CN108352801A - 电动机的控制装置及使用其的电动汽车 - Google Patents

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Abstract

本发明的目的是降低零相电流的检测误差。一种电动机的控制装置，其中绕组每个相被独立地接线，该电动机的控制装置具备控制部，该控制部基于扭矩指令值来控制施加至所述电动机的电压，所述控制部设置：第一期间，输出用于输出零相电压的零相电压脉冲，该零相电压降低基于各相的交流电流而求出的零相电流；以及第二期间，检测在所述电动机中流动的各相的电流，所述第一期间和第二期间彼此不重叠。

Description

电动机的控制装置及使用其的电动汽车
技术领域
本发明涉及电动机的控制装置及使用其的电动汽车。
背景技术
对混合动力汽车、电动汽车来说，从防止车辆行驶中发生故障的观点出发需要提高可靠性，并且从车辆轻量化的观点出发需要提高车辆的每单位体积的输出扭矩。针对这些需求而考虑三相六线制的驱动装置，但由于使用未连接中性点的电动机，所以将3n次高次谐波电流叠加至驱动电动机的驱动电流上，存在铜损等损耗增加的问题。
作为本技术领域的背景技术，有日本专利特开2004-80975号公报(专利文献1)。在该专利文献1中记载有“检测用于驱动电动机的驱动电流中所包含的3n次高次谐波电流，算出用于抵消的3n次高次谐波电流值，并校正三相电压指令值”。由此，校正目标电压以抵消3n次高次谐波电流，因此可以消除驱动电流中的高次谐波电流，并且可以降低因高次谐波电流而引起的损耗。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2004-80975号公报
发明内容
发明要解决的问题
当在电流检测期间中输出零相电压的情况下，有可能零相电流的检测值会产生误差，无法消除零相电流。
本发明的目的是降低零相电流的检测误差。
解决问题的技术手段
为了解决上述问题，本发明涉及的电动机的控制装置是绕组每个相被独立地接线的电动机的控制装置，其具备控制部，该控制部基于扭矩指令值来控制施加至所述电动机的电压，所述控制部设置：第一期间，输出用于输出零相电压的零相电压脉冲，该零相电压降低基于各相的交流电流而求出的零相电流；以及第二期间，检测在所述电动机中流动的各相的电流，所述第一期间和第二期间彼此不重叠。
发明的效果
根据本发明所涉及的电动机的控制装置，能够降低零相电流的检测误差。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式的马达驱动系统的构成的图。
图2是说明第1实施例的控制框图。
图3是开关信号生成部40的流程图。
图4是表示应用了本实施方式情况下的零相电压输出时刻的波形例的图。
图5是说明第2实施例的控制框图。
图6是说明第3实施例的控制框图。
具体实施方式
以下，参照附图说明本发明的实施方式。但是，本发明不被限定解释为以下的实施方式，也可以在组合其他公知的构成要素来实现本发明的技术思想。另外，在各图中，对于相同要素附上相同的符号，省略重复说明。
图1是表示本发明的实施方式的马达驱动系统的构成的图。马达驱动系统具有马达200、位置传感器210、电流传感器220、逆变器100以及马达控制装置1。
马达200由未连接中性点的内嵌磁铁同步电动机等构成。卷绕在马达200的定子上的U相绕组201连接到U相全桥逆变器110的输出端子。卷绕在马达200的定子上的V相绕组202连接到V相全桥逆变器111的输出端子。卷绕在马达200的定子上的W相绕组203连接到W相全桥逆变器112的输出端子。由于马达200未连接中性点，所以可以分别独立地控制流过U相绕组201、V相绕组202、W相绕组203的电流。但是，由于马达200未连接中性点，所以如专利文献1所述，流过U相绕组201、V相绕组202、W相绕组203的驱动电流包含3n次高次谐波电流。
位置传感器210检测马达200的转子的位置，并输出检测到的转子位置θ。
电流传感器220对流过卷绕在马达200的定子上的U相绕组201、V相绕组202、W相绕组203的电流进行检测，并输出检测到的三相电流iu、iv、iw。
逆变器100由U相全桥逆变器110、V相全桥逆变器111、W相全桥逆变器112构成。U相全桥逆变器110、V相全桥逆变器111、W相全桥逆变器112并联连接到图中省略的直流电源。
U相全桥逆变器110由开关元件110a～110d构成。开关元件110a被配置于U相左桥臂上臂。开关元件110b被配置于U相左桥臂下臂。开关元件110c被配置于U相右桥臂上臂。开关元件110d被配置于U相右桥臂下臂上。
V相全桥逆变器111由开关元件111a～111d构成。开关元件111a被配置于V相左桥臂上臂。开关元件111b被配置于V相左桥臂下臂。开关元件111c被配置于V相右桥臂上臂。开关元件111d被配置于V相右桥臂下臂。
W相全桥逆变器112由开关元件112a～112d构成。开关元件112a被配置于W相左桥臂上臂。开关元件112b被配置于W相左桥臂下臂。开关元件112c被配置于W相右桥臂上臂。开关元件112d被配置于W相右桥臂下臂。
基于由逆变器控制装置1生成的开关信号使得开关元件110a～110d、开关元件111a～111d、开关元件112a～112d开或者关，由此，逆变器100将从图中省略的直流电源施加的直流电压转换为交流电压。转换后的交流电压被施加至卷绕在马达200的定子上的三相绕组201～203，从而产生三相交流电流。该三相交流电流使马达200产生旋转磁场，转子旋转。
开关元件110a～110d、开关元件111a～111d、开关元件112a～112d通过组合金属氧化膜型场效应晶体管(MOSFET)、绝缘栅双极型晶体管(IGBT)等和二极管而形成。在本实施方式中，通过使用MOSFET和二极管的构成来进行说明。
马达控制装置1基于来自外部的扭矩指令T*、由电流传感器220检测到的三相电流iu、iv、iw以及由位置传感器210检测到的转子位置θ，对逆变器100进行PWM控制。
图2是说明本发明的第1实施例的控制框图。电流指令运算部10基于输入的扭矩指令值T*和角速度ω来计算dq轴电流指令值id *、iq *。作为dq轴电流指令值id *、iq *的计算方法，有最大扭矩电流控制、弱磁控制等，因为是众所周知的所以省略说明。另外，dq轴电流指令值id *、iq *的计算也可以使用预先设定的表。
向dq轴电流控制部20输入dq轴电流指令值id *、iq *和dq轴电流检测值id、iq，并且使用比例控制、积分控制等来输出dq轴电压指令值vd *，vq *。
向三相转换部30输入dq轴电压指令值vd *，vq *和转子位置θ，并输出三相电压指令值vu *、vv *、vw *。
向开关信号生成部40输入三相电压指令值vu *、vv *、vw *，零相电压指令值v0 *以及电流检测时刻信号t1、t2，并生成使开关元件110a～110d、开关元件111a～111d以及开关元件112a～112d开或关的开关信号。
向逆变器100输入开关信号，并通过所述动作来运转马达。
向dq转换部50输入由电流传感器220检测到的三相电流iu、iv、iw和由位置传感器210检测到的转子位置θ，并输入dq轴电流检测值id、iq。
向零相电流计算部60输入由电流传感器220检测到的三相电流iu、iv、iw和由位置传感器210检测到的转子位置θ，并输入零相电流i0。零相电流i0的计算式由数式(1)表示。
[数式1]
另外，由于零相电流i0会因马达200的转速而变化，所以也可以考虑根据马达200的角速度ω而推断出的零相电流值来进行计算。
零相电流控制部70获取零相电流i0，使用比例控制、积分控制等来输出零相电压指令值v0 *。速度转换部80获取由位置传感器210检测到的转子位置θ并输出角速度ω。
图3是开关信号生成部40的流程图。首先，在步骤1中，开关信号生成部40基于从三相转换部30输出的三相电压指令值vu *、vv *、vw *，从零相电压控制部70输出的零相电压指令值v0 *，直流电源电压Vdc以及载波频率fcarrier，计算U相电压脉冲宽度Tu、V相电压脉冲宽度TV、W相电压脉冲宽度Tw。另外，输出零相电压的脉冲的组合有多个，但在下文中，假设在一个载波周期中在各相分别输出一个脉冲的情况来进行说明。所述条件下的U相电压脉冲宽度Tu的计算式由数式(2)表示，V相电压脉冲宽度TV的计算式由数式(3)表示，W相电压脉冲宽度Tw的计算式由数式(4)表示。
[数式2]
[数式3]
[数式4]
接下来，在步骤2中，开关信号生成部40获取电流检测开始时刻t3和电流检测结束时刻t4。
接下来，在步骤3中，开关信号生成部40计算零相电压输出开始时刻t1和零相电压输出结束时刻t2。此时，由于电流检测期间和零相电压输出期间不重叠，所以将零相电压输出开始时刻t1和零相电压输出结束时刻t2设定为满足数式(5)或(6)的关系。
[数式5]
t2≤t3 …(5)
[数式6]
t4≤t1 …(6)
接下来，在步骤4中，开关信号生成部40基于在步骤1中计算出的U相电压脉冲宽度TU、V相电压脉冲宽度TV、W相电压脉冲宽度TW以及在步骤3中计算出的零相电压输出开始时刻t1和零相电压输出结束时刻t2，计算输出各相的脉冲的时刻。
图4是表示应用了本实施方式情况下的零相电压输出时刻的波形例的图。V0表示零相电压脉冲。
当在一个载波周期中在各相分别输出一个脉冲而输出零相电压的情况下，首先，输出脉冲宽度最长的U相脉冲。因此，U相脉冲的输出时刻与零相电压输出开始时刻t1一致。接下来，在零相电压输出结束时刻，输出作为剩余的两相中的一相的V相脉冲。最后，在V相脉冲的输出完成之后，输出作为剩余一相的W相脉冲。另外，在图中，先输出V相脉冲，但也可以先输出W相脉冲。
由此，作为生成零相电压脉冲V0的期间的t1到t2(例如第一期间)被设定为避开作为电流检测期间的t3到t4(例如第二期间)。因此，在电流检测期间中输出不产生零相电压的各相的脉冲。此外，也可以设定为作为电流检测期间的第二期间避开生成零相电压脉冲V0的第一期间。
图5是表示本发明的第2实施例的框图。图5所示的框图是在图2所示的框图上追加了电流检测时刻运算300而得的构成。
在图5中，开关信号生成部40基于输入的三相电压指令值vu *、vv *、vw *，零相电压指令值v0 *以及电流检测时刻信号t3、t4，不仅产生使图1所示的开关元件110a～110d、开关元件111a～111d以及开关元件112a～112d开或者关的开关信号，而且还输出零相电压输出时刻t1、t2。
在电流检测时刻运算300中，基于输入的零相电压输出开始时刻t1和零相电压输出结束时刻t2，以输出零相电压的期间和检测电流的期间不重叠的方式输出电流检测开始时刻t3和电流检测结束时刻t4。
图6是表示本发明的第3实施例的框图。图6所示的框图是在图2所示的框图上追加了零相电流计算可否判定400而得的构成。
在图6中，开关信号生成部40基于输入的三相电压指令值vu *、vv *、vw *和零相电压指令值v0 *，不仅产生使图1所示的开关元件110a～110d、开关元件111a～111d以及开关元件112a～112d开或者关的开关信号，而且还输出零相电压输出时刻信号t1、t2。
在零相电流计算可否判定400中，基于输入的零相电压输出开始时刻t1、零相电压输出结束时刻t2、电流检测开始时刻t3、电流检测结束时刻t4，判定在电流检测期间是否输出零相电压。作为判定方法，例如，在一个载波周期中是否能够确保作为电流检测期间的t3到t4等。当在电流检测期间中输出零相电压的情况下，输出零相电流计算停止信号，在该载波周期中停止零相电流计算部60处的零相电流的计算。
如上所述，在本发明中，生成不输出零相电压的期间，并在所述期间检测电流，由此可以获得降低零相电流的检测误差这样的效果。
符号说明
10…电流指令运算部
20…dq轴电流控制部
30…三相转换部
40…开关信号生成部
50…dq转换部
60…零相电流计算部
70…零相电流控制部
80…速度转换部
100…逆变器
110…U相全桥逆变器
110a…开关元件
110b…开关元件
110c…开关元件
110d…开关元件
111…V相全桥逆变器
110a…开关元件
110b…开关元件
110c…开关元件
110d…开关元件
112…W相全桥逆变器
112a…开关元件
112b…开关元件
112c…开关元件
112d…开关元件
200…马达
210…位置传感器
220…电流传感器
300…电流检测时刻运算
400…零相电流计算可否判定
fcarrier…载波频率
iu…U相电流
iv…V相电流
iw…W相电流
id *…d轴电流指令值
iq *…q轴电流指令值
id…d轴电流检测值
iq…q轴电流检测值
i0…零相电流
i0 *…零相电流指令值
t1…零相电压输出开始时刻
t2…零相电压输出结束时刻
t3…电流检测开始时刻
t4…电流检测结束时刻
T*…扭矩指令值
Tu…U相电压脉冲宽度
TV…V相电压脉冲宽度
Tw…W相电压脉冲宽度
Vdc…直流电源电压
Vu…U相输出电压
Vv…V相输出电压
Vw…W相输出电压
V0…零相输出电压
Vu *…U相电压指令值
Vv *…V相电压指令值
Vw *…W相电压指令值
Vd *…d轴电压指令值
Vq *…q轴电压指令值
V0 *…零相电压指令值
ω…角速度。

Claims (5)

1.一种电动机的控制装置，其中绕组每个相被独立地接线，所述电动机的控制装置的特征在于，
具备控制部，该控制部基于扭矩指令值来控制施加至所述电动机的电压，
所述控制部设置：
第一期间，输出用于输出零相电压的零相电压脉冲，该零相电压降低基于各相的交流电流而求出的零相电流；以及
第二期间，检测在所述电动机中流动的各相的电流，
所述第一期间和第二期间彼此不重叠。
2.根据权利要求1所述的电动机的控制装置，其特征在于，
所述控制部以所述第一期间和第二期间不重叠的方式控制所述零相电压脉冲。
3.根据权利要求1所述的电动机的控制装置，其特征在于，
所述控制部以所述第一期间和第二期间不重叠的方式变更所述第二期间。
4.根据权利要求1至3中任意一项所述的电动机的控制装置，其特征在于，
在所述控制部无法设定不与所述第一期间重叠的所述第二期间的情况下，在控制中不使用根据在该第二期间中检测到的电流而算出的零相电流。
5.一种电动汽车，其特征在于，
具备根据权利要求1至4中任意一项所述的电动机的控制装置。
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