CN109728761B - 马达驱动控制装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种马达驱动控制装置。使用PWM逆变器(3)对马达(2)进行驱动控制的马达驱动控制装置(4)具有死区时间补偿部(44)。死区时间补偿部(44)求出用于补偿PWM逆变器(3)的输出电压的误差的补偿量，并将考虑了补偿量的电压指令输出到PWM逆变器(3)，所述PWM逆变器(3)的输出电压的误差通过设置用于在PWM逆变器(3)中避免串联连接的各开关元件同时接通的死区时间而产生。死区时间补偿部(44)根据电流指令矢量的大小而求出补偿量，所述电流指令矢量表示流过马达(2)的电流所应跟随的电流矢量。电流指令矢量是在与马达(2)的转子同步的坐标系或以此为基准的坐标系中定义的矢量。

Description

马达驱动控制装置
技术领域
本发明涉及马达驱动控制装置。
背景技术
在对马达输出驱动电压的逆变电路中，在切换串联连接的上下段的各开关元件的接通或断开时，为了避免上述各开关元件同时接通而短路，通常设有上述各开关元件这两者断开的期间。上述期间一般称作死区时间。在死区时间的时刻，欲通过马达的电感以及逆变电路的回流二极管使电流继续流动。而且，根据电流所流动的方向，在欲从逆变电路输出到马达的电压与实际输出到马达的电压之间产生差。以下，将上述差称作“输出电压的误差”。在现有技术中，一般进行补偿由于设置死区时间而产生的上述输出电压的误差的死区时间补偿。
例如，在日本公开公报特开平9-261974号公报以及日本公开公报特开2011-55608号公报中公开了以下技术：对于三相的各电压指令值分别加上或减去各相的死区时间补偿量，并将相加或减去之后的各电压指令值输入到PWM(Pulse Width Modulation；脉冲宽度调制)电路，通过PWM控制而接通或断开逆变电路的各开关元件(例如晶体管)，由此进行死区时间补偿。
尤其在日本公开公报特开平9-261974号公报中公开了以下结构：在进行死区时间补偿时，根据二相的电流指令值id*、iq*计算三相的电流指令值iu*、iv*、iw*，并利用三相的电流指令值iu*、iv*、iw*计算死区时间补偿量ed(iu*)、ed(iv*)、ed(iw*)。而且，在日本公开公报特开平9-261974号公报中，还公开了以下结构：检测逆变电路的实际输出电流值(三相)，计算二相的电流指令值id*、iq*与实际输出电流值(从三相坐标转换成二相的电流值)的电流误差，输出与上述电流误差相应的电压指令值ed*、eq*，将电压指令值ed*、eq*转换为三相的电压指令值eu*、ev*、ew*，并将死区时间补偿量ed(iu*)、ed(iv*)、ed(iw*)分别相加于电压指令值eu*、ev*、ew*。
并且，在日本公开公报特开2011-55608号公报中，公开了以下结构：根据判断是PWM脉冲从接通变为断开的区间还是从断开变为接通的区间的判断结果以及马达的电流检测值，对于电压指令加上或减去死区时间补偿电压，生成补偿后电压指令。
在现有技术中，在进行死区时间补偿时，如日本公开公报特开平9-261974号公报以及日本公开公报特开2011-55608号公报，需要获取逆变电路的输出电流值(马达的电流检测值)，换句话说，需要检测马达的相电流。而且，在专利文献1中，在进行死区时间补偿时，需要将二相的电流指令值id*、iq*转换为三相的电流指令值iu*、iv*、iw*的复杂的坐标转换处理。因此，在现有技术中，无法简单地进行死区时间补偿。
发明内容
本发明鉴于上述问题，目的在于提供一种不进行马达的相电流的检测以及复杂的坐标转换处理而能够简单地进行死区时间补偿的马达驱动控制装置。
本发明的例示性的马达驱动控制装置将电压指令转换为PWM脉冲，并利用所述PWM脉冲切换串联连接的各开关元件的接通或断开，从而利用对马达输出电压的PWM逆变器对所述马达进行驱动控制，所述马达驱动控制装置具有死区时间补偿部，所述死区时间补偿部求出用于补偿所述PWM逆变器的输出电压的误差的补偿量，并将加进所述补偿量的所述电压指令输出到所述PWM逆变器，所述PWM逆变器的输出电压的误差通过设置用于在所述PWM逆变器中避免所述串联连接的各开关元件同时接通的死区时间而产生，所述死区时间补偿部根据电流指令矢量的大小而求出所述补偿量，所述电流指令矢量表示流过所述马达的电流所应跟随的电流矢量，所述电流指令矢量是在与所述马达的转子同步的坐标系或以此为基准的坐标系中定义的矢量。
根据上述结构，不进行相电流的检测以及与电流指令相关的复杂的坐标转换处理而能够简单地进行死区时间补偿。
有以下的本发明优选实施方式的详细说明，参照附图，可以更清楚地理解本发明的上述及其他特征、要素、步骤、特点和优点。
附图说明
图1是示出本发明的实施方式所涉及的马达驱动系统的整体结构的框图。
图2是示出上述马达驱动系统的一部分的结构的电路图。
图3是示出施加于上述马达驱动系统的马达的三相交流电压的波形的一例的说明图。
图4是示出PWM控制中的各相电压的电压电平与载波信号之间的关系以及提供至各开关元件的PWM脉冲的波形的说明图。
图5A是图4的时刻T0～T1期间的电枢绕组周边的等效电路。
图5B是图4的时刻T1～T2期间的电枢绕组周边的等效电路。
图5C是图4的时刻T2～T3期间的电枢绕组周边的等效电路。
图5D是图4的时刻T3～T4期间的电枢绕组周边的等效电路。
图6A是示出将θ设为d轴相对于基准轴A的相位时的上述马达的分析模型的说明图。
图6B是示出将θ设为q轴相对于基准轴A的相位时的上述马达的分析模型的说明图。
图7是示出现有技术的一般求出死区时间的补偿量的方法的一例的说明图。
图8是示出本发明的实施方式中的求出补偿量的方法的说明图。
图9是示意性地示出电流指令矢量的说明图。
图10是示出设d轴电流指令为0〔A〕时的电流指令矢量的说明图。
图11是示出电流指令矢量的大小为电流阈值以上时的补偿量的说明图。
图12是示出各相电流的波形以及上述马达的转子的电角相位相对于时间经过的变化的说明图。
图13是示意性地示出关于U相利用上述转子的电角相位的值而判定补偿量的极性的方法的说明图。
图14是示意性地示出关于V相利用上述转子的电角相位的值而判定补偿量的极性的方法的说明图。
图15是示意性地示出关于W相利用上述转子的电角相位的值而判定补偿量的极性的方法的说明图。
图16是示出上述转子的转速为负的情况下的U相电流的波形以及上述转子的电角相位相对于时间经过的变化的说明图。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的例示性的实施方式进行详细说明。另外，在本实施方式中，还将电压指令的值(电压指令值)简称为电压指令，还将电流指令的值(电流指令值)简称为电流指令。
图1是示出本发明的例示性的实施方式所涉及的马达驱动系统1的整体结构的框图，图2是示出马达驱动系统1的一部分的结构的电路图。马达驱动系统1具有马达2、PWM逆变器3、马达驱动控制装置4、直流电源5以及位置传感器6。另外，在后面对马达驱动控制装置4进行详细叙述。如图2所示，直流电源5以负输出端子5b为低电压侧，向正输出端子5a与负输出端子5b之间输出直流电压。
马达2例如由三相无刷直流马达(BLDC马达)构成。更具体地说，如图2所示，马达2具有：设置有永久磁铁的转子21；以及设置有U相、V相以及W相的电枢绕组22u、22v以及22w的定子22。电枢绕组22u、22v以及22w以中性点23为中心而形成Y形连接。在电枢绕组22u、22v以及22w中，与中性点23相反的一侧的非连接端分别与端子24u、24v以及24w连接。
PWM逆变器3具有电源部31和PWM电路32。PWM电路32根据从马达驱动控制装置4输出的电压指令Vu_ref’、Vv_ref’以及Vw_ref’对电源部31进行PWM控制。另外，电压指令Vu_ref’、Vv_ref’以及Vw_ref’是加进通过后述的方法获取的死区时间的补偿量的电压指令。
电源部31具有U相用半桥电路、V相用半桥电路以及W相用半桥电路。各半桥电路具有一对开关元件。在各半桥电路中，一对开关元件在直流电源5的正输出端子5a与负输出端子5b之间串联连接，从直流电源5输出的直流电压施加于各半桥电路。各开关元件例如由场效应管构成，但是也可以由IGBT(绝缘栅双极晶体管)等其他晶体管构成。
U相用半桥电路具有相互串联连接的高电压侧的开关元件33u和低电压侧的开关元件34u。V相用半桥电路具有相互串联连接的高电压侧的开关元件33v和低电压侧的开关元件34v。W相用半桥电路具有相互串联连接的高电压侧的开关元件33w和低电压侧的开关元件34w。
在高电压侧的开关元件33u、33v以及33w上以从直流电源5的低电压侧朝向高电压侧的方向为顺向分别并联连接有二极管35u、35v以及35w。同样地，在低电压侧的开关元件34u、34v以及34w上以从直流电源5的低电压侧朝向高电压侧的方向为顺向分别并联连接有二极管36u、36v以及36w。各二极管35u、35v、35w、36u、36v以及36w作为回流二极管(续流二极管)发挥功能。
串联连接的开关元件33u与开关元件34u的连接点同端子24u连接。同样地，串联连接的开关元件33v与开关元件34v的连接点同端子24v连接，串联连接的开关元件33w与开关元件34w的连接点同端子24w连接。
PWM电路32根据三相(U相、V相以及W相)的电压指令Vu_ref’、Vv_ref’以及Vw_ref’生成相对于各相的PWM脉冲(脉冲宽度调制信号)，并将上述PWM脉冲提供给电源部31的各开关元件的控制端子(栅极或基极)。由此，能够切换上述各开关元件的接通(导通)与断开(非导通)。
因而，从直流电源5输出的直流电压在PWM逆变器3中通过与上述PWM脉冲相应的各开关元件的开关动作施加于马达2，与三相的电压相应的电流流过马达2的各电枢绕组22u、22v以及22w而驱动马达2。另外，在后面对上述各开关元件的开关动作与流过马达2的电流(相电流)之间的关系进行叙述。
由以上可以说，本实施方式的PWM逆变器3为如下结构：将电压指令Vu_ref’、Vv_ref’以及Vw_ref’转换为PWM脉冲，并利用PWM脉冲切换串联连接的各开关元件的接通或断开，从而对马达2输出电压。
图1所示的位置传感器6是输出与马达2的转子21的旋转位置相应的信号的传感器，例如使用旋转编码器或霍尔元件。从位置传感器6输出的信号输入到后述的马达驱动控制装置4。
接下来，对PWM逆变器3的电源部31内的各开关元件的开关动作与马达2的相电流之间的关系进行说明。另外，以下为了便于说明，将连接电源部31内的低电压侧的各开关元件34u、34v以及34w与直流电源5的负输出端子5b的线路称作母线G。而且，将流过母线G的电流称作母线电流。并且，将流过马达2的电枢绕组22u、22v以及22w的电流分别称作U相电流、V相电流以及W相电流，将这些分别称作(或将这些统称为)相电流。关于相电流的极性，将从端子24u、24v或24w向中性点23流入的方向的相电流的极性设为正，将从中性点23流出的方向的相电流的极性设为负。
图3是示出施加于马达2的三相交流电压的波形的一例的说明图。在图3中，25u、25v以及25w分别表示应施加于马达2的U相电压、V相电压以及W相电压的波形。另外，还将U相电压、V相电压以及W相电压分别称作(或将这些统称为)相电压。在使正弦波状的电流流过马达2的情况下，PWM逆变器3的输出电压呈正弦波状。
如图3所示，U相电压、V相电压以及W相电压之间的电压电平的高低关系随着时间的经过而发生变化。上述高低关系由三相的电压指令Vu_ref’、Vv_ref’以及Vw_ref’规定，PWM逆变器3根据三相的电压指令Vu_ref’、Vv_ref’以及Vw_ref’确定相对于各相的通电模式。
在此，上述通电模式有以下八种。第一通电模式是U、V以及W相的低电压侧的开关元件34u、34v以及34w全部接通的通电模式。第二通电模式是W相的高电压侧的开关元件33w接通并且U相以及V相的低电压侧的开关元件34u以及34v接通的通电模式。第三通电模式是V相的高电压侧的开关元件33v接通并且W相以及U相的低电压侧的开关元件34w以及34u接通的通电模式。第四通电模式是V相以及W相的高电压侧的开关元件33v以及33w接通并且U相的低电压侧的开关元件34u接通的通电模式。第五通电模式是U相的高电压侧的开关元件33u接通并且V相以及W相的低电压侧的开关元件34v以及34w接通的通电模式。第六通电模式是W相以及U相的高电压侧的开关元件33w以及33u接通并且V相的低电压侧的开关元件34v接通的通电模式。第七通电模式是U相以及V相的高电压侧的开关元件33u以及33v接通并且W相的低电压侧的开关元件34w接通的通电模式。第八通电模式是U、V以及W相的高电压侧的开关元件33u、33v以及33w全部接通的通电模式。
另外，在同一相的(串联连接的)两个开关元件中，若忽略用于避免因高电压侧的开关元件和低电压侧的开关元件同时接通而引起的短路的死区时间，则在高电压侧的开关元件接通的期间，低电压侧的开关元件断开，在高电压侧的开关元件断开的期间，低电压侧的开关元件接通。
实际上，在切换各开关元件的接通或断开时设有上述死区时间，但是在死区时间的期间，同一相的高电压侧的开关元件与低电压侧的开关元件同时断开。并且，如前述，通过设定死区时间，在从PWM逆变器3输出到马达2的电压与希望输出的电压(电压指令)之间产生误差(输出电压的误差)。在本实施方式中，通过后述的死区时间补偿部44补偿输出电压的误差。
图4是示出进行三相的PWM控制时的各相电压的电压电平与载波信号之间的关系以及提供给各开关元件的PWM脉冲的波形的说明图。另外，在此为了简化说明，忽略了上述的死区时间。并且，图4中的“高电压侧SW”以及“低电压侧SW”分别表示高电压侧的开关元件以及低电压侧的开关元件。各相电压的电压电平的高低关系各式各样地变化，但是为了具体说明，在图4中着眼于图3中的任意时刻26。即，图4示出了U相电压的电压电平最大并且W相电压的电压电平最小的情况。
在图4中，符号CS表示与各相电压的电压电平进行比较的载波信号。载波信号为周期性的三角波信号，将该信号的周期称作载波周期。另外，由于载波周期远远短于图3所示的三相交流电压的周期，因此假设将图4所示的载波信号的三角波显示于图3上，则该三角波显示出1条线。
图5A～图5D是图4的各时刻的电枢绕组周边的等效电路。设各载波周期的开始时刻即载波信号处于最低电平的时刻为T0。在时刻T0时，各相的高电压侧的开关元件33u、33v以及33w接通。
另外，从载波周期除去时刻T1与T6之间的期间的期间表示PWM脉冲相对于W相的高电压侧的开关元件的脉冲宽度，从载波周期除去时刻T2与T5之间的期间后的期间表示PWM脉冲相对于V相的高电压侧的开关元件的脉冲宽度，从载波周期除去时刻T3与T4之间的期间后的期间表示PWM脉冲相对于U相的高电压侧的开关元件的脉冲宽度。
以上，以电压电平的大小关系是U相电压＞V相电压＞W相电压的顺序的情况为例进行了说明，但是即使在电压电平的大小关系是其他顺序的情况下，也能够通过与上述相同的PWM控制而控制马达2的相电流。
U相、V相以及W相的电压指令Vu_ref’、Vv_ref’以及Vw_ref’具体表示为PWM电路32内的未图示的计数器(计时器)的计数设定值CntU、CntV以及CntW。而且，相电压越高，则越提供较大的计数设定值。例如，在图4的情况下，CntU＞CntV＞CntW成立。
上述的计数器按照每一个载波周期以时刻T0为基准而从0开始对计数值进行向上计数。而且，在上述计数值达到CntW的时点，从W相的高电压侧的开关元件33w接通的状态切换为低电压侧的开关元件34w接通的状态。接下来，在上述计数值达到CntV的时点，从V相的高电压侧的开关元件33v接通的状态切换为低电压侧的开关元件34v接通的状态。之后，在上述计数值达到CntU的时点，从U相的高电压侧的开关元件33u接通的状态切换为低电压侧的开关元件34u接通的状态。在载波信号达到最大电平之后，向下计数上述计数值，进行相反的切换动作。
在使用图4所示的三角波的载波信号的情况下，在载波周期的一半的时点，从向上计数折回到向下计数。上述的向上计数以及向下计数与规定的时钟同步进行。
由相当于U相、V相以及W相的电压指令Vu_ref’、Vv_ref’以及Vw_ref’的计数设定值CntU、CntV以及CntW生成PWM脉冲相对于各相的脉冲宽度(以及占空比)。
接下来，在对上述的马达驱动控制装置4的细节部分进行说明之前，以下示出各种定义。图6A以及图6B是示出马达2的分析模型的说明图。U相轴、V相轴以及W相轴是固定轴，相互逐一错开120°电角。21a是设置于马达2的转子21的永久磁铁。在以与永久磁铁21a形成的磁通相同的速度旋转的旋转坐标系中，设永久磁铁21a形成的磁通的方向为d轴，在从d轴提前90°电角的相位取q轴。将具有d轴和q轴的坐标系称作dq坐标系，将在坐标轴上选择d轴和q轴的坐标称作dq坐标。dq坐标系是与马达2的转子21同步的坐标系。
在旋转的d轴和q轴的任意瞬间的dq坐标中，将d轴或q轴相对于某一基准轴A(固定轴)的相位用θ(电角相位)表示。在本实施方式中，将某一基准轴A设为U相轴，将q轴相对于U相轴的相位用θ(电角相位)表示。即，例如在以-180°至+180°的范围表示转子21的电角相位时，基准轴A与电角相位0°对应。另外，若设U相轴与基准轴A的电角的偏移为θa，则偏移θa由马达驱动系统1决定，在本实施方式中，例如0°电角。该偏移θa的信息例如也可以存储于马达驱动控制装置4的未图示的存储器。
并且，将从PWM逆变器3施加于马达2的整个马达电压用Va表示，将从PWM逆变器3供给至马达2的整个马达电流用Ia表示。而且，将马达电压Va的d轴分量以及q轴分量分别用d轴电压vd以及q轴电压vq表示，将马达电流Ia的d轴分量以及q轴分量分别用d轴电流id以及q轴电流iq表示。
并且，将相对于d轴电压vd以及q轴电压vq的指令值(电压指令值)分别用d轴电压指令vd_ref以及q轴电压指令vq_ref表示。d轴电压指令vd_ref以及q轴电压指令vq_ref分别表示d轴电压vd以及q轴电压vq应跟随的电压(电压值)，在马达驱动系统1内计算出。
而且，将相对于d轴电流id以及q轴电流iq的指令值(电流指令值)分别用d轴电流指令id_ref以及q轴电流指令iq_ref表示。d轴电流指令id_ref以及q轴电流指令iq_ref分别表示d轴电流id以及q轴电流iq应跟随的电流(电流值)，在马达驱动系统1内计算出。
根据以上定义，对马达驱动控制装置4进行说明。图1所示的马达驱动控制装置4是利用PWM逆变器3对马达2进行驱动控制的控制部，具有位置检测部41、电流控制器42、坐标转换器43以及死区时间补偿部44。上述马达驱动控制装置4例如由具有中央运算处理装置(CPU；Central Processing Unit)的微型计算机等构成。
位置检测部41根据从上述的位置传感器6输出的输出信号而检测转子21的电角相位θ。检测出的电角相位θ的信息作为转子21的位置信息从位置检测部41输出到坐标转换器43以及死区时间补偿部44。
电流控制器42将被输入的d轴电流指令id_ref以及q轴电流指令iq_ref转换为d轴电压指令vd_ref以及q轴电压指令vq_ref，并输出到坐标转换器43。
坐标转换器43将从电流控制器42输入的d轴电压指令vd_ref以及q轴电压指令vq_ref分别转换为U相、V相以及W相的电压指令Vu_ref、Vv_ref以及Vw_ref，并输出到死区时间补偿部44。从位置检测部41向坐标转换器43输入转子21的电角相位θ的信息，并且还预先知晓U相轴与基准轴A的电角的偏移θa，因此坐标转换器43能够根据图6A以及图6B所示的关系，利用转子21的电角相位θ以及偏移θa，将d轴方向以及q轴方向的各电压指令(二相的电压指令)坐标转换为U相轴、V相轴以及W相轴的各方向，求出U相、V相以及W相的各电压指令(三相的电压指令)。
死区时间补偿部44求出用于补偿PWM逆变器3的输出电压的误差的补偿量ΔVd，并将加进补偿量ΔVd的电压指令输出到PWM逆变器3，该PWM逆变器3的输出电压的误差是通过设置用于在PWM逆变器3中避免串联连接的各开关元件同时接通的死区时间而产生。即，死区时间补偿部44相对于从坐标转换器43输入的U相、V相以及W相的电压指令Vu_ref、Vv_ref以及Vw_ref按照各相加上或减去补偿量ΔVd，分别生成加进各相的补偿量ΔVd的电压指令Vu_ref’、Vv_ref’以及Vw_ref’，并输出到PWM逆变器3。另外，还将补偿通过设置死区时间而产生的上述输出电压的误差的动作、即生成加进各相的补偿量ΔVd的电压指令Vu_ref’、Vv_ref’以及Vw_ref’的动作称作死区时间补偿。
在此，图7是示出现有技术的一般的求出补偿量ΔVd的方法的说明图。例如，在考虑关于U相的补偿量ΔVd的情况下，以往检测U相电流的瞬时值(瞬间的值)，在检测出的电流为阈值以下时，与检测出的电流值成比例地确定补偿量ΔVd。然后，对于U相的电压指令加上或减去所得到的补偿量ΔVd，生成加进补偿量ΔVd的电压指令。另一方面，在检测出的电流超过阈值的情况下，补偿量ΔVd均为固定值ΔVd’。在这样的死区时间补偿中，由于需要检测相电流(在上述的例中为U相电流)，因此无法容易地进行死区时间补偿。另外，这样的补偿量ΔVd的设定方法还公开于前述的专利文献2中(参照专利文献2的图8)。
另一方面，图8是示出求出本实施方式中的补偿量ΔVd的方法的说明图。在本实施方式中，死区时间补偿部44根据表示流过马达2的电流所应跟随的电流矢量的电流指令矢量I_ref的大小求出补偿量ΔVd。由此，能够以不检测上述的相电流的方式简单地进行死区时间补偿。以下，对本实施方式的死区时间补偿进行更详细的说明。另外，以下，以关于U相、V相、W相中的任一相(例如U相)求出补偿量ΔVd的情况为例进行说明，但是关于其他相也能够以同样的方法求出补偿量ΔVd。
图9示意性地示出了电流指令矢量I_ref。电流指令矢量I_ref是前述的d轴电流指令id_ref以及q轴电流指令iq_ref的各矢量成分的合成矢量。在设电流指令矢量I_ref的大小为|I_ref|时，|I_ref|用以下(1)式表示。
|I_ref|＝√{(id_ref)2+(iq_ref)2}……(1)
在此，为了进一步简化计算，如图10所示，将d轴电流指令id_ref考虑为0〔A〕。即，死区时间补偿部44根据设d轴电流指令id_ref为0〔A〕时的电流指令矢量I_ref的大小求出补偿量ΔVd。在该情况下，电流指令矢量I_ref的大小(|I_ref|)用以下(2)式表示，与q轴电流指令iq_ref的大小其本身相等。
|I_ref|＝|iq_ref|……(2)
具体地说，在本实施方式中，使用|I_ref|(＝|iq_ref|)如下求出补偿量ΔVd。在图8中，将相当于相电流(例如U相电流)的电流波形用虚线的正弦波表示。另外，用虚线表示电流波形是因为，在本实施方式中与图7的情况不同，未检测相电流。在图8中，上述|I_ref|(＝|iq_ref|)相当于相电流的电流波形的振幅。因此，在本实施方式中，在设补偿量的预先规定的固定值为ΔVd’、以时间t为变量而设q轴电流指令为iq_ref(t)〔A〕、设电流阈值为ith〔A〕时，死区时间补偿部44将通过以下(3)式的运算而得到的ΔVd确定为补偿量。其中，假设|I_ref|(＝|iq_ref|)小于电流阈值ith。
ΔVd＝ΔVd’×|iq_ref(t)|/ith……(3)
另外，如图8所示，使补偿量ΔVd的极性在相电流的极性为正的期间(例如t0～t1的期间、t2～t3的期间)为正，在相电流的极性为负的期间(例如t1～t2的期间、t3～t4的期间)为负。通过后述的方法求出这样的补偿量ΔVd的极性，在此事先通过(3)式求出补偿量ΔVd的大小(绝对值)。
另外，在相当于相电流的振幅的|I_ref|的值为恒定的期间(在图8中，t0～t2的期间、t2～t4的期间)，补偿量ΔVd(绝对值)按照(3)式取一定值。而且，在|I_ref|小于电流阈值ith的情况下，例如在|I_ref|比t0～t2的期间的值小的t2～t4的期间，补偿量ΔVd比t0～t2的期间的值小。相反，在|I_ref|比t0～t2的期间的值大的期间，补偿量ΔVd比t0～t2的期间的值大。
另一方面，图11是示出|I_ref|(＝|iq_ref|)为电流阈值ith以上时的补偿量ΔVd的说明图。在q轴电流指令的绝对值|iq_ref(t)|为电流阈值ith以上的情况下，死区时间补偿部44将固定值ΔVd’确定为补偿量ΔVd。即，在(3)式中，代替q轴电流指令的绝对值|iq_ref(t)|而使用电流阈值ith。其结果是，根据(3)式成为ΔVd＝ΔVd’。因而，即使|I_ref|(＝|iq_ref|)超过电流阈值ith而变大，补偿量ΔVd也不超过固定值ΔVd’。
如以上，在本实施方式中，由于死区时间补偿部44根据电流指令矢量I_ref求出补偿量ΔVd，因此无需以往在进行死区时间补偿时所需的相电流的检测，该电流指令矢量I_ref是d轴电流指令id_ref以及q轴电流指令iq_ref的合成矢量。而且，在前述的专利文献1中，在进行死区时间补偿时，需要将二相的电流指令(例如d轴、q轴的各电流指令)转换为三相的电流指令(例如U相、V相、W相的各电流指令)的复杂的坐标转换处理，但是在本实施方式的结构中，还无需这样的二相-三相的电流指令的坐标转换处理。因而，根据本实施方式的结构，不进行相电流的检测或电流指令的复杂的坐标转换处理而能够简单地求出补偿量ΔVd，并简单地进行死区时间补偿。
并且，死区时间补偿部44根据设d轴电流指令id_ref为0〔A〕时的电流指令矢量I_ref的大小求出补偿量ΔVd。在该情况下，由于电流指令矢量I_ref的大小根据(2)式与q轴电流指令iq_ref的大小其本身相等，因此死区时间补偿部44能够只根据q轴电流指令iq_ref计算补偿量ΔVd。因而，与使用d轴电流指令id_ref以及q轴电流指令iq_ref这两者运算补偿量ΔVd的情况相比，更加容易运算补偿量ΔVd，容易获取补偿量ΔVd。
并且，在设d轴电流指令id_ref为0〔A〕时，死区时间补偿部44将通过上述(3)式的运算而得到的ΔVd确定为补偿量。固定值ΔVd’以及电流阈值ith预先确定，计算时作为常数处理。并且，q轴电流指令iq_ref(t)也作为控制信息存在。因而，死区时间补偿部44不进行复杂的处理而能够求出与q轴电流指令的绝对值|iq_ref(t)|成比例的补偿量ΔVd，并进行死区时间补偿。
并且，由于死区时间补偿部44使用q轴电流指令的绝对值|iq_ref(t)|计算补偿量ΔVd，因此不考虑极性而能够求出补偿量ΔVd(绝对值)。虽然补偿量ΔVd的极性根据每个相(例如按照U相、V相、W相)不同，但是由于通过后述的方法分别求出上述极性，能够根据求出的极性和上述的补偿量ΔVd(绝对值)进行死区时间补偿。
并且，在q轴电流指令的绝对值|iq_ref(t)|为电流阈值ith以上的情况下，死区时间补偿部44将固定值ΔVd’确定为补偿量ΔVd。在q轴电流指令的绝对值|iq_ref(t)|小于电流阈值ith的情况下，根据(3)式成为ΔVd＜ΔVd’，在q轴电流指令的绝对值|iq_ref(t)|为电流阈值ith以上的情况下，由于死区时间补偿部44将固定值ΔVd’设为补偿量ΔVd，因此是ΔVd＝ΔVd’。因而，始终维持ΔVd≤ΔVd’的关系。即，能够在不超过上限(ΔVd’)的范围内设定补偿量ΔVd。
以上，作为电流指令矢量，考虑了在dq坐标系中定义的d轴电流指令id_ref以及q轴电流指令iq_ref的各矢量成分的合成矢量，但是只要电流指令矢量是在与转子21同步的坐标系或以此为基准的坐标系中定义的矢量即可，并不限定于在具有d轴和q轴的dq坐标系中定义的矢量。
接下来，包括确定相对于补偿前的电压指令加上还是减去通过上述的方法求出的补偿量ΔVd的方法在内，对本实施方式的死区时间补偿进行说明。另外，在此，如前述设转子21的电角相位θ为-180°至+180°的范围，设电角相位θ的基准为0°。并且，设电角相位θ的值增加的(从0°朝向+180°的)转子21的旋转方向为正，设电角相位θ的值减少的(从0°朝向-180°的)转子21的旋转方向为负。并且，转速≥0是指转子21正向旋转或者处于停止状态，转速＜0是指转子21负向(与正向相反的方向)旋转。
首先，以设成q轴电流指令iq_ref≥0、转速≥0(正扭矩)的情况(作为条件1)为例进行说明。在条件1时，U相电流、V相电流以及W相电流的各波形以及转子21的电角相位相对于时间经过的变化如图12所示。另外，由于并非实际检测U相电流、V相电流以及W相电流，因此在图12中用虚线示出了各相的电流波形。顺便说一下，U相电流、V相电流以及W相电流的相位逐一错开120°电角。
在此，设马达2的第一相为U相，设第二相为V相，设第三相为W相。而且，将U相电流(但是，在本实施方式中未求出)为0〔A〕的时刻Ta和转子21的电角相位为0°的时刻Tb的电角的相位差设为初始相位差θA。在本实施方式中，初始相位差θA为90°。该90°的初始相位差θA通过系统预先确定。
在图12中，转子21的电角相位θ相对于时间经过而线性变化，并周期性地重复该变化。设表示图12所示的电角相位θ的变化的线为L0。而且，如图13所示，设使线L0向电角相位θ增大的方向偏移相当于初始相位差θA的量(90°)而得到的线为L1。由图13可知，在线L1中，电角相位θ的值比0°大的期间(电角相位θ的值为正的期间)与U相电流的极性为正的期间一致，电角相位θ的值比0°小的期间(电角相位θ的值为负的期间)与U相电流的极性为负的期间一致。因而，通过利用线L1，即使不实际检测相电流，也能够根据线L1所示的电角相位θ的值(极性)推测U相电流的极性。因此，在本实施方式中，根据线L1如下进行死区时间补偿。
死区时间补偿部44根据q轴电流指令iq_ref和由位置检测部41检测的转子21的电角相位θ求出补偿量ΔVd的极性，由此关于U相进行死区时间补偿。更具体地说，死区时间补偿部44对于由位置检测部41获取的转子21的电角相位θ的值加上或减去初始相位差θA(在此加上90°)，使电角相位θ的值偏移，在偏移之后的电角相位θ的值为正的情况下，相对于输入到死区时间补偿部44的第一相(U相)的电压指令Vu_ref加上对补偿量ΔVd乘以q轴电流指令iq_ref的极性而得的值并输出，并且，在偏移之后的电角相位θ的值为负的情况下，从第一相(U相)的电压指令Vu_ref减去对补偿量ΔVd乘以q轴电流指令iq_ref的极性而得的值并输出。
在死区时间补偿部44中进行上述运算的结果是，关于U相，
在偏移后的电角相位θ的值为正的情况下，补偿后的电压指令Vu_ref’用以下式表示：
Vu_ref’＝Vu_ref+ΔVd×(q轴电流指令iq_ref的极性)……(8a)，
在偏移后的电角相位θ的值为负的情况下，补偿后的电压指令Vu_ref’用以下式表示：
Vu_ref’＝Vu_ref-ΔVd×(q轴电流指令iq_ref的极性)……(8b)。
在条件1时，由于q轴电流指令iq_ref的极性为正，因此根据(8a)式以及(8b)式如下表示补偿后的电压指令Vu_ref’。
即，在偏移后的电角相位θ的值为正的情况下，补偿后的电压指令Vu_ref’用以下式表示：
Vu_ref’＝Vu_ref+ΔVd……(9a)，
在偏移后的电角相位θ的值为负的情况下，补偿后的电压指令Vu_ref’用以下式表示：
Vu_ref’＝Vu_ref-ΔVd……(9b)。
由于补偿量ΔVd的极性为正，因此(9a)式表示对于补偿前的电压指令Vu_ref加上补偿量ΔVd的处理。另一方面，由于补偿量ΔVd的极性为负，因此(9b)式表示相对于补偿前的电压指令Vu_ref减去补偿量ΔVd的处理。
另一方面，将q轴电流指令iq_ref＜0、转速≥0(正扭矩)的情况设为条件2。在条件2时，根据q轴电流指令iq_ref的负的极性，补偿量ΔVd的相加处理以及减法处理的关系与条件1的情况相反。
即，在条件2时，由于q轴电流指令iq_ref的极性为负，因此根据(8a)式以及(8b)式如下表示补偿后的电压指令Vu_ref’。即，在偏移后的电角相位θ的值为正的情况下，补偿后的电压指令Vu_ref’用以下式表示：
Vu_ref’＝Vu_ref-ΔVd……(10a)。
即，在(8a)式的右边的第二项中，通过+ΔVd与q轴电流的负的极性的相乘，补偿量ΔVd的极性成为负，整体上对补偿量ΔVd进行减法处理。另一方面，在偏移后的电角相位θ的值为负的情况下，补偿后的电压指令Vu_ref’用以下式表示：
Vu_ref’＝Vu_ref+ΔVd……(10b)。
即，在(8b)式的右边的第二项中，通过-ΔVd与q轴电流的负的极性的相乘，补偿量ΔVd的极性成为正，整体上对补偿量ΔVd进行相加处理。
如上述，在条件1和条件2时，补偿量ΔVd的整体的相加处理与减法处理之间的关系相反。但是，可以说条件1与条件2在以下方面共同：在偏移之后的电角相位θ的值为正的情况下，对于电压指令Vu_ref加上对补偿量ΔVd乘以q轴电流指令iq_ref的极性而得的值，在偏移之后的电角相位θ的值为负的情况下，从电压指令Vu_ref减去对补偿量ΔVd乘以q轴电流指令iq_ref的极性而得的值。
如以上，在本实施方式中，死区时间补偿部44根据q轴电流指令iq_ref(尤其是极性)和由位置检测部41检测的转子21的电角相位θ求出补偿量ΔVd的极性(加上或减去ΔVd)。由此，不进行以往在死区时间补偿时所需的相电流的检测以及将二相的电流指令转换为三相的电流指令的复杂的坐标转换处理，能够将上述极性加进事先求出的死区时间的补偿量ΔVd(绝对值)，修正电压指令(相对于电压指令加减补偿量)，进行死区时间补偿。
并且，在进行死区时间补偿时，基本上按照U相、V相、W相的各相进行如下处理：在相电流≥0的情况下，对于补偿前的电压指令加上补偿量ΔVd，在相电流＜0的情况下，从补偿前的电压指令减去补偿量ΔVd。在本实施方式中，由于不检测相电流，因此无法直接求出相电流的极性。但是，根据图13所示的线L1(偏移后的电角相位θ)与U相电流的波形之间的关系，即使不实际检测U相电流，也能够根据线L1所示的电角相位θ的极性和q轴电流指令iq_ref的极性而推测U相电流的极性。由此，能够简单地判断应该相对于补偿前的电压指令加上还是减去补偿量ΔVd。
因而，如上述，死区时间补偿部44根据线L1所示的电角相位θ的值(偏移90°之后的电角相位θ的值)和q轴电流指令iq_ref(尤其是极性)求出补偿量ΔVd的极性(加上还是减去)，加上或减去补偿量ΔVd而运算补偿后的电压指令Vu_ref’，由此无需如以往进行U相电流的检测以及从二相的电流指令至三相的电流指令的复杂的坐标转换处理，能够关于U相简单地求出考虑了补偿量ΔVd的补偿后的电压指令Vu_ref’。由此，能够关于U相简单地进行死区时间补偿。
另外，在图12的例中，由于时刻Tb比时刻Ta滞后，因此如图13相对于由位置检测部41获取的转子21的电角相位θ的值加上初始相位差θA(在此加上90°)，使电角相位θ的值偏移。例如，在时刻Tb比时刻Ta提前的情况下，只要从由位置检测部41获取的转子21的电角相位θ的值减去初始相位差θA，使电角相位θ的值偏移，则能够得到与图13相同的线L1。因而，在该情况下，死区时间补偿部44也能够根据偏移后的电角相位θ的值而对于补偿前的电压指令Vu_ref加上或减去对补偿量ΔVd乘以q轴电流指令iq_ref的极性而得的值，进行死区时间补偿。
图14是一并示出条件1时的V相电流的波形和转子21的电角相位θ相对于时间经过的变化的说明图。其中，设成q轴电流指令iq_ref≥0、转子21的转速≥0(正扭矩)。由于V相电流的相位相对于U相电流的相位只延迟120°电角，因此如图14所示，使线L1向电角相位θ减少的方向偏移相当于120°电角的量。设偏移后的线为L2。
由图14可知，在线L2中，电角相位θ的值比0°大的期间(电角相位θ的值为正的期间)与V相电流的极性为正的期间一致，电角相位θ的值比0°小的期间(电角相位θ的值为负的期间)与V相电流的极性为负的期间一致。因而，通过利用线L2，即使不实际检测相电流，也能够根据线L2所示的电角相位θ的值(极性)推测V相电流的极性。因此，关于V相，根据线L2如下进行死区时间补偿。
即，死区时间补偿部44在对于第二相(V相)的电压指令Vv_ref加上或减去补偿量ΔVd时，从上述偏移之后的电角相位θ的值(相当于线L1)再减去120°，在减去120°之后的电角相位θ的值为正的情况下，对于输入到该死区时间补偿部44的第二相(V相)的电压指令Vv_ref加上对补偿量ΔVd乘以q轴电流指令iq_ref的极性而得的值并输出，在减去120°之后的电角相位θ的值为负的情况下，对于第二相(V相)的电压指令Vv_ref减去补偿量ΔVd乘以q轴电流指令iq_ref的极性而得的值并输出，其中，该第二相相对于马达2的第一相(U相)延迟120°电角。
在死区时间补偿部44中进行上述运算的结果是，
关于V相，在减去120°之后的电角相位θ的值为正的情况下，补偿后的电压指令Vv_ref’用以下式表示：
Vv_ref’＝Vv_ref+ΔVd×(q轴电流指令iq_ref的极性)，
在减去120°之后的电角相位θ的值为负的情况下，补偿后的电压指令Vv_ref’用以下式表示：
Vv_ref’＝Vv_ref-ΔVd×(q轴电流指令iq_ref的极性)。
另外，在条件2(q轴电流指令iq_ref＜0、转速≥0(正扭矩))的情况下，补偿量ΔVd的相加处理以及减法处理的关系与条件1的情况相反，这一点与关于U相的死区时间补偿的情况完全相同。
如以上，在V相的死区时间补偿中，死区时间补偿部44根据线L2所示的电角相位θ的值(减去120°之后的电角相位θ的值)和q轴电流指令iq_ref(尤其是极性)求出补偿量ΔVd的极性(加上或减去)，运算补偿后的电压指令Vv_ref’。由此，无需如以往进行V相电流的检测以及从二相的电流指令至三相的电流指令的复杂的坐标转换处理，能够关于V相简单地求出考虑了补偿量ΔVd的补偿后的电压指令Vv_ref’。由此，能够关于V相简单地进行死区时间补偿。
另外，以上，在求出线L2时，使线L1向电角相位θ减少的方向偏移(减去120°)而求出线L2，但是即便使前述的线L0向电角相位θ减少的方向偏移(减去30°)，也能够求出线L2。因而，还能够如下表述：死区时间补偿部44也可以对于由位置检测部41获取的转子21的电角相位θ的值加上或减去初始相位差θA(在此加上90°)，再减去30°之后，在减去30°之后的电角相位θ的值为正的情况下，对于输入到该死区时间补偿部44的V相的电压指令Vv_ref加上对补偿量ΔVd乘以q轴电流指令iq_ref的极性而得的值并输出，在减去30°之后的电角相位θ的值为负的情况下，从V相的电压指令Vv_ref减去对补偿量ΔVd乘以q轴电流指令iq_ref的极性而得的值并输出。
图15是一并示出条件1时的W相电流的波形和转子21的电角相位θ相对于时间经过的变化的说明图。其中，设成q轴电流指令iq_ref≥0、转子21的转速≥0(正扭矩)。由于W相电流的相位相对于U相电流的相位只提前120°电角，因此如图15所示，使线L1向电角相位θ增加的方向偏移相当于120°电角的量。设偏移后的线为L3。
由图15可知，在线L3中，电角相位θ的值比0°大的期间(电角相位θ的值为正的期间)与W相电流的极性为正的期间一致，电角相位θ的值比0°小的期间(电角相位θ的值为负的期间)与W相电流的极性为负的期间一致。因而，通过利用线L3，即使不实际检测相电流，也能够根据线L3所示的电角相位θ的值(极性)推测W相电流的极性。因此，关于W相，根据线L3如下进行死区时间补偿。
即，死区时间补偿部44在对于第三相(W相)的电压指令Vw_ref加上或减去补偿量ΔVd时，对于上述偏移之后的电角相位θ的值(相当于线L1)再加上120°，在加上120°之后的电角相位θ的值为正的情况下，对于输入到该死区时间补偿部44的第三相(W相)的电压指令Vw_ref加上对补偿量ΔVd乘以q轴电流指令iq_ref的极性而得的值并输出，在加上120°之后的电角相位θ的值为负的情况下，从第三相(W相)的电压指令Vw_ref减去对补偿量ΔVd乘以q轴电流指令iq_ref的极性而得的值并输出，该第三相(W相)相对于马达2的第一相(U相)提前120°电角。
在死区时间补偿部44中进行上述运算的结果是，
关于W相，在加上120°之后的电角相位θ的值为正的情况下，补偿后的电压指令Vw_ref’用以下式表示：
Vw_ref’＝Vw_ref+ΔVd×(q轴电流指令iq_ref的极性)，
在加上120°之后的电角相位θ的值为负的情况下，补偿后的电压指令Vw_ref’用以下式表示：
Vw_ref’＝Vw_ref-ΔVd×(q轴电流指令iq_ref的极性)。
另外，在条件2(q轴电流指令iq_ref＜0、转速≥0(正扭矩))的情况下，补偿量ΔVd的相加处理以及减法处理的关系与条件1的情况相反，这一点与关于U相的死区时间补偿的情况完全相同。
如以上，在W相的死区时间补偿中，死区时间补偿部44根据线L3所示的电角相位θ的值(加上120°之后的电角相位θ的值)和q轴电流指令iq_ref(尤其是极性)求出补偿量ΔVd的极性(加上还是减去)，运算补偿后的电压指令Vw_ref’。由此，无需如以往进行W相电流的检测以及从二相的电流指令至三相的电流指令的复杂的坐标转换处理，能够关于W相简单地求出考虑了补偿量ΔVd的补偿后的电压指令Vw_ref’。由此，能够关于W相简单地进行死区时间补偿。
另外，以上，在求出线L3时，使线L1向电角相位θ增加的方向偏移(加上120°)来求出线L3，但是即便使前述的线L0向电角相位θ减少的方向偏移(减去150°)，也能够求出线L3。因而，还能够如下表述：死区时间补偿部44也可以对于由位置检测部41获取的转子21的电角相位θ的值加上或减去初始相位差θA(在此加上90°)，再减去150°之后，在减去150°之后的电角相位θ的值为正的情况下，对于输入到该死区时间补偿部44的W相的电压指令Vw_ref加上对补偿量ΔVd乘以q轴电流指令iq_ref的极性而得的值并输出，在减去150°之后的电角相位θ的值为负的情况下，从W相的电压指令Vw_ref减去对补偿量ΔVd乘以q轴电流指令iq_ref的极性而得的值并输出。
图16是一并示出转速＜0(正扭矩)时的U相电流的波形和转子21的电角相位θ相对于时间经过的变化的说明图。其中，设成q轴电流指令iq_ref≥0。在转速＜0的情况下，电角相位θ相对于时间经过的变化与转速≥0的情况相反，示出了电角相位θ相对于时间经过减少的推移。但是，即使在该情况下，关于死区时间补偿的处理与转速≥0的情况相同。
以上，将第一相、第二相以及第三相分别设为U相、V相以及W相来进行了说明，但是例如可以使第一相、第二相、第三相依次为V相、W相、U相，也可以是W相、U相、V相。
以上，将转子21的电角相位θ设为-180°至+180°的范围进行了说明，但是也可以设为0°至+360°的范围。在该情况下，以+180°为基准，使+180°以上且小于+360°的范围与正对应，使0°以上且小于+180°的范围与负对应，由此能够进行与本实施方式相同的死区时间补偿。
以上，对利用U相、V相、W相这三相驱动马达2时的补偿量ΔVd的运算以及死区时间补偿进行了说明，但是本实施方式的方法并不限于三相式马达，还能够适用于利用四相以上驱动马达的情况，该情况也能够得到与本实施方式相同的效果。
在本实施方式中说明的补偿量ΔVd的运算以及死区时间补偿能够适用于由于设置死区时间而导致输出到马达的输出电压产生误差并需要补偿该误差的系统。因而，作为驱动控制的对象的马达也可以是除了BLDC马达以外的马达。例如，在感应电机(感应马达)的驱动控制中，也能够适用在本实施方式中说明的补偿量ΔVd的运算以及死区时间补偿。
另外，在本实施方式中说明的马达驱动系统1还能够如下表现。即，马达驱动系统1具有：马达2；PWM逆变器3，其将电压指令转换为PWM脉冲，并利用所述PWM脉冲切换串联连接的各开关元件(33u、34u等)的接通或断开，由此向马达2输出电压；以及马达驱动控制装置4，其利用PWM逆变器3对马达2进行驱动控制，马达驱动控制装置4是具有本实施方式的死区时间补偿部44的结构。
以上，对本发明的实施方式进行了说明，但是本发明的范围并不限定于此，在不脱离发明的主旨的范围内能够施加各种变更来实施。并且，上述实施方式及其变形例能够适当地任意组合。
本发明例如能够利用于在马达的驱动控制中对由于设置死区时间而产生的输出电压补偿误差的马达驱动控制装置。

Claims (5)

1.一种马达驱动控制装置，其将电压指令转换为PWM脉冲，并利用所述PWM脉冲切换串联连接的各开关元件的接通或断开，从而使用对马达输出电压的PWM逆变器对所述马达进行驱动控制，
所述马达驱动控制装置具有死区时间补偿部，所述死区时间补偿部求出用于补偿所述PWM逆变器的输出电压的误差的补偿量，并将考虑了所述补偿量后的所述电压指令输出到所述PWM逆变器，其中，所述PWM逆变器的输出电压的误差是由于设置死区时间而产生的，所述死区时间用于在所述PWM逆变器中避免所述串联连接的各开关元件同时接通，
所述死区时间补偿部根据电流指令矢量的大小而求出所述补偿量，所述电流指令矢量表示流过所述马达的电流所应跟随的电流矢量，
其特征在于，
所述电流指令矢量是在与所述马达的转子同步的坐标系或以此为基准的坐标系中定义的矢量，
所述电流指令矢量是具有d轴和q轴的dq坐标系中的d轴电流指令以及q轴电流指令的各矢量成分的合成矢量，
所述死区时间补偿部根据设所述d轴电流指令为0〔A〕时的所述电流指令矢量的大小而求出所述补偿量，
在设所述补偿量的预先设定的固定值为ΔVd’、以时间t为变量而设所述q轴电流指令为iq_ref(t)〔A〕、设电流阈值为ith〔A〕时，
所述死区时间补偿部将通过以下算式的运算而得到的ΔVd确定为所述补偿量，
ΔVd＝ΔVd’×|iq_ref(t)|/ith。
2.根据权利要求1所述的马达驱动控制装置，其特征在于，
在所述q轴电流指令的绝对值|iq_ref(t)|为所述电流阈值ith以上的情况下，所述死区时间补偿部将所述固定值ΔVd’确定为所述补偿量ΔVd。
3.一种马达驱动控制装置，其将电压指令转换为PWM脉冲，并利用所述PWM脉冲切换串联连接的各开关元件的接通或断开，从而使用对马达输出电压的PWM逆变器对所述马达进行驱动控制，
所述马达驱动控制装置具有死区时间补偿部，所述死区时间补偿部求出用于补偿所述PWM逆变器的输出电压的误差的补偿量，并将考虑了所述补偿量后的所述电压指令输出到所述PWM逆变器，其中，所述PWM逆变器的输出电压的误差是由于设置死区时间而产生的，所述死区时间用于在所述PWM逆变器中避免所述串联连接的各开关元件同时接通，
所述死区时间补偿部根据电流指令矢量的大小而求出所述补偿量，所述电流指令矢量表示流过所述马达的电流所应跟随的电流矢量，
其特征在于，
所述电流指令矢量是在与所述马达的转子同步的坐标系或以此为基准的坐标系中定义的矢量，
所述电流指令矢量是具有d轴和q轴的dq坐标系中的d轴电流指令以及q轴电流指令的各矢量成分的合成矢量，所述死区时间补偿部根据设所述d轴电流指令为0〔A〕时的所述电流指令矢量的大小而求出所述补偿量，
所述马达驱动控制装置还具有位置检测部，所述位置检测部根据从位置传感器输出的输出信号而检测所述转子的电角相位，其中，所述位置传感器输出与所述马达的所述转子的旋转位置相应的信号，
所述死区时间补偿部根据所述q轴电流指令和所述转子的所述电角相位而求出所述补偿量的极性，
所述位置检测部在-180°至+180°的范围内检测所述电角相位，
在将所述马达的关于第一相的电流指令为0〔A〕的时刻和所述转子的所述电角相位为0°的时刻的电角的相位差设为初始相位差时，
所述死区时间补偿部对于由所述位置检测部获取的所述转子的所述电角相位的值加上或减去所述初始相位差而使所述电角相位的值偏移，在偏移之后的所述电角相位的值为正的情况下，对于输入到该死区时间补偿部的所述第一相的电压指令加上对所述补偿量乘以所述q轴电流指令的极性而得的值并输出，在偏移之后的所述电角相位的值为负的情况下，从所述第一相的电压指令减去对所述补偿量乘以所述q轴电流指令的极性而得的值并输出。
4.根据权利要求3所述的马达驱动控制装置，其特征在于，
在对于相对于所述马达的所述第一相延迟120°电角的第二相的电压指令加上或减去所述补偿量时，所述死区时间补偿部从偏移之后的所述电角相位的值再减去120°，在减去120°之后的所述电角相位的值为正的情况下，对于输入到该死区时间补偿部的所述第二相的电压指令加上对所述补偿量乘以所述q轴电流指令的极性而得的值并输出，在减去120°之后的所述电角相位的值为负的情况下，从所述第二相的电压指令减去对所述补偿量乘以所述q轴电流指令的极性而得的值并输出。
5.根据权利要求3或4所述的马达驱动控制装置，其特征在于，
在对于相对于所述马达的所述第一相提前120°电角的第三相的电压指令加上或减去所述补偿量时，所述死区时间补偿部对于偏移之后的所述电角相位的值再加上120°，在加上120°之后的所述电角相位的值为正的情况下，对于输入到该死区时间补偿部的所述第三相的电压指令加上对所述补偿量乘以所述q轴电流指令的极性而得的值并输出，在加上120°之后的所述电角相位的值为负的情况下，从所述第三相的电压指令减去对所述补偿量乘以所述q轴电流指令的极性而得的值并输出。
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