JPWO2009072359A1 - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

直流電源に接続され、交流電動機へ三相交流を出力するインバータと、交流電動機の電流を検出する電流検出器と、電流検出器からの信号に基づいてインバータの出力電圧指令を演算し、出力電圧指令に基づきインバータ内に具備されるスイッチング素子を制御するためのパルス幅変調信号を生成する電圧指令／ＰＷＭ信号生成部とを備えた交流電動機の制御装置において、電流検出器により検出された電流に基づいて電動機電流不平衡補償量を生成する電動機電流不平衡補償部を設け、電圧指令／ＰＷＭ信号生成部にて、インバータの運転状態に応じて、電動機電流不平衡補償量に基づいてパルス幅変調信号を直接的あるいは間接的に調整する。

Description

本発明は、電気車駆動用の交流電動機、特に永久磁石同期電動機の制御に好適な交流電動機の制御装置に関する。

近年、産業機器や家電分野、自動車分野等の交流電動機応用分野において、従来からの誘導電動機をインバータで駆動制御する方式に代わって、永久磁石同期電動機をインバータで駆動制御する方式の事例が増えてきている。永久磁石同期電動機は、誘導電動機と比較して、ロータに内蔵された永久磁石による磁束が確立しているので励磁電流に相当する電流が不要であることや、回転子に電流が流れないため二次銅損が発生しないこと、永久磁石による磁束により発生するトルクの他に、回転子の磁気抵抗の違いを利用したリラクタンストルクを利用することで効果的にトルクを得られること、などから高効率な電動機として知られており、近年、電気車駆動システムへの適用も検討されている。

永久磁石同期電動機の制御方法としては、インバータ２の出力側に設けた電流検出器からの電流検出値を、電動機のロータの回転位相と同期して回転する回転座標系上のｄ軸成分（磁束電流成分）と、それと直交するｑ軸成分（トルク電流成分）に分割し、ｄ／ｑ軸電流がトルク指令から演算したｄ／ｑ軸電流指令に一致するように電動機への印加電圧の大きさを調整する電流制御系を設けて電流制御を行うのが一般的である。

永久磁石同期電動機（以下電動機と記す）を電気車の駆動システムへ適用することを考える場合、限られた車両床下スペースへの機器の搭載が必要であるため、交流電動機の制御装置には、小型軽量化が要求される。電気車用の交流電動機の制御装置に内蔵されるインバータは、一般に直流１５００Ｖ〜３０００Ｖ程度を入力とするので、３３００Ｖ〜６５００Ｖ程度の耐圧がある高耐圧のスイッチング素子を使用する。しかしながら、高耐圧のスイッチング素子は、スイッチング損失、導通損失ともに大きく、冷却器や冷却ファン等からなるスイッチング素子の冷却装置が過剰とならないように配慮すると、許容可能なスイッチング周波数は最大で１０００Ｈｚ程度となり、例えば家電製品や産業用インバータ、電気自動車用のそれと比較して１／１０〜１／２０程度の低い値である。

交流電動機の制御装置の小型軽量化には、内蔵されるスイッチング素子の発生損失を低減してその冷却装置を小型軽量とすることが重要事項であり、スイッチング周波数を極力低く設定すること、さらにインバータ入力電圧を最大限電動機に印加することで電動機電流を極力低く抑えることが必要である。

一方、電気車の応用におけるインバータ出力周波数の最大値（電気車の設計最高速度におけるインバータ出力周波数）は４００Ｈｚ程度である。例えばインバータ出力周波数が最大値の４００Ｈｚ付近にある場合に、インバータのスイッチング周波数を上限である１０００Ｈｚ程度とすると、インバータ出力電圧半周期中に含まれるパルス数は、スイッチング周波数をインバータ出力周波数で割った１．８７５前後となり、非常に少なくなる。

このような状態で電動機を駆動すると、インバータ出力電圧の正の半周期と負の半周期にそれぞれ含まれるパルス数とパルス位置が不平衡となり、電動機に印加される電圧（線間電圧）の正負対称性が崩れ、電動機に電流振動やトルク脈動が発生し騒音や振動の原因となる。

そこで、インバータ出力周波数が比較的高い領域ではインバータのスイッチングタイミングをインバータ出力電圧に同期させて決定する同期５パルスモード、同期３パルスモード等の所謂同期パルスモードを使用し、さらに電動機に最大電圧印加する場合は、インバータ出力電圧を矩形波で構成する１パルスモードを使用して電動機を運転する。同期パルスモード、１パルスモードでは、インバータ出力電圧半周期中に含まれるパルス数とパルス位置が時間的に変化なく一定であるから、インバータ出力電圧の正の半周期と負の半周期とでパルス数とパルス位置が同一となり、電動機に印加される電圧の正負対称性が確保できるので、電動機に電流振動やトルク脈動が発生する懸念がない。

このように、電気車用のインバータでは、電動機を安定駆動するために、インバータ出力周波数が比較的低い運転領域では、スイッチング周波数をインバータ出力周波数と非同期に（たとえば１０００Ｈｚ一定に）決定する非同期パルスモードを選択し、インバータ出力周波数が比較的高い領域では同期パルスモード、またインバータ出力電圧を矩形波で構成する１パルスモードを選択して、即ちパルスモードをインバータ出力周波数に応じて切り替えて電動機を運転するようにしている。

なお、同期パルスモードあるいは１パルスモードにおいては、インバータ出力電圧半周期に含まれるパルス数が少なくなるため、制御安定性を確保するために、上述した電流制御系の電流制御応答を低下させたり、電流制御系の演算を停止したり、又は電動機への印加電圧位相のみを調整する制御へ切替えたりすることが可能な構成としている。

特開２００６−０８１２８７号公報

ところで、永久磁石同期電動機を駆動制御する場合において、電動機のロータ位置に応じて最適なインバータ出力電圧指令を決定する必要があり、電動機の軸端に設置した位置検出器から得た電動機のロータの位置信号に基づいてインバータ出力電圧指令の位相を決定する構成とするのが一般的である。しかし、この位置検出器の出力に含まれる真値からの誤差により、これに基づいて決定されるインバータ出力電圧指令にも誤差が生じる。またインバータを構成する複数のスイッチング素子間のオン電圧降下のばらつきや、電動機のインピーダンスの相間ばらつき等により、電動機の電圧の三相対称性が崩れ、電動機電流の三相不平衡を生じる場合がある。

特に同期パルスモード、１パルスモードの領域では、上述のとおりｄ／ｑ軸電流の電流制御応答を低下させるか、電流制御系の演算を停止するか、又は電動機への印加電圧位相のみを調整する制御へ切替えたりすることになるが、この場合、電流制御系による電動機電流の三相不平衡に対する抑制効果が低下あるいは無効となるため、電動機電流が三相不平衡となったまま運転される場合がある。このような状態では、電動機にトルク脈動が発生して騒音や電気車の乗り心地を害する。

また、永久磁石同期電動機は先に述べたとおりロータには永久磁石が内蔵されているが、電動機電流が三相不平衡となった場合、永久磁石中の磁束が大きく変動し、永久磁石に渦電流が流れて温度上昇を招く場合がある。永久磁石は温度が上昇すると磁束が低下し、さらに限界温度を超えると、不可逆減磁となり、温度を低下させても永久磁石は磁力を失ったままとなる。すなわち、永久磁石同期電動機はトルクを発生することができなくなり損傷する。

本発明は、上記問題を解決するために考案されたものであり、同期パルスモード、１パルスモードでの運転を行う交流電動機の制御装置において、位置検出器の出力に含まれる真値からの誤差、インバータ出力電圧指令の誤差、スイッチング素子間のオン電圧降下のばらつきや電動機のインピーダンスの相間ばらつき等による電動機電流の三相不平衡を抑制することを可能とし、電動機のトルク脈動や電動機の損傷を防止することのできる交流電動機の制御装置を提供するものである。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる交流電動機の制御装置は、直流電源に接続され、交流電動機へ任意周波数、任意電圧の三相交流を出力するインバータと、前記交流電動機の電流を検出する電流検出器と、前記電流検出器からの信号に基づいて前記インバータの出力電圧指令を演算し、前記出力電圧指令に基づき前記インバータ内に具備されるスイッチング素子を制御するためのパルス幅変調信号を生成する電圧指令／ＰＷＭ信号生成部と、を備えた交流電動機の制御装置において、前記電流検出器により検出された電流に基づいて電動機電流不平衡補償量を生成する電動機電流不平衡補償部を有し、前記電圧指令／ＰＷＭ信号生成部は、前記インバータの運転状態に応じて、前記電動機電流不平衡補償量に基づいて前記パルス幅変調信号を直接的あるいは間接的に調整することを特徴とする。

上記のとおり構成したので、同期パルスモード、１パルスモードでの運転を行う交流電動機の制御装置において、位置検出器の出力に含まれる真値からの誤差、インバータ出力電圧指令の誤差、スイッチング素子間のオン電圧降下のばらつきや電動機のインピーダンスの相間ばらつき等による電動機電流の三相不平衡を抑制することを可能とし、電動機のトルク脈動や電動機の損傷を防止することのできる交流電動機の制御装置を提供できる。

図１は、本発明の実施の形態１における交流電動機の制御装置の構成例を示す図である。 図２は、本発明の実施の形態１における電圧指令／ＰＷＭ信号生成部の構成例を示す図である。 図３は、本発明の実施の形態１における電動機電流不平衡補償部の構成例を示す図である。 図４−１は、本発明の実施の形態１における電動機電流波形例を示す図であり、電動機電流不平衡補償を実施しない場合の図である。 図４−２は、本発明の実施の形態１における電動機電流波形例を示す図であり、電動機電流不平衡補償を実施した場合の図である。 図５は、本発明の実施の形態２における電動機電流不平衡補償部の構成例を示す図である。 図６は、本発明の実施の形態３における電動機電流不平衡補償部の構成例を示す図である。 図７は、本発明の実施の形態４における電動機電流不平衡補償部の構成例を示す図である。

符号の説明

１ コンデンサ
２ インバータ
３，４，５ 電流検出器
６ 電動機
７ レゾルバ
８ 電圧検出器
１０ 電流指令生成部
１１ ｄ軸基本電流指令生成部
１４ 加算器
１５ ｑ軸電流指令生成部
２０ ｄ軸電流制御部
２１ ｑ軸非干渉演算部
２２ ｄ軸非干渉演算部
２３ ｑ軸電流制御部
３０ 変調率演算部
４０ 制御位相角演算部
５０ 電圧指令／ＰＷＭ信号生成部
５３ 掛算器
５４ 調整ゲインテーブル
５５ 電圧指令演算部
５７ 非同期キャリア信号生成部
５８ 同期３パルスキャリア生成部
５９ スイッチ
６０ パルスモード切替処理部
６１〜６３ 比較器
６４〜６６ 反転回路
６７〜６９ 加算器
７０ インバータ角周波数演算部
９０ 三相−ｄｑ軸座標変換部
９５ 基準位相角演算部
１００Ａ〜１００Ｄ 電動機電流不平衡補償部
１０１Ｕ〜１０１Ｗ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
１０２Ｕ〜１０２Ｗ ゲイン
１０３Ｕ〜１０３Ｗ 比例積分要素
１０４ 減算器
１０５ 加算器
１０６Ｕ〜１０６Ｗ 減算器
２００ 交流電動機の制御装置

以下に、本発明にかかる交流電動機の制御装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１における交流電動機の制御装置の構成例を示す図である。図１に示すように、主回路は直流電源となるコンデンサ１、コンデンサ１の直流電圧から任意の周波数の交流電圧に変換するインバータ２、永久磁石同期電動機（以下、単に電動機と記す）６を備えて構成されている。回路上にはコンデンサ１の電圧を検出する電圧検出器８、インバータ２の出力線の電流である電動機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流検出器３，４，５が配置され、前記電動機６には、ロータ機械角θｍを検出する位置検出器であるレゾルバ７が配置されており、それぞれの検出信号は以下に説明する各部に入力されている。

なお、レゾルバ７の代わりにエンコーダを使用しても良いし、レゾルバ７から得られる位置信号の代わりに、検出した電圧、電流等から位置信号を演算して求める位置センサレス方式を使用してもよく、この場合、レゾルバ７は不要となる。つまり、位置信号の取得はレゾルバ７を使用することに限定されない。また、電流検出器３，４，５に関して、最低２相に設置してあれば残りの１相の電流は、電流の三相和がゼロであるとして演算により求めることが可能であるので、そのように構成しても良いし、インバータ２の直流側電流からインバータ２の出力電流を再現して取得する構成でもよい。

交流電動機の制御装置２００には、図示しない外部の制御装置から、トルク指令Ｔ＊が入力される構成となっており、トルク指令Ｔ＊に電動機６の発生トルクＴが一致するようにインバータ２を制御する構成としている。

インバータ２には以下に説明する電圧指令／ＰＷＭ信号生成部５０により生成されるゲート信号Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚが入力され、インバータ２に内蔵されるスイッチング素子がＰＷＭ制御される。インバータ２は電圧型ＰＷＭインバータが好適であり、その構成は公知であるので詳細な説明は割愛する。

次に、交流電動機の制御装置２００内の各部の構成について説明する。交流電動機の制御装置２００は、ロータ機械角θｍから基準位相角θｅを算出する基準位相角演算部９５、電流検出器３，４，５から検出された三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗと基準位相角θｅとからｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑを生成する三相−ｄｑ軸座標変換部９０、基準位相角θｅからインバータ出力角周波数ωを算出するインバータ角周波数演算部７０、外部より入力されたトルク指令Ｔ*とインバータ出力角周波数ωとからｄ軸電流指令ｉｄ＊、ｑ軸電流指令ｉｑ＊を生成する電流指令生成部１０、ｄ軸電流指令ｉｄ＊とｄ軸電流の差を比例積分制御し、ｄ軸電流誤差ｐｄｅを生成するｄ軸電流制御部２０、ｑ軸電流指令ｉｑ＊とｑ軸電流の差を比例積分制御し、ｑ軸電流誤差ｐｑｅを生成するｑ軸電流制御部２３、ｄ軸電流指令ｉｄ＊とインバータ角周波数ωとからｑ軸フィードフォワード電圧ｖｑＦＦを演算するｑ軸非干渉演算部２１、ｑ軸電流指令ｉｑ＊とインバータ角周波数ωとからｄ軸フィードフォワード電圧ｖｄＦＦを演算するｄ軸非干渉演算部２２、ｄ軸電流誤差ｐｄｅとｄ軸フィードフォワード電圧ｖｄＦＦとの和であるｄ軸電圧指令ｖｄ＊と、ｑ軸電流誤差ｐｑｅとｑ軸フィードフォワード電圧ｖｑＦＦとの和であるｑ軸電圧指令ｖｑ＊と、基準位相角θｅと、コンデンサ１の電圧ＥＦＣとから変調率ＰＭＦを演算する変調率演算部３０、ｄ軸電流誤差ｐｄｅとｄ軸フィードフォワード電圧ｖｄＦＦとの和であるｄ軸電圧指令ｖｄ＊と、ｑ軸電流誤差ｐｑｅとｑ軸フィードフォワード電圧ｖｑＦＦとの和であるｑ軸電圧指令ｖｑ＊と、基準位相角θｅとから、制御位相角θを演算する制御位相角演算部４０、そして、変調率ＰＭＦと制御位相角θとインバータ周波数ＦＩＮＶと電動機電流不平衡補償量ｖｕｄｃ、ｖｖｄｃ、ｖｗｄｃとからインバータ２へのゲート信号Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚを生成する電圧指令／ＰＷＭ信号生成部５０、三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗが入力され、電動機電流不平衡補償量ｖｕｄｃ、ｖｖｄｃ、ｖｗｄｃを生成する電動機電流不平衡補償部１００Ａ（１００Ｂ、１００Ｃ、１００Ｄ）を備えて構成されている。なお、１００Ｂ、１００Ｃ、１００Ｄは、それぞれ実施の形態２〜４の電動機電流不平衡補償部を表している。

次に、以上に説明した各制御ブロックの詳細構成を説明する。基準位相角演算部９５では、以下の（１）式に基づいて、ロータ機械角θｍから電気角である基準位相角θｅを算出する。
θｅ＝θｍ・ＰＰ・・・（１）
ここで、ＰＰは電動機６の極対数である。

三相−ｄｑ軸座標変換部９０では、以下の（２）式に基づいて、三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗと基準位相角θｅとからｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑを生成する。

インバータ角周波数演算部７０では、以下の（３）式に基づき基準位相角θｅを微分することでインバータ出力角周波数ωを算出する。
ω＝ｄ（θｅ）/ｄｔ・・・（３）
また、インバータ出力角周波数ωを２πで割ってインバータ出力周波数ＦＩＮＶを演算する。

電流指令生成部１０の構成を説明する。電流指令生成部１０では、外部より入力されたトルク指令Ｔ*とインバータ出力角周波数ωとからｄ軸電流指令ｉｄ＊、ｑ軸電流指令ｉｑ＊を生成する。生成方法としては、ある電流で最大のトルクを発生させる最大トルク／電流制御や、電動機の効率を最大に維持する最大効率制御等が挙げられる。これらの最適制御方法は、電動機の回転速度と出力トルクの大きさ等をパラメータとして、演算式やあらかじめテーブルに記憶させて得た最適なトルク分電流指令（ｑ軸電流指令ｉｑ＊）、磁束分電流指令（ｄ軸電流指令ｉｄ＊）に電動機６の実電流がそれぞれ一致するように調整を行う方式である。

次に、ｄ軸電流制御部２０、ｑ軸電流制御部２３により、次式（４）、（５）式に基づいてｄ軸電流指令ｉｄ＊とｄ軸電流の差を比例積分増幅したｄ軸電流誤差ｐｄｅと、ｑ軸電流指令ｉｑ＊とｑ軸電流の差を比例積分増幅したｑ軸電流誤差ｐｑｅとを生成する。
ここで、Ｋ１、Ｋ３は比例ゲイン、Ｋ２、Ｋ４は積分ゲインである。
ｐｑｅ＝（Ｋ１＋Ｋ２／ｓ）・（ｉｑ＊−ｉｑ）・・・・・（４）
ｐｄｅ＝（Ｋ３＋Ｋ４／ｓ）・（ｉｄ＊−ｉｄ）・・・・・（５）
なお、（４）、（５）式は、理由を先に述べたように、特に同期パルスモード時や１パルスモードでの運転の場合等において、演算を停止して、出力であるｐｄｅ、ｐｑｅを停止直前の値に固定するか、徐々にゼロとするなどして制御に使用しないようにしても良い。

ｄ軸非干渉演算部２２、ｑ軸非干渉演算部２１は、それぞれ次式（６）、（７）式に基づいてｄ軸フィードフォワード電圧ｖｄＦＦ、ｑ軸フィードフォワード電圧ｖｑＦＦを演算する。

ｖｄＦＦ＝（Ｒ１＋ｓ・Ｌｄ）・ｉｄ＊−ω・Ｌｑ・ｉｑ＊・・・（６）
ｖｑＦＦ＝（Ｒ１＋ｓ・Ｌｑ）・ｉｑ＊＋ω・（Ｌｄ・ｉｄ＊＋φａ）・・・（７）

ここで、Ｒ１は電動機６の一次巻線抵抗（Ω）、Ｌｄはｄ軸インダクタンス（Ｈ）、Ｌｑはｑ軸インダクタンス（Ｈ）、φａは永久磁石磁束（Ｗｂ）、ｓは微分演算子である。

変調率演算部３０では、ｄ軸電流誤差ｐｄｅとｄ軸フィードフォワード電圧ｖｄＦＦとの和であるｄ軸電圧指令ｖｄ＊と、ｑ軸電流誤差ｐｑｅとｑ軸フィードフォワード電圧ｖｑＦＦとの和であるｑ軸電圧指令ｖｑ＊と、基準位相角θｅと、コンデンサ１の電圧ＥＦＣとから、次式（８）に基づいて変調率ＰＭＦを演算する。
ＰＭＦ＝ＶＭ＊／ＶＭｍａｘ・・・（８）
ただし、
ＶＭｍａｘ＝（√６／π）・ＥＦＣ・・・（９）
ＶＭ＊＝ｓｑｒｔ（ｖｄ＊^２＋ｖｑ＊^２）・・・（１０）

なお、変調率ＰＭＦは、インバータ出力電圧指令ベクトルの大きさＶＭ＊を、インバータが出力可能な最大電圧ＶＭｍａｘ（（９）式で定義）に対する割合で示したものであり、ＰＭＦ＝１．０の場合は、インバータ出力電圧指令ベクトルの大きさＶＭ＊は、インバータが出力可能な最大電圧ＶＭｍａｘと等しくなることを示している。
また、（２）式〜（１０）式から分かる通り、電流指令生成部１０により生成されるｄ軸電流指令ｉｄ＊、ｑ軸電流指令ｉｑ＊により、変調率ＰＭＦが変化することが分かる。

制御位相角演算部４０では、ｄ軸電流誤差ｐｄｅとｄ軸フィードフォワード電圧ｖｄＦＦとの和であるｄ軸電圧指令ｖｄ＊と、ｑ軸電流誤差ｐｑｅとｑ軸フィードフォワード電圧ｖｑＦＦとの和であるｑ軸電圧指令ｖｑ＊と、基準位相角θｅとから、次式（１１）に基づいて制御位相角θを演算する。
θ＝θｅ＋π＋ＴＨＶ・・・（１１）
ここで、
ＴＨＶ＝ｔａｎ^−１（ｖｄ＊／ｖｑ＊）・・・（１２）

次に、電圧指令／ＰＷＭ信号生成部５０の構成を説明する。図２は本発明の実施の形態１における電圧指令／ＰＷＭ信号生成部５０の構成例を示す図である。図２に示すとおり、電圧指令演算部５５にて変調率ＰＭＦと制御位相角θとから、次式（１３）〜（１５）に基づいて三相電圧指令であるＵ相基本電圧指令Ｖｕ＊＊、Ｖ相基本電圧指令Ｖｖ＊＊、Ｗ相基本電圧指令Ｖｗ＊＊を生成する。
Ｖｕ＊＊＝ＰＭＦＭ・ｓｉｎθ・・・（１３）
Ｖｖ＊＊＝ＰＭＦＭ・ｓｉｎ（θ−（２・π／３））・・・（１４）
Ｖｗ＊＊＝ＰＭＦＭ・ｓｉｎ（θ−（４・π／３））・・・（１５）

次いで、加算器６７〜６９により、後に述べる電動機電流不平衡補償量ｖｕｄｃ、ｖｖｄｃ、ｖｗｄｃをそれぞれＵ相基本電圧指令Ｖｕ＊＊、Ｖ相基本電圧指令Ｖｖ＊＊、Ｗ相基本電圧指令Ｖｗ＊＊に加算し、Ｕ相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令Ｖｗ＊を生成する。

また後述のとおり、上記の各相の電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と比較するキャリア信号ＣＡＲは、少なくとも非同期キャリア信号、同期キャリア信号を有し、パルスモード制御部であるパルスモード切替処理部６０で選択されたパルスモードに応じて選択が可能な構成としている。なお、非同期キャリア信号は、非同期パルスモードで使用する、インバータ出力周波数ＦＩＮＶと非同期に決められた周波数（たとえば１０００Ｈｚ一定）のキャリア信号である。

また、同期キャリア信号は、インバータ出力電圧を構成するパルス数とその位置がインバータ出力電圧の正側半周期と負側半周期で同じになるよう、キャリア信号の周波数をインバータ出力周波数ＦＩＮＶの関数として同期させたものである。本実施の形態においては同期キャリア信号として同期３パルスキャリア信号を使用した例で説明するが、これ以外の例えば同期５パルスキャリア信号等でも構わないし、複数の同期キャリア信号を準備しておき必要に応じて切り替えるようにしてもよい。

なお、(１３)〜（１５）式中の係数ＰＭＦＭは、変調率ＰＭＦに掛算器５３で調整ゲインテーブル５４の出力を掛けた電圧指令振幅である。調整ゲインテーブル５４は、非同期パルスモードと、同期３パルスモードにおいて、変調率ＰＭＦに対するインバータ出力電圧ＶＭの関係が異なるのを補正するためのものであり、概略は以下の通りである。

非同期パルスモードでは、インバータが歪なく出力可能な最大電圧（実効値）は０．６１２・ＥＦＣとなるが、同期３パルスモードでは、０．７７９７・ＥＦＣとなる。すなわち、非同期パルスモードでは、同期３パルスモードと比較して、変調率ＰＭＦに対するインバータ出力電圧は1／１．２７４となる。この差を打ち消すために、非同期パルスモードでは、変調率ＰＭＦを１．２７４倍し，電圧指令振幅ＰＭＦＭとして上述した電圧指令演算部５５に入力している。なお、厳密には変調率ＰＭＦに対するインバータ出力電圧の関係は非線形であるので、それを考慮してテーブル化しても良い。

次いで、Ｕ相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令Ｖｗ＊は、比較器６１〜６３でキャリア信号ＣＡＲと大小比較され、ゲート信号Ｕ、Ｖ、Ｗ、反転回路６４〜６６を介してＸ，Ｙ，Ｚが生成される。キャリア信号ＣＡＲは、パルスモード切替処理部６０により非同期キャリア信号生成部５７で生成する非同期キャリア信号Ａ、同期３パルスキャリア生成部５８で生成する同期３パルスキャリア信号Ｂ、１パルスモードで選択されるゼロ値Ｃがスイッチ５９により選択された信号である。非同期キャリア信号Ａ、同期３パルスキャリア信号は、ゼロを中心として−１〜１までの値をとる。

なお、パルスモード切替処理部６０は、変調率ＰＭＦが０．７８５未満では非同期パルスモード、変調率ＰＭＦが０．７８５以上１．０未満では同期パルスモード、変調理ＰＭＦが１．０以上では１パルスモードを選択するよう動作するものとする。

次に、本実施の形態における電動機電流不平衡補償部１００Ａの構成を以下に説明する。図３は本発明の実施の形態１における電動機電流不平衡補償部１００Ａの構成例を示す図である。図３に示すとおり、電動機電流不平衡補償部１００Ａには、電流検出器３，４，５から検出された三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを入力する。ローパスフィルタ(以下、ＬＰＦと記す)１０１Ｕ〜１０１Ｗにより三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗに含まれる不要周波数成分を除去し、得られた信号をゲイン１０２Ｕ〜１０２Ｗにより極性を反転させてから、比例積分要素１０３Ｕ〜１０３Ｗに入力する。比例積分要素１０３Ｕ〜１０３Ｗの出力を、それぞれ当該相の電動機電流不平衡補償量であるｖｕｄｃ、ｖｖｄｃ、ｖｗｄｃとして出力する構成である。

このように構成することで、位置検出器であるレゾルバ７の出力に含まれる真値からの誤差、インバータ出力電圧指令に含まれる誤差、インバータ２を構成するスイッチング素子間のオン電圧降下のばらつきや電動機６のインピーダンスの相間ばらつき等による電動機電流の不平衡を補償することが可能となる。これにより電動機６のトルク脈動や電動機６の損傷を防止することのできる交流電動機の制御装置２００を提供することが可能となる。

次に、本発明の実施の形態１を適用した場合における、１パルスモードでの動作波形を以下に説明する。図４−１は電動機電流波形例を示す図であり、電動機電流不平衡補償を実施していない場合の電動機電流波形である。図４−２は本発明の実施の形態１における電動機電流波形例を示す図であり、電動機電流不平衡補償を実施した場合の電動機電流波形である。図４−１に示すとおり、電動機電流不平衡補償を実施していない場合は、Ｕ相電流ｉｕは１０Ａ程度負側にオフセットしており、Ｖ相電流ｉｖは１０Ａ程度負側にオフセットしている。そしてＷ相電流ｉｗは１０Ａ程度正側にオフセットしている。また、トルク指令Ｔ＊＝４２５Ｎｍに対してトルクＴは３５０Ｎｍから５００Ｎｍまで電動機電流と同じ周波数で脈動している。図４−２に示すとおり、電動機電流不平衡補償を実施すると、各相の電流不平衡が抑制されるとともに、トルクＴの電動機電流周波数成分の脈動もよく抑制されている。

実施の形態２．
図５は本発明の実施の形態２における電動機電流不平衡補償部１００Ｂの構成例を示す図である。実施の形態２は実施の形態１に基づくものであり、実施の形態１と同じ構成の部分はその説明を省略し、実施の形態１と異なる部分のみを以下に説明する。図５に示すとおり、実施の形態１と比較して、電動機電流不平衡補償部１００Ｂには、電流検出器３，４，５から検出された三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗのうち、二相の電流ｉｕ、ｉｖを入力し、それぞれＬＰＦ１０１Ｕ、１０１Ｖにより不要周波数成分を除去し、ゲイン１０２Ｕ、１０２Ｖにより極性を反転させてから、比例積分要素１０３Ｕ、１０３Ｖに入力する。それぞれの比例積分要素１０３Ｕ、１０３Ｖの出力を、それぞれ当該相の電動機電流不平衡補償量であるｖｕｄｃ、ｖｖｄｃとして出力する。残りのＷ相の電動機電流不平衡補償量ｖｗｄｃは、減算器１０４を使用してｖｗｄｃ＝−ｖｕｄｃ−ｖｖｄｃとして算出し出力する。

なお、図５では、電流検出器３，４，５から検出された三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗのうち、二相の電流ｉｕ、ｉｖを入力しているが、他の二相（たとえばｉｖ、ｉｗ）を入力してもよい。この場合は、二相の電流ｉｖ、ｉｗはそれぞれＬＰＦ１０１と、ゲイン１０２と、比例積分要素１０３とを介してＶ相とＷ相の電動機電流不平衡補償量ｖｖｄｃ、ｖｗｄｃを算出し、残りのＵ相の電動機電流不平衡補償量ｖｕｄｃは、ｖｕｄｃ＝−ｖｖｄｃ−ｖｗｄｃとして算出し出力する。即ち、入力した二相以外の電動機電流不平衡補償量は、三相の電動機電流不平衡補償量の和であるｖｕｄｃ＋ｖｖｄｃ＋ｖｗｄｃがゼロであるとして求める。

このように構成することで、位置検出器であるレゾルバ７の出力に含まれる真値からの誤差、インバータ出力電圧指令に含まれる誤差、インバータ２のスイッチング素子間のオン電圧降下のばらつきや電動機のインピーダンスの相間ばらつき等による電動機電流の不平衡を補償することが可能となる。これにより電動機のトルク脈動や電動機の損傷を防止することのできる交流電動機の制御装置を提供することが可能となる。

実施の形態３．
以下に本発明の実施の形態３の構成について説明する。実施の形態３は実施の形態１に基づくものであり、実施の形態１と同じ構成の部分はその説明を省略し、実施の形態１と異なる部分のみを以下に説明する。図６は本発明の実施の形態３における電動機電流不平衡補償部１００Ｃの構成例を示す図である。図６に示すとおり、実施の形態1と比較して、電動機電流不平衡補償部１００Ｃには、電流検出器３，４，５から検出された三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗのうち、二相の電流ｉｕ、ｉｖを入力し、それぞれＬＰＦ１０１Ｕ、１０１Ｖにより不要周波数成分を除去し、ゲイン１０２Ｕ、１０２Ｖにより極性を反転させてから、比例積分要素１０３Ｕ、１０３Ｖに入力する。それぞれの比例積分要素１０３Ｕ、１０３Ｖの出力を、それぞれ当該相の電動機電流不平衡補償量であるｖｕｄｃ、ｖｖｄｃとして出力する。残りのＷ相の電動機電流不平衡補償量ｖｗｄｃは、ゼロに固定して出力する。

なお、図６では、電流検出器３，４，５から検出された三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗのうち、二相の電流ｉｕ、ｉｖを入力しているが、他の二相（たとえばｉｖ、ｉｗ）を入力してもよい。

つまり、任意の１相の電動機電流不平衡補償量をゼロに固定して、残り二相の電動機電流不平衡補償量のみを当該二相の検出した電流から求めるようにするのがよい。たとえば、Ｖ相とＷ相の電動機電流不平衡補償量ｖｖｄｃ、ｖｗｄｃを上記のとおりＬＰＦ１０１、ゲイン１０２、比例積分要素１０３を介して出力し、Ｕ相の電動機電流不平衡補償量ｖｕｄｃをゼロとして出力してもよい。

このように構成することで、位置検出器であるレゾルバ７の出力に含まれる真値からの誤差、インバータ出力電圧指令に含まれる誤差、インバータ２のスイッチング素子間のオン電圧降下のばらつきや電動機のインピーダンスの相間ばらつき等による電動機電流の不平衡を補償することが可能となる。これにより電動機のトルク脈動や電動機の損傷を防止することのできる交流電動機の制御装置を提供することが可能となる。

実施の形態１と比較して、実施の形態２、実施の形態３の構成は以下の特徴を有する。実施の形態１の構成では、三相の電動機電流不平衡補償量ｖｕｄｃ、ｖｖｄｃ、ｖｗｄｃをそれぞれの相の電流検出値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗから個別に求める構成としているが、電流検出器３，４，５の電流検出値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗにオフセット成分が重畳している場合において以下の点が考えられる。

なお、電流検出器３，４，５の電流検出値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗにオフセット成分が含まれないように電流検出値の処理を実施する構成とすれば以下に説明する問題点は発生しないが、完全にオフセット成分を取り除くのは困難であることが多い。

一例として電流検出器３，４，５の検出値すべてに正のオフセットが重畳している場合、即ち、電流検出値にゼロ相分が存在している場合を考える。この場合、実施の形態１に示した手順で算出された三相の電動機電流不平衡補償量ｖｕｄｃ、ｖｖｄｃ、ｖｗｄｃは共に負の値になる。この場合、Ｕ相基本電圧指令Ｖｕ＊＊、Ｖ相基本電圧指令Ｖｖ＊＊、Ｗ相基本電圧指令Ｖｗ＊＊にはそれぞれ負の三相の電動機電流不平衡補償量ｖｕｄｃ、ｖｖｄｃ、ｖｗｄｃが加算されるため、Ｕ相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令Ｖｗ＊に負のゼロ相分を重畳した状態となる。ところが電圧指令にゼロ相分を重畳してもインバータ２の出力線間電圧には変化が現れないため、電動機電流に変化は生じない。またインバータ２の出力は三相三線式の構成であるため実際にはゼロ相電流は生じない。このため、電流検出値３，４，５の電流検出値に存在しているゼロ相分を補償して打ち消すことはできず、存在したままとなる。従って、電流検出値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに含まれるオフセット成分は比例積分要素１０３中の積分要素により増幅され続けるために、時間と共に三相の電動機電流不平衡補償量ｖｕｄｃ、ｖｖｄｃ、ｖｗｄｃは共に負に増え続けて発散する。このような状態では適切な電動機電流不平衡の補償ができなくなるばかりか、電動機の正常な運転が困難となる可能性もある。

実施の形態２、３の構成では、三相の電動機電流不平衡補償量ｖｕｄｃ、ｖｖｄｃ、ｖｗｄｃをそれぞれの相の電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗから求める構成としていないことが特徴である。具体的にはいずれか１相の電動機電流不平衡補償量は、残り二相の電動機電流不平衡補償量から求めるか、あるいはゼロに固定している。

実施の形態２、３の構成で示した構成とすることで、電流検出器３，４，５の電流検出値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗにオフセット成分が重畳している場合においても、三相の電動機電流不平衡補償量ｖｕｄｃ、ｖｖｄｃ、ｖｗｄｃが増え続けて発散する現象を回避することが可能となり、適切に電動機電流の不平衡を補償することが可能となり、電動機の正常な運転が可能となる。

また、インバータ出力の三相のうち、任意の二相の電流が検出できればよいため、必要な電流検出器は少なくとも２つでよく、さらに電動機電流不平衡補償部１００Ｂ、１００Ｃの演算が簡単になる特徴があり、交流電動機の制御装置２００の小型軽量化にも寄与する。

実施の形態４．
以下に本発明の実施の形態４の構成について説明する。実施の形態４は実施の形態１に基づくものであり、実施の形態１と同じ構成の部分はその説明を省略し、実施の形態１と異なる部分のみを以下に説明する。図７は本発明の実施の形態４における電動機電流不平衡補償部１００Ｄの構成例を示す図である。図７に示すとおり、電動機電流不平衡補償部１００Ｄには電流検出器３，４，５から検出された三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを入力する。三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗをそれぞれＬＰＦ１０１Ｕ〜１０１Ｗにより不要周波数成分を除去し、ゲイン１０２Ｕ〜１０２Ｗにより極性を反転させてから、比例積分要素１０３Ｕ〜１０３Ｗに入力する。比例積分要素１０３Ｕ〜１０３Ｗの出力の和を加算器１０５を通して得て、これをゲイン１０２によりゲイン倍した値をゼロ相分補正値ｚｈとし、比例積分要素１０３Ｕ〜１０３Ｗの出力からそれぞれゼロ相分補正値ｚｈを減算器１０６Ｕ〜１０６Ｗによって差し引いた値を三相の電動機電流不平衡補償量であるｖｕｄｃ、ｖｖｄｃ、ｖｗｄｃとする。なお、ゲイン１０２の値は１／３とするのが好ましい。

このように構成することで、位置検出器であるレゾルバ７の出力に含まれる真値からの誤差、インバータ出力電圧指令に含まれる誤差、インバータ２のスイッチング素子間のオン電圧降下のばらつきや電動機６のインピーダンスの相間ばらつき等による電動機電流の不平衡を補償することが可能となる。これにより電動機６のトルク脈動や電動機６の損傷を防止することのできる交流電動機の制御装置２００を提供することが可能となる。

さらに電流検出器３，４，５の電流検出値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗに上記説明したオフセット成分が重畳している場合においても、三相の電動機電流不平衡補償量ｖｕｄｃ、ｖｖｄｃ、ｖｗｄｃが正または負に増え続けて発散する現象を回避することが可能となり、適切に電動機電流の不平衡を補償することが可能となり、電動機６の正常な運転が可能となる。

なお、実施の形態４に示した構成は、実施の形態２、実施の形態３に示した構成よりも若干複雑な構成となるが、実施の形態２、実施の形態３に示した構成よりも、電動機電流の不平衡補償性能（電流不平衡抑制効果、トルクリプル抑制効果）が優れているのが特徴である。

実施の形態１〜４に関して、以下に留意すべき共通な項目を記載する。

（留意点１）
電動機電流不平衡補償部１００Ａ〜１００Ｄからの電動機電流不平衡補償量ｖｕｄｃ、ｖｖｄｃ、ｖｗｄｃと、ｄ軸電流制御部２０とｑ軸電流制御部２３とからなる電流制御器の出力ｐｄｅ、ｐｑｅが干渉して電動機６の電流振動を生じる虞があるため、電動機電流不平衡補償部１００Ａ〜１００Ｄの入力から電動機電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗまでの応答（電動機電流不平衡補償系の応答）とｄ軸電流制御部２０、ｑ軸電流制御部２３の入力から電動機電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗまでの応答（電流制御系の応答）を一致しないように離しておくのが好ましい。一般には、電動機電流不平衡補償系の応答を電流制御系の応答よりも遅くしておくのが好ましい。さらに簡易に対応する場合は、ｄ軸電流制御部２０とｑ軸電流制御部２３とからなる電流制御系の演算を停止して出力をゼロとするか、一定の固定値を出力するようにして電動機電流不平衡補償を実施するようにして良い。つまり、電動機電流不平衡補償量は、電流制御系の状態に関連して、補償の実施／非実施を含む作用の程度を調整するように構成することが好ましい。

（留意点２）
ＬＰＦ１０１Ｕ〜１０１Ｗのカットオフ周波数の設定は、電動機電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗに含まれる成分のうち直流を含む低周波成分が抽出できればよく、数Ｈｚ以下に設定するのが好ましい。なお、ＬＰＦ１０１Ｕ〜１０１Ｗのカットオフ周波数は、電動機電流不平衡補償を実施するインバータ出力周波数ＦＩＮＶと関連して決定するのがよい。つまり、電動機電流不平衡補償を実施するインバータ出力周波数ＦＩＮＶの帯域は、ＬＰＦ１０１Ｕ〜１０１Ｗのカットオフ周波数よりも高く設定するのがよい。たとえば、ＬＰＦ１０１Ｕ〜１０１Ｗのカットオフ周波数を２Ｈｚに設定した場合、インバータ出力周波数ＦＩＮＶが１０Ｈｚ以上の領域にて電動機電流不平衡補償を実施する等とするのが好ましい。このようにすれば、電動機電流不平衡補償量に含まれる電動機電流の基本波成分が過大となり、電動機電流不平衡補償量が過大となることを防止できる。

（留意点３）
電動機電流不平衡補償の実施を開始または停止するタイミングを、インバータ出力周波数ＦＩＮＶ、変調率ＰＭＦあるいはパルスモードと関連付けるのが好ましい。この理由を以下に述べる。同期パルスモード、１パルスモードの領域では、インバータ２の出力電圧半周期に含まれるパルス数が少なくなるため、上述のとおりｄ軸電流制御部２０とｑ軸電流制御部２３とからなる電流制御系の応答を低下させるか、電流制御系を停止する又は電動機への印加電圧位相のみを調整する制御へ切替えたりすることが必要となる。この場合、電流制御系による電動機電流の三相不平衡の抑制効果が低下あるいは無効となるため、同期パルスモード、１パルスモードの領域においてのみ本発明の電動機電流不平衡補償を実施する構成としてもよい。このため、電動機電流不平衡補償の実施を開始または停止するタイミングを、インバータ２のパルスモードに基づいて決定する構成としてもよい。なお、パルスモードの代わりにパルスモードの切替タイミングに関連のある量である変調率ＰＭＦあるいはインバータ出力周波数ＦＩＮＶあるいは、電気車の車速等に基づいて決定することでも同様の効果を得られる。

（留意点４）
本発明の応用例では、上述のとおり、複数のパルスモードを電動機６の運転状態に応じて切り替えて電動機６を運転する。この場合、パルスモードに応じて、インバータ２の出力線間電圧を構成するパルス幅と位置が変化するため、パルスモードに応じて電動機電流の不平衡量は変化することになる。電動機電流不平衡補償部１００Ａ〜１００Ｄは、電動機電流の不平衡が発生した後、電流検出器３，４，５により検出した電流を基に上記したＬＰＦ１０１、ゲイン１０２Ｕ〜１０２Ｗ、比例積分要素１０３Ｕ〜１０３Ｗを使用して、フィードバック的に電動機電流不平衡補償量ｖｕｄｃ、ｖｖｄｃ、ｖｗｄｃを生成し、電動機電流の不平衡量の抑制するように補償動作する。

しかしながら、パルスモードを切り替えた直後は比例積分要素１０３Ｕ〜１０３Ｗの出力（つまり、電動機電流不平衡補償量）が、切替後のパルスモードにおける最適な補償値になっておらず、電動機電流不平衡補償量ｖｕｄｃ、ｖｖｄｃ、ｖｗｄｃが最適値に静定するまでに過渡的な時間を要する。つまり、電動機電流不平衡補償量ｖｕｄｃ、ｖｖｄｃ、ｖｗｄｃが最適値に静定するまでの間、電動機電流の不平衡が発生する。このような現象への対応として、交流電動機の制御装置２００により電動機６を運転中に複数の各パルスモードにおける電動機電流の不平衡量を記憶しておき、それを補償する電動機電流不平衡予測補償量を予め演算して求めておくことが考えられる。そして次の電動機６の運転中には、予め演算して求めておいた上記の各パルスモードに対応した電動機電流不平衡予測補償量をフィードフォワード的に比例積分要素１０３Ｕ〜１０３Ｗの出力に加算する構成とすれば、パルスモード切替前後での電動機電流不平衡補償量の差異がフィードフォワード的に補償され、電動機電流不平衡予測補償量に含まれる誤差分のみを比例積分要素１０３Ｕ〜１０３Ｗを用いてフィードバック的に補償すればよいため、パルスモードの切替後の過渡的な電動機電流の不平衡の発生を最小限に抑制できる。なお、インバータ２のスイッチング素子の動作を停止している場合は、電動機電流不平衡補償部１００Ａ〜１００Ｄの演算出力を停止することが好ましい。こうすることで、電流検出器３，４，５の出力に含まれるオフセット成分による電動機電流不平衡補償量ｖｕｄｃ、ｖｖｄｃ、ｖｗｄｃの発散を回避できる。

以上の実施の形態１〜４で示した構成の電動機電流不平衡補償部１００Ａ〜１００Ｄを設けることで、同期パルスモード、１パルスモードでの運転を行う交流電動機の制御装置において、位置検出器であるレゾルバ７の出力に含まれる真値からの誤差、インバータ出力電圧指令の誤差、スイッチング素子間のオン電圧降下のばらつきや電動機６のインピーダンスの相間ばらつき等による電動機電流の三相不平衡を抑制することを可能とし、電動機６のトルク脈動や電動機６の損傷を防止することのできる交流電動機の制御装置２００を提供できる。

また、ここでは電動機電流不平衡補償量に応じて三相電圧指令を調整する構成を例として説明したが、これに限定されるわけではなく、電動機電流不平衡補償量に応じてパルス幅変調信号であるゲート信号Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚを直接的あるいは間接的に調整することができればこれ以外の方法でも構わない。たとえば、電動機電流不平衡補償量に応じて、直接スイッチングタイミングを補正する方法でも構わない。

以上、実施の形態における説明では、永久磁石同期電動機を制御する交流電動機の制御装置を対象として説明したが、この他の種類の電動機を駆動制御する交流電動機の制御装置に本発明の考え方を適用しても構わない。

以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。

さらに、本明細書では、電気車用の交流電動機の制御装置への適用を考慮して発明内容の説明を実施しているが、適用分野はこれに限られるものではなく、電気自動車、エレベータ等、種々の関連分野への応用が可能であることも言うまでもない。

本発明は、電気車駆動用の交流電動機、特に永久磁石同期電動機の制御に好適な交流電動機の制御装置として有用である。

永久磁石同期電動機の制御方法としては、インバータの出力側に設けた電流検出器からの電流検出値を、電動機のロータの回転位相と同期して回転する回転座標系上のｄ軸成分（磁束電流成分）と、それと直交するｑ軸成分（トルク電流成分）に分割し、ｄ／ｑ軸電流がトルク指令から演算したｄ／ｑ軸電流指令に一致するように電動機への印加電圧の大きさを調整する電流制御系を設けて電流制御を行うのが一般的である。

なお、パルスモード切替処理部６０は、変調率ＰＭＦが０．７８５未満では非同期パルスモード、変調率ＰＭＦが０．７８５以上１．０未満では同期パルスモード、変調率ＰＭＦが１．０以上では１パルスモードを選択するよう動作するものとする。

Claims (16)

1. 直流電源に接続され、交流電動機へ任意周波数、任意電圧の三相交流を出力するインバータと、
   前記交流電動機の電流を検出する電流検出器と、
   前記電流検出器からの信号に基づいて前記インバータの出力電圧指令を演算し、前記出力電圧指令に基づき前記インバータ内に具備されるスイッチング素子を制御するためのパルス幅変調信号を生成する電圧指令／ＰＷＭ信号生成部と、を備えた交流電動機の制御装置において、
   前記電流検出器により検出された電流に基づいて電動機電流不平衡補償量を生成する電動機電流不平衡補償部を有し、
   前記電圧指令／ＰＷＭ信号生成部は、前記インバータの運転状態に応じて、前記電動機電流不平衡補償量に基づいて前記パルス幅変調信号を直接的あるいは間接的に調整することを特徴とする交流電動機の制御装置。
2. 前記インバータが三相インバータであって、
   前記電動機電流不平衡補償部は前記交流電動機の三相の電流に基づいて当該相の前記電動機電流不平衡補償量をそれぞれ生成し、
   前記電動機電流不平衡補償量に応じて、当該相の前記パルス幅変調信号を直接的あるいは間接的に調整することを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
3. 前記インバータが三相インバータであって、
   前記電動機電流不平衡補償部は前記交流電動機の電流のうち少なくとも任意の二つの相の電流に基づいて当該相の前記電動機電流不平衡補償量を生成し、
   前記電動機電流不平衡補償量に応じて、当該相の前記パルス幅変調信号を直接的あるいは間接的に調整し、
   前記二つの相の電動機電流不平衡補償量に基づいて、残り１相の電動機電流不平衡補償量を算出し、
   当該残り１相の前記パルス幅変調信号を直接的あるいは間接的に調整する構成としたことを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
4. 前記インバータが三相インバータであって、
   前記電動機電流不平衡補償部は前記交流電動機の電流のうち少なくとも任意の二つの相の電流に基づいて当該相の前記電動機電流不平衡補償量を生成し、
   前記電動機電流不平衡補償量に応じて、当該相の前記パルス幅変調信号を直接的あるいは間接的に調整し、
   残り１相の電動機電流不平衡補償量をゼロとすることを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
5. 前記インバータが三相インバータであって、
   前記電動機電流不平衡補償部は前記交流電動機の三相の電流に基づいて当該相の前記電動機電流不平衡補償量の基本となる量を生成する構成であり、
   三相の前記電動機電流不平衡補償量の基本となる量の和からなる量を、三相の前記電動機電流不平衡補償量の基本となる量からそれぞれ減算した量を、当該相の前記電動機電流不平衡補償量とし、
   前記電動機電流不平衡補償量に応じて、当該相の前記パルス幅変調信号を直接的あるいは間接的に調整することを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
6. 前記電圧指令／ＰＷＭ信号生成部は、前記電動機電流不平衡補償量に基づいて前記出力電圧指令を調整することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の交流電動機の制御装置。
7. 前記電動機電流不平衡補償量に応じて前記パルス幅変調信号を直接的あるいは間接的に調整するかどうか又は調整の程度を前記インバータのパルスモードの状態、インバータ出力周波数、変調率の何れかに関連して決定する構成としたことを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の交流電動機の制御装置。
8. 前記電動機電流不平衡補償量は前記インバータの前記パルスモードが同期パルスモードあるいは１パルスモードで運転されている場合に作用するように構成したことを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の交流電動機の制御装置。
9. 前記電流検出器からの電流検出値を前記インバータの出力する電圧の周波数に同期して回転するｄ軸とｑ軸とからなる直交二軸座標上のｄ軸電流とｑ軸電流とにそれぞれ分解し、前記ｄ軸電流と前記ｑ軸電流をそれぞれの指令値に一致させるよう、前記交流電動機への印加電圧の大きさを調整する電流制御系を有する場合、前記電動機電流不平衡補償量は、前記電流制御系の状態に関連して作用の程度を調整するように構成したことを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の交流電動機の制御装置。
10. 前記電動機電流不平衡補償部を含む電動機電流不平衡補償系の応答と、前記インバータの前記電流制御系の応答とが一致しないように設定されていることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の交流電動機の制御装置。
11. 前記電動機電流不平衡補償部を含む電動機電流不平衡補償系の応答は前記インバータの前記電流制御系の応答よりも遅く設定されていることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の交流電動機の制御装置。
12. 前記電動機電流不平衡補償量は、前記電流検出器からの電流検出値から直流を含む数Ｈｚ以下の低周波成分を抽出した値に基づいて演算した量であることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の交流電動機の制御装置。
13. 前記電流検出器からの電流検出値から直流を含む数Ｈｚ以下の低周波成分を抽出する手段としてローパスフィルタを有する場合、前記電動機電流不平衡補償量に応じて前記パルス幅変調信号を直接的あるいは間接的に調整を実施するインバータ出力周波数の帯域は、前記ローパスフィルタのカットオフ周波数よりも高く設定することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の交流電動機の制御装置。
14. 前記交流電動機の電流に含まれる不平衡成分に対する補償量を予め求めたものを電動機電流不平衡予測補償量とし、前記電動機電流不平衡予測補償量を含んで前記電動機電流不平衡補償量を得る構成としたことを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の交流電動機の制御装置。
15. 前記電動機電流不平衡予測補償量は、複数の前記パルスモードに応じて、それぞれ算出されたものであることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の交流電動機の制御装置。
16. 前記スイッチング素子の動作を停止している場合は、前記電動機電流不平衡補償部の演算出力を停止することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の交流電動機の制御装置。

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