JP3323106B2 - 半導体電力変換装置 - Google Patents
半導体電力変換装置Info
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- smoothing capacitor
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/493—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode the static converters being arranged for operation in parallel
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はＩＧＢＴ・ＩＧＣＴ
等の多数の自己消弧形半導体スイッチ素子を組み込み、
直流・多相交流間の一方から他方へ電力を変換する半導
体電力変換装置に関する。特にその自己消弧形半導体ス
イッチ素子を多並列に接続するタイプの大容量化方式に
係る。
等の多数の自己消弧形半導体スイッチ素子を組み込み、
直流・多相交流間の一方から他方へ電力を変換する半導
体電力変換装置に関する。特にその自己消弧形半導体ス
イッチ素子を多並列に接続するタイプの大容量化方式に
係る。
【０００２】
【従来の技術】図１０はＩＧＢＴを自己消弧形半導体ス
イッチ素子１０とする従来のＰＷＭ制御形の電力変換装
置である。１は２レベル３相形の変換主回路、２は直流
電源である。９Ｕ・９Ｖ・９ＷはＵ・Ｖ・Ｗ相の主回
路、１１は直流電源２に直結した１個の大容量平滑コン
デンサである。各相主回路９Ｕ・９Ｖ・９Ｗは多並列形
たとえば２並列形の素子構成である。ちなみに、Ｕ相主
回路は２並列接続された正側のＩＧＢＴ１０ＵＰ１・１
０ＵＰ２および２並列接続された負側のＩＧＢＴ１０Ｕ
Ｎ１・１０ＵＮ２を含む。Ｖ相主回路９Ｖ・Ｗ相主回路
９Ｗの構成も同様である。ＩＧＢＴ１０単体の電流容量
は１０００Ａクラスが現況最大であり、電力変換装置の
さらなる大容量化のためには、図１０のようにそれを多
並列に接続する必要がある。しかし、多並列を組むＩＧ
ＢＴ１０相互のオン電圧・ゲート感度電圧にバラツキが
あり、ターンオン・ターンオフ特性等がアンバランスと
なる。このため各ＩＧＢＴ１０の電流バランス（ターン
オン・ターンオフ過渡時の電流バランスおよびオン状態
時の電流バランス）が崩れ、特定ＩＧＢＴ１０に均等負
担の限度を越えた過大電流が流れ、ひどい場合は破壊す
る。
イッチ素子１０とする従来のＰＷＭ制御形の電力変換装
置である。１は２レベル３相形の変換主回路、２は直流
電源である。９Ｕ・９Ｖ・９ＷはＵ・Ｖ・Ｗ相の主回
路、１１は直流電源２に直結した１個の大容量平滑コン
デンサである。各相主回路９Ｕ・９Ｖ・９Ｗは多並列形
たとえば２並列形の素子構成である。ちなみに、Ｕ相主
回路は２並列接続された正側のＩＧＢＴ１０ＵＰ１・１
０ＵＰ２および２並列接続された負側のＩＧＢＴ１０Ｕ
Ｎ１・１０ＵＮ２を含む。Ｖ相主回路９Ｖ・Ｗ相主回路
９Ｗの構成も同様である。ＩＧＢＴ１０単体の電流容量
は１０００Ａクラスが現況最大であり、電力変換装置の
さらなる大容量化のためには、図１０のようにそれを多
並列に接続する必要がある。しかし、多並列を組むＩＧ
ＢＴ１０相互のオン電圧・ゲート感度電圧にバラツキが
あり、ターンオン・ターンオフ特性等がアンバランスと
なる。このため各ＩＧＢＴ１０の電流バランス（ターン
オン・ターンオフ過渡時の電流バランスおよびオン状態
時の電流バランス）が崩れ、特定ＩＧＢＴ１０に均等負
担の限度を越えた過大電流が流れ、ひどい場合は破壊す
る。
【０００３】その難点を改善する次の（１）（２）
（３）の方策が知られている。（１）多数のＩＧＢＴの
中からほぼ同等特性の各ＩＧＢＴ１０を選別して使用す
る。（２）「安川電機技報」第５１巻（１９９５年Ｎｏ
４）第２８５〜２８６頁目に記載されているように、Ｉ
ＧＢＴ多並列を行わない各変換器を、リアクトルを介し
て多並列に接続し、各変換器電流がバランスするように
各変換器のＰＷＭゲート信号を個別に制御する。（３）
特開平５−８３９５４号公報に記載されているように、
３並列の自己消弧形半導体スイッチ素子と３並列の平滑
コンデンサとを併置し、各自己消弧形半導体スイッチ素
子をすぐそばの平滑コンデンサに対して配線する。上記
（１）の選別方式の場合は、ＩＧＢＴを選別をしてもオ
ン電圧で０．３Ｖ（約１０％）程度であり、ゲート感度
電圧で０．３Ｖ（約５％）程度であり、その両者をうま
く揃えることは非常に困難である。このため、各ＩＧＢ
Ｔの電流容量を有効に活用した経済的な多並列形大容量
装置の実現は困難である。上記（２）の変換器多重接続
方式の場合は、変換器レベルで多重化するための前記リ
アクトルの負担が重い。また、各変換器相互の電流バラ
ンスを制御し、かつ各変換器単独でも動作する特性を付
与する必要があるため、制御回路上の負担が重い。上記
（３）の多並列コンデンサ方式の場合は、各自己消弧形
半導体スイッチ素子・平滑コンデンサ間の配線が均等に
なり、また該配線に付随する配線浮遊インピーダンスを
小さくできるという利点があるが、各平滑コンデンサが
直に並列に接続され、各平滑コンデンサの充電電圧が連
動する仕組みであるために、各自己消弧形半導体スイッ
チ素子相互の電流バランスを確保し難い。尚、他の従来
例として特開平４−１２５０７２号がある。これは、多
並列素子方式を扱っておらず、特に関連はない。
（３）の方策が知られている。（１）多数のＩＧＢＴの
中からほぼ同等特性の各ＩＧＢＴ１０を選別して使用す
る。（２）「安川電機技報」第５１巻（１９９５年Ｎｏ
４）第２８５〜２８６頁目に記載されているように、Ｉ
ＧＢＴ多並列を行わない各変換器を、リアクトルを介し
て多並列に接続し、各変換器電流がバランスするように
各変換器のＰＷＭゲート信号を個別に制御する。（３）
特開平５−８３９５４号公報に記載されているように、
３並列の自己消弧形半導体スイッチ素子と３並列の平滑
コンデンサとを併置し、各自己消弧形半導体スイッチ素
子をすぐそばの平滑コンデンサに対して配線する。上記
（１）の選別方式の場合は、ＩＧＢＴを選別をしてもオ
ン電圧で０．３Ｖ（約１０％）程度であり、ゲート感度
電圧で０．３Ｖ（約５％）程度であり、その両者をうま
く揃えることは非常に困難である。このため、各ＩＧＢ
Ｔの電流容量を有効に活用した経済的な多並列形大容量
装置の実現は困難である。上記（２）の変換器多重接続
方式の場合は、変換器レベルで多重化するための前記リ
アクトルの負担が重い。また、各変換器相互の電流バラ
ンスを制御し、かつ各変換器単独でも動作する特性を付
与する必要があるため、制御回路上の負担が重い。上記
（３）の多並列コンデンサ方式の場合は、各自己消弧形
半導体スイッチ素子・平滑コンデンサ間の配線が均等に
なり、また該配線に付随する配線浮遊インピーダンスを
小さくできるという利点があるが、各平滑コンデンサが
直に並列に接続され、各平滑コンデンサの充電電圧が連
動する仕組みであるために、各自己消弧形半導体スイッ
チ素子相互の電流バランスを確保し難い。尚、他の従来
例として特開平４−１２５０７２号がある。これは、多
並列素子方式を扱っておらず、特に関連はない。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】大容量の自己消弧形半
導体スイッチ素子の多並列化においては、素子特性上の
バラツキによる各素子電流のアンバランスを考慮し、素
子容量をかなり割り引いた損な低レベルで利用しなけれ
ばならない。その難点を緩和する努力もなされている
が、前記のごとくなお不十分であり、さらなる改良工夫
が望まれる。本発明の目的は自己消弧形半導体スイッチ
素子の電流容量を有効に利用した素子多並列化を、軽い
経済的負担で実現することである。
導体スイッチ素子の多並列化においては、素子特性上の
バラツキによる各素子電流のアンバランスを考慮し、素
子容量をかなり割り引いた損な低レベルで利用しなけれ
ばならない。その難点を緩和する努力もなされている
が、前記のごとくなお不十分であり、さらなる改良工夫
が望まれる。本発明の目的は自己消弧形半導体スイッチ
素子の電流容量を有効に利用した素子多並列化を、軽い
経済的負担で実現することである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明は、直列に接続し
た正側および負側の各自己消弧形半導体スイッチ素子を
含む多数の変換モジュールを備え、前記各変換モジュー
ルの両端を直流端子に配線し、前記各変換モジュールの
接続中点を各相の交流端子に配線し、直流・多相交流間
の一方から他方へ電力を変換する半導体電力変換装置を
前提とする。３レベル形の変換装置である場合の正側自
己消弧形半導体スイッチ素子および負側自己消弧形半導
体スイッチ素子はそれぞれ複数となる。
た正側および負側の各自己消弧形半導体スイッチ素子を
含む多数の変換モジュールを備え、前記各変換モジュー
ルの両端を直流端子に配線し、前記各変換モジュールの
接続中点を各相の交流端子に配線し、直流・多相交流間
の一方から他方へ電力を変換する半導体電力変換装置を
前提とする。３レベル形の変換装置である場合の正側自
己消弧形半導体スイッチ素子および負側自己消弧形半導
体スイッチ素子はそれぞれ複数となる。
【０００６】本発明においては、１並列もしくは多並列
の変換モジュールの両端に平滑コンデンサを接続したユ
ニットを基本ユニットとする。基本ユニット中の変換モ
ジュールの個数は１並列の場合は１であり、多並列の場
合は２以上である。以上のような基本ユニットを各相毎
に多並列接続する。この場合の多並列は１並列を含ま
ず、２並列を含む。どの相も少なくとも２並列の基本ユ
ニットを含む。多相交流が３相であり、その各相が２並
列の基本ユニットを持ち、各基本ユニットが２並列の変
換モジュールを持つのであれば、変換モジュールの総数
は３×２×２＝１２の１２個となる。基本ユニットの総
数は３×２の６個となる。平滑コンデンサの総数（３レ
ベル形変換装置の場合は直列一対の平滑コンデンサ回路
の回路数）も基本ユニットと同数の６個となる。
の変換モジュールの両端に平滑コンデンサを接続したユ
ニットを基本ユニットとする。基本ユニット中の変換モ
ジュールの個数は１並列の場合は１であり、多並列の場
合は２以上である。以上のような基本ユニットを各相毎
に多並列接続する。この場合の多並列は１並列を含ま
ず、２並列を含む。どの相も少なくとも２並列の基本ユ
ニットを含む。多相交流が３相であり、その各相が２並
列の基本ユニットを持ち、各基本ユニットが２並列の変
換モジュールを持つのであれば、変換モジュールの総数
は３×２×２＝１２の１２個となる。基本ユニットの総
数は３×２の６個となる。平滑コンデンサの総数（３レ
ベル形変換装置の場合は直列一対の平滑コンデンサ回路
の回路数）も基本ユニットと同数の６個となる。
【０００７】本発明においては、各基本ユニットの配線
態様を次のように定める。すなわち、各基本ユニットと
直流端子との間に該基本ユニットに固有の大きな配線浮
遊インピーダンスが介在し、該基本ユニット内の平滑コ
ンデンサと変換モジュールとの間に小さな配線浮遊イン
ピーダンスが介在するように定める。配線に付随する配
線浮遊インピーダンスの大きさは配線の長さに比例す
る。本発明における各基本ユニット・直流端子間の配線
は長く、基本ユニット内の平滑コンデンサ・変換モジュ
ール間の配線は短い。各平滑コンデンサの接続位置に注
目すると、それを直流端子側寄りの位置には接続するの
ではなく、変換モジュール側寄りの位置に接続する。各
基本ユニットはそこから直流端子に向かって延びる固有
の配線を持ち、それに付随する固有の配線浮遊インピー
ダンスを持つ。その配線浮遊インピーダンスは隣の基本
ユニットと共用のものであってはならない。
態様を次のように定める。すなわち、各基本ユニットと
直流端子との間に該基本ユニットに固有の大きな配線浮
遊インピーダンスが介在し、該基本ユニット内の平滑コ
ンデンサと変換モジュールとの間に小さな配線浮遊イン
ピーダンスが介在するように定める。配線に付随する配
線浮遊インピーダンスの大きさは配線の長さに比例す
る。本発明における各基本ユニット・直流端子間の配線
は長く、基本ユニット内の平滑コンデンサ・変換モジュ
ール間の配線は短い。各平滑コンデンサの接続位置に注
目すると、それを直流端子側寄りの位置には接続するの
ではなく、変換モジュール側寄りの位置に接続する。各
基本ユニットはそこから直流端子に向かって延びる固有
の配線を持ち、それに付随する固有の配線浮遊インピー
ダンスを持つ。その配線浮遊インピーダンスは隣の基本
ユニットと共用のものであってはならない。
【０００８】ある基本ユニットに属する平滑コンデンサ
と、該基本ユニットと多並列を組む別の基本ユニットに
属する平滑コンデンサとの関係について考える。この一
対の平滑コンデンサは動作上は同類のものである。しか
し、配線上は疎遠な関係となる。両平滑コンデンサ間に
は各基本ユニットに固有な大きな配線浮遊インピーダン
スが介在する。一方の平滑コンデンサの充電電圧に変動
があっても、他方の平滑コンデンサの充電電圧はそれに
追随しない。これは両平滑コンデンサ間の電荷融通を制
限する仕組みであって、多並列を組む各基本ユニット相
互間の電流バランスの確保に寄与する。直流端子から交
流端子に至るすべての配線に配線浮遊インピーダンスが
付随する。変換モジュールはその配線の途中に介在す
る。そしてこの変換モジュールの近くに平滑コンデンサ
が配置され、その両者で基本ユニットを構成する。本発
明における配線浮遊インピーダンスの配分は次のような
ものである。直流端子と平滑コンデンサないしは基本ユ
ニットとの間の配線浮遊インピーダンスは大きく、基本
ユニット内の平滑コンデンサ・変換モジュール間の配線
浮遊インピーダンスは小さく、変換モジュールと交流端
子との間の配線浮遊インピーダンスは大きい。これらの
各配線浮遊インピーダンスはそこに形成される基本ユニ
ットに固有のものである。各基本ユニットは交流端子に
至るに固有の配線を持ち、それに付随する固有の配線浮
遊インピーダンスを持つ。その配線浮遊インピーダンス
は他の基本ユニットのそれと共用のものであってはなら
ない。各基本ユニットに固有の交流端子側に形成される
配線浮遊インピーダンスは、特にターンオフ時における
基本ユニット相互間の電流バランスの確保に寄与する。
と、該基本ユニットと多並列を組む別の基本ユニットに
属する平滑コンデンサとの関係について考える。この一
対の平滑コンデンサは動作上は同類のものである。しか
し、配線上は疎遠な関係となる。両平滑コンデンサ間に
は各基本ユニットに固有な大きな配線浮遊インピーダン
スが介在する。一方の平滑コンデンサの充電電圧に変動
があっても、他方の平滑コンデンサの充電電圧はそれに
追随しない。これは両平滑コンデンサ間の電荷融通を制
限する仕組みであって、多並列を組む各基本ユニット相
互間の電流バランスの確保に寄与する。直流端子から交
流端子に至るすべての配線に配線浮遊インピーダンスが
付随する。変換モジュールはその配線の途中に介在す
る。そしてこの変換モジュールの近くに平滑コンデンサ
が配置され、その両者で基本ユニットを構成する。本発
明における配線浮遊インピーダンスの配分は次のような
ものである。直流端子と平滑コンデンサないしは基本ユ
ニットとの間の配線浮遊インピーダンスは大きく、基本
ユニット内の平滑コンデンサ・変換モジュール間の配線
浮遊インピーダンスは小さく、変換モジュールと交流端
子との間の配線浮遊インピーダンスは大きい。これらの
各配線浮遊インピーダンスはそこに形成される基本ユニ
ットに固有のものである。各基本ユニットは交流端子に
至るに固有の配線を持ち、それに付随する固有の配線浮
遊インピーダンスを持つ。その配線浮遊インピーダンス
は他の基本ユニットのそれと共用のものであってはなら
ない。各基本ユニットに固有の交流端子側に形成される
配線浮遊インピーダンスは、特にターンオフ時における
基本ユニット相互間の電流バランスの確保に寄与する。
【０００９】各自己消弧形半導体スイッチ素子はたとえ
ばＰＷＭ制御されるが、そのためのゲート信号発生部と
自己消弧形半導体スイッチ素子との間に挿入されるゲー
ト抵抗は自己消弧形半導体スイッチ素子寄りの位置に配
置する。これはゲート抵抗を基本ユニット内に置いてノ
イズの影響を受け難くするためである。また、各基本ユ
ニット内において各自己消弧形半導体スイッチ素子が多
並列接続される場合は、その各自己消弧形半導体スイッ
チ素子相互のゲート端子間にゲート抵抗よりも抵抗値の
小さなゲート感度補正抵抗を接続する。これにより、ス
イッチング過渡時の電流アンバランスを補正する。
ばＰＷＭ制御されるが、そのためのゲート信号発生部と
自己消弧形半導体スイッチ素子との間に挿入されるゲー
ト抵抗は自己消弧形半導体スイッチ素子寄りの位置に配
置する。これはゲート抵抗を基本ユニット内に置いてノ
イズの影響を受け難くするためである。また、各基本ユ
ニット内において各自己消弧形半導体スイッチ素子が多
並列接続される場合は、その各自己消弧形半導体スイッ
チ素子相互のゲート端子間にゲート抵抗よりも抵抗値の
小さなゲート感度補正抵抗を接続する。これにより、ス
イッチング過渡時の電流アンバランスを補正する。
【００１０】
【発明の実施の形態】本発明の実施形態を図１〜４を使
って説明する。図１は本発明に係る半導体電力変換装置
のブロック図である。図中の１は自己消弧形半導体スイ
ッチ素子としてＩＧＢＴを使った２レベル形の３相の変
換主回路、２は直流電源、３は三相交流負荷となる三相
誘導電動機である。２ＰＴ・２ＮＴは直流端子、３ＵＴ
・３ＶＴ・３ＷＴは各相の交流端子である。４はＰＷＭ
ベクトル演算制御部、５は速度検出器、６は電流検出器
である。７Ｕ・７Ｖ・７ＷはＵ相・Ｖ相・Ｗ相の各主回
路であり、これら全体で変換主回路１を構成する。図１
における主回路７Ｕ・７Ｖ・７Ｗの図形はシンボル化さ
れたものであり、その内部の具体的回路構成は後に例示
する図３のようなものである。１０１はＰＷＭゲート信
号発生部、１０２は三相交流電流制御およびｄ軸・ｑ軸
電流制御演算部、１０３は磁束制御および速度制御演算
部、１０４はすべり周波数演算部、１０５は一次周波数
演算部、１０６は速度制御指令部である。
って説明する。図１は本発明に係る半導体電力変換装置
のブロック図である。図中の１は自己消弧形半導体スイ
ッチ素子としてＩＧＢＴを使った２レベル形の３相の変
換主回路、２は直流電源、３は三相交流負荷となる三相
誘導電動機である。２ＰＴ・２ＮＴは直流端子、３ＵＴ
・３ＶＴ・３ＷＴは各相の交流端子である。４はＰＷＭ
ベクトル演算制御部、５は速度検出器、６は電流検出器
である。７Ｕ・７Ｖ・７ＷはＵ相・Ｖ相・Ｗ相の各主回
路であり、これら全体で変換主回路１を構成する。図１
における主回路７Ｕ・７Ｖ・７Ｗの図形はシンボル化さ
れたものであり、その内部の具体的回路構成は後に例示
する図３のようなものである。１０１はＰＷＭゲート信
号発生部、１０２は三相交流電流制御およびｄ軸・ｑ軸
電流制御演算部、１０３は磁束制御および速度制御演算
部、１０４はすべり周波数演算部、１０５は一次周波数
演算部、１０６は速度制御指令部である。
【００１１】図２（ａ）〜（ｃ）は図１の２レベル形３
相の電力変換主回路１のスイッチング動作ないしはイン
バータ動作等示す動作概念図である。図２（ａ）に示す
ように、ＩＧＢＴのオンオフデユテイを正弦波で適宜に
変調すると、直流から多相交流への電力変換がなされ、
可変電圧・可変周波数の交流出力が得られる。ＩＧＢＴ
を主体とする主回路７Ｕ・７Ｖ・７Ｗの基本動作は、図
２（ｂ）のような回路切替えであり、それに応じて直流
電源電圧Ｅについての＋Ｅ／２または−Ｅ／２の２レベ
ルの電圧が出力する。出力電圧（ｅｕ）は図２（ｃ）の
ようなＰＷＭ波形となるが、そこに正弦波状の基本波成
分を含む。
相の電力変換主回路１のスイッチング動作ないしはイン
バータ動作等示す動作概念図である。図２（ａ）に示す
ように、ＩＧＢＴのオンオフデユテイを正弦波で適宜に
変調すると、直流から多相交流への電力変換がなされ、
可変電圧・可変周波数の交流出力が得られる。ＩＧＢＴ
を主体とする主回路７Ｕ・７Ｖ・７Ｗの基本動作は、図
２（ｂ）のような回路切替えであり、それに応じて直流
電源電圧Ｅについての＋Ｅ／２または−Ｅ／２の２レベ
ルの電圧が出力する。出力電圧（ｅｕ）は図２（ｃ）の
ようなＰＷＭ波形となるが、そこに正弦波状の基本波成
分を含む。
【００１２】図１に戻り、ＰＷＭベクトル演算制御部４
について説明する。演算部１０３は励磁電流指令となる
ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を演算（磁束制御演算）し、かつ
トルク電流指令となるｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を演算（速
度制御演算）する。これらの演算は速度検出値ωｒと速
度制御指令値ωｒ＊とが等しくなるようになされる。演
算部１０２は電流検出器６からの電流検出値を参照し
て、ｄ軸およびｑ軸の電流が指令値Ｉｄ＊およびＩｑ＊
と等しくなり、かつ３相交流電流が正弦波となるような
正弦波変調指令を演算し、それをＰＷＭゲート信号発生
器１０１に与える。演算部１０４は前記指令値Ｉｄ＊お
よびＩｑ＊を参照してすべりｆを演算する。演算部１０
５は速度検出値ωｒとすべリｆを加算して一次周波数指
令値ω１＊を求める。演算部１０２はこの一次周波数指
令値ω１＊を対応する３相交流変換のベクトル演算に使
用する。信号発生部１０１は演算部１０２からの正弦波
変調指令信号に従ったパルス幅変調（ＰＷＭ）用のゲー
トパルスを発生する。
について説明する。演算部１０３は励磁電流指令となる
ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を演算（磁束制御演算）し、かつ
トルク電流指令となるｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を演算（速
度制御演算）する。これらの演算は速度検出値ωｒと速
度制御指令値ωｒ＊とが等しくなるようになされる。演
算部１０２は電流検出器６からの電流検出値を参照し
て、ｄ軸およびｑ軸の電流が指令値Ｉｄ＊およびＩｑ＊
と等しくなり、かつ３相交流電流が正弦波となるような
正弦波変調指令を演算し、それをＰＷＭゲート信号発生
器１０１に与える。演算部１０４は前記指令値Ｉｄ＊お
よびＩｑ＊を参照してすべりｆを演算する。演算部１０
５は速度検出値ωｒとすべリｆを加算して一次周波数指
令値ω１＊を求める。演算部１０２はこの一次周波数指
令値ω１＊を対応する３相交流変換のベクトル演算に使
用する。信号発生部１０１は演算部１０２からの正弦波
変調指令信号に従ったパルス幅変調（ＰＷＭ）用のゲー
トパルスを発生する。
【００１３】図３は図１におけるＵ相主回路７Ｕの実施
形態を示す。他のＶ相主回路７Ｖ、Ｗ相主回路７Ｗの構
成もＵ相主回路７Ｕと同様であるため、ここではＵ相主
回路７Ｕを例にとり、詳しく説明する。本明細書におけ
る上位の部品符号たとえば１０は１０に添字を付加した
各部品符号１０ＵＰ１・１０ＵＮ２等の総称である。添
字のＵはＵ相を意味し、ＰあるいはＮは極性を意味し、
１または２等は部品番号を意味する。中位の部品符号た
とえば１０ＵＰは１０ＵＰ１・１０ＵＰ２等の総称であ
る。自己消弧形半導体スイッチ素子１０の主体はＩＧＢ
Ｔである。自己消弧形半導体スイッチ素子１０は逆並列
に接続されるフリーホイールダイオードを包含する逆導
通特性のスイッチ素子である。Ｕ相主回路７Ｕは都合４
個のスイッチ素子１０Ｕ（１０ＵＰ１・１０ＵＮ１・１
０ＵＰ２・１０ＵＮ２）を含む。各スイッチ素子１０Ｕ
は直列に接続された正側スイッチ１０ＵＰおよび負側ス
イッチ素子１０ＵＮを含む変換モジュールを形成する。
変換モジュール（１０ＵＰ・１０ＵＮ）における正側ス
イッチ素子１０ＵＰは直流電源２の正側直流端子２ＰＴ
に対応し、負側スイッチ素子１０ＵＮは負側直流端子２
ＮＴに対応し、それらの接続中点（１０ＵＰ・１０ＵＮ
間）はＵ相の交流端子３ＵＴに対応する。交流端子３Ｕ
Ｔは正側スイッチ素子１０ＵＰがオンの場合は正極性と
なり、負側スイッチ素子１０ＵＮがオンの場合は負極性
となり、交互に極性を変える。
形態を示す。他のＶ相主回路７Ｖ、Ｗ相主回路７Ｗの構
成もＵ相主回路７Ｕと同様であるため、ここではＵ相主
回路７Ｕを例にとり、詳しく説明する。本明細書におけ
る上位の部品符号たとえば１０は１０に添字を付加した
各部品符号１０ＵＰ１・１０ＵＮ２等の総称である。添
字のＵはＵ相を意味し、ＰあるいはＮは極性を意味し、
１または２等は部品番号を意味する。中位の部品符号た
とえば１０ＵＰは１０ＵＰ１・１０ＵＰ２等の総称であ
る。自己消弧形半導体スイッチ素子１０の主体はＩＧＢ
Ｔである。自己消弧形半導体スイッチ素子１０は逆並列
に接続されるフリーホイールダイオードを包含する逆導
通特性のスイッチ素子である。Ｕ相主回路７Ｕは都合４
個のスイッチ素子１０Ｕ（１０ＵＰ１・１０ＵＮ１・１
０ＵＰ２・１０ＵＮ２）を含む。各スイッチ素子１０Ｕ
は直列に接続された正側スイッチ１０ＵＰおよび負側ス
イッチ素子１０ＵＮを含む変換モジュールを形成する。
変換モジュール（１０ＵＰ・１０ＵＮ）における正側ス
イッチ素子１０ＵＰは直流電源２の正側直流端子２ＰＴ
に対応し、負側スイッチ素子１０ＵＮは負側直流端子２
ＮＴに対応し、それらの接続中点（１０ＵＰ・１０ＵＮ
間）はＵ相の交流端子３ＵＴに対応する。交流端子３Ｕ
Ｔは正側スイッチ素子１０ＵＰがオンの場合は正極性と
なり、負側スイッチ素子１０ＵＮがオンの場合は負極性
となり、交互に極性を変える。
【００１４】図３に示すように、１並列の変換モジュー
ル（１０ＵＰ１・１０ＵＮ１）の両端に平滑用コンデン
サ１１Ｕ１を接続したユニットを作り、それを基本ユニ
ット７Ｕ１とする。同様に、１並列の別の変換モジュー
ル（１０ＵＰ２・１０ＵＮ２）の両端に別の平滑用コン
デンサ１１Ｕ２を接続したユニットを作り、それを別の
基本ユニット７Ｕ２とする。基本ユニット７Ｕ１と基本
ユニット７Ｕ２とを並列に接続し、Ｕ相主回路７Ｕとす
る。本明細書における１並列の用語は並列要素が１個で
あることを意味する。ちなみに４並列・３並列・２並列
の順列のその次にくるのが１並列である。
ル（１０ＵＰ１・１０ＵＮ１）の両端に平滑用コンデン
サ１１Ｕ１を接続したユニットを作り、それを基本ユニ
ット７Ｕ１とする。同様に、１並列の別の変換モジュー
ル（１０ＵＰ２・１０ＵＮ２）の両端に別の平滑用コン
デンサ１１Ｕ２を接続したユニットを作り、それを別の
基本ユニット７Ｕ２とする。基本ユニット７Ｕ１と基本
ユニット７Ｕ２とを並列に接続し、Ｕ相主回路７Ｕとす
る。本明細書における１並列の用語は並列要素が１個で
あることを意味する。ちなみに４並列・３並列・２並列
の順列のその次にくるのが１並列である。
【００１５】図３では１並列の変換モジュール（１０Ｕ
Ｐ・１０ＵＮ）の両端に平滑コンデンサ１１Ｕを接続し
たユニットを基本ユニットとする。その代わりに、多並
列の変換モジュールの両端に平滑コンデンサを接続した
ユニットを基本ユニットとしてもよい。この点について
は図５を用いて改めて説明する。本明細書における多並
列の用語は１並列を含まず、２並列を含む。図３では基
本ユニットを２並列（７Ｕ１・７Ｕ２）に接続し、Ｕ相
主回路７Ｕを構成する。この点は例示的であり、要は基
本ユニットを多並列に接続する形態のＵ相主回路７Ｕで
あればよい。以上の説明から分かるように、本発明にお
いては１並列・多並列のいずれかの変換モジュールの両
端に平滑コンデンサを接続したユニットを基本ユニット
とし、基本ユニットを各相毎に多並列に接続する。
Ｐ・１０ＵＮ）の両端に平滑コンデンサ１１Ｕを接続し
たユニットを基本ユニットとする。その代わりに、多並
列の変換モジュールの両端に平滑コンデンサを接続した
ユニットを基本ユニットとしてもよい。この点について
は図５を用いて改めて説明する。本明細書における多並
列の用語は１並列を含まず、２並列を含む。図３では基
本ユニットを２並列（７Ｕ１・７Ｕ２）に接続し、Ｕ相
主回路７Ｕを構成する。この点は例示的であり、要は基
本ユニットを多並列に接続する形態のＵ相主回路７Ｕで
あればよい。以上の説明から分かるように、本発明にお
いては１並列・多並列のいずれかの変換モジュールの両
端に平滑コンデンサを接続したユニットを基本ユニット
とし、基本ユニットを各相毎に多並列に接続する。
【００１６】図３におけるＵ相主回路７Ｕに属する平滑
コンデンサ１１Ｕ１・１１Ｕ２の数等について説明す
る。平滑コンデンサ１１Ｕ１・１１Ｕ２の数は基本ユニ
ット７Ｕ１・７Ｕ２の数に等しく、図３のそれは２個で
ある。３相の各相分を通算すると、２×３＝６の６個と
なる。平滑コンデンサ１１は直流電源２にまとめて１個
接続（直結）するのではなく、変換主回路１における各
基本ユニット単位に等分に分散して配置する。その一つ
一つの平滑コンデンサ１１Ｕ１・１１Ｕ２等は相対的に
低容量（図３のそれはまとめて１個の場合の平滑コンデ
ンサの容量に比して、たとえば１／６倍の容量）であっ
て、その充電電圧は変化し易く、またたとえば平滑コン
デンサ１１Ｕ１電圧は高く１１Ｕ２電圧は低い（その逆
もある）というような個別の変化を生じ得る。なお、直
流電源２に直結される適当容量の図外の平滑コンデンサ
を残しておき、残りの分の容量を６分割し、それらを基
本ユニット７Ｕ１・７Ｕ２等に付属する平滑コンデンサ
１１Ｕ１・１１Ｕ２等としても良い。
コンデンサ１１Ｕ１・１１Ｕ２の数等について説明す
る。平滑コンデンサ１１Ｕ１・１１Ｕ２の数は基本ユニ
ット７Ｕ１・７Ｕ２の数に等しく、図３のそれは２個で
ある。３相の各相分を通算すると、２×３＝６の６個と
なる。平滑コンデンサ１１は直流電源２にまとめて１個
接続（直結）するのではなく、変換主回路１における各
基本ユニット単位に等分に分散して配置する。その一つ
一つの平滑コンデンサ１１Ｕ１・１１Ｕ２等は相対的に
低容量（図３のそれはまとめて１個の場合の平滑コンデ
ンサの容量に比して、たとえば１／６倍の容量）であっ
て、その充電電圧は変化し易く、またたとえば平滑コン
デンサ１１Ｕ１電圧は高く１１Ｕ２電圧は低い（その逆
もある）というような個別の変化を生じ得る。なお、直
流電源２に直結される適当容量の図外の平滑コンデンサ
を残しておき、残りの分の容量を６分割し、それらを基
本ユニット７Ｕ１・７Ｕ２等に付属する平滑コンデンサ
１１Ｕ１・１１Ｕ２等としても良い。
【００１７】図３における１２ＵＰ・１２ＵＮはＰＷＭ
ゲート信号発生部１０１（１０１ＵＰはＵ相正側スイッ
チ１０ＵＰ用ゲート信号発生部、１０１ＵＮはＵ相負側
スイッチ１０ＵＮ用ゲート信号発生部）からのゲート信
号に応答して各スイッチ１０ＵＰ・１０ＵＮのゲート電
流を決めるゲート抵抗であり、ノイズの影響を防止する
ために該当基本ユニット７Ｕ１・７Ｕ２内の各スイッチ
１０ＵＰ・１０ＵＮ側寄りにに配置する。
ゲート信号発生部１０１（１０１ＵＰはＵ相正側スイッ
チ１０ＵＰ用ゲート信号発生部、１０１ＵＮはＵ相負側
スイッチ１０ＵＮ用ゲート信号発生部）からのゲート信
号に応答して各スイッチ１０ＵＰ・１０ＵＮのゲート電
流を決めるゲート抵抗であり、ノイズの影響を防止する
ために該当基本ユニット７Ｕ１・７Ｕ２内の各スイッチ
１０ＵＰ・１０ＵＮ側寄りにに配置する。
【００１８】図３における各基本ユニット７Ｕ１・７Ｕ
２の配線態様について説明する。直流端子２ＰＴ・２Ｎ
Ｔから交流端子３ＵＴに至るすべての配線に配線の長さ
に比例する配線浮遊インピーダンスが付随する。各変換
モジュール（１０ＵＰ・１０ＵＮ）はそうした配線の途
中に介在する。各変換モジュール（１０ＵＰ・１０Ｕ
Ｎ）の近くにそれぞれの平滑コンデンサ１１Ｕが配置さ
れ、その両者でそれぞれの基本ユニット７Ｕ１・７Ｕ２
を構成する。本発明における配線浮遊インピーダンスの
配分は次のようなものである。直流端子２ＰＴ・２ＮＴ
と平滑コンデンサ１１Ｕないしは基本ユニット７Ｕ１・
７Ｕ２との間の配線浮遊インピーダンス１３Ｕは大き
く、基本ユニット７Ｕ１・７Ｕ２内の平滑コンデンサ１
１Ｕ・変換モジュール（１０ＵＰ・１０ＵＮ）間の配線
浮遊インピーダンス１４Ｕは小さく、変換モジュール
（１０ＵＰ・１０ＵＮ）と交流端子３ＵＴとの間の配線
浮遊インピーダンス１５Ｕは大きい。
２の配線態様について説明する。直流端子２ＰＴ・２Ｎ
Ｔから交流端子３ＵＴに至るすべての配線に配線の長さ
に比例する配線浮遊インピーダンスが付随する。各変換
モジュール（１０ＵＰ・１０ＵＮ）はそうした配線の途
中に介在する。各変換モジュール（１０ＵＰ・１０Ｕ
Ｎ）の近くにそれぞれの平滑コンデンサ１１Ｕが配置さ
れ、その両者でそれぞれの基本ユニット７Ｕ１・７Ｕ２
を構成する。本発明における配線浮遊インピーダンスの
配分は次のようなものである。直流端子２ＰＴ・２ＮＴ
と平滑コンデンサ１１Ｕないしは基本ユニット７Ｕ１・
７Ｕ２との間の配線浮遊インピーダンス１３Ｕは大き
く、基本ユニット７Ｕ１・７Ｕ２内の平滑コンデンサ１
１Ｕ・変換モジュール（１０ＵＰ・１０ＵＮ）間の配線
浮遊インピーダンス１４Ｕは小さく、変換モジュール
（１０ＵＰ・１０ＵＮ）と交流端子３ＵＴとの間の配線
浮遊インピーダンス１５Ｕは大きい。
【００１９】これらの各配線浮遊インピーダンス１３Ｕ
・１４Ｕ・１５Ｕはそこに形成される基本ユニット７Ｕ
１・７Ｕ２に固有のものである。各基本ユニット７Ｕ１
・７Ｕ２は直流端子２ＰＴ・２ＮＴおよび交流端子３Ｕ
Ｔに至るに固有の配線を持ち、それに付随する固有の配
線浮遊インピーダンス１３Ｕ・１４Ｕ・１５Ｕを持つ。
それらの配線浮遊インピーダンス１３Ｕ・１４Ｕ・１５
Ｕは他の基本ユニットのそれと共用のものであってはな
らない。ちなみに、配線浮遊インピーダンス１３ＵＰ１
は基本ユニット７Ｕ１に固有のものであり、別の基本ユ
ニット７Ｕ２の配線浮遊インピーダンスとしては作用し
ない。配線浮遊インピーダンス１３Ｕの出力端を平滑コ
ンデンサ１１Ｕ・スイッチ素子１０Ｕのいずれに接続し
ても構わないが、図３では前者の平滑コンデンサ１１Ｕ
側に接続する。その方がスイッチ素子１０Ｕのターンオ
フ時に、配線浮遊インピーダンス１３Ｕに蓄積されてい
る電磁エネルギを平滑コンデンサ１１Ｕへ吸収するとい
う動作がよりスムーズに進行し、スイッチ素子１０Ｕの
電流遮断能力上の負担が軽くなるためである。
・１４Ｕ・１５Ｕはそこに形成される基本ユニット７Ｕ
１・７Ｕ２に固有のものである。各基本ユニット７Ｕ１
・７Ｕ２は直流端子２ＰＴ・２ＮＴおよび交流端子３Ｕ
Ｔに至るに固有の配線を持ち、それに付随する固有の配
線浮遊インピーダンス１３Ｕ・１４Ｕ・１５Ｕを持つ。
それらの配線浮遊インピーダンス１３Ｕ・１４Ｕ・１５
Ｕは他の基本ユニットのそれと共用のものであってはな
らない。ちなみに、配線浮遊インピーダンス１３ＵＰ１
は基本ユニット７Ｕ１に固有のものであり、別の基本ユ
ニット７Ｕ２の配線浮遊インピーダンスとしては作用し
ない。配線浮遊インピーダンス１３Ｕの出力端を平滑コ
ンデンサ１１Ｕ・スイッチ素子１０Ｕのいずれに接続し
ても構わないが、図３では前者の平滑コンデンサ１１Ｕ
側に接続する。その方がスイッチ素子１０Ｕのターンオ
フ時に、配線浮遊インピーダンス１３Ｕに蓄積されてい
る電磁エネルギを平滑コンデンサ１１Ｕへ吸収するとい
う動作がよりスムーズに進行し、スイッチ素子１０Ｕの
電流遮断能力上の負担が軽くなるためである。
【００２０】以上の各配線浮遊インピーダンス１３Ｕ・
１４Ｕ・１５Ｕ相互間の等号関係および不等号関係は次
のようなものとなる。 １３ＵＰ１≒１３ＵＰ２ １３ＵＮ１≒１３ＵＮ２ １３ＵＰ１≒１３ＵＮ１ １３ＵＰ２≒１３ＵＮ２ １４ＵＰ１≒１４ＵＰ２ １４ＵＮ１≒１４ＵＮ２ １４ＵＰ１≒１４ＵＮ１ １４ＵＰ２≒１４ＵＮ２ １５Ｕ１ ≒ １５Ｕ２ １３ＵＰ１＞１４ＵＰ１ １３ＵＰ２＞１４ＵＰ２ １３ＵＮ１＞１４ＵＮ１ １３ＵＮ２＞１４ＵＮ２ １５Ｕ１ ＞１４ＵＰ１ １５Ｕ１ ＞１４ＵＮ１ １５Ｕ２ ＞１４ＵＰ２ １５Ｕ２ ＞１４ＵＮ２ 以上の各配線浮遊インピーダンスは、自配線の自己イン
ダクタンスおよび他配線との関係で現れる相互インダク
タンスを含む。また１３Ｕは２ｍＨ程度、１４Ｕは５０
〜１００ｎＨ程度、１５Ｕは？？ｍＨ程度である。これ
らの数値はそのインダクタンス成分のみを表す実用上の
例示である。
１４Ｕ・１５Ｕ相互間の等号関係および不等号関係は次
のようなものとなる。 １３ＵＰ１≒１３ＵＰ２ １３ＵＮ１≒１３ＵＮ２ １３ＵＰ１≒１３ＵＮ１ １３ＵＰ２≒１３ＵＮ２ １４ＵＰ１≒１４ＵＰ２ １４ＵＮ１≒１４ＵＮ２ １４ＵＰ１≒１４ＵＮ１ １４ＵＰ２≒１４ＵＮ２ １５Ｕ１ ≒ １５Ｕ２ １３ＵＰ１＞１４ＵＰ１ １３ＵＰ２＞１４ＵＰ２ １３ＵＮ１＞１４ＵＮ１ １３ＵＮ２＞１４ＵＮ２ １５Ｕ１ ＞１４ＵＰ１ １５Ｕ１ ＞１４ＵＮ１ １５Ｕ２ ＞１４ＵＰ２ １５Ｕ２ ＞１４ＵＮ２ 以上の各配線浮遊インピーダンスは、自配線の自己イン
ダクタンスおよび他配線との関係で現れる相互インダク
タンスを含む。また１３Ｕは２ｍＨ程度、１４Ｕは５０
〜１００ｎＨ程度、１５Ｕは？？ｍＨ程度である。これ
らの数値はそのインダクタンス成分のみを表す実用上の
例示である。
【００２１】図４にスイッチ素子１０ＵＰ１・１０ＵＰ
２に流れるオン・オフ時を含めた電流等のチャートを示
す。図４（Ａ）はスイッチ素子１０ＵＰ１・１０ＵＰ２
に供給されるＵＰゲート信号である。Ｕ相正極側用のＵ
Ｐゲート信号は同じでも、それを受けるスイッチ素子
（ＩＧＢＴ）１０ＵＰ１・１０ＵＰ２のゲート感度電圧
ＶG1・ＶG2にバラツキ（ここではＶG1＜ＶG2とする）が
あると、スイッチ素子１０ＵＰ１・１０ＵＰ２のオン・
オフタイミングに図４（Ｂ）・（Ｃ）のような不一致を
生ずる。一方のスイッチ素子１０ＵＰ１電流は、図４
（Ｄ）のようになり、ｔ１で上昇を始め、ｔ４で減少を
始める。もう一方のスイッチ素子１０ＵＰ２電流は、図
４（Ｅ）のようになり、ｔ２で上昇を始め、ｔ３で減少
を始める。時間の経過はｔ１＜ｔ２＜ｔ３＜ｔ４であ
る。
２に流れるオン・オフ時を含めた電流等のチャートを示
す。図４（Ａ）はスイッチ素子１０ＵＰ１・１０ＵＰ２
に供給されるＵＰゲート信号である。Ｕ相正極側用のＵ
Ｐゲート信号は同じでも、それを受けるスイッチ素子
（ＩＧＢＴ）１０ＵＰ１・１０ＵＰ２のゲート感度電圧
ＶG1・ＶG2にバラツキ（ここではＶG1＜ＶG2とする）が
あると、スイッチ素子１０ＵＰ１・１０ＵＰ２のオン・
オフタイミングに図４（Ｂ）・（Ｃ）のような不一致を
生ずる。一方のスイッチ素子１０ＵＰ１電流は、図４
（Ｄ）のようになり、ｔ１で上昇を始め、ｔ４で減少を
始める。もう一方のスイッチ素子１０ＵＰ２電流は、図
４（Ｅ）のようになり、ｔ２で上昇を始め、ｔ３で減少
を始める。時間の経過はｔ１＜ｔ２＜ｔ３＜ｔ４であ
る。
【００２２】図４のターンオン時の動作について説明す
る。早いタイミングｔ１で基本ユニット７Ｕ１に属する
スイッチ素子１０ＵＰ１電流がまず立ち上がる。この電
流は基本ユニット７Ｕ１に属する平滑コンデンサ１１Ｕ
１から小さな配線浮遊インピーダンス１４ＵＰ１を介し
てスイッチ素子１０ＵＰ１に供給される放電電流である
ので、その１１Ｕ１電圧が図４（Ｆ）のように一時的に
低下し、電圧凹部Ｆ１を形成する。この影響でスイッチ
１０ＵＰ１電流の上昇率は低下する。一方、平滑コンデ
ンサ１１Ｕ１電圧が低下すると、直流電源２電圧との差
分が大きな配線浮遊インピーダンス１３ＵＰ１に印加す
るようになり、直流電源２より配線浮遊インピーダンス
１３ＵＰ１を介して電流が供給され始める。その影響で
平滑コンデンサ１１Ｕ１電圧上の電圧凹部Ｆ１は解消す
る。一方、この間に別の基本ユニット７Ｕ２に属するス
イッチ素子ッ１０ＵＰ２がオンとなるタイミングｔ２を
迎える。基本ユニット７Ｕ２の動作経過も基本ユニット
７Ｕ１のそれとほぼ同様であり、基本ユニット７Ｕ２に
属する平滑コンデンサ１１Ｕ２電圧上に図４（Ｇ）に示
す電圧凹部Ｇ１を形成する。
る。早いタイミングｔ１で基本ユニット７Ｕ１に属する
スイッチ素子１０ＵＰ１電流がまず立ち上がる。この電
流は基本ユニット７Ｕ１に属する平滑コンデンサ１１Ｕ
１から小さな配線浮遊インピーダンス１４ＵＰ１を介し
てスイッチ素子１０ＵＰ１に供給される放電電流である
ので、その１１Ｕ１電圧が図４（Ｆ）のように一時的に
低下し、電圧凹部Ｆ１を形成する。この影響でスイッチ
１０ＵＰ１電流の上昇率は低下する。一方、平滑コンデ
ンサ１１Ｕ１電圧が低下すると、直流電源２電圧との差
分が大きな配線浮遊インピーダンス１３ＵＰ１に印加す
るようになり、直流電源２より配線浮遊インピーダンス
１３ＵＰ１を介して電流が供給され始める。その影響で
平滑コンデンサ１１Ｕ１電圧上の電圧凹部Ｆ１は解消す
る。一方、この間に別の基本ユニット７Ｕ２に属するス
イッチ素子ッ１０ＵＰ２がオンとなるタイミングｔ２を
迎える。基本ユニット７Ｕ２の動作経過も基本ユニット
７Ｕ１のそれとほぼ同様であり、基本ユニット７Ｕ２に
属する平滑コンデンサ１１Ｕ２電圧上に図４（Ｇ）に示
す電圧凹部Ｇ１を形成する。
【００２３】図４における電圧凹部Ｆ１・電圧凹部Ｇ１
について考える。平滑コンデンサ１１Ｕ１と平滑コンデ
ンサ１１Ｕ２との間には大きな配線浮遊インピーダンス
１３ＵＰ１・１３ＵＰ２が介在する。このため、１１Ｕ
１電圧と１１Ｕ２電圧とは連動しない非連動形の仕組み
になっている。前者に電圧凹部Ｆ１が生じてもそれは後
者には反映しない。遅いタイミングｔ２でターンオンす
るスイッチ素子１０ＵＰ２には平滑コンデンサ１１Ｕ２
電圧が印加するが、１１Ｕ２電圧上に仮に電圧凹部Ｆ１
と連動する同様タイミングの電圧凹部があると、それは
１０ＵＰ２電流の立上がりを鈍らせるような作用する。
このように遅いタイミングｔ２で発現する１０ＵＰ２電
流の立上がりを鈍らせると、１０ＵＰ１電流・１０ＵＰ
１電流のオン時の乖離は拡大する。本発明の前記非連動
形の仕組みはこの乖離を緩和し、１０ＵＰ１電流・１０
ＵＰ１電流をバランスさせるように作用する。
について考える。平滑コンデンサ１１Ｕ１と平滑コンデ
ンサ１１Ｕ２との間には大きな配線浮遊インピーダンス
１３ＵＰ１・１３ＵＰ２が介在する。このため、１１Ｕ
１電圧と１１Ｕ２電圧とは連動しない非連動形の仕組み
になっている。前者に電圧凹部Ｆ１が生じてもそれは後
者には反映しない。遅いタイミングｔ２でターンオンす
るスイッチ素子１０ＵＰ２には平滑コンデンサ１１Ｕ２
電圧が印加するが、１１Ｕ２電圧上に仮に電圧凹部Ｆ１
と連動する同様タイミングの電圧凹部があると、それは
１０ＵＰ２電流の立上がりを鈍らせるような作用する。
このように遅いタイミングｔ２で発現する１０ＵＰ２電
流の立上がりを鈍らせると、１０ＵＰ１電流・１０ＵＰ
１電流のオン時の乖離は拡大する。本発明の前記非連動
形の仕組みはこの乖離を緩和し、１０ＵＰ１電流・１０
ＵＰ１電流をバランスさせるように作用する。
【００２４】図４の定常時の動作について説明する。タ
ーンオン後における定常時の１０ＵＰ１電流のレベルは
Ｉ１２であり、１０ＵＰ１電流のレベルはＩ２２であ
る。スイッチ素子１０ＵＰ１・１０ＵＰ２のオン電圧の
差分は定常電流Ｉ１２・Ｉ２２のアンバランス要因とな
るが、これらの電流は配線浮遊インピーダンス１３ＵＰ
１・１４ＵＰ１・１５Ｕ１または１３ＵＰ２・１４ＵＰ
２・１５Ｕ２を介して供給されるため、これらの配線浮
遊インピーダンスの特に抵抗成分を均等させるように配
線することにより、定常時電流Ｉ１２・Ｉ２２をほぼバ
ランスさせることができる。ここで、１１Ｕ１電圧と１
１Ｕ２電圧とを連動させない非連動形の仕組みについて
再び考える。仮に、平滑コンデンサ１１Ｕ１・１１Ｕ２
が完全並列の関係にあるのであれば、配線浮遊インピー
ダンス１３ＵＰ１・１３ＵＰ２は添字の１または２で区
別する固有の属性を失うため、定常電流Ｉ１２・Ｉ２２
配分とは無関係となる。したがって、配線浮遊インピー
ダンス１３ＵＰ１・１３ＵＰ２を電流アンバランスの緩
和に有用できなくなる。
ーンオン後における定常時の１０ＵＰ１電流のレベルは
Ｉ１２であり、１０ＵＰ１電流のレベルはＩ２２であ
る。スイッチ素子１０ＵＰ１・１０ＵＰ２のオン電圧の
差分は定常電流Ｉ１２・Ｉ２２のアンバランス要因とな
るが、これらの電流は配線浮遊インピーダンス１３ＵＰ
１・１４ＵＰ１・１５Ｕ１または１３ＵＰ２・１４ＵＰ
２・１５Ｕ２を介して供給されるため、これらの配線浮
遊インピーダンスの特に抵抗成分を均等させるように配
線することにより、定常時電流Ｉ１２・Ｉ２２をほぼバ
ランスさせることができる。ここで、１１Ｕ１電圧と１
１Ｕ２電圧とを連動させない非連動形の仕組みについて
再び考える。仮に、平滑コンデンサ１１Ｕ１・１１Ｕ２
が完全並列の関係にあるのであれば、配線浮遊インピー
ダンス１３ＵＰ１・１３ＵＰ２は添字の１または２で区
別する固有の属性を失うため、定常電流Ｉ１２・Ｉ２２
配分とは無関係となる。したがって、配線浮遊インピー
ダンス１３ＵＰ１・１３ＵＰ２を電流アンバランスの緩
和に有用できなくなる。
【００２５】図４のターンオフ時の動作について説明す
る。一方のスイッチ素子１０ＵＰ２は早いタイミングｔ
３でターンオフを開始し、そこから１０ＵＰ２電流の減
少が始まる。もう一方のスイッチ素子１０ＵＰ１は遅い
タイミングｔ４でターンオフを開始し、そこから１０Ｕ
Ｐ１電流の減少が始まる。ここで、ｔ３〜ｔ４期間にお
ける１０ＵＰ２電流の減少分（ロ）がまだオン状態にあ
る１０ＵＰ１電流の増加分（ハ）に転化しないかどうか
が問題となる。Ｕ相の交流端子３ＵＴに流れ込む出力電
流は１０ＵＰ１と１０ＵＰ２の和であり、それは急には
変わらない。図４（Ｄ）の増加分（ハ）は減少分（ロ）
に見合うように便宜的に書き足したものであるが、この
ような電流足し増しの可能性があると、１０ＵＰ１電流
ないしは１０ＵＰ２電流を、足し増し分を予め見込んだ
低い定格レベルに設定する必要が生じ、大容量化の妨げ
となる。ところが、本発明の場合は基本ユニット７Ｕ２
に固有の大きな配線浮遊インピーダンス１５Ｕ２の作用
で、Ｔ１０ＵＰ１電流の急増が抑制される。ｔ３〜ｔ４
期間には配線浮遊インピーダンス１５Ｕ２、特にそのイ
ンダクタンス成分の影響で、その両端に１０ＵＰ２電流
の減少を妨げる極性の電圧が誘起する。この極性の配線
浮遊インピーダンス１５Ｕ２電圧は変換モジュール（１
０ＵＰ２・１０ＵＮ２）の接続中点の電位を下げるよう
に作用し、変換モジュール（１０ＵＰ１・１０ＵＮ１）
の接続中点の電位を上げるように作用する。前者の作用
はスイッチ素子１０ＵＮ２（フライホイールダイオード
が付属する逆導通特性の素子）に逆導通電流を形成させ
る作用であり、後者の作用はスイッチ素子１０ＵＰ１の
電流増加を抑制する作用である。このため、１０ＵＰ２
電流の減少分（ロ）のほとんどはスイッチ素子１０ＵＮ
２の逆導通電流に転化し、１０ＵＰ１電流に足される
（ハ）のような増加分はほとんどなくなる。
る。一方のスイッチ素子１０ＵＰ２は早いタイミングｔ
３でターンオフを開始し、そこから１０ＵＰ２電流の減
少が始まる。もう一方のスイッチ素子１０ＵＰ１は遅い
タイミングｔ４でターンオフを開始し、そこから１０Ｕ
Ｐ１電流の減少が始まる。ここで、ｔ３〜ｔ４期間にお
ける１０ＵＰ２電流の減少分（ロ）がまだオン状態にあ
る１０ＵＰ１電流の増加分（ハ）に転化しないかどうか
が問題となる。Ｕ相の交流端子３ＵＴに流れ込む出力電
流は１０ＵＰ１と１０ＵＰ２の和であり、それは急には
変わらない。図４（Ｄ）の増加分（ハ）は減少分（ロ）
に見合うように便宜的に書き足したものであるが、この
ような電流足し増しの可能性があると、１０ＵＰ１電流
ないしは１０ＵＰ２電流を、足し増し分を予め見込んだ
低い定格レベルに設定する必要が生じ、大容量化の妨げ
となる。ところが、本発明の場合は基本ユニット７Ｕ２
に固有の大きな配線浮遊インピーダンス１５Ｕ２の作用
で、Ｔ１０ＵＰ１電流の急増が抑制される。ｔ３〜ｔ４
期間には配線浮遊インピーダンス１５Ｕ２、特にそのイ
ンダクタンス成分の影響で、その両端に１０ＵＰ２電流
の減少を妨げる極性の電圧が誘起する。この極性の配線
浮遊インピーダンス１５Ｕ２電圧は変換モジュール（１
０ＵＰ２・１０ＵＮ２）の接続中点の電位を下げるよう
に作用し、変換モジュール（１０ＵＰ１・１０ＵＮ１）
の接続中点の電位を上げるように作用する。前者の作用
はスイッチ素子１０ＵＮ２（フライホイールダイオード
が付属する逆導通特性の素子）に逆導通電流を形成させ
る作用であり、後者の作用はスイッチ素子１０ＵＰ１の
電流増加を抑制する作用である。このため、１０ＵＰ２
電流の減少分（ロ）のほとんどはスイッチ素子１０ＵＮ
２の逆導通電流に転化し、１０ＵＰ１電流に足される
（ハ）のような増加分はほとんどなくなる。
【００２６】図４のターンオフ時の動作について補足し
て説明する。スイッチ素子１４ＵＰのターンオフ時には
それと直列の関係にある配線浮遊インピーダンス１３Ｕ
Ｐ・１４ＵＰ（特にそれらのインダクタンス成分）に蓄
積されている電磁エネルギがどこかに吸収される。大き
な配線浮遊インピーダンス１３ＵＰに蓄積されている大
きな電磁エネルギは平滑コンデンサ１１Ｕへ吸収され
る。小さな配線浮遊インピーダンス１４ＵＰに蓄積され
ている小さな電磁エネルギはスイッチ素子１４ＵＰない
しはそれに付加される図外のスナバ回路に吸収される。
後者はスイッチ素子１４ＵＰの電流遮断能力上の負担と
なる。前記のごとく、電流バランスの是正に配線浮遊イ
ンピーダンス１３ＵＰ・１４ＵＰの両方が関与する。し
かし、電流遮断能力上の負担となるのはそのうちの後者
の分だけであり、前者に蓄積されている大きな電磁エネ
ルギを吸収する負担は免除される。
て説明する。スイッチ素子１４ＵＰのターンオフ時には
それと直列の関係にある配線浮遊インピーダンス１３Ｕ
Ｐ・１４ＵＰ（特にそれらのインダクタンス成分）に蓄
積されている電磁エネルギがどこかに吸収される。大き
な配線浮遊インピーダンス１３ＵＰに蓄積されている大
きな電磁エネルギは平滑コンデンサ１１Ｕへ吸収され
る。小さな配線浮遊インピーダンス１４ＵＰに蓄積され
ている小さな電磁エネルギはスイッチ素子１４ＵＰない
しはそれに付加される図外のスナバ回路に吸収される。
後者はスイッチ素子１４ＵＰの電流遮断能力上の負担と
なる。前記のごとく、電流バランスの是正に配線浮遊イ
ンピーダンス１３ＵＰ・１４ＵＰの両方が関与する。し
かし、電流遮断能力上の負担となるのはそのうちの後者
の分だけであり、前者に蓄積されている大きな電磁エネ
ルギを吸収する負担は免除される。
【００２７】図４の電圧凸部Ｆ２・Ｇ２について説明す
る。スイッチ素子１０ＵＰ２がｔ３でターンオフを開始
すると、大きな配線浮遊インピーダンス１３ＵＰ２に蓄
積されている大きな電磁エネルギが平滑コンデンサ１１
Ｕ２に流れ込み、１１Ｕ２電圧に電圧凸部Ｇ２を形成す
る。本発明は１１Ｕ２電圧上の電圧凸部Ｇ２の影響が別
の平滑用コンデンサ１１Ｕ１側の１１Ｕ１電圧に反映し
ない非連動形の仕組みとなっている。仮に、１１Ｕ１電
圧上に電圧凸部Ｇ２に対応する電圧凸部が形成される
と、始点をｔ３とする該電圧凸部の影響で、まだオン状
態にあるスイッチ素子１０ＵＰ１の１０ＵＰ１電流が増
加するという弊害を招く。本発明による非連動形の仕組
みはかかる増加を抑制して電流をバランスさせるように
作用する。電圧凸部Ｆ２はスイッチ素子１０ＵＰ１のタ
ーンオフにともなって平滑コンデンサ１１Ｕ１の１１Ｕ
１電圧上に形成される局部上昇であり、その始点はｔ４
となる。
る。スイッチ素子１０ＵＰ２がｔ３でターンオフを開始
すると、大きな配線浮遊インピーダンス１３ＵＰ２に蓄
積されている大きな電磁エネルギが平滑コンデンサ１１
Ｕ２に流れ込み、１１Ｕ２電圧に電圧凸部Ｇ２を形成す
る。本発明は１１Ｕ２電圧上の電圧凸部Ｇ２の影響が別
の平滑用コンデンサ１１Ｕ１側の１１Ｕ１電圧に反映し
ない非連動形の仕組みとなっている。仮に、１１Ｕ１電
圧上に電圧凸部Ｇ２に対応する電圧凸部が形成される
と、始点をｔ３とする該電圧凸部の影響で、まだオン状
態にあるスイッチ素子１０ＵＰ１の１０ＵＰ１電流が増
加するという弊害を招く。本発明による非連動形の仕組
みはかかる増加を抑制して電流をバランスさせるように
作用する。電圧凸部Ｆ２はスイッチ素子１０ＵＰ１のタ
ーンオフにともなって平滑コンデンサ１１Ｕ１の１１Ｕ
１電圧上に形成される局部上昇であり、その始点はｔ４
となる。
【００２８】図５を利用して本発明の他の実施形態につ
いて説明する。この図５に前記図１〜３中の部品符号を
なるべくそのまま転用し、重複する説明の一部を適宜に
割愛する。この点は後の図６以下の説明においてもほぼ
同様である。図５の回路においては同様な構成の一対の
基本ユニット２０Ｕ１・２０Ｕ２を用い、それらを２並
列接続したものをＵ相主回路７Ｕとする。以下、基本ユ
ニット２０Ｕ１を例にとって説明する。基本ユニット２
０Ｕ１は変換モジュール（１０ＵＰ１・１０ＵＮ１）と
変換モジュール（１０ＵＰ２・１０ＵＮ２）とを多並列
（２並列）に接続し、それらの両端に平滑コンデンサ１
１Ｕ１を接続したものである。前記図３では１並列の変
換モジュール（１０ＵＰ・１０ＵＮ）に対して平滑コン
デンサ１１Ｕを接続したが、図５はその１並列の点を多
並列に変更したものである。図５における多並列は２並
列であるが、その点をさらに改めてたとえば３並列とす
ることも可能である。
いて説明する。この図５に前記図１〜３中の部品符号を
なるべくそのまま転用し、重複する説明の一部を適宜に
割愛する。この点は後の図６以下の説明においてもほぼ
同様である。図５の回路においては同様な構成の一対の
基本ユニット２０Ｕ１・２０Ｕ２を用い、それらを２並
列接続したものをＵ相主回路７Ｕとする。以下、基本ユ
ニット２０Ｕ１を例にとって説明する。基本ユニット２
０Ｕ１は変換モジュール（１０ＵＰ１・１０ＵＮ１）と
変換モジュール（１０ＵＰ２・１０ＵＮ２）とを多並列
（２並列）に接続し、それらの両端に平滑コンデンサ１
１Ｕ１を接続したものである。前記図３では１並列の変
換モジュール（１０ＵＰ・１０ＵＮ）に対して平滑コン
デンサ１１Ｕを接続したが、図５はその１並列の点を多
並列に変更したものである。図５における多並列は２並
列であるが、その点をさらに改めてたとえば３並列とす
ることも可能である。
【００２９】図５の抵抗２１Ｕ（２１ＵＰ１・２１ＵＮ
１・２１ＵＰ２・２１ＵＮ２）について説明する。ここ
では、２１ＵＰ１を例にとって説明するが、残りの２１
ＵＮ１・２１ＵＰ２・２１ＵＮ２も同様である。抵抗２
１ＵＰ１はゲート感度補正抵抗である。ゲート感度補正
抵抗２１ＵＰ１の役割は多並列を組むスイッチ素子１０
ＵＰ１・１０ＵＰ２間のゲート感度電圧上のバラツキの
補正である。ゲート感度補正抵抗２１ＵＰ１はスイッチ
素子１０ＵＰ１・１０ＵＰ２のゲート端子相互間に接続
される。ゲート抵抗１２ＵＰ１・１２ＵＰ２との関連で
はその出力側に接続される。ゲート感度補正抵抗２１Ｕ
Ｐ１はゲート抵抗１２ＵＰ１・１２ＵＰ２よりも抵抗値
が小さい抵抗である。以下の説明においては、スイッチ
素子１０ＵＰ１のゲート感度電圧がスイッチ素子１０Ｕ
Ｐ２のそれよりも高いものとする。スイッチ素子１０Ｕ
Ｐ１はゲート感度電圧が高いため先にターンオフを開始
する。これにともない、スイッチ素子１０ＵＰ１のゲー
ト端子電圧が低下する。この影響は抵抗値の低いゲート
感度補正抵抗２１ＵＰ１を介して繋がるスイッチ素子１
０ＵＰ２のゲート端子へも及び、該ゲート端子電圧も低
下する。このため、ゲート感度電圧が低いスイッチ素子
１０ＵＰ２もそのゲート感度電圧以下のレベルとなり、
速やかにターンオフを開始する。以上の結果、ターンオ
フタイミング上のアンバランスが緩和され、そのアンバ
ランスに起因する電流偏りも僅少となる。同一基本ユニ
ット２０Ｕ１内で２並列の関係をとるスイッチ素子１０
ＵＰ１・１０ＵＰ２相互のオン電圧バラツキについて
は、配線浮遊インピーダンス１３ＵＰ等によるアンバラ
ンス緩和の作用は効かないが、前記のようにしてゲート
感度電圧上のバラツキは補正できる。このため、オン電
圧特性だけを揃えるスイッチ素子選別でこと足りるの
で、実施が容易となる。
１・２１ＵＰ２・２１ＵＮ２）について説明する。ここ
では、２１ＵＰ１を例にとって説明するが、残りの２１
ＵＮ１・２１ＵＰ２・２１ＵＮ２も同様である。抵抗２
１ＵＰ１はゲート感度補正抵抗である。ゲート感度補正
抵抗２１ＵＰ１の役割は多並列を組むスイッチ素子１０
ＵＰ１・１０ＵＰ２間のゲート感度電圧上のバラツキの
補正である。ゲート感度補正抵抗２１ＵＰ１はスイッチ
素子１０ＵＰ１・１０ＵＰ２のゲート端子相互間に接続
される。ゲート抵抗１２ＵＰ１・１２ＵＰ２との関連で
はその出力側に接続される。ゲート感度補正抵抗２１Ｕ
Ｐ１はゲート抵抗１２ＵＰ１・１２ＵＰ２よりも抵抗値
が小さい抵抗である。以下の説明においては、スイッチ
素子１０ＵＰ１のゲート感度電圧がスイッチ素子１０Ｕ
Ｐ２のそれよりも高いものとする。スイッチ素子１０Ｕ
Ｐ１はゲート感度電圧が高いため先にターンオフを開始
する。これにともない、スイッチ素子１０ＵＰ１のゲー
ト端子電圧が低下する。この影響は抵抗値の低いゲート
感度補正抵抗２１ＵＰ１を介して繋がるスイッチ素子１
０ＵＰ２のゲート端子へも及び、該ゲート端子電圧も低
下する。このため、ゲート感度電圧が低いスイッチ素子
１０ＵＰ２もそのゲート感度電圧以下のレベルとなり、
速やかにターンオフを開始する。以上の結果、ターンオ
フタイミング上のアンバランスが緩和され、そのアンバ
ランスに起因する電流偏りも僅少となる。同一基本ユニ
ット２０Ｕ１内で２並列の関係をとるスイッチ素子１０
ＵＰ１・１０ＵＰ２相互のオン電圧バラツキについて
は、配線浮遊インピーダンス１３ＵＰ等によるアンバラ
ンス緩和の作用は効かないが、前記のようにしてゲート
感度電圧上のバラツキは補正できる。このため、オン電
圧特性だけを揃えるスイッチ素子選別でこと足りるの
で、実施が容易となる。
【００３０】図５回路の特長は基本ユニット２０Ｕ内部
でも多並列化を図り、それを基本ユニット２０Ｕ相互間
の多並列化に合算することである。このため、より大規
模な多並列化に好適である。図５はスイッチ素子１０Ｕ
Ｐ１・１０ＵＰ２を含む２並列変換モジュールの構造で
あるが、それにもう一個を足して３並列変換モジュール
形の構造とすることも可能である。その場合はゲート感
度補正抵抗２１ＵＰ１同様のものを都合３個用意し、そ
れらを３個のゲート端子相互間にスター形にあるいはデ
ルタ形に結線する。
でも多並列化を図り、それを基本ユニット２０Ｕ相互間
の多並列化に合算することである。このため、より大規
模な多並列化に好適である。図５はスイッチ素子１０Ｕ
Ｐ１・１０ＵＰ２を含む２並列変換モジュールの構造で
あるが、それにもう一個を足して３並列変換モジュール
形の構造とすることも可能である。その場合はゲート感
度補正抵抗２１ＵＰ１同様のものを都合３個用意し、そ
れらを３個のゲート端子相互間にスター形にあるいはデ
ルタ形に結線する。
【００３１】図６は同様な基本ユニット７Ｕ１・７Ｕ２
・７Ｕ３を３並列に接続する３並列基本ユニット構造と
したものでる。各基本ユニット７Ｕ１・７Ｕ２・７Ｕ３
のそれぞれに平滑コンデンサ１１Ｕ１・１１Ｕ２・１１
Ｕ３が付属し、それら全体でＵ相主回路７Ｕを形成す
る。３相全体の平滑コンデンサ１１の数は３×３とな
り、９個となる。各基本ユニット７Ｕ１・７Ｕ２・７Ｕ
３内部の変換モジュール（１０ＵＰ・１０ＹＮ）は１並
列構成である。前記図３は２並列形の基本ユニット７Ｕ
１・７Ｕ２構造である。図６はそれにもう１個の基本ユ
ニット７Ｕ３を足し増した３並列構造とすることによ
り、大容量化の規模拡大を図ったものである。
・７Ｕ３を３並列に接続する３並列基本ユニット構造と
したものでる。各基本ユニット７Ｕ１・７Ｕ２・７Ｕ３
のそれぞれに平滑コンデンサ１１Ｕ１・１１Ｕ２・１１
Ｕ３が付属し、それら全体でＵ相主回路７Ｕを形成す
る。３相全体の平滑コンデンサ１１の数は３×３とな
り、９個となる。各基本ユニット７Ｕ１・７Ｕ２・７Ｕ
３内部の変換モジュール（１０ＵＰ・１０ＹＮ）は１並
列構成である。前記図３は２並列形の基本ユニット７Ｕ
１・７Ｕ２構造である。図６はそれにもう１個の基本ユ
ニット７Ｕ３を足し増した３並列構造とすることによ
り、大容量化の規模拡大を図ったものである。
【００３２】図７〜図９を用いて本発明を３レベル形の
半導体電力変換装置に適用する実施形態について説明す
る。８は自己消弧形半導体スイッチ素子１０としてＩＧ
ＢＴを用いた３レベル形の中性点クランプ形の変換主回
路であり、Ｕ相・Ｖ相・Ｗ相の各主回路８Ｕ・８Ｖ・８
Ｗを含む。各主回路８Ｕ・８Ｖ・８Ｗは中性点クランプ
形の変換モジュールを主体とするが、図７のそれはシン
ボル的表示であり、実際の内部構成は図９のようなもの
である。２Ｐは正側直流電源、２Ｎは負側直流電源、３
は負荷となる三相誘導電動機である。
半導体電力変換装置に適用する実施形態について説明す
る。８は自己消弧形半導体スイッチ素子１０としてＩＧ
ＢＴを用いた３レベル形の中性点クランプ形の変換主回
路であり、Ｕ相・Ｖ相・Ｗ相の各主回路８Ｕ・８Ｖ・８
Ｗを含む。各主回路８Ｕ・８Ｖ・８Ｗは中性点クランプ
形の変換モジュールを主体とするが、図７のそれはシン
ボル的表示であり、実際の内部構成は図９のようなもの
である。２Ｐは正側直流電源、２Ｎは負側直流電源、３
は負荷となる三相誘導電動機である。
【００３３】図８（ａ）〜（ｃ）は各主回路８Ｕ・８Ｖ
・８Ｗのスイッチング動作ないしはインバータ動作等を
概念的に表示する説明図である。たとえば主回路８Ｕに
属する各スイッチ素子（ＩＧＢＴ）Ｐ・ＰＣ・ＮＣ・Ｎ
を図８（ａ）の黒点（オン）および白点（オフ）で示す
パターン推移にて制御する。図８（ｂ）に示すように、
ＰおよびＰＣがオン状態であると出力はＰ側電位（＋６
００Ｖ）となり、ＰＣおよびＮＣがオン状態であるとＣ
側電位（０Ｖ）となり、ＮＣおよびＮがオン状態である
とＮ側電位（−６００Ｖ）となる。かくして３レベル形
の出力電圧が形成されるが、前記オン期間の時間幅を変
調基本波に応じて制御（ＰＷＭ制御）すると、図８
（ｃ）のような近似正弦波状のＰＷＭ形線間電圧波形と
なる。
・８Ｗのスイッチング動作ないしはインバータ動作等を
概念的に表示する説明図である。たとえば主回路８Ｕに
属する各スイッチ素子（ＩＧＢＴ）Ｐ・ＰＣ・ＮＣ・Ｎ
を図８（ａ）の黒点（オン）および白点（オフ）で示す
パターン推移にて制御する。図８（ｂ）に示すように、
ＰおよびＰＣがオン状態であると出力はＰ側電位（＋６
００Ｖ）となり、ＰＣおよびＮＣがオン状態であるとＣ
側電位（０Ｖ）となり、ＮＣおよびＮがオン状態である
とＮ側電位（−６００Ｖ）となる。かくして３レベル形
の出力電圧が形成されるが、前記オン期間の時間幅を変
調基本波に応じて制御（ＰＷＭ制御）すると、図８
（ｃ）のような近似正弦波状のＰＷＭ形線間電圧波形と
なる。
【００３４】図９は図７におけるＵ相主回路８Ｕの実施
形態を示す。他のＶ相主回路８Ｖ・Ｗ相主回路８Ｗの構
成もＵ相主回路８Ｕと同様であるため、ここではＵ相主
回路８Ｕを例にとり、詳しく説明する。Ｕ相主回路８Ｕ
は直列に接続した正側の複数の自己消弧形半導体スイッ
チ素子１０ＵＰ・１０ＵＰＣおよび負側の複数の自己消
弧形半導体スイッチ１０ＵＮＣ・１０ＵＮを含む。その
正側の接続中点（１０ＵＰ・１０ＵＰＣ間）と負側の接
続中点（１０ＵＮＣ・１０ＵＮ間）とを直列に接続する
複数のクランプ用ダイオード３１ＵＰ・３１ＵＮを含
む。以上の各素子１０ＵＰ・１０ＵＰＣ・１０ＵＮＣ・
１０ＵＮ・３１ＵＰ・３１ＵＮで中性点クランプ形の変
換モジュールを構成する。変換モジュールの両端を直流
端子２ＰＴ・２ＮＴに配線し、各クランプ用ダイオード
３１ＵＰ・３１ＵＮの接続中点を中性点端子（１１ＵＰ
・１１ＵＮ間）に配線し、変換モジュール全体の接続中
点（１０ＵＰＣ・１０ＵＮＣ間）を各相の交流端子３Ｕ
Ｔに配線する。各クランプ用ダイオード３１ＵＰ・３１
ＵＮの接続中点は適宜の箇所に接続されるが、本明細書
においてはその接続対象箇所を中性点端子と定義する。
以上のような１並列・多並列（図９では１並列）のいず
れかの変換モジュールを含み、その両端に直列に接続さ
れた複数の平滑コンデンサ１１ＵＰ・１１ＵＮを含み、
各平滑コンデンサ１１ＵＰ・１１ＵＮの接続中点を変換
モジュールの前記中性点端子とするユニットを基本ユニ
ットとする。８Ｕ１は基本ユニットであり、８Ｕ２も基
本ユニットである。かかる基本ユニット８Ｕ１・８Ｕ２
を多並列（図９では２並列）に接続する。その多並列回
路にてＵ相主回路８Ｕを構成する。各基本ユニット８Ｕ
１・８Ｕ２には直列一対の平滑コンデンサ１１ＵＰ・１
１ＵＮが付属するが、その接続中点を前記定義の中性点
端子として利用する。
形態を示す。他のＶ相主回路８Ｖ・Ｗ相主回路８Ｗの構
成もＵ相主回路８Ｕと同様であるため、ここではＵ相主
回路８Ｕを例にとり、詳しく説明する。Ｕ相主回路８Ｕ
は直列に接続した正側の複数の自己消弧形半導体スイッ
チ素子１０ＵＰ・１０ＵＰＣおよび負側の複数の自己消
弧形半導体スイッチ１０ＵＮＣ・１０ＵＮを含む。その
正側の接続中点（１０ＵＰ・１０ＵＰＣ間）と負側の接
続中点（１０ＵＮＣ・１０ＵＮ間）とを直列に接続する
複数のクランプ用ダイオード３１ＵＰ・３１ＵＮを含
む。以上の各素子１０ＵＰ・１０ＵＰＣ・１０ＵＮＣ・
１０ＵＮ・３１ＵＰ・３１ＵＮで中性点クランプ形の変
換モジュールを構成する。変換モジュールの両端を直流
端子２ＰＴ・２ＮＴに配線し、各クランプ用ダイオード
３１ＵＰ・３１ＵＮの接続中点を中性点端子（１１ＵＰ
・１１ＵＮ間）に配線し、変換モジュール全体の接続中
点（１０ＵＰＣ・１０ＵＮＣ間）を各相の交流端子３Ｕ
Ｔに配線する。各クランプ用ダイオード３１ＵＰ・３１
ＵＮの接続中点は適宜の箇所に接続されるが、本明細書
においてはその接続対象箇所を中性点端子と定義する。
以上のような１並列・多並列（図９では１並列）のいず
れかの変換モジュールを含み、その両端に直列に接続さ
れた複数の平滑コンデンサ１１ＵＰ・１１ＵＮを含み、
各平滑コンデンサ１１ＵＰ・１１ＵＮの接続中点を変換
モジュールの前記中性点端子とするユニットを基本ユニ
ットとする。８Ｕ１は基本ユニットであり、８Ｕ２も基
本ユニットである。かかる基本ユニット８Ｕ１・８Ｕ２
を多並列（図９では２並列）に接続する。その多並列回
路にてＵ相主回路８Ｕを構成する。各基本ユニット８Ｕ
１・８Ｕ２には直列一対の平滑コンデンサ１１ＵＰ・１
１ＵＮが付属するが、その接続中点を前記定義の中性点
端子として利用する。
【００３５】図９の各基本ユニット８Ｕ１・８Ｕ２の配
線態様は次のようなものである。直流端子２ＰＴ・２Ｎ
Ｔから交流端子３ＵＴに至るすべての配線に配線の長さ
に比例する配線浮遊インピーダンスが付随する。各変換
モジュールはそうした配線の途中に介在する。各変換モ
ジュールの近くにそれぞれの平滑コンデンサ１１ＵＰ・
１１ＵＮが配置され、その両者でそれぞれの基本ユニッ
ト８Ｕ１・８Ｕ２を構成する。したがって、配線浮遊イ
ンピーダンスの配分は次のようなものとなる。直流端子
２ＰＴ・２ＮＴと平滑コンデンサ平滑コンデンサ１１Ｕ
Ｐ・１１ＵＮとの間の配線浮遊インピーダンス１３Ｕは
大きく、基本ユニット８Ｕ１・８Ｕ２内の平滑コンデン
サ１１ＵＰ・１１ＵＮと変換モジュールとの間の配線浮
遊インピーダンス１４Ｕは小さく、変換モジュールと交
流端子３ＵＴとの間の配線浮遊インピーダンス１５Ｕは
大きい。これらの各配線浮遊インピーダンス１３Ｕ・１
４Ｕ・１５Ｕはそこに形成される基本ユニット８Ｕ１・
８Ｕ２に固有のものである。各基本ユニット８Ｕ１・８
Ｕ２は直流端子２ＰＴ・２ＮＴおよび交流端子３ＵＴに
至るに固有の配線を持ち、それに付随する固有の配線浮
遊インピーダンス１３Ｕ・１４Ｕ・１５Ｕを持つ。それ
らの配線浮遊インピーダンス１３Ｕ・１４Ｕ・１５Ｕは
他の基本ユニットのそれと共用のものであってはならな
い。
線態様は次のようなものである。直流端子２ＰＴ・２Ｎ
Ｔから交流端子３ＵＴに至るすべての配線に配線の長さ
に比例する配線浮遊インピーダンスが付随する。各変換
モジュールはそうした配線の途中に介在する。各変換モ
ジュールの近くにそれぞれの平滑コンデンサ１１ＵＰ・
１１ＵＮが配置され、その両者でそれぞれの基本ユニッ
ト８Ｕ１・８Ｕ２を構成する。したがって、配線浮遊イ
ンピーダンスの配分は次のようなものとなる。直流端子
２ＰＴ・２ＮＴと平滑コンデンサ平滑コンデンサ１１Ｕ
Ｐ・１１ＵＮとの間の配線浮遊インピーダンス１３Ｕは
大きく、基本ユニット８Ｕ１・８Ｕ２内の平滑コンデン
サ１１ＵＰ・１１ＵＮと変換モジュールとの間の配線浮
遊インピーダンス１４Ｕは小さく、変換モジュールと交
流端子３ＵＴとの間の配線浮遊インピーダンス１５Ｕは
大きい。これらの各配線浮遊インピーダンス１３Ｕ・１
４Ｕ・１５Ｕはそこに形成される基本ユニット８Ｕ１・
８Ｕ２に固有のものである。各基本ユニット８Ｕ１・８
Ｕ２は直流端子２ＰＴ・２ＮＴおよび交流端子３ＵＴに
至るに固有の配線を持ち、それに付随する固有の配線浮
遊インピーダンス１３Ｕ・１４Ｕ・１５Ｕを持つ。それ
らの配線浮遊インピーダンス１３Ｕ・１４Ｕ・１５Ｕは
他の基本ユニットのそれと共用のものであってはならな
い。
【００３６】図９の２ＣＴは直流電源２Ｐ・２Ｕ間に形
成される中点端子である。中点端子と前記定義の中性点
端子との間に各基本ユニット８Ｕ１・８Ｕ２に固有の配
線が施される。その配線にも配線浮遊インピーダンス３
２Ｕが付随する。配線浮遊インピーダンス３２Ｕの役割
は配線浮遊インピーダンス１３Ｕのそれと同じである。
図９では直列一対の直流電源２Ｐ・２Ｎを用いるが、そ
れに代えて単一形の直流電源とすることも可能であり、
その場合は配線浮遊インピーダンス３２Ｕの箇所の配線
を省略する。本発明を以上のような３レベル形に適用し
た場合は、歪みの少ない正弦波出力波形が得られるとい
う３レベル形の利点を持った大容量装置が得られる。本
発明は２レベル形はもとより３レベル形にも適用可能で
あり、２レベル形で指摘した各実施形態ないしは各説明
事項は３レベル形にも当てはまる。たとえば、図７〜・
図９の３レベル形電力変換装置の各基本ユニット８Ｕ１
・８Ｕ２等は１並列変換モジュール形であるが、それを
図５のような多並列変換モジュール形に変更することが
可能である。
成される中点端子である。中点端子と前記定義の中性点
端子との間に各基本ユニット８Ｕ１・８Ｕ２に固有の配
線が施される。その配線にも配線浮遊インピーダンス３
２Ｕが付随する。配線浮遊インピーダンス３２Ｕの役割
は配線浮遊インピーダンス１３Ｕのそれと同じである。
図９では直列一対の直流電源２Ｐ・２Ｎを用いるが、そ
れに代えて単一形の直流電源とすることも可能であり、
その場合は配線浮遊インピーダンス３２Ｕの箇所の配線
を省略する。本発明を以上のような３レベル形に適用し
た場合は、歪みの少ない正弦波出力波形が得られるとい
う３レベル形の利点を持った大容量装置が得られる。本
発明は２レベル形はもとより３レベル形にも適用可能で
あり、２レベル形で指摘した各実施形態ないしは各説明
事項は３レベル形にも当てはまる。たとえば、図７〜・
図９の３レベル形電力変換装置の各基本ユニット８Ｕ１
・８Ｕ２等は１並列変換モジュール形であるが、それを
図５のような多並列変換モジュール形に変更することが
可能である。
【００３７】以上の各実施形態においては自己消弧形半
導体スイッチ素子をＩＧＢＴとしたが、それに代えてト
ランジスタ・ＧＴＯ・ＳＩＴ・ＩＧＣＴ等ととする半導
体電力変換装置であっても同効である。また、図１のよ
うな直流電源２出力を多相交流電力に変えて多相交流負
荷３へ与える直流・交流変換形の実施形態について説明
したが、その逆変換に相当する交流・直流変換形装置と
することも可能である。
導体スイッチ素子をＩＧＢＴとしたが、それに代えてト
ランジスタ・ＧＴＯ・ＳＩＴ・ＩＧＣＴ等ととする半導
体電力変換装置であっても同効である。また、図１のよ
うな直流電源２出力を多相交流電力に変えて多相交流負
荷３へ与える直流・交流変換形の実施形態について説明
したが、その逆変換に相当する交流・直流変換形装置と
することも可能である。
【００３８】
【発明の効果】本発明は１並列または多並列の変換モジ
ュールの両端に平滑コンデンサを接続したユニットを基
本ユニットとし、このような基本ユニットを各相毎に多
並列に接続したものである。また、各基本ユニット内に
小さな配線浮遊インピーダンスが介在し、各基本ユニッ
トと直流端子との間にそれぞれの基本ユニットに固有の
大きな配線浮遊インピーダンスが介在するように配線し
たものである。これによれば各平滑コンデンサの充電電
圧が独立して変化しその変化の影響が他の平滑コンデン
サに及ばないという非連動形の仕組みとなるために、多
並列化を組む各変換モジュールの電流がバランスし、変
換モジュールないしはその自己消弧形半導体スイッチ素
子の電流容量を有効に活かした多並列形大容量変換装置
が実現する。また、多並列を組む個々の基本ユニットに
固有の配線浮遊インピーダンスを直流端子等との間に形
成してそれを有用する方式としたので、経済的に有利な
多並列形装置が得られる。
ュールの両端に平滑コンデンサを接続したユニットを基
本ユニットとし、このような基本ユニットを各相毎に多
並列に接続したものである。また、各基本ユニット内に
小さな配線浮遊インピーダンスが介在し、各基本ユニッ
トと直流端子との間にそれぞれの基本ユニットに固有の
大きな配線浮遊インピーダンスが介在するように配線し
たものである。これによれば各平滑コンデンサの充電電
圧が独立して変化しその変化の影響が他の平滑コンデン
サに及ばないという非連動形の仕組みとなるために、多
並列化を組む各変換モジュールの電流がバランスし、変
換モジュールないしはその自己消弧形半導体スイッチ素
子の電流容量を有効に活かした多並列形大容量変換装置
が実現する。また、多並列を組む個々の基本ユニットに
固有の配線浮遊インピーダンスを直流端子等との間に形
成してそれを有用する方式としたので、経済的に有利な
多並列形装置が得られる。
【図１】本発明にかかる２レベル形半導体電力変換装置
の全体ブロック図である。
の全体ブロック図である。
【図２】２レベルＰＷＭ電力変換の説明図である。
【図３】図１のＵ相主回路を示す詳細回路図である。
【図４】図１の回路の動作を示す波形図である。
【図５】Ｕ相主回路の他の実施の形態を示す詳細回路図
である。
である。
【図６】Ｕ相主回路の別の実施形態を示す詳細回路図で
ある。
ある。
【図７】本発明にかかる３レベル形半導体電力変換装置
の全体ブロック図である。
の全体ブロック図である。
【図８】３レベルＰＷＭ電力変換の説明図である。
【図９】図７のＵ相主回路を示す詳細回路図である。
【図１０】従来の半導体電力変換装置を示す全体ブロッ
ク図である。
ク図である。
１ 変換主回路 ２ 直流電源 ２ＰＴ・２ＮＴ 直流端子 ３ 三相誘導電動機 ３ＵＴ・３ＶＴ・３ＷＴ 交流端子 ４ 制御装置 ５ 速度検出器 ７Ｕ・７Ｖ・７Ｗ 各相主回路 ７Ｕ１・７Ｕ２・７Ｕ３ 基本ユニット ８Ｕ１・８Ｕ２ 基本ユニット １０ 自己消弧形半導体スイッチ素子 １１ 平滑コンデンサ １２ ゲート抵抗 １３・１４・１５ 配線浮遊インピーダンス ２１ ゲート感度補正抵抗 ３１ クランプ用ダイオード １０１ ゲート信号発生部
フロントページの続き (72)発明者 国井 啓次 茨城県日立市大みか町五丁目２番１号 株式会社日立製作所大みか工場内 (56)参考文献 特開 平４−248366（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−203669（ＪＰ，Ａ) 実開 昭61−63367（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/48 H02M 7/5387 H02P 7/63
Claims (11)
- 【請求項１】 直列に接続した正側および負側の各自己
消弧形半導体スイッチ素子を含む多数の変換モジュール
を備え、前記各変換モジュールの両端を直流端子に配線
し、前記各変換モジュールの接続中点を各相の交流端子
に配線し、直流・多相交流間の一方から他方へ電力を変
換する半導体電力変換装置において、１並列・多並列の
いずれかの前記変換モジュールに近接し且つその両端に
平滑コンデンサを接続したユニットを基本ユニットと
し、前記基本ユニットを各相毎に多並列に接続し、 前記各基本ユニットの配線態様を、基本ユニットと直流
端子との配線長さに比して、その基本ユニット内の平滑
コンデンサと変換モジュールとの配線長さを短くし、こ
れにより、該基本ユニットと前記直流端子との間に該基
本ユニットに固有の大きな配線浮遊インピーダンスが介
在し、該基本ユニット内の平滑コンデンサと変換モジュ
ールとの間に小さな配線浮遊インピーダンスが介在する
ように定めたことを特徴とする半導体電力変換装置。 - 【請求項２】 直列に接続した正側の複数の自己消弧形
半導体スイッチ素子および負側の複数の自己消弧形半導
体スイッチを含み、その正側の接続中点と負側の接続中
点とを直列に接続する複数のクランプ用ダイオードを含
む中性点クランプ形の多数の変換モジュール備え、 前記各変換モジュールの両端を直流端子に配線し、前記
各クランプ用ダイオードの接続中点を中性点端子に配線
し、前記各変換モジュール全体の接続中点を各相の交流
端子に配線し、直流・多相交流間の一方から他方へ電力
を変換する中性点クランプ形の半導体電力変換装置にお
いて、 １並列・多並列のいずれかの前記変換モジュールを含
み、その近傍で且つその両端に直列に接続された複数の
平滑コンデンサを含み、該各平滑コンデンサの接続中点
を該変換モジュールの中性点端子とするユニットを基本
ユニットとし、前記基本ユニットを各相毎に多並列に接
続し、 前記各基本ユニットの配線態様を、基本ユニットと直流
端子との配線長さに比して、その基本ユニット内の平滑
コンデンサと変換モジュールとの配線長さを短くし、こ
れにより、該基本ユニットと前記直流端子との間に該基
本ユニットに固有の大きな配線浮遊インピーダンスが介
在し、該基本ユニット内の平滑コンデンサと変換モジュ
ールとの間に小さな配線浮遊インピーダンスが介在する
ように定めたことを特徴とする半導体電力変換装置。 - 【請求項３】 直列に接続した正側および負側の各自己
消弧形半導体スイッチ素子を含む多数の変換モジュール
を備え、前記各変換モジュールの両端を直流端子に配線
し、前記各変換モジュールの接続中点を各相の交流端子
に配線し、直流・多相交流間の一方から他方へ電力を変
換する半導体電力変換装置において、 １並列・多並列のいずれかの前記変換モジュールに近傍
で且つその両端に平滑コンデンサを接続したユニットを
基本ユニットとし、前記基本ユニットを各相毎に多並列
に接続し、 前記各基本ユニットの配線態様を、平滑コンデンサと基
本ユニットとの接続点から直流端子までの配線長さに比
して、上記接続点からのその平滑コンデンサの属する基
本ユニット内の変換モジュールまでの配線長さを短く
し、これにより、その基本ユニット内の平滑コンデンサ
と変換モジュールとの配線長さを短くし、これにより、
該基本ユニットと前記直流端子との間に該基本ユニット
に固有の大きな配線浮遊インピーダンスが介在し、該基
本ユニット内の平滑コンデンサと変換モジュールとの間
に小さな配線浮遊インピーダンスが介在するように定め
たことを特徴とする半導体電力変換装置。 - 【請求項４】 直列に接続した正側の複数の自己消弧形
半導体スイッチ素子および負側の複数の自己消弧形半導
体スイッチを含み、その正側の接続中点と負側の接続中
点とを直列に接続する複数のクランプ用ダイオードを含
む中性点クランプ形の多数の変換モジュール備え、 前記各変換モジュールの両端を直流端子に配線し、前記
各クランプ用ダイオードの接続中点を中性点端子に配線
し、前記各変換モジュール全体の接続中点を各相の交流
端子に配線し、直流・多相交流間の一方から他方へ電力
を変換する中性点クランプ形の半導体電力変換装置にお
いて、 １並列・多並列のいずれかの前記変換モジュールを含
み、その近傍で且つその両端に直列に接続された複数の
平滑コンデンサを含み、該各平滑コンデンサの接続中点
を該変換モジュールの中性点端子とするユニットを基本
ユニットとし、前記基本ユニットを各相毎に多並列に接
続し、 前記各基本ユニットの配線態様を、平滑コンデンサと基
本ユニットとの接続点から直流端子までの配線長さに比
して、上記接続点からのその平滑コンデンサの属する基
本ユニット内の変換モジュールまでの配線長さを短く
し、これにより、基本ユニットと直流端子との配線長さ
に比して、その基本ユニット内の平滑コンデンサと変換
モジュールとの配線長さを短くし、これにより、該基本
ユニットと前記直流端子との間に該基本ユニットに固有
の大きな配線浮遊インピーダンスが介在し、該基本ユニ
ット内の平滑コンデンサと変換モジュールとの間に小さ
な配線浮遊インピーダンスが介在するように定めたこと
を特徴とする半導体電力変換装置。 - 【請求項５】 請求項１〜４のいずれかにおいて、各自
己消弧形半導体スイッチ素子をＰＷＭ制御する半導体電
力変換装置。 - 【請求項６】 請求項１〜４のいずれかにおいて、直流
端子を直流電源端子とし、直流から多相交流へ電力を変
換し、各相の交流端子間に多相交流負荷を接続した半導
体電力変換装置。 - 【請求項７】 請求項１〜４のいずれかにおいて、各基
本ユニットの配線態様を、該基本ユニット内の平滑コン
デンサ・変換モジュールのうちの前者側寄りの位置に直
流端子からの配線を接続した半導体電力変換装置。 - 【請求項８】 請求項１〜４のいずれかにおいて、各基
本ユニットの配線態様を、該基本ユニット内の平滑コン
デンサと変換モジュールとの間に小さな配線浮遊インピ
ーダンスが介在し、該変換モジュールと交流端子との間
に該基本ユニットに固有の大きな配線浮遊インピーダン
スが介在するように定めた半導体電力変換装置。 - 【請求項９】 請求項１〜４のいずれかにおいて、各自
己消弧形半導体スイッチ素子のゲート端子とそれを制御
するゲート信号発生部とを結ぶ信号配線における該ゲー
ト端子寄りの位置に、該ゲート端子に固有のゲート抵抗
を挿置した半導体電力変換装置。 - 【請求項１０】 請求項９において、各基本ユニット内
において多並列の関係にある各自己消弧形半導体スイッ
チ素子のゲート端子相互間にゲート抵抗よりも抵抗値の
小さなゲート感度補正抵抗を接続した半導体電力変換装
置。 - 【請求項１１】 請求項１〜４のいずれかにおいて、上
記単位ユニットは、２レベル又は３レベル方式で駆動さ
れるものとした半導体電力変換装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15819197A JP3323106B2 (ja) | 1996-10-16 | 1997-06-16 | 半導体電力変換装置 |
| FI973948A FI973948A (fi) | 1996-10-16 | 1997-10-13 | Puolijohtava tehonmuuntaja |
| DE19745578A DE19745578A1 (de) | 1996-10-16 | 1997-10-15 | Halbleiter-Spannungsumsetzer |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP8-273826 | 1996-10-16 | ||
| JP27382696 | 1996-10-16 | ||
| JP15819197A JP3323106B2 (ja) | 1996-10-16 | 1997-06-16 | 半導体電力変換装置 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10178783A JPH10178783A (ja) | 1998-06-30 |
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Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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Country Status (4)
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| CN (1) | CN1072410C (ja) |
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| JP3277524B2 (ja) * | 1991-09-17 | 2002-04-22 | 株式会社日立製作所 | 半導体スイッチ回路及びインバータ装置 |
-
1997
- 1997-06-16 JP JP15819197A patent/JP3323106B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1997-10-13 FI FI973948A patent/FI973948A/fi unknown
- 1997-10-15 DE DE19745578A patent/DE19745578A1/de not_active Ceased
- 1997-10-16 CN CN97120599A patent/CN1072410C/zh not_active Expired - Fee Related
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