JP6762825B2 - 電動機制御装置およびドライブシステム - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、電動機制御装置およびドライブシステムに関する。

現在、在来線の鉄道車両は、電動機として誘導モータ（ＩＭ）を採用したものが用いられている。誘導モータは、安価であるが、永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）やシンクロナスリラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）に比べてエネルギー損失が高く電力変換効率が低い。鉄道車両は、車体の慣性力のみで推進する惰行運転を行うことがある。惰行運転を行う間、永久磁石同期モータでは永久磁石による回転磁界により鉄損が生じ、運動エネルギーが消費される。一方、回転子が鉄心のみで構成されるシンクロナスリラクタンスモータでは、惰行運転中に鉄損が発生しない。そのため、惰行運転の期間の長い運用がなされる路線において、電動機としてシンクロナスリラクタンスモータの適用することで、車両全体の低消費電力化を実現することが期待される。

また、回転子が鉄心のみで構成されるシンクロナスリラクタンスモータと、鉄心と永久磁石から構成される永久磁石同期モータとを比較すると、シンクロナスリラクタンスモータの方が部品価格は安価であり、シンクロナスリラクタンスモータを適用することで車両の低コスト化を実現することが容易である。

そこで、鉄道車両の主電動機として、シンクロナスリラクタンスモータを採用して、車両全体の消費電力を低減しつつ、低コスト化を図ることが検討されている。

特許第３４５５０１７号公報

近藤 圭一郎他著「鉄道車両駆動時のＩＭ速度センサレス制御系の磁束に関する考察」、電気学会半導体電力変換研究会資料、ＳＰＣ−０３−１００、２００３年、第６９〜７４頁

しかしながら、シンクロナスリラクタンスモータは、永久磁石による励磁が無いため、同程度の体格の永久磁石同期モータに比べて力率が低いという特徴がある。そのため、車両が要求する最大出力を、永久磁石同期モータと同程度の体格のシンクロナスリラクタンスモータにより得るためには、モータ自体の性能限界出力を制御によって引き出すことが望ましく、シンクロナスリラクタンスモータを駆動するインバータの出力を最大電圧とすることが要求される。インバータの出力を最大電圧とするためには、電圧振幅を最大で固定して位相のみを制御する電圧位相制御をすることが必要となる。

例えば、シンクロナスリラクタンスモータを搭載した車両において、一定の制御ゲインを用いて電圧位相制御を行うと、トルクの応答速度が運転状態（トルク、回転数）によって変動し、トルク指令の急変に対して所定の応答速度を満足できない場合があった。同様の現象は、永久磁石同期モータを搭載した車両でも生じるが、特に、磁石量が少なく、リラクタンストルクが大きく作用するモータにおいて顕著であった。

直流き電方式の鉄道車両の場合、架線から受電する受電部とインバータ装置（電動機制御装置）の直流入力部の間に、コンデンサとリアクトルを用いたＬＣフィルタ回路が挿入されている。架線電圧の急変や電動機の負荷の急変によって、ＬＣフィルタ回路で共振が発生すると、コンデンサ端子電圧の振動によってインバータ装置（電動機制御装置）の制御性能が低下することが知られている。
そこで、一般的に、ＬＣフィルタ回路の共振を抑制するためにダンピング制御が適用される。非特許文献１では、ダンピング制御の結果としてトルク指令を生成して、後段の制御系の指令値とすることで、ＬＣフィルタ回路の共振を抑制する方法が示されている。この場合、ダンピング制御が効果的に作用する補償ゲインおよびカットオフ周波数は、トルクの応答速度によって定められる。そのため、電動機のトルクの応答速度は運転状態（トルク、回転数）によらず一定である必要がある。

本発明の実施形態は上記事情を鑑みて成されたものであって、車両の低消費電力化および低コスト化を実現する電動機制御装置およびドライブシステムを提供することを目的とする。

実施形態による電動機制御装置は、電動機と接続可能なインバータ主回路と、前記電動機の出力トルクを検出してトルク検出値を出力するトルク検出器と、トルク指令値と前記トルク検出値との差分であるトルク偏差がゼロとなるように、前記電動機の電圧位相角を演算する比例積分制御器と、前記インバータ主回路から出力される前記電動機の駆動電流と、前記電動機の回転速度と、前記電圧位相角と、前記インバータ主回路の直流電圧と、のいずれかに基づいて、前記比例積分制御器のゲインを変更するゲイン変更部と、前記電圧位相角に基づいて、前記インバータ主回路の駆動信号を出力する極座標変換器と、を備え、前記比例積分制御器のゲインは、低次のトルク応答を周波数−ゲイン特性のピークより低い周波数に設定し、制御対象の伝達関数のゲインであるトルク応答定数に反比例する項を含む積分ゲインを備える。

図１は、第１実施形態のドライブシステムおよび電動機制御装置の構成を概略的に示すブロック図である。 図２は、第１実施形態の電動機制御装置の電圧位相制御器の構成例を概略的に示すブロック図である。 図３は、プラントの伝達関数Ｇ（ｓ）の周波数−ゲイン特性を示す一例である。 図４は、機械回転数Ｎの変化に対して、シンクロナスリラクタンスモータ１を一定のパワーで駆動したときの、式（１５）によって求めたトルク応答定数Ｇｌｆの変化の一例を示す図である。 図５は、第２実施形態のドライブシステムおよび電動機制御装置の構成を概略的に示すブロック図である。 図６は、図４で示したトルク応答定数Ｇｌｆと、同条件のもとで式（１９）により求めたトルク応答定数の近似値Ｇｌｆｓを比較したものである。

以下に、本実施形態のドライブシステムおよび電動機制御装置について図面を参照して詳細に説明する。

＜第１実施形態＞
図１は、第１実施形態のドライブシステムおよび電動機制御装置の構成を概略的に示すブロック図である。
本実施形態のドライブシステムは、電動機としてのシンクロナスリラクタンスモータ１と、電動機制御装置と、を備えている。本実施形態の電動機制御装置は、シンクロナスリラクタンスモータ１の動作を制御する電動機制御装置であって、シンクロナスリラクタンスモータ１と接続可能なインバータ主回路ＩＮＶと、位相／速度演算器２と、ｄｑ／３相座標変換器３と、極座標変換器４と、トルク検出器５と、電流検出器６ａおよび６ｂと、電圧位相制御器７と、を備えている。

位相／速度演算器２は、シンクロナスリラクタンスモータ１の機械回転位相角θｍから、機械回転速度ωｍと、電気回転位相角θｅと、電気回転速度ωｅと、を演算して出力する。

ｄｑ／３相座標変換器３は、インバータ主回路ＩＮＶからシンクロナスリラクタンスモータ１へ出力される駆動電流のうちのＵ相電流ｉｕおよびＷ相電流ｉｗと、回転位相角θｅと、を用いて、ＵＶＷの３相座標系の電流を、ｄｑ軸座標系の電流ｉｄ、ｉｑへ変換する。なお、ｄ軸は、シンクロナスリラクタンスモータ１の回転子において静的インダクタンスが最も小さくなるベクトル軸であり、ｑ軸は電気角でｄ軸と直交するベクトル軸である。

極座標変換器４は、直流電源から供給された直流電圧Ｖｄｃと、ｑ軸に対する電圧位相角γおよび回転位相角θｅに基づいて、３相電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊をインバータ主回路ＩＮＶへ出力する。

インバータ主回路ＩＮＶは、直流電源と接続している。インバータ主回路ＩＮＶは、３相電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を受信し、直流電源から供給される直流電力を、３相交流電力に変換してシンクロナスリラクタンスモータ１へ出力する。
トルク検出器５は、シンクロナスリラクタンスモータ１の出力トルクを検出し、トルク検出値Ｔを出力する。

電流検出器６ａおよび６ｂは、シンクロナスリラクタンスモータ１に流れるＵ相電流ｉｕおよびＷ相電流ｉｗを検出する。
電圧位相制御器７はＰＩ（比例積分）制御器を含み、トルク指令値Ｔｒｅｆとトルク検出値Ｔとの差分であるトルク偏差ΔＴ（＝Ｔｒｅｆ‐Ｔ）がゼロとなる、電圧位相角γを演算する。

図２は、第１実施形態の電動機制御装置の電圧位相制御器の構成例を概略的に示すブロック図である。
電圧位相制御器７は、ゲイン変更部７１と、比例ゲイン乗算器７４と、積分ゲイン乗算器７５と、積分器７２と、加算器７３と、を備えている。

比例ゲイン乗算器７４は、入力されたトルク偏差ΔＴに比例ゲインＫＰを乗算して出力する。
積分ゲイン乗算器７５は、入力されたトルク偏差ΔＴに比例ゲインＫＩを乗算して出力する。

積分器７２は、積分ゲイン乗算器７５から出力された値を積分して（１／ｓを乗算して）出力する。
加算器７３は、比例ゲイン乗算器７４から出力された値と、積分器７２から出力された値とを加算した値を、電圧位相角γ（＝（ＫＰ＋ＫＩ／ｓ）・ΔＴ）として出力する。
ゲイン変更部７１は、シンクロナスリラクタンスモータ１の運転状態を示す値に基づいて、上記比例ゲインＫＰの値と積分ゲインＫＩの値とを変更する。

以下に、トルク指令Ｔｒｅｆからトルク検出値Ｔまでの伝達関数を用いて、電圧位相制御系のゲインＫＰ、ＫＩとトルク応答との関係を示し、ゲインＫＰ、ＫＩの変更方法を説明する。
シンクロナスリラクタンスモータ１の電圧方程式は、基本波電流に対するインダクタンスと、高調波電流に対するインダクタンスとの振る舞いが異なることに着目し、基本波電流に対するインダクタンス（静的インダクタンス）をＬｄ、Ｌｑとし、高調波電流に対するインダクタンス（動的インダクタンス）をＬｄｈ、Ｌｑｈとすると、下記式（１）により表される。

なお、右辺第３項に含まれるインダクタンスＬｄｑとＬｑｄは、それぞれＬｑとＬｄに対して十分に小さく、省略可能とする。
ここで、ｄ軸およびｑ軸電圧Ｖｄ、Ｖｑは、電圧ベクトルの振幅Ｖａとｑ軸から電圧ベクトルまでの電圧位相角γを用いて、下記式で表される。

ここで、電圧ベクトルの初期振幅をＶ_ａ０、ｑ軸から電圧ベクトルまでの初期電圧位相角をγ_０として、電圧ベクトルの振幅に微小変化量ΔＶａ、電圧位相角に微小変化量Δγが生じたときの、ｄ軸およびｑ軸電圧Ｖｄ、Ｖｑの変化量ΔＶｄ、ΔＶｑを求めると、下記式のようになる。

電圧位相制御では、定常的には電圧ベクトルの振幅は変化しないと考えると、ｄ軸およびｑ軸電圧Ｖｄ、Ｖｑの微小変化ΔＶｄ、ΔＶｑは、電圧位相角の微小変化量Δγによって、下記式のように決定される。

前記式（３）および式（４）より、電圧位相角の微小変化量Δγによって生じるｄ軸およびｑ軸電流の変化量Δｉｄ、Δｉｑは、ｘ＝［Δｉｄ Δｉｑ］^Ｔとおくと、下記式のように求められる。

ただし、上記式（５）において、Ｄｅｎ（ｓ）は下記式（６）で表すことができる。

次に、電圧位相角の変化量Δγに対するトルク変化量ΔＴについて検討する。
上記式（５）で求めたｄｑ軸電流の変化量Δｉｄ、Δｉｑを記述した状態量Ｘ（ｓ）を用いて、電圧位相角の微小変化量Δγからトルク変化量ΔＴまでの伝達関数を求めることで、制御対象（プラント）の特性を表すことができる。シンクロナスリラクタンスモータ１のトルク方程式は、極対数をＰｐとすると、下記式（７）で表される。

ここで、初期条件として、ｄ軸およびｑ軸電流ｉｄ０、ｉｑ０とし、ｄ軸およびｑ軸電流がそれぞれΔｉｄ、Δｉｑだけ変化した場合、下記式（８）で示すようなトルク変動ΔＴを生じる。

上記式（８）の右辺第３項は微小量として無視すると、トルク変動ΔＴは次式（９）で近似される。

ここで、式（９）に式（５）を代入することで、電圧位相角の微小変化量Δγに対するトルク変化量ΔＴを表す伝達関数Ｇ（ｓ）が求まる。以後、これをプラントの伝達関数Ｇ（ｓ）と呼ぶこととする。

ただし、上記式（１０）の各係数は次式となる。

上記式（１０）から、プラントの伝達関数Ｇ（ｓ）は、２次遅れ系と微分要素で構成されることがわかる。２次遅れ系の共振周波数ω_０と減衰係数ξは、それぞれ式（１２）と式（１３）のようになる。

上記式（１０）で表されるプラントの伝達関数Ｇ（ｓ）を用いることで、シンクロナスリラクタンスモータ１の運転状態によらず、一定のトルク応答速度をえるための、電圧位相制御器のゲインを決定することができる。
例えば、以下のように、要求されるトルク応答速度（低次のトルク応答）ωＴｒｑ、および、要求されるトルク応答速度に比べて高い周波数のトルク応答（２次遅れ系の共振周波数ω_０相当）の安定性に基づいて、ゲインを設計することができる。
ここで、電圧位相制御器（ＰＩ制御器）７のゲインＫＰ、ＫＩによって決まる周波数１／Ｔ_ＰＩ（＝ＫＩ／ＫＰ）は、２次遅れ系の共振周波数ω_０より低い周波数領域に設定するものとする。
まず、高い周波数のトルク応答の安定性の観点から、電圧位相制御器の比例ゲインＫＰを求める。ゲインＫＰ、ＫＩによって決まる周波数１／ＴＰＩより高い周波数領域に関しては、電圧位相制御器のゲインは比例ゲインＫＰが支配的となる。そこで、比例ゲインＫＰと、式（１０）で表されるプラントの伝達関数Ｇ（ｓ）との閉ループ伝達関数から、下記式（１４）により比例ゲインＫＰを決定する。

次に、低次のトルク応答の観点からみた、ゲインＫＰ、ＫＩの設定について説明する。

図３は、プラントの伝達関数Ｇ（ｓ）の周波数−ゲイン特性を示す一例である。
トルク応答速度ωＴｒｑを、周波数−ゲイン特性のピークより低い周波数に設定すると、トルク応答速度ωＴｒｑ近傍の周波数領域において、プラントの伝達関数Ｇ（ｓ）をほぼ一定とみなすことができる。そのときのプラントの伝達関数Ｇ（ｓ）のゲインは下記式のように表すことができる。これ以降、これをトルク応答定数Ｇｌｆと呼ぶ。

上記式（１５）を用いることで、低次のトルク応答を表す閉ループ伝達関数Ｇｃｌｆ（ｓ）が得られる。

式（１６）より、低次のトルク応答速度ωＴｒｑは下記式で表される。

つまり、目標のトルク応答速度ω_Ｔｒｑを得るために設定すべき電圧位相制御系のゲインＫＰ、ＫＩは次式（１８）で与えられる。

以上のように、式（１５）のトルク応答定数Ｇｌｆを逐次演算し、その結果を用いて、式（１８）に従って電圧位相制御系のゲインＫＰ、ＫＩを決定することで、シンクロナスリラクタンスモータ１の運転状態によらず、一定のトルク応答速度ωＴｒｑを得ることができる。

（作用）
図４は、機械回転数Ｎの変化に対して、シンクロナスリラクタンスモータ１を一定のパワーで駆動したときの、前記式（１５）によって求めたトルク応答定数Ｇｌｆの変化の一例を示めす図である。
図４に示すように、トルク応答定数Ｇｌｆは、回転速度などの運転状態によって変化する。そのため、式（１７）に示すように、電圧位相制御系のゲインＫＰ、ＫＩが一定のままでは、回転速度などの運転状態に応じてトルク応答速度ωＴｒｑが変動してしまう。
そこで、本実施形態では、低次のトルク応答速度ωＴｒｑに影響するトルク応答定数Ｇｌｆを、式（１５）に従って逐次演算し、その結果を式（１８）に従って、トルク応答定数Ｇｌｆの変化を相殺するように、電圧位相制御系のゲインＫＰ、ＫＩに反映している。

（効果）
電圧位相制御器のゲインＫＰ、ＫＩによって決まる周波数１／ＴＰＩより低い周波数領域に関しては、電圧位相制御器のゲインは積分ゲインＫＩが支配的となる。式（１８）に示すように、積分ゲインＫＩはトルク応答定数Ｇｌｆに反比例する項を有するため、トルク応答定数Ｇｌｆの変化を打ち消すようにはたらき、トルク応答速度ωＴｒｑを一定に保つことができる。これによって、シンクロナスリラクタンスモータ１の運転状態によらず、一定のトルク応答速度を得られるようにしている。

＜第２実施形態＞
図５は、第２実施形態のドライブシステムおよび電動機制御装置の構成を概略的に示すブロック図である。
以下の説明において、上述の第１実施形態と同様の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。なお、本実施形態の電動機制御装置は、上述の第１実施形態の電動機制御装置の構成と比べて、ｄｑ／３相座標変換器３と、電流検出器６ａ、６ｂと、を除いた構成となっている点で異なっている。本実施形態の電動機制御装置では、トルク指令Ｔｒｅｆとトルク検出値Ｔとが電圧位相制御器７のゲイン変更部７１に入力される。
シンクロナスリラクタンスモータは突極比（Ｌｑ／Ｌｄ）が大きいため、仕様最大出力で運転する場合、力行運転では（正のｑ軸からの）電圧位相角は約９０度、回生運転では約−９０度となる。そこで、ｓｉｎγ＞＞ｃｏｓγ、｜ｓｉｎγ｜＝１と近似し、また、回転数が高いときは巻線抵抗Ｒａに比べてインピーダンスωｅＬｄ、ωｅＬｑが十分に大きいとみなすと、低次のトルク応答定数Ｇｌｆを下記式（１９）のように近似して表現できる。

さらに、電圧位相制御によって、トルク検出値Ｔがトルク指令Ｔｒｅｆと一致しているとすれば、前記式（１９）は、下記式（２０）に置き換えることができる。

（作用）
図６は、図４で示したトルク応答定数Ｇｌｆと、同条件のもとで式（１９）により求めたトルク応答定数の近似値Ｇｌｆｓを比較したものである。
図６によれば、機械回転数Ｎに対するトルク応答定数Ｇｌｆとトルク応答定数の近似値Ｇｌｆｓとの両者がほぼ一致することから、上記式（１９）に従って、トルク検出値Ｔと電圧位相角γ０を用いることで、トルク応答定数の近似値Ｇｌｆｓを求め、トルク応答定数Ｇｌｆとして用いたときに生じる誤差はほぼゼロであると言える。
さらに、電圧位相制御によって、トルク検出値Ｔがトルク指令Ｔｒｅｆと一致しているとすれば、トルク検出値Ｔの代わりにトルク指令Ｔｒｅｆを用いることができる。

（効果）
前記式（１５）に従ってトルク応答定数Ｇｌｆを求める場合、ｄｑ軸電流ｉｄ０、ｉｑ０を使用するため、電流検出器６ａ、６ｂが必要であった。それに対して、上記式（１９）、または、式（２０）に従ってトルク応答定数の近似値Ｇｌｆｓを求める場合は、ｄｑ軸電流ｉｄ０、ｉｑ０が不要となるため、電流検出器６ａ、６ｂを構成から取り除くことができる。

上記の方法により、ゲイン変更部７１にてシンクロナスリラクタンスモータ１の電圧位相制御系のゲインＫｐ、ＫＩを設定し、トルク応答のシミュレーションを行ったところ、力行運転および回生運転のどちらにおいても、回転数によらず目標トルク応答速度を達成することができた。

すなわち、本実施形態によれば、車両の低消費電力化および低コスト化を実現する電動機制御装置を提供することができる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

なお、上述の実施形態の電動機制御装置では、シンクロナスリラクタンスモータ１の回転角θｍより回転角θｅと回転速度ωｅとを演算していたが、シンクロナスリラクタンスモータ１の電流検出値あるいは電圧検出値に基づいて回転速度ωｅと回転角θｅの推定値を演算し、回転速度ωｅおよび回転角θｅに代えて推定値を用いる回転角センサレス手法を利用することも可能である。

また、トルク検出器５によってシンクロナスリラクタンスモータ１のトルク検出値Ｔを求める手段に代えて、シンクロナスリラクタンスモータ１のトルクを推定する手段（トルク推定器）を有する場合、第１実施形態および第２実施形態にて使用されるトルク検出値Ｔをトルク推定値Ｔｅｓｔに置き換えることも可能である。
シンクロナスリラクタンスモータ１のトルクを推定する手段としては、例えば、シンクロナスリラクタンスモータ１に入力される電圧と電流の検出値から求めることが可能である。図１において、直流電圧Ｖｄｃと電圧位相角γとから、下記式により、ｄｑ軸座標系の電圧ｖｄ、ｖｑを演算する。

シンクロナスリラクタンスモータ１のトルク推定値Ｔｅｓｔは、前記ｄｑ軸電圧ｖｄ、ｖｑと、ｄｑ／３相座標変換器３から出力されたｄｑ軸座標系の電流ｉｄ、ｉｑと、機械回転速度ωｍと、を用いて、下記式によって推定できる。なお、下記式において、Ｐはシンクロナスリラクタンスモータ１の有効電力であり、Ｒａはシンクロナスリラクタンスモータ１の巻線抵抗である。

また、シンクロナスリラクタンスモータ１のトルクを推定する別の手段として、シンクロナスリラクタンスモータ１のインダクタンスＬｄ、Ｌｑと、ｄｑ／３相座標変換器３から出力されたｄｑ軸座標系の電流ｉｄ、ｉｑと、シンクロナスリラクタンスモータ１の極対数Ｐｐと、を用いて、下記式によって推定することも可能である。

なお、上述の実施形態では、電動機としてシンクロナスリラクタンスモータ１を制御する電動機制御装置について説明したが、電動機として永久磁石同期モータを採用した車両にも適用可能である。

１…シンクロナスリラクタンスモータ、２…位相／速度演算器、３…相座標変換器、４…極座標変換器、５…トルク検出器、６ａ、６ｂ…電流検出器、７…電圧位相制御器、７１…ゲイン変更部、７２…積分器、７３…加算器、７４…比例ゲイン乗算器、７５…積分ゲイン乗算器。

Claims (6)

1. 電動機と接続可能なインバータ主回路と、
   前記電動機の出力トルクを検出してトルク検出値を出力するトルク検出器と、
   トルク指令値と前記トルク検出値との差分であるトルク偏差がゼロとなるように、前記電動機の電圧位相角を演算する比例積分制御器と、
   前記インバータ主回路から出力される前記電動機の駆動電流と、前記電動機の回転速度と、前記電圧位相角と、前記インバータ主回路の直流電圧と、のいずれかに基づいて、前記比例積分制御器のゲインを変更するゲイン変更部と、
   前記電圧位相角に基づいて、前記インバータ主回路の駆動信号を出力する極座標変換器と、を備え、
   前記比例積分制御器のゲインは、低次のトルク応答速度を周波数−ゲイン特性のピークより低い周波数に設定し、前記トルク応答速度近傍の周波数領域における制御対象の伝達関数のゲインであるトルク応答定数に反比例する項を含む積分ゲインを備える電動機制御装置。
2. 電動機と接続可能なインバータ主回路と、
   前記電動機の出力トルクを検出してトルク検出値を出力するトルク検出器と、
   トルク指令値と前記トルク検出値との差分であるトルク偏差がゼロとなるように、前記電動機の電圧位相角を演算する比例積分制御器と、
   前記トルク検出値、あるいは、トルク指令値と、前記電圧位相角と、に基づいて、前記比例積分制御器のゲインを変更するゲイン変更部と、
   前記電圧位相角に基づいて、前記インバータ主回路の駆動信号を出力する極座標変換器と、を備え、
   前記比例積分制御器のゲインは、低次のトルク応答速度を周波数−ゲイン特性のピークより低い周波数に設定し、前記トルク応答速度近傍の周波数領域における制御対象の伝達関数のゲインであるトルク応答定数に反比例する項を含む積分ゲインを備える電動機制御装置。
3. 前記トルク検出器の代わりに、前記電動機の駆動電流と、電圧と、回転速度と、に基づいて、前記電動機の出力トルクの推定値を演算するトルク推定器を備えた請求項１又は請求項２記載の電動機制御装置。
4. 前記トルク検出器の代わりに、前記電動機の駆動電流に基づいて、前記電動機の出力トルクの推定値を演算するトルク推定器を備えた請求項１又は請求項２記載の電動機制御装置。
5. 前記請求項１または請求項２の電動機制御装置と、
   前記電動機と、を備えたことを特徴とするドライブシステム。
6. 前記電動機はシンクロナスリラクタンスモータであることを特徴とする請求項５記載のドライブシステム。