JP2012178927A

JP2012178927A - インバータ制御装置

Info

Publication number: JP2012178927A
Application number: JP2011040298A
Authority: JP
Inventors: Hidetoshi Inoue; 英俊井上
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 2011-02-25
Filing date: 2011-02-25
Publication date: 2012-09-13

Abstract

【課題】電圧指令ベクトルの補正による相電流の歪みを軽減できるインバータ制御装置を提供する。
【解決手段】インバータの三相電圧が追従すべき電圧のベクトルであって、三相の各相電圧の合成電圧のベクトルからなる電圧指令ベクトルを作成する電圧指令ベクトル作成手段と、作成された前記電圧指令ベクトルを補正する電圧指令ベクトル補正手段とを備え、補正後の前記電圧指令ベクトルに従って前記インバータを制御すると共に、前記電圧指令ベクトル補正手段は、当該電圧指令ベクトル補正手段によって補正された後の前記電圧指令ベクトルが、前記電流検出区間において前記三相電流が検出不可能な領域外のベクトルとなるように補正し、キャリア周期内の電流非検出区間においては、前記電流検出区間における補正を打ち消す逆補正を行う。
【選択図】図１

Description

本発明は、モータ等を駆動するためのインバータを制御するインバータ制御装置に関し、特に、１シャント電流検出方式を採用したインバータ制御装置に関する。

モータに三相交流電力を供給してモータをベクトル制御するためには、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の３相の内、２相分の相電流（例えばＵ相電流及びＶ相電流）を検出する必要がある。２相分の相電流を検出するための電流検出方式として、１シャント電流検出方式（シングルシャント電流検出方式）が提案されている。１シャント電流検出方式では、インバータと直流電源とを結ぶ配線上に１つの電流センサを設け、その電流センサの出力信号を適切なタイミングでサンプリングすることによって２相分の相電流を検出する。

この１シャント電流検出方式を採用したモータ駆動システムに有益なインバータ制御方法が、下記特許文献１に開示されている。このインバータ制御方法では、ＰＷＭインバータの出力電圧ベクトル（モータの印加電圧ベクトル）を指定する電圧指令ベクトルを作成した後、ａ軸及びｂ軸を座標軸として有するａｂ座標系上で、その電圧指令ベクトルを補正することにより、確実なる相電流検出を実現している。ａ軸は、電圧指令ベクトルの、固定座標系上における位相に応じて、電気角６０度ごとにステップ的に回転する軸である。ｂ軸は、ａ軸に対して電気角９０度だけ位相が進んだ軸である。

ここで、インバータを構成する各スイッチング素子を制御して三相変調を行う場合、各相電圧とキャリア信号との比較が行われる。このキャリア信号は三相交流電圧の周期よりもはるかに短い周期（キャリア周期）の三角波であり、通常電流検出はこのキャリア信号のレベルが上昇していく過程で行われ、キャリア信号が下降していく過程では電流の検出を行う必要はない。

特許第４４２９３３８号公報

一方、前記特許文献１の如き電圧指令ベクトルの補正を行った場合、上記各相電圧が重なる付近で補正を行うため（図２２参照）、各相電圧とキャリア信号との比較による電流検出を有効に行えるようになるものの、各相電流には歪みが生じる。そして、特にモータの起動時や低負荷時には、電圧指令値も低くなる関係で、係る補正を行った場合、印加するべき電圧からずれてモータが起動できなくなる問題があった。

尚、前記特許文献１では１キャリア周期毎に前回の補正量を考慮して電圧指令ベクトルを補正し直すことを行っているが、異音の発生や起動不良の問題は依然として残る。

本発明は、係る従来の技術的課題を解決するために成されたものであり、電圧指令ベクトルの補正による相電流の歪みを軽減できるインバータ制御装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明に係るインバータ制御装置は、キャリア信号のキャリア周期内における電流検出区間において、三相式のインバータと直流電源との間に流れる電流を検出電流として検出する電流検出手段を備え、検出された前記検出電流から前記インバータの三相電流を検出し、該三相電流に基づいて前記インバータを制御するインバータ制御装置において、前記インバータの三相電圧が追従すべき電圧のベクトルであって、三相の各相電圧の合成電圧のベクトルからなる電圧指令ベクトルを作成する電圧指令ベクトル作成手段と、作成された前記電圧指令ベクトルを補正する電圧指令ベクトル補正手段とを備え、補正後の前記電圧指令ベクトルに従って前記インバータを制御すると共に、前記電圧指令ベクトル補正手段は、当該電圧指令ベクトル補正手段によって補正された後の前記電圧指令ベクトルが、前記電流検出区間において前記三相電流が検出不可能な領域外のベクトルとなるように補正し、前記キャリア周期内の電流非検出区間においては、前記電流検出区間における補正を打ち消す逆補正を行うことを特徴とする。

これにより、キャリア周期内において電流検出を行う必要の無い電流非検出区間において、電流検出区間で電流検出のために行った電圧指令ベクトルの補正を打ち消す逆補正を行い、補正に伴う相電流の歪みを軽減することが可能となる。

この場合、前記電圧指令ベクトル補正手段は、前記電流検出区間において前記三相電流が検出不可能な領域外のベクトルとなるよう、前記電圧指令ベクトルに補正ベクトルを加えて補正した補正電圧指令ベクトルと、前記電圧指令ベクトルから前記補正ベクトルを減算した逆補正電圧指令ベクトルとを導出し、前記電流検出区間においては、前記補正電圧指令ベクトルに従って前記インバータを制御し、前記電流非検出区間においては、前記逆補正電圧指令ベクトルに従って前記インバータを制御する。

このように補正電圧指令ベクトルと逆補正電圧指令ベクトルの二つを演算し、電流検出区間と電流非検出区間の電圧指令値とすることにより、電流検出区間における補正を打ち消す逆補正を非電流検出区間において行うことが可能となる。

また、前記電圧指令ベクトルは、所定の固定軸を基準とした前記電圧指令ベクトルの位相に応じて電気角６０度ごとにステップ的に回転するａｂ座標上の二相の電圧指令ベクトルであり、前記電圧指令ベクトル補正手段による前記補正電圧指令ベクトル、及び、前記逆補正電圧指令ベクトルは、ａｂ座標上において導出される。

これにより、電圧指令ベクトルの座標軸成分を補正するという簡素な処理によって、所望の補正を実現可能となる。また、補正電圧指令ベクトルだけでなく、逆補正電圧指令ベクトルも演算の簡単なａｂ座標上で導出することができるので、演算負荷の低減を図ることができる。

また、前記電流検出区間は、前記キャリア周期の前半の周期である。このようにすることで、逆補正を行うための演算の時間を稼ぐことができるようになる。

本発明によれば、電圧指令ベクトルの補正に伴う相電流の歪みを軽減し、起動不良や異音の発生を解消若しくは抑制することが可能となる。

本発明の実施形態に係るモータ駆動システムの全体構成ブロック図である。図１のモータに印加される三相交流電圧の典型的な例を示す図である。図１のモータに対する通電パターン、及び、各通電パターンと母線電流との関係を表として示した図である。図１のモータにおける各相電圧の電圧レベルとキャリア信号との関係、並びに、その関係に応じたＰＷＭ信号、及び、母線電流の波形を示す図である。図１のモータにおける各相電圧の高低関係の組み合わせ（モード）、及び、各組み合わせにおいて検出される電流の相を表として示した図である。図１のモータの解析モデル図である。本発明の実施形態に係り、固定軸であるＵ相軸、Ｖ相軸、及び、Ｗ相軸と、回転軸であるｄ軸、及び、ｑ軸と、電圧ベクトルとの関係を表す空間ベクトル図である。本発明にて定義されるａ軸を説明するための図である。図８のａ軸との関係を考慮して回転子の位相（θ）を分解した様子を示す図である。本発明に基礎となる電圧ベクトルの補正処理の手順を表すフローチャートである。図１０の補正処理の前後のａｂ座標上における電圧ベクトルの軌跡を示す図である。Ｕ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸と、α軸及びβ軸との関係を示す図である。図１０の補正処理を経て得られる電圧ベクトルのαβ座標上の軌跡を示す図である。図１０の補正処理を経て得られるα軸電圧、及び、β軸電圧の電圧波形と、図１０の補正処理を経て得られるＵ相電圧、Ｖ相電圧、及び、Ｗ相電圧の電圧波形とを示す図である。現状の補正による図１のモータにおける各相電圧の電圧レベルとキャリア信号との関係、並びに、その関係に応じたＰＷＭ信号、及び、母線電流の波形を示す図である。現状の補正による相電圧の不連続部分の様子を示す図である。本発明の補正による図１のモータにおける各相電圧の電圧レベルとキャリア信号との関係、並びに、その関係に応じたＰＷＭ信号、及び、母線電流の波形を示す図である。本発明の補正による相電圧の不連続部分の様子を示す図である。本発明の実施例に係るモータ駆動システムの全体構成ブロック図である。図１９の電流検出部の内部ブロック図である。図１９の電圧ベクトル補正部の内部ブロック図である。現状の補正を行った場合の相電圧を示す図である。本発明の他の実施例の補正による図１のモータにおける各相電圧の電圧レベルとキャリア信号との関係、並びに、その関係に応じたＰＷＭ信号、及び、母線電流の波形を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。

図１は本発明の一実施形態に係るモータ駆動システムのブロック構成図である。図１のモータ駆動システムは、三相永久磁石同期モータ１（以下、単に「モータ１」と記す）と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）インバータ２（以下、単に「インバータ２」という）と、制御部３と、直流電源４と、電流センサ（電流検出手段）５とを備える。直流電源４は、負出力端子４ｂを低電圧側として、正出力端子４ａと負出力端子４ｂとの間に直流電圧を出力する。図１のモータ駆動システムは、１シャント電流検出方式を採用している。

モータ１は、永久磁石が設けられた回転子６と、Ｕ相、Ｖ相、及び、Ｗ相の電機子巻線７ｕ、７ｖ、及び、７ｗが設けられた固定子７とを備えている。電機子巻線７ｕ、７ｖ、及び、７ｗは、中性点１４を中心にＹ結線されている。電機子巻線７ｕ、７ｖ、及び、７ｗにおいて、中性点１４の反対側の非結線端は、それぞれ端子１２ｕ、１２ｖ、及び、１２ｗに接続されている。

インバータ２は、Ｕ相用のハーフブリッジ回路、Ｖ相用のハーフブリッジ回路、及び、Ｗ相用のハーフブリッジ回路を備える。各ハーフブリッジ回路は、一対のスイッチング素子を有する。各ハーフブリッジ回路において、一対のスイッチング素子は、直流電源４の正出力端子４ａと負出力端子４ｂとの間に直列接続され、各ハーフブリッジ回路に直流電源４からの直流電圧が印加される。

Ｕ相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子８ｕ（以下、上アーム８ｕとも呼ぶ）、及び、低電圧側のスイッチング素子９ｕ（以下、下アーム９ｕとも呼ぶ）から成る。Ｖ相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子８ｖ（以下、上アーム８ｖとも呼ぶ）、及び、低電圧側のスイッチング素子９ｖ（以下、下アーム９ｖとも呼ぶ）から成る。Ｗ相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子８ｗ（以下、上アーム８ｗとも呼ぶ）、及び、低電圧側のスイッチング素子９ｗ（以下、下アーム９ｗとも呼ぶ）から成る。また、スイッチング素子８ｕ、８ｖ、８ｗ、９ｕ、９ｖ、及び、９ｗには、それぞれ並列に直流電源４の低電圧側から高電圧側に向かう方向を順方向としてダイオード１０ｕ、１０ｖ、１０ｗ、１１ｕ、１１ｖ、及び、１１ｗが接続されている。各ダイオード１０ｕ、１０ｖ、１０ｗ、１１ｕ、１１ｖ、及び、１１ｗはフリーホイールダイオードとして機能する。

直列接続された上アーム８ｕと下アーム９ｕの接続点、直列接続された上アーム８ｖと下アーム９ｖの接続点、直列接続された上アーム８ｗと下アーム９ｗの接続点は、それぞれ端子１２ｕ、１２ｖ及び１２ｗに接続される。尚、図１では、各スイッチング素子として電界効果トランジスタが示されているが、それらをＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）などに置き換えることもできる。

インバータ２は、制御部３から与えられた三相電圧指令値に基づいて各相に対するＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）を生成し、このＰＷＭ信号をインバータ２内の各スイッチング素子の制御端子（ベース又はゲート）に与えることで、各スイッチング素子をスイッチング動作させる。制御部３からインバータ２に供給される三相電圧指令値は、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ^*、及び、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ^*から構成され、Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、及び、Ｖｗ^*によって、それぞれＵ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、及び、Ｗ相電圧Ｖｗの電圧レベル（電圧値）が表される。そして、インバータ２は、Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、及び、Ｖｗ^*に基づいて、各スイッチング素子のオン（導通）又はオフ（非導通）を制御する。

同一の相の上アームと下アームが同時にオンとなるのを防ぐためのデッドタイムを無視すると、各ハーフブリッジ回路において、上アームがオンである時は下アームはオフであり、上アームがオフである時は下アームはオンである。以下の説明は、上記デッドタイムを無視して行うものとする。

インバータ２に印加されている直流電源４からの直流電圧は、インバータ２内の各スイッチング素子のスイッチング動作によって、例えばＰＷＭ変調（パルス幅変調）された三相交流電圧に変換される。この三相交流電圧がモータ１に印加されることによって、各電機子巻線（７ｕ、７ｖ及び７ｗ）に、三相交流電圧に応じた電流が流れてモータ１が駆動される。

電流センサ５は、インバータ２の母線１３に流れる電流（以下、「母線電流」という）を検出する。母線電流は直流成分を有するため、それを直流電流と解釈することもできる。インバータ２において、下アーム９ｕ、９ｖ、及び、９ｗの低電圧側は共通結線されて直流電源４の負出力端子４ｂに接続される。下アーム９ｕ、９ｖ、及び、９ｗの低電圧側が共通結線される配線が母線１３であり、電流センサ５は母線１３に直列に介在している。

この電流センサ５は、検出した母線電流（検出電流）の電流値を表す信号を制御部３に伝達する。制御部３は電流センサ５の出力信号等を参照しつつ上記三相電圧指令値を生成、及び、出力する。尚、電流センサ５は、例えばシャント抵抗、又は、カレントトランス等である。また、下アーム９ｕ、９ｖ、及び、９ｗの低電圧側と負出力端子４ｂとを接続する配線（母線１３）にではなく、上アーム８ｕ、８ｖ、及び、８ｗの高電圧側と正出力端子４ａとを接続する配線に電流センサ５を設けるようにしてもよい。

ここで、図２〜図５を用いて、母線電流と各相の電機子巻線に流れる相電流との関係等について説明する。電機子巻線７ｕ、７ｖ、及び、７ｗに流れる電流を、それぞれＵ相電流、Ｖ相電流、及び、Ｗ相電流と呼び、それらのそれぞれを（或いは、それらを総称して）相電流と呼ぶ（図１参照）。また、相電流において、端子１２ｕ、１２ｖ、又は、１２ｗから中性点１４に流れ込む方向の電流の極性を正とし、中性点１４から流れ出す方向の電流の極性を負とする。

図２はモータ１に印加される三相交流電圧の典型的な例を示す。図２において、１００ｕ、１００ｖ、及び、１００ｗは、それぞれモータ１に印加されるべきＵ相電圧、Ｖ相電圧、及び、Ｗ相電圧の波形を表す。Ｕ相電圧、Ｖ相電圧、及び、Ｗ相電圧のそれぞれを（或いは、それらを総称して）相電圧と呼ぶ。モータ１に正弦波状の電流を流す場合、インバータ２の出力電圧は正弦波状とされる。尚、図２の各相電圧は理想的な正弦波となっているが、本実施形態において実際にはこの正弦波に歪みが加えられる（詳細は後述する）。

図２に示す如く、Ｕ相電圧、Ｖ相電圧、及び、Ｗ相電圧の間の電圧レベルの高低関係は、時間の経過と共に変化していく。この高低関係は三相電圧指令値によって定まり、インバータ２は、三相電圧指令値に従って各相に対する通電パターンを決定する。図３にこの通電パターンを表として示す。図３の左側から第１列目〜第３列目に通電パターンを表す。第４列目については後述する。

通電パターンには、Ｕ相、Ｖ相、及び、Ｗ相の下アームが全てオンの通電パターン「ＬＬＬ」と、Ｗ相の上アームがオン、且つ、Ｕ相、及び、Ｖ相の下アームがオンの通電パターン「ＬＬＨ」と、Ｖ相の上アームがオン、且つ、Ｕ相、及び、Ｗ相の下アームがオンの通電パターン「ＬＨＬ」と、Ｖ相、及び、Ｗ相の上アームがオン、且つ、Ｕ相の下アームがオンの通電パターン「ＬＨＨ」と、Ｕ相の上アームがオン、且つ、Ｖ相、及び、Ｗ相の下アームがオンの通電パターン「ＨＬＬ」と、Ｕ相、及び、Ｗ相の上アームがオン、且つ、Ｖ相の下アームがオンの通電パターン「ＨＬＨ」と、Ｕ相、及び、Ｖ相の上アームがオン、且つ、Ｗ相の下アームがオンの通電パターン「ＨＨＬ」と、Ｕ相、Ｖ相、及び、Ｗ相の上アームが全てオンの通電パターン「ＨＨＨ」とがある（上アーム、及び、下アームの符号（８ｕ等）を省略して記載）。

図４に三相変調を行う場合における、各相電圧の電圧レベルとキャリア信号との関係、並びに、その関係に応じたＰＷＭ信号、及び、母線電流の波形を示す。各相電圧の電圧レベルの高低関係は様々に変化するが、説明の具体化のため、図４は図２に示す或るタイミング１０１に着目している。即ち、図４はＷ相電圧の電圧レベルが最大であって、且つ、Ｕ相電圧の電圧レベルが最小である場合を示している。電圧レベルが最大の相を「最大相」、電圧レベルが最小の相を「最小相」、電圧レベルが最大でも最小でもない相を「中間相」と呼ぶ。

図４に示す状態では、最大相、中間相及び最小相は、それぞれＷ相、Ｖ相、及び、Ｕ相となっている。図４において、符号ＣＳは各相電圧の電圧レベルと比較されるキャリア信号を表す。キャリア信号は周期的な三角波信号となっており、その信号の周期をキャリア周期という。尚、キャリア周期は図２に示す三相交流電圧の周期よりもはるかに短いため、仮に図４に示すキャリア信号の三角波を図２上で表すと、その三角波は１本の線となって見える。

各キャリア周期の開始タイミング、即ちキャリア信号が最低レベルにあるタイミングをＴ０と呼ぶと、このタイミングＴ０において、各相の上アーム（８ｕ、８ｖ、及び、８ｗ）はオンとされる。この場合は短絡回路が形成されて直流電源４への電流の出入りがない状態となるため、母線電流は零となる。

インバータ２は、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ^*、及び、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ^*を参照して各相電圧の電圧レベルとキャリア信号ＣＳを比較する。そして、キャリア信号ＣＳのレベル（電圧レベル）の上昇過程において、最小相の電圧レベルがキャリア信号ＣＳと交差するタイミングＴ１に至ると、最小相の下アームがオンとされ、最小相の電流が母線電流として流れる。図４に示す例の場合、タイミングＴ１から後述のタイミングＴ２に至るまでの間は、Ｕ相の下アーム９ｕがオンとなるため、Ｕ相電流（極性は負）が母線電流として流れる。

更にキャリア信号ＣＳのレベルが上昇して中間相の電圧レベルがキャリア信号ＣＳと交差するタイミングＴ２に至ると、最大相の上アームがオン、且つ、中間相、及び、最小相の下アームがオンとなって、最大相の電流が母線電流として流れる。図４に示す例の場合、タイミングＴ２から後述のタイミングＴ３に至るまでの間は、Ｗ相の上アーム８ｗがオン、且つ、Ｖ相、及び、Ｕ相の下アーム９ｖ、及び、９ｕがオンとなるため、Ｗ相電流（極性は正）が母線電流として流れる。

更にキャリア信号ＣＳのレベルが上昇して最大相の電圧レベルがキャリア信号ＣＳと交差するタイミングＴ３に至ると、全ての相の下アームがオンとなって、短絡回路が形成されて直流電源４への電流の出入りがない状態となるため、母線電流は零となる。

タイミングＴ３と後述するタイミングＴ４の中間タイミングにおいて、キャリア信号ＣＳが最大レベルに達した後、キャリア信号ＣＳのレベルは下降していく。キャリア信号ＣＳのレベルの下降過程において、最大相の電圧レベルがキャリア信号ＣＳと交差するタイミングをＴ４、中間相の電圧レベルがキャリア信号ＣＳと交差するタイミングをＴ５、最小相の電圧レベルがキャリア信号ＣＳと交差するタイミングをＴ６、次のキャリア周期の開始タイミングをＴ７とすると、タイミングＴ４−Ｔ５間、タイミングＴ５−Ｔ６間、タイミングＴ６−Ｔ７間は、それぞれタイミングＴ２−Ｔ３間、タイミングＴ１−Ｔ２間、タイミングＴ０−Ｔ１間と同じ通電パターンとなる。

従って例えば、タイミングＴ１−Ｔ２間、或いは、タイミングＴ５−Ｔ６間で母線電流を検出すれば、母線電流から最小相の電流を検出することができ、タイミングＴ２−Ｔ３間、或いは、タイミングＴ４−Ｔ５間で母線電流を検出すれば、母線電流から最大相の電流を検出することができる。そして、中間相の電流は三相電流の総和が零になることを利用して計算で得ることができる。図３の表の第４列目には、各通電パターンにおいて母線電流として流れる電流の相を、電流極性付きで示している。例えば、図３の表の５行目に対応する通電パターン「ＬＨＨ」においては、母線電流としてＵ相電流（極性は負）が流れる。

実際にはキャリア信号ＣＳのレベルが上昇していく過程のタイミングＴ１−Ｔ２間、Ｔ２−Ｔ３間で電流検出を行うため、この区間が電流検出区間となる。また、上述した如くタイミングＴ４−Ｔ５間、Ｔ５−Ｔ６間でも電流検出は可能であるが、タイミングＴ１−Ｔ２間、Ｔ２−Ｔ３間で検出できればここでは必要無いので、この区間では電流検出は行わない。従って、この区間を電流非検出区間と呼ぶ。

尚、キャリア周期からタイミングＴ１とＴ６との間の期間を除いた期間は最小相に対するＰＷＭ信号のパルス幅を表し、キャリア周期からタイミングＴ２とＴ５との間の期間を除いた期間は中間相に対するＰＷＭ信号のパルス幅を表し、キャリア周期からタイミングＴ３とＴ４との間の期間を除いた期間は最大相に対するＰＷＭ信号のパルス幅を表す。

Ｗ相が最大相、且つ、Ｕ相が最小相の場合を例に挙げたが、最大相、中間相及び最小相の組み合わせは、６通りある。図５にこの組み合わせを表として示す。Ｕ相電圧、Ｖ相電圧、及び、Ｗ相電圧を、それぞれ、Ｖｕ、Ｖｖ、及び、Ｖｗで表した場合において、
Ｖｕ＞Ｖｖ＞Ｖｗ、が成立する状態を第１モード、
Ｖｖ＞Ｖｕ＞Ｖｗ、が成立する状態を第２モード、
Ｖｖ＞Ｖｗ＞Ｖｕ、が成立する状態を第３モード、
Ｖｗ＞Ｖｖ＞Ｖｕ、が成立する状態を第４モード、
Ｖｗ＞Ｖｕ＞Ｖｖ、が成立する状態を第５モード、
Ｖｕ＞Ｖｗ＞Ｖｖ、が成立する状態を第６モード、
と呼ぶと、図４に示した例は第４モードに対応している。また、図５には各モードにおいて検出される電流の相も示されている。

Ｕ相電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ^*、及び、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ^*は、具体的には、それぞれカウンタの設定値ＣｎｔＵ、ＣｎｔＶ、及び、ＣｎｔＷとして表される。相電圧が高いほど大きな設定値が与えられる。例えば、第４モードにおいては、ＣｎｔＷ＞ＣｎｔＶ＞ＣｎｔＵ、が成立する。

制御部３に設けられたカウンタ（図示せず）は、キャリア周期ごとにタイミングＴ０を基準としてカウント値を０からアップカウントする。そして、そのカウント値がＣｎｔＵに達した時点でＵ相の上アーム８ｕがオンの状態から下アーム９ｕがオンの状態に切り替えられ、そのカウント値がＣｎｔＶに達した時点でＶ相の上アーム８ｖがオンの状態から下アーム９ｖがオンの状態に切り替えられ、そのカウント値がＣｎｔＷに達した時点でＷ相の上アーム８ｗがオンの状態から下アーム９ｗがオンの状態に切り替えられる。キャリア信号ＣＳが最大レベルに達した後は、カウント値はダウンカウントされ、逆の切り替え動作が行われる。

従って、第４モードにおいては、上記のカウンタ値がＣｎｔＵに達した時点がタイミングＴ１に対応し、ＣｎｔＶに達した時点がタイミングＴ２に対応し、ＣｎｔＷに達した時点がタイミングＴ３に対応することになる。このため、第４モードにおいては、カウンタ値がアップカウントされている状態で、カウンタ値がＣｎｔＵより大きく、且つ、ＣｎｔＶより小さいタイミングに電流センサ５の出力信号をサンプリングすることにより母線電流として流れるＵ相電流（極性は負）を検出することができ、カウンタ値がＣｎｔＶより大きく、且つ、ＣｎｔＷより小さいタイミングに電流センサ５の出力信号をサンプリングすることにより、母線電流として流れるＷ相電流（極性は正）を検出することができる。

同様に考えて、図５に示す如く、第２モードにおいては、上記のカウンタ値がＣｎｔＷに達した時点がタイミングＴ１に対応し、ＣｎｔＵに達した時点がタイミングＴ２に対応し、ＣｎｔＶに達した時点がタイミングＴ３に対応することになる。このため、第２モードにおいては、カウンタ値がアップカウントされている状態で、カウンタ値がＣｎｔＷより大きく且つＣｎｔＵより小さいタイミングの母線電流からＷ相電流（極性は負）を検出することができ、カウンタ値がＣｎｔＵより大きく且つＣｎｔＶより小さいタイミングの母線電流からＶ相電流（極性は正）を検出することができる。第１、第３、第５、第６モードについても同様である。

また、タイミングＴ１−Ｔ２間の、最小相の相電流を検出するサンプリングタイミング（例えば、タイミングＴ１とＴ２の中間タイミング）をＳＴ１にて表し、タイミングＴ２−Ｔ３間の、最大相の相電流を検出するサンプリングタイミング（例えば、タイミングＴ２とＴ３の中間タイミング）をＳＴ２にて表す。

尚、三相電圧指令値（Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、及び、Ｖｗ^*）としてのカウンタの設定値ＣｎｔＵ、ＣｎｕＶ、及び、ＣｎｔＷによって、各相に対するＰＷＭ信号のパルス幅（及び、デューティ）は特定される。

上述の原理に基づき母線電流から各相電流を検出することができるのであるが、図４を参照して理解されるように、例えば図４の如く最大相と中間相の電圧レベルが接近すると、タイミングＴ２−Ｔ３間、及び、Ｔ４−Ｔ５間の時間長さが短くなる。母線電流は図１の電流センサ５からのアナログ出力信号をデジタル信号に変換することによって検出されるが、この時間長さが極端に短いと、必要なＡ／Ｄ変換時間やリンギング（スイッチングに由来して生じる電流脈動）の収束時間を確保できなくなって、最大相の相電流を検出できなくなる。同様に、最小相と中間相の電圧レベルが接近すると、最小相の相電流を検出できなくなる。二相分の電流を実測できなければ、三相分の相電流を再現することはできず、モータ１をベクトル制御することはできない。

本実施形態では、このような二相分の電流を実測できなくなると考えられる期間において、モータ１への印加電圧を表す電圧ベクトル（電圧指令ベクトル）を補正して各相電圧間の電圧レベル差を所定値以上に保ち、これによって上記の不具合を解消する。

この補正手法の詳細な説明の前に、各種の状態量（状態変数）の説明、及び、定義等を行う。図６はモータ１の解析モデル図である。図６にはＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子巻線固定軸（以下、それらを単にＵ相軸、Ｖ相軸、及び、Ｗ相軸とも呼ぶ）が示されている。６ａは、モータ１の回転子６に設けられた永久磁石である。永久磁石６ａが作る磁束と同じ速度で回転する回転座標系において、永久磁石６ａが作る磁束の方向をｄ軸にとる。また、図示していないが、ｄ軸から電気角で９０度進んだ位相にｑ軸をとる。

また、モータ１のベクトル制御を行うに際して回転子位置検出用の位置センサを用いない場合は、真のｄ軸、及び、ｑ軸が不明であるため、制御上の推定軸が定義される。ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸とし、ｑ軸に対応する制御上の推定軸をδ軸とする。δ軸は、γ軸から電気角で９０度進んだ軸である（図６において図示せず）。通常ベクトル制御は、γ軸、及び、δ軸がｄ軸、及び、ｑ軸と一致するように実施される。ｄ軸とｑ軸は、実軸の回転座標系の座標軸であり、それらを座標軸に選んだ座標をｄｑ座標とよぶ。γ軸とδ軸は、制御上の回転座標系（推定回転座標系）の座標軸であり、それらを座標軸に選んだ座標をγδ座標とよぶ。

ｄ軸（及び、ｑ軸）は回転しており、その回転速度（電気角速度）を実モータ速度ωと呼ぶ。γ軸（及び、δ軸）も回転しており、その回転速度（電気角速度）を推定モータ速度ωｅと呼ぶ。また、ある瞬間の回転しているｄｑ座標において、ｄ軸の位相をＵ相の電機子巻線固定軸を基準としてθ（実回転子位置θ）により表す。同様に、ある瞬間の回転しているγδ座標において、γ軸の位相をＵ相の電機子巻線固定軸を基準としてθｅ（推定回転子位置θｅ）により表すと、ｄ軸とγ軸との軸誤差Δθは、Δθ＝θ−θｅで表される。

また、インバータ２からモータ１に印加される全体のモータ電圧をＶａにて表し、インバータ２からモータ１に供給される全体のモータ電流をＩａにて表す。そして、モータ電圧Ｖａのγ軸成分、δ軸成分、ｄ軸成分、及び、ｑ軸成分を、それぞれγ軸電圧ｖγ、δ軸電圧ｖδ、ｄ軸電圧ｖｄ、及び、ｑ軸電圧ｖｑで表し、モータ電流Ｉａのγ軸成分、δ軸成分、ｄ軸成分、及び、ｑ軸成分を、それぞれγ軸電流ｉγ、δ軸電流ｉδ、ｄ軸電流ｉｄ、及び、ｑ軸電流ｉｑで表す。

また、γ軸電圧ｖγ、δ軸電圧ｖδ、ｄ軸電圧ｖｄ、及び、ｑ軸電圧ｖｑに対する指令値（電圧指令値）を、それぞれγ軸電圧指令値ｖγ^*、δ軸電圧指令値ｖδ^*、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*、及び、ｑ軸電圧指令値ｖｑ^*にて表す。γ軸電圧指令値ｖγ^*、δ軸電圧指令値ｖδ^*、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*、及び、ｑ軸電圧指令値ｖｑ^*は、モータ駆動システム内において算出され、それぞれ、ｖγ、ｖδ、ｖｄ、及び、ｖｑが追従すべき電圧（電圧値）を表す。

更にまた、γ軸電流ｉγ、δ軸電流ｉδ、ｄ軸電流ｉｄ、及び、ｑ軸電流ｉｑに対する指令値（電流指令値）を、それぞれγ軸電流指令値ｉγ^*、δ軸電流指令値ｉδ^*、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*、及び、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*にて表す。ｉγ^*、ｉδ^*、ｉｄ^*、及び、ｉｑ^*は、モータ駆動システム内において算出され、それぞれｉγ、ｉδ、ｉｄ、及び、ｉｑが追従すべき電流（電流値）を表す。

［電圧指令ベクトルの補正］
以下、本実施形態の特徴的な機能である電圧指令ベクトルの補正手法について説明する。図７に固定軸であるＵ相軸、Ｖ相軸、及び、Ｗ相軸と、回転軸であるｄ軸、及び、ｑ軸と、電圧ベクトルとの関係を表す空間ベクトル図を示す。符号１１０が付されたベクトルが電圧ベクトルである。ｑ軸から見た電圧ベクトル１１０の位相をδにて表す。Ｕ相軸を基準とした電圧ベクトル１１０の位相は、（θ＋δ＋π／２）にて表される。

電圧ベクトル１１０は、モータ１に印加される電圧をベクトルとして捉えたものであり、例えばｄｑ座標に着目した場合、電圧ベクトル１１０のｄ軸成分、及び、ｑ軸成分は、それぞれｖｄ、及び、ｖｑである。実際にはモータ駆動システム内においてｄ軸電圧指令値ｖｄ^*、及び、ｑ軸電圧指令値ｖｑ^*が算出され、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*、及び、ｑ軸電圧指令値ｖｑ^*によって電圧ベクトル１１０が表される。このため、電圧ベクトルは電圧指令ベクトルとも読み替えられる。

Ｕ相軸近傍、Ｖ相軸近傍、及び、Ｗ相軸近傍の網掛けが施されたアスタリスク状の領域１１１は、二相分の電流が検出できない領域を表している。例えば、Ｖ相電圧とＷ相電圧が近くて二相分の電流が検出できない場合、電圧ベクトル１１０はＵ相軸近傍に位置することになり、Ｕ相電圧とＷ相電圧が近くて二相分の電流が検出できない場合、電圧ベクトル１１０はＶ相軸近傍に位置することになる。

このように、二相分の電流が検出不可能な領域１１１は、Ｕ相軸を基準として電気角で６０度ごとに存在し、電圧ベクトル１１０がその領域１１１に位置すると二相分の電流が検出できない。従って、電圧ベクトルが領域１１１内にある場合に、電圧ベクトルが領域１１１外のベクトルとなるように電圧ベクトルを補正してやれば、電流検出が不可能な状態を回避可能となる。

この補正を実行するべく、ここでは二相分の電流を検出不可能な領域１１１の特性に着目して、電気角６０度ごとにステップ的に回転する座標を考える。この座標をａｂ座標と呼ぶ（尚、ｄｑ座標やγδ座標は連続的に回転する座標である）。ａｂ座標は、互いに直交するａ軸とｂ軸を座標軸としている。図９にａ軸がとり得る六つの軸を示す。ａ軸は、電圧ベクトル１１０の位相（θ＋δ＋π／２）に応じて、ａ１軸〜ａ６軸の何れかとなる。ａ１軸、ａ３軸、及び、ａ５軸は、それぞれＵ相軸、Ｖ相軸、及び、Ｗ相軸に一致し、ａ２軸、ａ４軸、及び、ａ６軸は、それぞれａ１軸とａ３軸の中間軸、ａ３軸とａ５軸の中間軸、及び、ａ５軸とａ１軸の中間軸である。尚、符号１３１が付された円については後述する。

電圧ベクトル１１０が、符号１２１が付された範囲に位置する場合、即ち、
１１π／６≦（θ＋δ＋π／２）＜０、又は、０≦（θ＋δ＋π／２）＜π／６、
が成立する場合、ａ軸はａ１軸となり、
電圧ベクトル１１０が、符号１２２が付された範囲に位置する場合、即ち、
π／６≦（θ＋δ＋π／２）＜π／２、が成立する場合、ａ軸はａ２軸となり、
電圧ベクトル１１０が、符号１２３が付された範囲に位置する場合、即ち、
π／２≦（θ＋δ＋π／２）＜５π／６、が成立する場合、ａ軸はａ３軸となり、
電圧ベクトル１１０が、符号１２４が付された範囲に位置する場合、即ち、
５π／６≦（θ＋δ＋π／２）＜７π／６、が成立する場合、ａ軸はａ４軸となり、
電圧ベクトル１１０が、符号１２５が付された範囲に位置する場合、即ち、
７π／６≦（θ＋δ＋π／２）＜３π／２、が成立する場合、ａ軸はａ５軸となり、
電圧ベクトル１１０が、符号１２６が付された範囲に位置する場合、即ち、
３π／２≦（θ＋δ＋π／２）＜１１π／６、が成立する場合、ａ軸はａ６軸となる。例えば、電圧ベクトル１１０が図９に示す位置にある場合、ａ軸はａ４軸となる。

このように、ａ軸は電圧ベクトルの回転に伴って、６０度ごとにステップ的に回転し、ｂ軸もａ軸と直交しつつａ軸と共に６０度ごとにステップ的に回転する。ａ軸、及び、ｂ軸は６０度ごとに量子化されて６０度ごとに回転する座標軸であるとも表現できる。このため、ａ軸は常に二相分の電流を検出不可能な領域の中心に位置することになる。本補正手法では、ｄｑ座標上の電圧ベクトルをａｂ座標上に変換し、そのａｂ座標上に変換された電圧ベクトルのａ軸成分、及び、ｂ軸成分を参照して必要に応じてそれらを補正する（例えば、補正によってｂ軸成分を大きくする）。

［現状の電圧指令ベクトルの補正］
次に、現状における上記補正処理のより具体的な実現方法について説明する。ａ１軸〜ａ６軸のうち、電圧ベクトル１１０が最も近い軸の位相は、Ｕ相軸を基準として、「（ｎ＋２）π／３」にて表される。ここで、ｎは、（θ＋δ）をπ／３で割った時に得られる商である。便宜上、図９に示す如く、θを上記の位相（ｎ＋２）π／３と、その位相（ｎ＋２）π／３とθとの差分位相θδとに分解する。これらの位相の関係は、数式１及び式２にて表される。

ｄｑ座標を差分位相θδだけ座標変換することにより、電圧ベクトル１１０をａｂ座標上における電圧ベクトルとして捉える。ａｂ座標上で考え、電圧ベクトル１１０のａ軸成分、及び、ｂ軸成分をａ軸電圧ｖａ、及び、ｂ軸電圧ｖｂとすると、ｄ軸電圧ｖｄ、及び、ｑ軸電圧ｖｑとａ軸電圧ｖａ、及び、ｂ軸電圧ｖｂは、下記数式３の座標変換式を満たす。

差分位相θδは、以下のように算出できる。下記数式４を用いて算出されるδに合致するｎ（即ち、（θ＋δ）をπ／３で割った時に得られる商）を、θを参照して求める。その求めたｎとθを上記数式２に代入すれば、差分位相θδが得られる。

そして、数式３に従って算出されたａ軸電圧ｖａ、及び、ｂ軸電圧ｖｂを参照して補正処理を行う。図１０にこの補正処理の手順を示すフローチャートを示す。ステップＳ１では、数式３に従う座標変換が行われる。続くステップＳ２において、ｖａ、及び、ｖｂに対する補正処理が行われる。

ステップＳ２では、先ずｂ軸電圧ｖｂの大きさ（絶対値）が所定の閾値Δ（但し、Δ＞０）より小さいか否かを判断する。即ち、下記数式５が満たされるか否かを判断する。そして、ｂ軸電圧ｖｂの大きさが閾値Δより小さい場合であって、且つ、ｂ軸電圧ｖｂが正である場合は、ｖｂがΔとなるように補正する。ｂ軸電圧ｖｂの大きさが閾値Δより小さい場合であって、且つ、ｂ軸電圧ｖｂが負である場合は、ｖｂが（−Δ）となるように補正する。ｂ軸電圧ｖｂの大きさが閾値Δ以上の場合、ｖｂに対して補正は施されない。

また、ステップＳ２において、ａ軸電圧ｖａが下記数式６を満たすか否かも判断する。そして、数式６を満たす場合、ｖａが数式６の右辺と等しくなるようにｖａを補正する。ｖａが下記数式６を満たさない場合、ｖａに対して補正は施されない。尚、数式６によって、電圧ベクトル１１０が図８の円１３１の内部に含まれるかを判断している。電圧ベクトル１１０が円１３１の内部に含まれる状態は、三相の相電圧が互いに接近している状態に対応しており、この状態においては、ｂ軸電圧ｖｂの大きさに関わらず二相分の電流は検出できない。

図１１に、ステップＳ２による補正処理の前後の、ａｂ座標上における電圧ベクトル（１１０）の軌跡を示す。図１１（ａ）は、ａｂ座標上における補正前の電圧ベクトル軌跡を表し、図１１（ｂ）は、ａｂ座標上における補正後の電圧ベクトル軌跡を表す。図１１（ａ）及び（ｂ）は、ｂ軸電圧ｖｂが補正される場合を例示している。図１１（ａ）及び（ｂ）のそれぞれに、各タイミングの電圧を表すプロットが多数記されている。図１１（ａ）に対応する補正前の電圧ベクトルは、二相分の電流を検出不可能なａ軸近傍にも位置し得るが、図１１（ｂ）に対応する補正後の電圧ベクトルは、ｖｂに対する補正によってａ軸近傍に位置することがない。

ステップＳ２による補正処理の後、ステップＳ３に移行し、補正後の電圧ベクトル１１０を「位相（ｎ＋２）π／３」だけ座標変換する。即ち、ａｂ座標上における補正後の電圧ベクトル１１０を、αβ座標上の電圧ベクトル１１０に変換する。αβ座標（αβ固定座標）は、α軸とα軸に直交するβ軸とを座標軸に選んだ固定座標である。図１２に示す如く、α軸はＵ相軸と一致している。電圧ベクトル１１０のα軸成分、及び、β軸成分をα軸電圧ｖα、及び、β軸電圧ｖβとすると、α軸電圧ｖα、及び、β軸電圧ｖβと補正後のａ軸電圧ｖａ、及び、ｂ軸電圧ｖｂは、下記数式７の座標変換式を満たす。

また、補正後のａ軸電圧ｖａ、及び、ｂ軸電圧ｖｂを、下記数式８に従ってＵ相電圧Ｖｕ、及び、Ｖ相電圧Ｖｖに変換することもできる。また、Ｗ相電圧Ｖｗは、下記数式９に従って算出される。尚、ｖａＤｉｆｆはａ軸上の補正量、ｖｂＤｉｆｆはｂ軸上の補正量である。

上記の補正処理を経た電圧ベクトルのαβ座標上の軌跡を図１３に示す。この補正処理により、固定座標であるαβ座標において、電圧ベクトルが位置しない領域が電気角６０度ごとに存在するようになる。また、上記の補正処理を経て得られるｖα、及び、ｖβの電圧波形を、横軸を時間にとり、図１４（ａ）に示す。また、上記の補正処理を経て得られるＵ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、及び、Ｗ相電圧Ｖｗの電圧波形を、横軸を時間にとって図１４（ｂ）に示す。図１４（ｂ）において、歪んだ正弦波上に並ぶプロット群１４２ｕはＵ相電圧Ｖｕの軌跡を、歪んだ正弦波上に並ぶプロット群１４２ｖはＶ相電圧Ｖｖの軌跡を、歪んだ正弦波上に並ぶプロット群１４２ｗはＷ相電圧Ｖｗの軌跡を表す。図１４（ｂ）からも分かるように、上記の補正処理によって各相電圧間の電圧差が所定値以上確保されている。

このように、本補正手法では、ｄｑ座標から固定座標（例えば、αβ座標）へ座標変換する際、ａｂ座標を介して二段階の座標変換を行うようにする。そして、補正のしやすいａｂ座標上において電圧ベクトルに対する補正処理を実行することで、必要な補正を簡素に、且つ、確実に実現する。ａｂ座標において、電圧ベクトル（電圧指令ベクトル）の座標軸成分ｖａ、及び、ｖｂを独立して補正するだけで済むため、補正内容が簡素である。特に、印加電圧が低い時には三相全てに対して補正が必要となるが、このような場合にも補正量の決定が容易である。

尚、この２段階の座標変換と、ｄｑ座標とαβ座標との座標変換（通常の一段階の座標変換）とが等価であること、即ち下記数式１０が成立することは、上記数式２より明らかである。

［本発明の電圧指令ベクトルの補正］
前記特許文献１では、電圧指令ベクトルの補正を図１５に示す如くキャリア信号ＣＳの１キャリア周期内における電流検出区間、即ち、前記サンプリングタイミングＳＴ１が存在するタイミングＴ１ーＴ２間、及び、サンプリングタイミングＳＴ２が存在するタイミングＴ２−Ｔ３間に加えて、電流を検出する必要の無い電流非検出区間、即ち、タイミングＴ５ーＴ６間、及び、タイミングＴ４−Ｔ５間においても行っていた。確かに、係る補正によって図４に比較して最大相（Ｖｗ）と中間相（Ｖｖ）の電圧レベルは離れ、タイミングＴ２−Ｔ３間、及び、Ｔ４−Ｔ５間の時間長さが拡大されて相電流の検出不能を回避することができるようになっている。

しかしながら、図７等の電圧ベクトル１１０が領域１１１外に位置するようにｖｂに対して補正を行うことにより、図１４（ｂ）に示す如く各相電圧が不連続となってしまう。図１６にこの不連続部分における電圧（例えば、Ｗ相電圧Ｖｗ）の様子を示す。この不連続性は、モータ１の滑らかな駆動にとって望ましいものではない。特に、モータ１の起動時や低負荷時には、電圧指令値も低いので、図１５のように補正を行った場合、印加するべき電圧からずれてモータが起動できなくなる。

そこで、本発明ではキャリア信号ＣＳの１キャリア周期内において、電流を検出する必要の無い電流非検出区間、即ち、図１５のタイミングＴ５ーＴ６間、及び、タイミングＴ４−Ｔ５間においては、電流検出区間、即ち、タイミングＴ１ーＴ２間、及び、タイミングＴ２−Ｔ３間において行った電圧指令ベクトルの補正を打ち消す逆の補正（逆補正と称す）を施す。

下記数式１１、及び、数式１２にこの場合の逆補正の様子をＵ相電圧ＶｕとＶ相電圧Ｖｖで表す。尚、数式１１は前記電流検出区間における補正の数式８に対応し、数式１２は数式９に対応する。また、−ｖａＤｉｆｆはこの場合の逆補正におけるａ軸上の補正量、−ｖｂＤｉｆｆはｂ軸上の補正量である。

図７にこの逆補正のベクトルを示す。また、図１７に本発明で電流非検出区間において逆補正を行った場合の電圧レベル等を示す。この逆補正によりタイミングＴ４−Ｔ５間の最大相と中間相の電圧レベルは再び接近することになるが、この区間は電流を検出する必要が無いので問題は無い。そして、このような補正とその補正を打ち消す逆補正を１キャリア周期内において行うことで、図１８に示すように図１６における電圧の不連続部分で電圧の不連続性を緩和することができる。また、数式１１等の座標変換の計算では、電流検出区間と電流非検出区間とも同じなので、計算量が増大することも無い。

以下に、このような補正処理（補正手法）を適用した実施例を示す。図１９は実施例としてのモータ駆動システムの全体構成ブロック図である。尚、図１９において図１と同一の部分には同一の符号を付す。

図１９のモータ駆動システムは、モータ１、インバータ２、直流電源４及び電流センサ５を備えていると共に、図１の制御部３を形成する「電流検出部２１、座標変換部２２、電圧変換部２３、電圧ベクトル補正部２４、座標変換部２５、位置センサ２７、位置検出部２８、及び、微分器２９」を備えている。

位置センサ２７は、ロータリエンコーダ等であり、モータ１の回転子６の実回転子位置θ（位相）に応じた信号を位置検出部２８に送る。位置検出部２８は、位置センサ２７の出力信号に基づいて実回転子位置θを検出する。微分器２９は、その実回転子位置θを微分することにより、実モータ速度ωを算出して出力する。

上述の如く、電流センサ５は母線電流を検出し、この母線電流の電流値を表す信号を出力する。母線電流をｉｄｃにて表す。電流検出部２１は、座標変換部２５が出力する三相電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、及び、Ｖｗ^*を参照して、何れの相が最大相、中間相及び最小相であるかを特定すると共に、電流センサ５の出力信号をサンプリングするタイミングＳＴ１、及び、ＳＴ２（図５参照）を決定し、そのタイミングにおいて得た母線電流の電流値からＵ相電流ｉｕ、及び、Ｖ相電流ｉｖを算出、及び、出力する。この際、必要に応じて、ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０の関係式を用いる（ｉｗはＷ相電流を表す）。

座標変換部２２は、実回転子位置θに基づいてＵ相電流ｉｕ、及び、Ｖ相電流ｉｖをｄ軸電流ｉｄ、及び、ｑ軸電流ｉｑに変換して出力する。

電圧変換部（電圧指令ベクトル作成手段）２３には、外部からモータ１（回転子６）を所望の速度で回転させるための指令値としてモータ速度指令値ω^*が与えられる。また、電圧変換部２３には、微分器２９から実モータ速度ωが与えられ、座標変換部２２からｄ軸電流ｉｄ、及び、ｑ軸電流ｉｑが与えられる。電圧変換部２３は、速度誤差（ω^*−ω）に基づいて、ｑ軸電流ｉｑが追従すべきｑ軸電流指令値ｉｑ^*を算出する。例えば、比例積分制御によって（ω^*−ω）が零に収束するようにｉｑ^*を算出する。更に、電圧変換部２３は、ｉｑ^*を参照してｄ軸電流ｉｄが追従すべきｄ軸電流指令値ｉｄ^*を算出する。例えば、最大トルク制御を実現するためのｉd*を算出する。そして、電圧変換部２３は、電流誤差（ｉｄ^*−ｉｄ）、及び、（ｉｑ^*−ｉｑ）が零に収束するように比例積分制御を行って、ｄ軸電圧ｖｄが追従すべきｄ軸電圧指令値ｖｄ^*、及び、ｑ軸電圧ｖｑが追従すべきｑ軸電圧指令値ｖｑ^*を算出及び出力する。

電圧ベクトル補正部（電圧指令ベクトル補正手段）２４は、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*、及び、ｑ軸電圧指令値ｖｑ^*、並びに実回転子位置θに基づき、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*、及び、ｑ軸電圧指令値ｖｑ^*を座標変換を介して補正しつつ、α軸電圧ｖαが追従すべきα軸電圧指令値ｖα^*、及び、β軸電圧ｖβが追従すべきβ軸電圧指令値ｖβ^*を算出して出力する。その補正の際、前述したキャリア信号ＣＳの１キャリア周期内における電流検出区間では前述の補正を行い、電流非検出区間ではそれを打ち消す逆補正を行う。

そして、座標変換部（三相電圧指令値作成手段）２５は、実回転子位置θに基づいてα軸電圧指令値ｖα^*、及び、β軸電圧指令値ｖβ^*を三相電圧指令値（Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、及び、Ｖｗ^*）に変換し、該三相電圧指令値をインバータ２に出力する。インバータ２は、該三相電圧指令値に従って、上述の如く三相交流電流をモータ１に供給する。

図２０に、電流検出部２１の内部ブロック図を示す。電流検出部２１の動作の説明に、図５も参照される。電流検出部２１は、タイミング生成部４１と、ＡＤ変換器４２と、相判断部４３とを有する。図５を参照して説明したように、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ^*、及び、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ^*は、それぞれ、カウンタの設定値ＣｎｔＵ、ＣｎｔＶ、及び、ＣｎｔＷとして表される。タイミング生成部４１は、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ^*、及び、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ^*に基づき、カウンタの設定値ＣｎｔＵ、ＣｎｔＶ、及び、ＣｎｔＷの大小関係を判断して現時点が第１〜第６モードの何れに属するかを特定すると共に、特定されたモードを考慮して母線電流を検出すべきタイミングＳＴ１、及び、ＳＴ２を決定する。例えば、「ＣｎｔＵ＞ＣｎｔＶ＞ＣｎｔＷ」である場合、現時点は第１モードに属すると判断し、設定値ＣｎｔＷとＣｎｔＶの間に対応するタイミングをＳＴ１、設定値ＣｎｔＶとＣｎｔＵの間に対応するタイミングをＳＴ２と定める。

以下、現時点が属するモードを表す情報を、「モード情報」と呼ぶ。ＡＤ変換器４２は、タイミングＳＴ１とＳＴ２のそれぞれにおいて電流センサ５の出力信号（アナログ出力信号）をサンプリングすることにより、タイミングＳＴ１とＳＴ２のそれぞれにおける母線電流ｉｄｃの電流値をデジタル値として検出、及び、出力する。相判断部４３は、タイミング生成部４１にて特定されたモード情報を参照して、ＡＤ変換器４２の出力信号からｉｕ、及び、ｉｖを算出する。例えば、モード情報が第１モードを表す場合、タイミングＳＴ１、及び、ＳＴ２にて検出される母線電流は、それぞれ（−ｉｗ）、及び、ｉｕである。ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０の関係式を用いれば、ｉｖを算出可能である。

図２１に、電圧ベクトル補正部２４の内部ブロック図を示す。電圧ベクトル補正部２４は、座標回転部５１及び５３と、成分補正部５２と、を有する。電圧ベクトル補正部２４では、上記数式３及び数式４におけるｖｄ、及び、ｖｑとしてｖｄ^*、及び、ｖｑ^*が用いられる。

座標回転部５１は、ｖｄ^*、及び、ｖｑ^*、並びに、θに基づき、上記数式３に従って、ｖｄ^*、及び、ｖｑ^*を、ｖａ、及び、ｖｂに変換する。つまり、ｖｄ^*、及び、ｖｑ^*によって表されるｄｑ座標上の二相の電圧指令ベクトルを、ｖａ、及び、ｖｂによって表されるａｂ座標上の二相の電圧指令ベクトルに変換する（これらの電圧指令ベクトルは、図７の電圧ベクトル１１０に相当する）。

数式３に基づく演算を実施する上で差分位相θδが必要となるが、差分位相θδは数式４を参照して上述した手法を用いて算出される。また、差分位相θδを算出する際に座標回転部５１にて求められたｎは、座標回転部５３での演算に利用される。

成分補正部５２は、図１０のステップＳ２における補正処理、及び、図１７に示す逆補正処理をｖａ、及び、ｖｂに対して施し、電流検出区間において補正後のｖａ、及び、ｖｂを、それぞれｖａｃ１、及び、ｖｂｃ１として出力し、電流非検出区間においては逆補正後のｖａ、及び、ｖｂを、それぞれｖａｃ２、ｖｂｃ２として出力する。但し、補正が不要の場合は、ｖａｃ＝ｖａ、且つ、ｖｂｃ＝ｖｂとなる。即ち、この発明における補正電圧指令ベクトルと逆補正電圧指令ベクトルの演算は、この成分補正部５２にて行われる。

本発明における補正電圧指令ベクトルは、ｖａ＋ｖａＤｉｆｆ、ｖｂ＋ｖｂＤｉｆｆで表される前記数式８の右端の括弧に相当する。また、本発明における逆補正電圧指令ベクトルは、ｖａ−ｖａＤｉｆｆ、ｖｂ−ｖｂＤｉｆｆで表される前記数式１１の右端の括弧に相当する。そして、本発明における補正ベクトルが前記数式８、数式１１中のｖａＤｉｆｆ、ｖｂＤｉｆｆに相当する。以後、電流検出区間用の指令値（補正電圧指令ベクトル）と、電流非検出区間用の指令値（逆補正電圧指令ベクトル）との二つを順次座標変換して、最終的にＵ、Ｖ、Ｗ相の電圧指令値にするものである。

座標回転部５３は、上記数式７に従って電流検出区間における補正後のａ軸電圧、及び、ｂ軸電圧（即ち、ｖａｃ１、及び、ｖｂｃ１）をｖα１^*、及び、ｖβ１^*に変換する。つまりｖａｃ１、及び、ｖｂｃ１によって表されるａｂ座標上の二相の電圧指令ベクトルを、ｖα１^*、及び、ｖβ１^*によって表されるαβ座標（αβ固定座標）上の二相の電圧指令ベクトル（補正電圧指令ベクトル）に変換する。この際、数式７におけるｖａ、ｖｂ、ｖα、及び、ｖβとして、それぞれｖａｃ１、ｖｂｃ１、ｖα１^*、及び、ｖβ１^*が用いられる。

また、座標回転部５３は、上記数式７に従って電流非検出区間における逆補正後のａ軸電圧、及び、ｂ軸電圧（即ち、ｖａｃ２、及び、ｖｂｃ２）をｖα２^*、及び、ｖβ２^*に変換する。つまりｖａｃ２、及び、ｖｂｃ２によって表されるａｂ座標上の二相の電圧指令ベクトルを、ｖα２^*、及び、ｖβ２^*によって表されるαβ座標（αβ固定座標）上の二相の電圧指令ベクトル（逆補正電圧指令ベクトル）に変換する。この際、数式７におけるｖａ、ｖｂ、ｖα、及び、ｖβとして、それぞれｖａｃ２、ｖｂｃ２、ｖα２^*、及び、ｖβ２^*が用いられる。

この実施例では、Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、及び、Ｖｗ^*の大小関係に基づいて現時点が属するモードを特定することにより、タイミングＳＴ１、及び、ＳＴ２において母線電流として母線１３（図１参照）に流れる電流の相を判断する。そして、その判断結果（即ち、モード情報）に従って、Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、及び、Ｖｗ^*からタイミングＳＴ１、及び、ＳＴ２を決定している。

尚、上記実施例では、ベクトル制御の制御周期と、ＰＷＭのキャリア周期が同じ場合に適応したが、ベクトル制御の制御周期が複数のキャリア周期に跨る場合に適応しても良い。例えば、図２３のような場合は、電流検出期間を１とした場合に、電流非検出区間は３となるので、逆補正電圧指令ベクトルを作成する際に電圧指令ベクトルから減算した補正ベクトルの値に１／３（電流検出区間の長さ／電流非検出区間の長さ）を乗算した値を減算すると良い。

また、上記実施例ではａｂ座標上で補正電圧指令ベクトルと逆補正電圧指令ベクトルを導出するようにしたが、それに限らず、電圧指令ベクトルと補正電圧指令ベクトルを求めて、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の電圧指令値にし、電圧指令ベクトルに対するＵ、Ｖ、Ｗ相の電圧指令値と補正電圧指令ベクトルに対するＵ、Ｖ、Ｗ相の電圧指令値との差を算出し、算出した差を電圧指令ベクトルに対するＵ、Ｖ、Ｗ相の電圧指令値に加算し、補正電圧指令ベクトルに対するＵ、Ｖ、Ｗ相の電圧指令値を電流検出区間に、この加算が成された電圧指令値を電流非検出区間に用いるようにしても良い。即ち、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の電圧指令に対して逆補正の演算を行うようにしても良い。

また、上記実施例ではモータ駆動システムに本発明のインバータ制御装置を適用したが、それに限らず、直流電源からの直流電圧をインバータによって三相の交流電圧に変換し、外部の三相交流電力系統に連系しつつ交流電圧に基づく交流電力を負荷に供給する系統連系装置に本発明のインバータ制御装置を採用しても良い。

１モータ
２インバータ
３制御部
４直流電源
５電流センサ
６回転子
７固定子
７ｕ、７ｖ、７ｗ電機子巻線
２１電流検出部
２３電圧変換部
２４電圧ベクトル補正部

Claims

キャリア信号のキャリア周期内における電流検出区間において、三相式のインバータと直流電源との間に流れる電流を検出電流として検出する電流検出手段を備え、検出された前記検出電流から前記インバータの三相電流を検出し、該三相電流に基づいて前記インバータを制御するインバータ制御装置において、
前記インバータの三相電圧が追従すべき電圧のベクトルであって、前記三相の各相電圧の合成電圧のベクトルからなる電圧指令ベクトルを作成する電圧指令ベクトル作成手段と、
作成された前記電圧指令ベクトルを補正する電圧指令ベクトル補正手段とを備え、
補正後の前記電圧指令ベクトルに従って前記インバータを制御すると共に、
前記電圧指令ベクトル補正手段は、当該電圧指令ベクトル補正手段によって補正された後の前記電圧指令ベクトルが、前記電流検出区間において前記三相電流が検出不可能な領域外のベクトルとなるように補正し、前記キャリア周期内の電流非検出区間においては、前記電流検出区間における補正を打ち消す逆補正を行うことを特徴とするインバータ制御装置。
前記電圧指令ベクトル補正手段は、前記電流検出区間において前記三相電流が検出不可能な領域外のベクトルとなるよう、前記電圧指令ベクトルに補正ベクトルを加えて補正した補正電圧指令ベクトルと、
前記電圧指令ベクトルから前記補正ベクトルを減算した逆補正電圧指令ベクトルとを導出し、
前記電流検出区間においては、前記補正電圧指令ベクトルに従って前記インバータを制御し、前記電流非検出区間においては、前記逆補正電圧指令ベクトルに従って前記インバータを制御することを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御装置。
前記電圧指令ベクトルは、所定の固定軸を基準とした前記電圧指令ベクトルの位相に応じて電気角６０度ごとにステップ的に回転するａｂ座標上の二相の電圧指令ベクトルであり、
前記電圧指令ベクトル補正手段による前記補正電圧指令ベクトル、及び、前記逆補正電圧指令ベクトルは、ａｂ座標上において導出されることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のインバータ制御装置。
前記電流検出区間は、前記キャリア周期の前半の周期であることを特徴とする請求項１乃至請求項３のうちの何れかに記載のインバータ制御装置。