂。
电机控制装置160使用从交流电源供应的交流电来控制电机170。电机控制装置160相当于上述实施方式的电机控制装置1A、1B等。电机170相当于由上述实施方式的电机控制装置1A、1B等控制的电机7等或上述实施方式的电机7A、7B等。因此，提供一种空调机101，具备搭载有能够降低在电机170的输入电力中产生的高次谐波分量和在电机170的电磁激振力中产生的高次谐波分量的电机170的压缩机150。
另外，冷冻装置不限于空调机，也可以是油冷却设备等。
图14是表示搭载由实施方式的电机控制装置控制的电机或者实施方式的电机的车辆的一例的图。电机180向驱动车辆400的驱动轮的驱动轴传递驱动力。车辆400可以是仅将电机180作为动力源的EV(电动车辆)，也可以是将电机180和内燃机等双方作为驱动源的HV(混合动力车辆)、PHEV(插入式混合动力车辆)。
车辆400具备电机控制装置190和由电机控制装置190控制的电机180。另外，电机控制装置190及电机180的图示的搭载位置是为了方便而表示的，并不限定于图示的位置。
电机控制装置190利用从车载用电池等直流电源供给的直流电力来控制电机180。电机控制装置190相当于上述实施方式的电机控制装置1A、1B等。电机180相当于由上述实施方式的电机控制装置1A、1B等控制的电机7等或上述实施方式的电机7A、7B等。因此，提供一种车辆400，搭载有能够降低在电机180的输入电力中产生的高次谐波分量和在电机180的电磁激振力中产生的高次谐波分量的电机180。
以上，对实施方式进行了说明，但可以理解，在不脱离权利要求的主旨和范围的情况下，可以进行形式和细节的各种变更。可以进行各种修改和改进，例如与其它实施例的一部分或全部进行组合或替换等。
本国际申请基于2021年3月31日提出的第2021-059252号日本专利申请主张优先权，并将第2021-059252号日本专利申请的全部内容引入本国际申请。
【符号的说明】
1A、1B 电机控制装置
4 逆变器电路
5,5A 控制部
6 交流电源
7、7A、7B 电机
8 电抗器
20 补偿部
101 空调机
111 制冷剂回路
150 压缩机
160,190 电机控制装置
170,180 电机
400 车辆。

Claims (17)

1.一种电机控制装置，对从电源供给的输入电力进行电力转换，使其成为规定的电压及频率的输出交流电力，其中,
具备将所述输出交流电力供给至电机的逆变器电路，
进行如下控制：将在所述电机的输入电力中与所述电机的转速同步地产生的第1高次谐波分量的振幅抑制为规定的值以下，并且，将在所述电机的电磁激振力中以与所述第1高次谐波分量相同的频率产生的第2高次谐波分量的振幅，与将所述第1高次谐波分量的振幅抑制为最小时相比减小。
2.根据权利要求1所述的电机控制装置，其中，
所述电源是交流电源。
3.根据权利要求1或2所述的电机控制装置，其中，
所述第1高次谐波分量和所述第2高次谐波分量的频率是所述电机的输入电压的基频的6的倍数的频率。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的电机控制装置，其中，
具备进行所述控制的控制部，
所述控制部将与所述电机的转速同步地变化的补偿量与所述电机控制装置的操作量重叠。
5.根据权利要求4所述的电机控制装置，其中，
所述操作量是所述逆变器电路的调制率、所述电机的输入电压的电压矢量的振幅、所述电压矢量的相位、所述电机的输入电流的电流矢量的振幅、以及所述电流矢量的相位中的至少一个。
6.根据权利要求4或5所述的电机控制装置，其中，
所述控制部检测与所述第1高次谐波分量相关的值，基于所述第1高次谐波分量与所述第2高次谐波分量的关系，决定所述补偿量的振幅及相位中的至少一方。
7.根据权利要求4或5所述的电机控制装置，其中，
所述控制部检测与所述第2高次谐波分量相关的值，基于所述第1高次谐波分量与所述第2高次谐波分量的关系，决定所述补偿量的振幅及相位中的至少一方。
8.根据权利要求6或7所述的电机控制装置，其中，
通过表或表达式保持所述关系。
9.根据权利要求4或5所述的电机控制装置，其中，
所述控制部检测与所述第1高次谐波分量相关的值和与所述第2高次谐波分量相关的值，决定所述补偿量的振幅及相位中的至少一方。
10.根据权利要求4或5所述的电机控制装置，其中，
所述控制部根据所保持的表或表达式，决定所述补偿量的振幅和相位中的至少一方。
11.根据权利要求1至10中任一项所述的电机控制装置，其中，
进行所述控制时的所述电机的蓄积能量的与所述第1高次谐波分量相同的频率分量的变动的大小，比基于所述电机的转矩的输出能量的与所述第2高次谐波分量相同的频率分量的变动的大小更小。
12.一种电机，由电机控制装置控制，该电机控制装置对在电机的输入电力中与电机的转速同步地产生的第1高次谐波分量或在电机的电磁激振力中以与所述第1高次谐波分量相同的频率产生的第2高次谐波分量进行抑制，其中，
进行了所述抑制时的所述电机的蓄积能量的与所述第1高次谐波分量相同的频率分量的变动的大小，比基于所述电机的转矩的输出能量的与所述第2高次谐波分量相同的频率分量的变动的大小更小。
13.根据权利要求12所述的电机，是具有转子及定子的表面磁体同步电机，其中，
所述转子具有转子铁心和在所述转子铁心的周向配置的多个磁体。
14.根据权利要求12所述的电机，是具有转子和定子的嵌入磁体同步电机，其中，
所述转子具有转子铁心和嵌入设于所述转子铁心的孔中的多个磁体，
所述转子铁心具有磁阻部，该磁阻部设置成阻碍所述磁体产生的主磁通。
15.一种压缩机，由电机驱动，其中，
所述电机是由根据权利要求1至11中任一项所述的电机控制装置控制的电机、或根据权利要求12至14中任一项所述的电机。
16.一种冷冻装置，具备根据权利要求15所述的压缩机。
17.一种车辆，搭载有由根据权利要求1至11中任一项所述的电机控制装置控制的电机、或根据权利要求12至14中任一项所述的电机。
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