JP2006340486A - 電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電力変換器の出力電圧に誤差が発生した場合にも、その基本波周波数よりも低周波数の電動機相電流を発生させないようにした電動機の制御装置を提供する。
【解決手段】半導体電力変換装置を用いて交流電動機のベクトル制御またはＶ／ｆ制御を行う電動機の制御装置において、電動機の電流から基本波周波数とは異なる低周波成分を検出し、この低周波成分を抑制するように電力変換器を制御するビートレス制御手段を備える。このビートレス制御手段２１は、電動機１７の相電流から基本波電流成分を検出する座標変換手段２１１，２１４、一次遅れフィルタ２１２，２１３と、相電流から基本波電流成分を減算して低周波成分を検出する加算手段２１６ｕ〜２１６ｗと、低周波成分をインバータ１３の電圧指令値に負帰還して最終的な電圧指令値を生成するための乗算手段２１７ｕ〜２１７ｗ及び加算手段２１８ｕ〜２１８ｗとを備える。
【選択図】図２

Description

本発明は、ベクトル制御により誘導電動機または同期電動機のトルク、速度を制御し、あるいは、電動機の一次電圧と周波数との比を一定に制御するＶ／ｆ制御によって誘導電動機または同期電動機の速度を制御する制御装置に関し、特に電動機相電流の脈動を抑制するようにした電動機の制御装置に関するものである。

図３は、ベクトル制御により誘導電動機のトルク及び回転速度を制御する制御装置１００Ａのブロック図であり、後述する特許文献１に記載されているものである。
図３において、三相交流電源１２からの交流電力はインバータ１３により所定の電圧及び周波数の交流電力に変換され、誘導電動機１７を所望のトルクによって運転する。１８は誘導電動機１７により駆動される負荷、１６は誘導電動機１７の回転速度を検出するパルスエンコーダである。

一方、速度設定手段１は、誘導電動機１７が運転するべき速度ω_ｒ ^＃を設定する。
また、制御装置１００Ａにおいて、速度指令（加減速指令）演算手段２は、予め定めた加速度により変化し最終的には前記速度設定値ω_ｒ ^＃に一致するような速度指令値ω_ｒ ^＊を出力する。
速度演算手段１９は、パルスエンコーダ１６からのフィードバック信号を演算処理して電動機１７の速度ω_ｒを演算する。速度調節手段３には、前記速度指令値ω_ｒ ^＊と速度検出値ω_ｒとの偏差が入力され、調節動作によって入力偏差を零にするようなトルク指令値τ^＊を出力する。

磁束指令演算手段４は、前記速度検出値ω_ｒから二次磁束指令値φ_２ ^＊を演算する。
また、前記トルク指令値τ^＊及び二次磁束指令値φ_２ ^＊を用いて、演算手段７が数式１を演算すると共に演算手段５が数式２を演算し、電動機一次電流の二次磁束に平行な電流指令値（以下、Ｍ軸電流指令値という）ｉ_Ｍ ^＊と、二次磁束に垂直な電流指令値（以下、Ｔ軸電流指令値という）ｉ_Ｔ ^＊とを演算する。

［数１］
ｉ_Ｍ ^＊＝（１／Ｌ_ｍ）×φ_２ ^＊
Ｌ_ｍ：モータ励磁インダクタンス
［数２］
ｉ_Ｔ ^＊＝τ^＊／φ_２ ^＊

座標変換手段１１は、電流検出手段１４により検出した相電流ｉ_Ｕ，ｉ_Ｗを電動機一次電流の二次磁束に平行な電流検出値ｉ_Ｍ（以下、Ｍ軸電流検出値という）と垂直な電流検出値ｉ_Ｔ（以下、Ｔ軸電流検出値という）とに変換するものであり、Ｕ相巻線と電動機二次磁束とのなす角度をψ_２とすると、数式３，４に従って変換を行う。なお、Ｖ相電流ｉ_Ｖは、座標変換手段１１において相電流ｉ_Ｕ，ｉ_Ｗから求められる。

［数３］
ｉ_Ｔ＝cosψ_２×ｉ_Ｕ＋cos（ψ_２−１２０°）×ｉ_Ｖ＋cos（ψ_２＋１２０°）×ｉ_Ｗ
［数４］
ｉ_Ｍ＝sinψ_２×ｉ_Ｕ＋sin（ψ_２−１２０°）×ｉ_Ｖ＋sin（ψ_２＋１２０°）×ｉ_Ｗ

Ｔ軸電流調節手段８には、Ｔ軸電流指令値ｉ_Ｔ ^＊とＴ軸電流検出値ｉ_Ｔとの偏差が入力され、調節動作によって入力偏差を零にするようなＴ軸電圧指令値ｖ_Ｔ ^＊を出力する。Ｍ軸電流調節手段９には、Ｍ軸電流指令値ｉ_Ｍ ^＊とＭ軸電流検出値ｉ_Ｍとの偏差が入力され、調節動作によって入力偏差を零にするようなＭ軸電圧指令値ｖ_Ｍ ^＊を出力する。
座標変換手段１０は、数式５〜７に示すように、前記角度ψ_２に基づいてＴ軸電圧指令値ｖ_Ｔ ^＊，Ｍ軸電圧指令値ｖ_Ｍ ^＊を三相電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊に変換するものである。

［数５］
Ｖ_ｕ ^＊＝cosψ_２×ｖ_Ｍ ^＊＋sinψ_２×ｖ_Ｔ ^＊
［数６］
Ｖ_ｖ ^＊＝cos（ψ_２−１２０°）×ｖ_Ｍ ^＊＋sin（ψ_２−１２０°）×ｖ_Ｔ ^＊
［数７］
Ｖ_ｗ ^＊＝cos（ψ_２＋１２０°）×ｖ_Ｍ ^＊＋sin（ψ_２＋１２０°）×ｖ_Ｔ ^＊

三相電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊は、図示されていないＰＷＭ演算手段によりキャリア信号と比較されてインバータ１３内の半導体スイッチング素子に対するスイッチング信号が生成される。このスイッチング信号による半導体スイッチング素子のオンオフにより、三相交流電源１２の交流電力は所定の電圧及び周波数の交流電力に変換され、電動機１７に供給される。

また、すべり周波数演算手段６は、数式８の演算を行ってすべり周波数ω_ｓｌを演算する。ロータ周波数換算手段２０は数式９の演算を行い、電動機１７の回転速度ω_ｒをロータ周波数ω_２に換算する。

［数８］
ω_ｓｌ＝Ｒ_２×Ｉ_Ｔ ^＊／φ_２ ^＊ （Ｒ_２：電動機二次時定数）
［数９］
ω_２＝ω_ｒ×Ｐ／１２０ （Ｐ：電動機極数）

前記すべり周波数ω_ｓｌと、回転速度ω_ｒから換算したロータ周波数ω_２とを加算し、その結果ω_１を積分手段１５にて積分することで、Ｕ相巻線と電動機二次磁束とのなす角度ψ_２を演算する。この角度ψ_２は、前述した座標変換手段１０，１１にそれぞれ入力される。

なお、磁束指令演算手段４は、電動機１７の回転速度ω_ｒが基底回転速度ω_ｂに達するまでは二次磁束指令値φ_２ ^＊を１００％出力させ、回転速度ω_ｒが基底回転速度ω_ｂ以上になったら、速度ω_ｒに反比例させて二次磁束指令値φ_２ ^＊を低下させるように動作する。

図４は、図３におけるインバータ１３の構成を具体化し、また、制御装置１００Ａの構成を一部まとめて示したものである。
図４に示すように、インバータ１３は整流回路１３Ａ及び直流−交流変換回路１３Ｂから構成されている。一方、制御演算部１００Ｂは、図３における制御装置１００Ａからインバータ１３を除いた部分に相当し、前記速度指令演算手段２と、電動機制御演算手段１０１及びＰＷＭ演算手段１０２を備えている。

電動機制御演算手段１０１は、図３において番号３〜１１，１５，２０を付したブロックをまとめたものに相当し、速度指令値ω_ｒ ^＊、パルスエンコーダ１６の出力、電流検出手段１４により検出した相電流ｉ_Ｕ，ｉ_Ｗを用いて三相電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊を演算する。
ＰＷＭ演算手段１０２は、三相電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊とキャリア信号ｆ_ｃとを比較して直流−交流変換回路１３Ｂの半導体スイッチング素子に対するスイッチング信号を生成し、出力する。

特開２００２−３３５７００号公報（［０００２］〜［００１６］、図３）

図３、図４に示した従来技術では、交流電源周波数を超える周波数の電圧をインバータ１３に出力させて電動機１７を運転する場合、以下のような問題がある。
すなわち、図４に示す整流回路１３Ａの出力電圧には交流電源１２の６倍周波数成分（単相交流電源の場合には２倍）の脈動が発生する。この出力電圧により直流−交流変換回路１３Ｂを駆動すると、インバータ１３の出力電圧に誤差が生じ、電動機相電流には、電動機駆動速度と電動機極数とにより決定される低周波成分（基本波周波数と異なる）が重畳されることがあり、この症状は、インピーダンスの低い大容量電動機や高速用途の電動機に顕著に現れることとなる。この低周波の電流うねりは、電動機発生トルクに脈動として現れ、組み合わされる負荷１８に振動が発生して破損させる等の重大事故を引き起こす場合もある。

また、高速電動機を駆動する際にはインバータ出力周波数がキャリア周波数ｆ_ｃに近づくため、基本波の１サイクルに対するインバータスイッチング回数が低下する。このため、インバータ１３の出力電圧誤差の影響を無視できなくなり、前記同様に低周波成分の電流歪みによる負荷１８の破損が懸念されるという問題がある。

そこで、本発明の解決課題は、電力変換器の出力電圧に誤差が発生した場合にも、その出力基本波周波数に対して低周波数の電動機相電流を発生させないようにした電動機の制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、半導体電力変換装置を用いて交流電動機のベクトル制御またはＶ／ｆ制御を行う電動機の制御装置において、
前記電動機の電流から基本波周波数とは異なる低周波成分を検出し、この低周波成分を抑制するように前記電力変換器を制御するビートレス制御手段を備えたものである。

請求項２に記載した発明は、請求項１において、前記ビートレス制御手段が、
前記電動機の相電流から基本波電流成分を検出する基本波成分検出手段と、前記相電流から前記基本波電流成分を減算して前記低周波成分を検出する低周波成分検出手段と、前記低周波成分を前記電力変換器の電圧指令値に負帰還して最終的な電圧指令値を生成する手段と、を備えたものである。

本発明によれば、電動機駆動電流の基本波成分とは異なる低周波成分を検出し、この低周波成分を打ち消すようにインバータ等の電力変換器の電圧指令値を補正することにより、低周波の電流うねりを抑制することができる。
これにより、電動機の高速駆動時などに電力変換器の出力電圧に誤差が発生した場合でも、電動機の相電流の脈動を防止して負荷を保護可能な制御装置を提供することができる。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は本実施形態の構成を示すブロック図であり、図３と同様に誘導電動機１７をベクトル制御する場合のものである。なお、図３と同一の構成要素には同一の番号を付して説明を省略し、以下では異なる部分を中心に説明する。

図１において、１００は本実施形態に係る制御装置であり、その内部の座標変換手段１０とインバータ１３との間には、新たにビートレス制御手段２１が追加されている。
このビートレス制御手段２１には、座標変換手段１０から出力される三相電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊、電流検出手段１４により検出された相電流ｉ_Ｕ，ｉ_Ｗ、Ｕ相巻線と電動機二次磁束とのなす角度ψ_２が入力されており、以下に述べるビートレス制御演算を行って最終的な三相電圧指令値Ｖ_ｕ１ ^＊，Ｖ_ｖ１ ^＊，Ｖ_ｗ１ ^＊を出力するように構成されている。インバータ１３は、これらの三相電圧指令値Ｖ_ｕ１ ^＊，Ｖ_ｖ１ ^＊，Ｖ_ｗ１ ^＊に基づいてスイッチングを行い、所定の電圧及び周波数の交流電力を電動機１７に出力する。

図２は、ビートレス制御手段２１の構成を示すブロック図である。
図２において、座標変換手段２１１は、図１における座標変換手段１１と同様に相電流ｉ_Ｕ，ｉ_Ｗ及び角度ψ_２を用いて数式３，４の変換を行い、Ｍ軸電流検出値ｉ_Ｍ及びＴ軸電流検出値ｉ_Ｔを得る。これらの電流検出値ｉ_Ｍ，ｉ_Ｔは一次遅れフィルタ２１２，２１３により電流検出値ｉ_Ｍ１，ｉ_Ｔ１に変換され、座標変換手段２１４に入力される。座標変換手段２１４では、ｉ_Ｍ１，ｉ_Ｔ１及び角度ψ_２を用いて数式１０〜１２の変換を行い、三相基本波電流検出値ｉ_Ｕ１，ｉ_Ｖ１，ｉ_Ｗ１を出力する。

［数１０］
ｉ_Ｕ１＝cosψ_２×ｉ_Ｍ＋sinψ_２×ｉ_Ｔ
［数１１］
ｉ_Ｖ１＝cos（ψ_２−１２０°）×ｉ_Ｍ＋sin（ψ_２−１２０°）×ｉ_Ｔ
［数１２］
ｉ_Ｗ１＝cos（ψ_２＋１２０°）×ｉ_Ｍ＋sin（ψ_２＋１２０°）×ｉ_Ｔ

一方、２１５は相電流ｉ_Ｕ，ｉ_Ｗから相電流ｉ_Ｖを演算する加算手段である。また、後続の加算手段２１６ｕ，２１６ｖ，２１６ｗでは、上記相電流ｉ_Ｕ，ｉ_Ｖ，ｉ_Ｗから前記三相基本波電流検出値ｉ_Ｕ１，ｉ_Ｖ１，ｉ_ｗ１をそれぞれ減算することにより、低周波成分としての相電流脈動成分ｉ_Ｕｂ，ｉ_Ｖｂ，ｉ_Ｗｂを演算する。
これらの相電流脈動成分ｉ_Ｕｂ，ｉ_Ｖｂ，ｉ_Ｗｂは乗算手段２１７ｕ，２１７ｖ，２１７ｗに入力されてビートレス制御ゲインＫがそれぞれ乗じられ、その乗算結果が図１の座標変換手段１０から出力された三相電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊に負帰還される。すなわち、加算手段２１８ｕ，２１８ｖ，２１８ｗにおいて三相電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊から乗算手段２１７ｕ，２１７ｖ，２１７ｗの出力をそれぞれ減算することにより、ビートレス制御後の最終的な三相電圧指令値Ｖ_ｕ１ ^＊，Ｖ_ｖ１ ^＊，Ｖ_ｗ１ ^＊が算出され、これらの三相電圧指令値Ｖ_ｕ１ ^＊，Ｖ_ｖ１ ^＊，Ｖ_ｗ１ ^＊がインバータ１３に与えられる。

つまり、本実施形態では、ビートレス制御手段２１内の基本波成分検出手段を構成する座標変換手段２１１，２１４、一次遅れフィルタ２１２，２１３により、電動機１７を駆動する電流の基本波成分を検出すると共に、低周波成分検出手段を構成する加算手段２１５，２１６ｕ，２１６ｖ，２１６ｗが、電動機１７の相電流から前記基本波成分をそれぞれ減算して低周波成分に相当する脈動電流成分を検出し、この脈動電流成分を逆位相にて元の三相電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊に加算することで、脈動電流を打ち消すような三相電圧指令値Ｖ_ｕ１ ^＊，Ｖ_ｖ１ ^＊，Ｖ_ｗ１ ^＊を得るものである。
これにより、電動機１７に供給される電流うねりを抑制することができ、例えば高速駆動時などにインバータ１３の出力電圧に誤差が発生した場合にも電動機電流の脈動を防止して負荷１８の保護を図ることができる。

なお、上記実施形態では誘導電動機１７をベクトル制御する場合について説明したが、本発明は、誘導電動機のＶ／ｆ制御、同期電動機のベクトル制御、同期電動機のＶ／ｆ制御にも適用可能である。

本発明の一実施形態の構成を示すブロック図である。 図１におけるビートレス制御手段の構成を示すブロック図である。 従来技術の構成を示すブロック図である。 図３を等価的に示したブロック図である。

符号の説明

１：速度設定手段
２：速度指令演算手段
３：速度調節手段
４：磁束指令演算手段
５，７：演算手段
６：すべり周波数演算手段
８：Ｔ軸電流調節手段
９：Ｍ軸電流調節手段
１０，１１：座標変換手段
１２：交流電源
１３：インバータ
１４：電流検出手段
１５：積分手段
１６：パルスエンコーダ
１７：誘導電動機
１８：負荷
１９：速度演算手段
２０：ロータ周波数換算手段
２１：ビートレス制御手段
１００：制御装置
２１１，２１４：座標変換手段
２１２，２１３：一次遅れフィルタ
２１５，２１６ｕ，２１６ｖ，２１６ｗ，２１８ｕ，２１８ｖ，２１８ｗ：加算手段
２１７ｕ，２１７ｖ，２１７ｗ：乗算手段

Claims (2)

1. 半導体電力変換装置を用いて交流電動機のベクトル制御またはＶ／ｆ制御を行う電動機の制御装置において、
   前記電動機の電流から基本波周波数とは異なる低周波成分を検出し、この低周波成分を抑制するように前記電力変換器を制御するビートレス制御手段を備えたことを特徴とする電動機の制御装置。
2. 請求項１に記載した電動機の制御装置において、
   前記ビートレス制御手段は、
   前記電動機の相電流から基本波電流成分を検出する基本波成分検出手段と、前記相電流から前記基本波電流成分を減算して前記低周波成分を検出する低周波成分検出手段と、前記低周波成分を前記電力変換器の電圧指令値に負帰還して最終的な電圧指令値を生成する手段と、を備えたことを特徴とする電動機の制御装置。

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