CN107210699B - 交流旋转电机的控制装置及电动助力转向的控制装置 - Google Patents

Abstract

在包含具有相位差的第1绕组与第2绕组的交流旋转电机的控制装置中，具备推定和电流运算器，该推定和电流运算器在判定为能检测第1绕组的电流的情况下，作为推定和电流，输出由第1电流检测器检测到的第1绕组的电流与由第2电流检测器检测到的第2绕组的电流之和，在判定为无法检测第1绕组的电流的情况下，维持作为上一次值来输出的推定和电流，在判定为无法检测第1绕组的电流的情况下，基于将由推定和电流运算器输出的推定和电流减去由第2电流检测器检测到的第2绕组的电流而计算得到的第1绕组的推定电流值，来运算针对第1绕组的第1电压指令。

Description

交流旋转电机的控制装置及电动助力转向的控制装置

技术领域

本发明涉及无需改变控制周期即可提高交流旋转电机的输出的交流旋转电机的控制装置及电动助力转向的控制装置。

背景技术

在现有的三相PWM逆变器装置的相电流检测装置中，控制周期Tsw根据相位指令值θ*及电压指令值V*来进行长短变化。并且，在与根据相位指令值θ*及电压指令值V*而设定的零矢量以外的某个基本电压矢量相对应的开关模式的保持时间(t1或t2)比逆变器主电路的死区时间tdd与霍尔元件CT9进行电流检测所需的时间tsw之和(tdd+tsw)要长时，选择固定的较短的控制周期Tsw。另一方面，公开了如下示例：在开关模式的保持时间变得比时间(tdd+tsw)短时，控制周期Tsw延长，使得保持时间比时间(tdd+tsw)要长(例如参照专利文献1)。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特开平3-230767号公报

发明内容

发明所要解决的技术问题

然而，现有技术中，存在如下问题。若延长控制周期Tsw,则从三相PWM逆变器装置输出的PWM的周期(等于控制周期Tsw)变长，作为PWM周期的倒数的PWM频率降低。

若将交流旋转电机连接到三相PWM逆变器的输出，则流至交流旋转电机的电流包含PWM频率的分量。因此，由于PWM频率降低，电流所包含的该分量的频率也降低，从而会产生交流旋转电机产生噪音的问题。

尤其用于电动助力转向用的交流旋转电机要求静音性，PWM频率例如被设定为20kHz以上(超过可听区域的频带)。此处，若在用于电动助力转向用的交流旋转电机中应用专利文献1中的延长控制周期Tsw(降低PWM频率)的方式，则PWM频率将小于20kHz。其结果是，产生如下问题：由交流旋转电机产生噪音，会对乘坐搭载有电动助力转向的车辆的人造成不适感。

本发明是为了解决上述问题点而完成的，其目的在于，提供一种无需变更控制周期即可提高交流旋转电机的输出的交流旋转电机的控制装置及电动助力转向的控制装置。

解决技术问题的技术方案

本发明所涉及的交流旋转电机的控制装置包括：包含具有相位差的第1绕组与第2绕组的交流旋转电机；检测第1绕组的电流的第1电流检测器；检测第2绕组的电流的第2电流检测器；基于交流旋转电机的电流指令与电流检测值，运算第1电压指令与第2电压指令的控制部；基于第1电压指令，向第1绕组施加电压的第1电压施加器；基于第2电压指令，向第2绕组施加电压的第2电压施加器；基于第1电压指令与第2电压指令的至少一个，来判定能否利用第1电流检测器检测第1绕组的电流的第1检测可否判定器；以及运算第1绕组的电流与第2绕组的电流之和即推定和电流的推定和电流运算器，在第1检测可否判定器判定为无法利用第1电流检测器检测第1绕组的电流的情况下，控制部基于第1绕组的推定电流值来运算第1电压指令，所述第1绕组的推定电流值通过将由推定和电流运算器输出的推定和电流减去由第2电流检测器检测到的第2绕组的电流而计算得到。

本发明所涉及的电动助力转向的控制装置包括本发明的交流旋转电机的控制装置，控制部运算第1电压指令及第2电压指令，使得交流旋转电机产生辅助转向系统的转向转矩的转矩。

发明效果

根据本发明，具备推定和电流运算器，该推定和电流运算器在判定为能检测第1绕组的电流的情况下，作为推定和电流，输出由第1电流检测器检测到的第1绕组的电流与由第2电流检测器检测到的第2绕组的电流之和，在判定为无法检测第1绕组的电流的情况下，维持作为上一次值来输出的推定和电流，在判定为无法检测第1绕组的电流的情况下，基于将由推定和电流运算器输出的推定和电流减去由第2电流检测器检测到的第2绕组的电流而计算得到的第1绕组的推定电流值，来运算针对第1绕组的第1电压指令。其结果是，起到以下以往所没有的显著效果：无需变更控制周期，能够在降低了交流旋转电机的噪音的状态下提高交流旋转电机的输出。

附图说明

图1表示本发明的实施方式1中的交流旋转电机的控制装置的整体结构的图。

图2是用于说明本发明的实施方式1中作为交流旋转电机使用的三相交流发电机的结构的图。

图3是表示本发明的实施方式1中的半导体开关Sup1～Swn1的导通断开状态所对应的第1电压矢量V0(1)～V7(1)与Idc1之间的关系的图。

图4是表示本发明的实施方式1中的半导体开关Sup2～Swn2的导通断开状态所对应的第2电压矢量V0(2)～V7(2)与等于Idc2的电流之间的关系的图。

图5是表示本发明的实施方式1中基于第1电压指令Vu1’、Vv1’、Vw1’的第1电压指令矢量V1*、基于第2电压指令Vu2’、Vv2’、Vw2’的第2电压指令矢量V2*的说明图。

图6是本发明的实施方式1中的第1电压指令Vu1、Vv1、Vw1及第2电压指令Vu2、Vv2、Vw2的波形图。

图7是用于说明关于本发明的实施方式1中的第1电压施加器的电压指令与各相上侧臂元件为导通的比例之间的关系的图。

图8是用于说明关于本发明的实施方式1中的第2电压施加器的电压指令与各相上侧臂元件为导通的比例之间的关系的图。

图9关于本发明的实施方式1中的半导体开关的导通断开模式及电流检测器中的电流检测时刻的动作说明图。

图10关于本发明的实施方式1中的半导体开关的导通断开模式及电流检测器中的电流检测时刻的不同于图9的动作说明图。

图11关于本发明的实施方式1中的半导体开关的导通断开模式及电流检测器中的电流检测时刻的不同于图9、图10的动作说明图。

图12是关于本发明的实施方式1中的第1检测可否判定器及第2检测可否判定器的功能的说明图。

图13是表示本发明的实施方式1中的第1检测可否判定器的一系列动作的流程图。

图14是表示本发明的实施方式1中的第1绕组的电流与第2绕组的电流之间的关系的图。

图15表示本发明的实施方式1中的推定和电流运算器所进行的一系列处理的流程图。

图16是表示本发明的实施方式1中的推定和电流运算器的内部结构的框图的一个示例。

图17是表示本发明的实施方式2中的第1检测可否判定器的一系列动作的流程图。

图18是表示将本发明的实施方式2中的第3规定值Vs3设定为0.1Vdc时的与之前的图17的各步骤相对应的波形的图。

图19表示本发明的实施方式4的交流旋转电机的控制装置的整体结构的图。

图20表示本发明的实施方式5的交流旋转电机的控制装置的整体结构的图。

图21是表示本发明的实施方式5中的半导体开关Sup1～Swn1的导通断开状态所对应的第1电压矢量V0(1)～V7(1)与第1绕组的电流Iu1、Iv1、Iw1之间的关系的图。

图22是表示本发明的实施方式5中的半导体开关Sup2～Swn2的导通断开状态所对应的第2电压矢量V0(2)～V7(2)与第2绕组的电流Iu2、Iv2、Iw2之间的关系的图。

图23关于本发明的实施方式5中的半导体开关的导通断开模式及电流检测器中的电流检测时刻的动作说明图。

图24是表示本发明的实施方式5中的第1检测可否判定器的功能的说明图。

图25是表示本发明的实施方式5中的第1检测可否判定器的一系列动作的流程图。

图26表示本发明的实施方式6中的交流旋转电机的控制装置的整体结构的图。

图27表示本发明的实施方式7中的交流旋转电机的控制装置的整体结构的图。

图28表示本发明的实施方式8中的交流旋转电机的控制装置的整体结构的图。

图29是表示本发明的实施方式8中的第2检测可否判定器的一系列动作的流程图。

图30表示本发明的实施方式8中的推定和电流运算器所进行的一系列处理的流程图。

图31是表示本发明的实施方式8中的推定和电流运算器的内部结构的框图的一个示例。

图32表示本发明的实施方式9中的交流旋转电机的控制装置的整体结构的图。

图33是表示本发明的实施方式9中、使差电流增益基于第1电压指令而变动的状态的图。

图34是表示本发明的实施方式9中、使和电流增益基于第1电压指令而变动的状态的图。

图35表示本发明的实施方式10中的交流旋转电机的控制装置的整体结构的图。

具体实施方式

下面，基于附图对本发明的交流旋转电机的控制装置及电动助力转向的控制装置的优选实施方式进行说明。

实施方式1.

图1表示本发明的实施方式1中的交流旋转电机的控制装置的整体结构的图。此外，图2是用于说明本发明的实施方式1中作为交流旋转电机使用的三相交流发电机的结构的图。如图2所示，图1所示的交流旋转电机1a是在中性点N1连接的第1三相绕组U1、V1、W1与在中性点N2连接的第2三相绕组U2、V2、W2以不电连接的状态收纳于旋转电机的定子的三相交流旋转电机。

另外，U1绕组与U2绕组、V1绕组与V2绕组、W1绕组与W2绕组分别具有30度的相位差。图2中，作为交流旋转电机1a示出了第1三相绕组与第2三相绕组均为Y接线的情况，但本发明也能应用于Δ接线的情况。

直流电源2a向第1电压施加器3a输出直流电压Vdc1，直流电源2b向第2电压施加器3b输出直流电压Vdc2。作为上述直流电源2a、2b，包含电池、DC-DC转换器、二极管整流器、PWM整流器等输出直流电压的所有设备。使用直流电源2a、2b的任一种来向第1电压施加器3a及第2电压施加器3b输出直流电压的结构均包含在本发明的范围内。

第1电压施加器3a利用逆转换电路(逆变器)对第1电压指令Vu1’、Vv1’、Vw1’进行PWM调制，导通或断开半导体开关Sup1、Sun1、Svp1、Svn1、Swp1、Swn1(以下的说明中，将上述6个半导体开关呈现为半导体开关Sup1～Swn1)。由此，第1电压施加器3a将从直流电源2a输入的直流电压Vdc1进行功率转换，得到交流，并将交流电压施加到交流旋转电机1a的第1三相绕组U1、V1、W1。

此处，作为半导体开关Sup1～Swn1，使用将IGBT、双极型晶体管、MOS功率晶体管等半导体开关与二极管反向并联连接而构成的结构。

第2电压施加器3b利用逆转换电路(逆变器)对第2电压指令Vu2’、Vv2’、Vw2’进行PWM调制，导通或断开半导体开关Sup2、Sun2、Svp2、Svn2、Swp2、Swn2(以下的说明中，将上述6个半导体开关呈现为半导体开关Sup2～Swn2)。由此，第2电压施加器3b将从直流电源2b输入的直流电压Vdc2进行功率转换，得到交流，并将交流电压施加到交流旋转电机1a的第2三相绕组U2、V2、W2。

此处，作为半导体开关Sup2～Swn2，使用将IGBT、双极型晶体管、MOS功率晶体管等半导体开关与二极管反向并联连接而构成的结构。

第1电流检测器4a利用分流电阻、仪表用变流器(CT)等电流传感器，来检测流过第1电压施加器3a的第1直流母线的电流Idc1。图3是表示本发明的实施方式1中的半导体开关Sup1～Swn1的导通断开状态所对应的第1电压矢量V0(1)～V7(1)与Idc1之间的关系的图。另外，图3所示的Sup1～Swn1中，“1”表示开关导通的状态，“0”表示开关断开的状态。

第1电流检测器4a基于图3所示的关系检测第1三相电流Iu1、Iv1、Iw1。另外，第1电流检测器4a中，利用Idc1检测第1三相电流Iu1、Iv1、Iw1中的两相，剩余的一相可以利用三相电流的和为零的情况，通过运算来求得。

第2电流检测器4b利用分流电阻、仪表用变流器(CT)等电流传感器，来检测流过第2电压施加器3b的第2直流母线的电流Idc2。图4是表示本发明的实施方式1中的半导体开关Sup2～Swn2的导通断开状态所对应的第2电压矢量V0(2)～V7(2)与等于Idc2的电流之间的关系的图。另外，图4所示的Sup2～Swn2中，“1”表示开关导通的状态，“0”表示开关断开的状态。

第2电流检测器4b基于图4所示的关系检测第2三相电流Iu2、Iv2、Iw2。另外，第2电流检测器4b中，利用Idc2检测第2三相电流Iu2、Iv2、Iw2中的两相，剩余的一相可以利用三相电流的和为零的情况，通过运算来求得。

此外，图3所示的第1电压矢量中括号内的数字(1)及图4所示的第2电压矢量中括号内的数字(2)用于判定第1电压矢量和第2电压矢量，对基于第1电压指令的第1电压矢量标记(1)，对基于第2电压指令的第2电压矢量标记(2)。

第1检测可否判定器12a基于第1电压指令Vu1’、Vv1’、Vw1’判定能否检测第1三相电流，输出第1检测可否判定信号flag_1。

接着，对控制部5a进行说明。坐标转换器6a将由第1电流检测器4a检测出的第1三相电流Iu1、Iv1、Iw1基于交流旋转电机1a的旋转位置θ转换为旋转坐标上的电流，运算旋转两轴上的第1绕组的电流Id1、Iq1。

坐标转换器6b将由第2电流检测器4b检测出的第2三相电流Iu2、Iv2、Iw2基于从交流旋转电机1a的旋转位置θ减去30度得到的位置θ-30转换为旋转坐标上的电流，运算旋转两轴上的第2绕组的电流Id2、Iq2。

推定和电流运算器14根据第1检测可否判定信号flag_1、第1绕组的电流Id1、Iq1、第2绕组的电流Id2、Iq2运算推定和电流Idsum_cal、Iqsum_cal。

切换器7a在基于第1检测可否判定信号flag_1判定为能检测第1三相电流的情况下，将第1绕组的电流Id1、Iq1分别作为旋转两轴坐标上的电流Id1’、Iq1’进行输出。

此外，切换器7a在基于第1检测可否判定信号flag_1判定为不能检测第1三相电流的情况下，根据第2绕组的电流Id2、Iq2与推定和电流Idsum_cal、Iqsum_cal，分别利用下式(1)、(2)计算旋转两轴坐标上的电流Id1’、Iq1’并进行输出。

Id1’＝Idsum＿cal-Id2 (1)

Iq1’＝Iqsum＿cal-Iq2 (2)

切换器7a将第2绕组的电流Id2、Iq2分别作为旋转两轴坐标上的电流Id2’、Iq2’进行输出。

此处，旋转两轴坐标上的电流Id1’、Iq1’及旋转两轴坐标上的电流Id2’、Iq2’分别相当于用于运算后述的旋转两轴坐标上的电压指令Vd1、Vq1及旋转两轴坐标上的电压指令Vd2、Vq2的电流检测值。

减法器8a运算交流旋转电机1a的d轴电流指令Id*与从切换器7a输出的旋转两轴坐标上的电流Id1’的偏差dId1。

减法器8b运算交流旋转电机1a的q轴电流指令Iq*与从切换器7a输出的旋转两轴坐标上的电流Iq1’的偏差dIq1。

减法器8c运算交流旋转电机1a的d轴电流指令Id*与从切换器7a输出的旋转两轴坐标上的电流Id2’的偏差dId2。

减法器8d运算交流旋转电机1a的q轴电流指令Iq*与从切换器7a输出的旋转两轴坐标上的电流Iq2’的偏差dIq2。

控制器9a利用P控制器、PI控制器以将偏差dId1控制为零的方式来运算旋转两轴坐标上的电压指令Vd1。

控制器9b利用P控制器、PI控制器以将偏差dIq1控制为零的方式来运算旋转两轴坐标上的电压指令Vq1。

控制器9c利用P控制器、PI控制器以将偏差dId2控制为零的方式来运算旋转两轴坐标上的电压指令Vd2。

控制器9d利用P控制器、PI控制器以将偏差dIq2控制为零的方式来运算旋转两轴坐标上的电压指令Vq2。

坐标转换器10a基于交流旋转电机1a的旋转位置θ，将旋转两轴坐标上的电压指令Vd1、Vq1坐标转换为三相交流坐标，运算第1电压指令Vu1、Vv1、Vw1。

坐标转换器10b基于从交流旋转电机1a的旋转位置θ减去30度得到的位置θ-30，将旋转两轴坐标上的电压指令Vd2、Vq2坐标转换为三相交流坐标，运算第2电压指令Vu2、Vv2、Vw2。

偏移运算器11a如下式(3)～(5)所示对第1电压指令Vu1、Vv1、Vw1加上偏移电压Voffset1，作为第1电压指令Vu1’、Vv1’、Vw1’进行输出。

Vu1’＝Vu1+Voffset1 (3)

Vv1’＝Vv1+Voffset1 (4)

Vw1’＝Vw1+Voffset1 (5)

偏移运算器11b如下式(6)～(8)所示对第2电压指令Vu2、Vv2、Vw2加上偏移电压Voffset2，作为第2电压指令Vu2’、Vv2’、Vw2’进行输出。

Vu2’＝Vu2+Voffset2 (6)

Vv2’＝Vv2+Voffset2 (7)

Vw2’＝Vw2+Voffset2 (8)

第1检测可否判定器12a基于第1电压指令Vu1’、Vv1’、Vw1’判定能否检测第1三相电流，输出第1检测可否判定信号flag_1。

接着，对第1电压指令、第2电压指令、第1检测可否判定器12a的动作进行详细说明。图5是表示本发明的实施方式1中基于第1电压指令Vu1’、Vv1’、Vw1’的第1电压指令矢量V1*、基于第2电压指令Vu2’、Vv2’、Vw2’的第2电压指令矢量V2*的说明图。如图5所示，第1电压指令矢量V1*及第2电压指令矢量V2*分别为使U(1)-V(1)-W(1)轴、U(2)-V(2)-W(2)轴旋转的矢量。

另外，图5所示的括号内的数字用于区分表示第1绕组所对应的轴和第2绕组所对应的轴。具体而言，标记有(1)的U(1)、V(1)、W(1)分别表示第1绕组的U相、V相、W相所对应的轴，标记有(2)的U(2)、V(2)、W(2)分别表示第2绕组的U相、V相、W相所对应的轴。此处，以U(1)轴作为基准时的第1电压指令矢量V1*与第2电压指令矢量V2*的相位角均为θv，没有相位差。

图6是本发明的实施方式1中的第1电压指令Vu1、Vv1、Vw1及第2电压指令Vu2、Vv2、Vw2的波形图。之前的图5所示的U(2)、V(2)、W(2)轴分别相对于U(1)、V(1)、W(1)轴延迟30度相位。因此，如图6所示，第2电压指令Vu2、Vv2、Vw2相比第1电压指令Vu1、Vv1、Vw1延迟30度相位。

图6中，横轴是以U(1)轴作为基准的电压相位角θv。因此，对于第1绕组与第2绕组具有30度的相位差的交流旋转电机1a，第1电压指令与第2电压指令具有30度的相位差。此外，对于第1绕组与第2绕组具有30+60×N(N：整数)度的相位差的交流旋转电机，同样地，第1电压指令与第2电压指令具有30+60×N度的相位差。

图7是用于说明关于本发明的实施方式1中的第1电压施加器3a的电压指令与各相上侧臂元件为导通的比例之间的关系的图。图7(a)是图6所示的第1电压指令Vu1、Vv1、Vw1，是坐标转换器10a的输出。此外，图7(b)是偏移运算器11a的输出即第1电压指令Vu1’、Vv1’、Vw1’，利用上式(3)～(5)来运算。

另外，上式(3)～(5)中的偏移电压Voffset1利用第1电压指令Vu1、Vv1、Vw1的最大值Vmax1、最小值Vmin1，由下式(9)来提供。

Voffset1＝-0.5(Vmin1+Vmax1) (9)

其中，第1电压施加器3a能输出的相电压的电压输出范围为0～母线电压Vdc1。因此，电压输出范围的幅度应在第1电压施加器3a所能输出的Vdc1以内，在第1电压指令Vu1’、Vv1’、Vw1’小于-0.5Vdc1、超过0.5Vdc1的情况下，分别以-0.5Vdc1、0.5Vdc1来限制。

此外，作为Voffset1，除了上式(9)以外，也可以利用作为两相调制方式、三次谐波重叠方式而已知的其他偏移电压运算方法。

图7(c)是表示第1电压施加器3a中、各相上侧臂元件(Sup1、Svp1、Swp1)处于导通的比例的导通占空比(ON duty)Dsup1、Dsvp1、Dswp1。这些导通占空比Dsup1、Dsvp1、Dswp1分别利用Vu1’、Vv1’、Vw1’，由下式求出。

Dsxp1＝0.5+Vx1’/Vdc1

其中，x＝U、V、W。例如，在Dsup1为0.6时，第1电压施加器3a将开关周期Tsw中Sup1的导通比例设为0.6。

此处，第1电压施加器3a中，对于每一相，始终使上侧臂元件(Sup1、Svp1、Swp1)与下侧臂元件(Sun1、Svn1、Swn1)的某一方为导通。因此，各相上侧臂元件的导通占空比(Dsup1、Dsvp1、Dswp1)与下侧臂元件的导通占空比(Dsun1、Dsvn1、Dswn1)之间存在下式(10)～(12)的关系。

Dsup1+Dsun1＝1 (10)

Dsvp1+Dsvn1＝1 (11)

Dswp1+Dswn1＝1 (12)

因此，例如在Dsup1为0.6的情况下，利用上式(10)，得到Dsun1为0.4。根据以上内容，设定基于第1电压指令Vu1’、Vv1’、Vw1’的第1电压施加器3a中的各开关元件的导通占空比。

图8是用于说明关于本发明的实施方式1中的第2电压施加器3b的电压指令与各相上侧臂元件为导通的比例之间的关系的图。图8(a)是图6所示的第2电压指令Vu2、Vv2、Vw2，是坐标转换器10b的输出。此外，图8(b)是偏移运算器11b的输出即第2电压指令Vu2’、Vv2’、Vw2’，利用上式(6)～(8)来运算。

另外，上式(4)～(6)中的偏移电压Voffset2利用第2电压指令Vu2、Vv2、Vw2的最大值Vmax2、最小值Vmin2，由下式(13)来提供。

Voffset2＝-0.5(Vmin2+Vmax2) (13)

其中，第2电压施加器3b能输出的相电压的电压输出范围为0～母线电压Vdc2。因此，电压输出范围的幅度应在第2电压施加器3b所能输出的Vdc2以内，在第2电压指令Vu2’、Vv2’、Vw2’小于-0.5Vdc2、超过0.5Vdc2的情况下，分别以-0.5Vdc2、0.5Vdc2来限制。

此外，作为Voffset2，除了上式(13)以外，也可以利用作为两相调制方式、三次谐波重叠方式而已知的其他偏移电压运算方法。

图8(c)是表示第2电压施加器3b中、各相上侧臂元件(Sup2、Svp2、Swp2)处于导通的比例的导通占空比(ON duty)Dsup2、Dsvp2、Dswp2。这些导通占空比Dsup2、Dsvp2、Dswp2分别利用Vu2’、Vv2’、Vw2’，由下式求出。

Dsxp2＝0.5+Vx2’/Vdc2

此处，第2电压施加器3b中，对于每一相，始终使上侧臂元件(Sup2、Svp2、Swp2)与下侧臂元件(Sun2、Svn2、Swn2)的某一方为导通。因此，各相上侧臂元件的导通占空比(Dsup2、Dsvp2、Dswp2)与下侧臂元件的导通占空比(Dsun2、Dsvn2、Dswn2)之间存在下式(14)～(16)的关系。

Dsup2+Dsun2＝1 (14)

Dsvp2+Dsvn2＝1 (15)

Dswp2+Dswn2＝1 (16)

因此，例如在Dsup2为0.6的情况下，利用上式(14)，得到Dsun2为0.4。根据以上内容，设定基于第2电压指令Vu2’、Vv2’、Vw2’的第2电压施加器3b中的各开关元件的导通占空比。

图9关于本发明的实施方式1中的半导体开关的导通断开模式及电流检测器4a、4b中的电流检测时刻的动作说明图。具体而言，是表示第1电压施加器3a的半导体开关Sup1、Svp1、Swp1及第2电压施加器3b的半导体开关Sup2、Svp2、Swp2的导通断开模式与电流检测器4a、4b中的开关信号的周期(PWM周期)Tsw内的电流检测时刻之间的关系的图。

另外，Sun1、Svn1、Swn1及Sun2、Svn2、Swn2分别与Sup1、Svp1、Swp1及Sup2、Svp2、Swp2处于反转(若前者为1则后者为0，若前者为0则后者为1，其中去除了死区期间)的关系，因此省略图示。

图9中，关于第1电压指令Vu1’、Vv1’、Vw1’，在按大小顺序设为第1最大相电压Emax1、第1中间相电压Emid1、第1最小相电压Emin1时，具有下式(17)～(19)的关系。

Emax＝Vu1’ (17)

Emid＝Vv1’ (18)

Emin＝Vw1’ (19)

同样，关于第2电压指令Vu2’、Vv2’、Vw2’，在按大小顺序设为第2最大相电压Emax2、第2中间相电压Emid2、第2最小相电压Emin2时，具有下式(20)～(22)的关系。

Emax＝Vu2’ (20)

Emid＝Vv2’ (21)

Emin＝Vw2’ (22)

时刻t1(n)中，将Sup1、Sup2设为1，且将Svp1、Swp1、Svp2、Swp2设为0，从时刻t1(n)起持续到经过Δt1后的时刻t2(n)。根据图3、图4，时刻t1(n)～t2(n)中，第1电压矢量为V1(1)，第2电压矢量为V1(2)。电流检测器4a、4b在时刻t1(n)～t2(n)中，在时刻ts1-1(n)检测Idc1、Idc2。

在将第1电压施加器3a、第2电压施加器3b的死区时间与第1电流检测器检测Idc1或者第2电流检测器检测Idc2所需的时间(例如检测波形所包含的振荡(ringing)收敛所需时间、采样保持(sample hold)所需时间)之和设为“第1规定值”的情况下，将错开时间Δt1设定为该“第1规定值”以上。例如Δt1＝5μs。

根据图3，时刻t1(n)～t2(n)中，第1电压矢量为V1(1)，在时刻ts1-1(n)检测出的Idc1等于Iu1。此外，根据图4，时刻t1(n)～t2(n)中，第2电压矢量为V1(2)，在时刻ts1-1(n)检测出的Idc2等于Iu2。

接着，在时刻t2(n)中，将Svp1、Svp2设为1，该开关模式持续到时刻t3(n)。根据图3、图4，时刻t2(n)～t3(n)中，第1电压矢量为V2(1)，第2电压矢量为V2(2)。电流检测器4a、4b在时刻t2(n)～t3(n)中的时刻ts1-2(n)再次检测Idc1、Idc2。错开时间Δt2与错开时间Δt1同样地被设定为“第1规定值”以上。一般而言，设定为Δt1＝Δt2。

根据图3，时刻t2(n)～t3(n)中，第1电压矢量为V2(1)，在时刻ts1-2(n)检测出的Idc1等于-Iw1。此外，根据图4，时刻t2(n)～t3(n)中，第2电压矢量为V2(2)，在时刻ts1-2(n)检测出的Idc2等于-Iw2。

根据以上内容，能检测出第1绕组的电流Iu1、Iw1、第2绕组的电流Iu2、Iw2，因此若利用三相电流的和为零的情况，则能检测出第1三相电流Iu1、Iv1(＝-Iu1-Iw1)、Iw1、第2三相电流Iu2、Iv2(＝-Iu2-Iw2)、Iw2。

然后，在时刻t3(n)，将Swp1、Swp2设为1。Sup1～Swp2的脉冲宽度(“1”持续的时间)由各开关所对应的导通占空比Dsup1、Dswp2与开关周期Tsw的乘积值来设定。

根据以上内容，本实施方式1中，按第1最大相电压Emax1所对应的相的上侧臂元件的开关、第1中间相电压Emid1所对应的相的上侧臂元件的开关、第1最小相电压Emin1所对应的相的上侧臂元件的开关的顺序，依次使时刻错开被设定为第1规定值以上的Δt1、Δt2并进行导通。

然后，通过上述开关，形成图3所示的、能根据Idc1检测出第1三相电流Iu1、Iv1、Iw1中的两相的两种第1电压矢量，且形成图4所示的、能根据Idc2检测出第2三相电流Iu2、Iv2、Iw2中的两相的两种第2电压矢量。

然而，根据第1中间相电压Emid1所对应的相的电压指令值的不同，无法形成能根据Idc1检测出第1三相电流Iu1、Iv1、Iw1中的两相的两种第1电压矢量，其结果是，有时无法检测出第1三相电流Iu1、Iv1、Iw1。

例如，图10是关于本发明的实施方式1中的半导体开关的导通断开模式及电流检测器4a、4b中的电流检测时刻的不同于图9的动作说明图，例示出无法检测第1三相电流Iu1、Iv1、Iw1的情况。

图10示出Vv1’较小、Dsvp1·Tsw比Δt2要小的状态。该状态下，若在时刻t2(n)使Svp1导通，则在时刻t3(n)之前断开，第1电压矢量V2(1)无法横跨错开时间Δt2的区间来形成。

此外，图11是关于本发明的实施方式1中的半导体开关的导通断开模式及电流检测器4a、4b中的电流检测时刻的不同于图9、图10的动作说明图，与图10同样地例示出无法检测第1三相电流Iu1、Iv1、Iw1的情况。

图11示出Vv1’较大、Dsvp1·Tsw比Tsw-Δt1要大的状态。该状态下，即使在开关周期Tsw结束的时刻t4(n)使Svp1断开，若不在时刻t2(n)之前使Svp1导通，则无法输出与Dsvp1·Tsw对应的脉冲宽度。作为其结果，V1(1)无法横跨错开时间Δt1的区间来形成。

对于第2电压施加器3b也同样，在之前的图9中，在Vv2’较小的情况下，V2(2)无法横跨错开时间Δt2的区间来形成。此外，在Vv2’较大的情况下，V1(2)无法横跨错开时间Δt1的区间来形成。

该问题能通过增大专利文献1所记载的开关周期(专利文献1中的控制周期)Tsw来解决。若将错开时间Δt1、错开时间Δt2设为固定时间，则通过增大Tsw，错开时间Δt1、错开时间Δt2占Tsw的比例降低。因此，在之前阐述的中间相电压较小、Dsvp1较小的情况、中间相电压较大、Dsvp1较大的情况下，也能进行电流检测。

然而，若增大Tsw，使作为Tsw的倒数的开关频率降低，若该频率进入可听区域，则产生开关频率分量的噪音增大的问题。例如，在交流旋转电机1a是电动助力转向用电动机的情况下，将开关频率设定为20kHz以上(可听区域的频带外)。

这是由于，人的可听区域为20Hz～20kHz，通过设定为20kHz以上(可听区域的频带外)，人的耳朵将无法听到开关频率分量的声音。然而，若为了确保错开时间Δt1、错开时间Δt2而使开关频率低于20kHz，则人的耳朵会听到开关频率分量的声音，结果成为噪音。

此外，若为了避免这样的噪音，限制第1电压指令的振幅，使得第1中间相电压Emid1处于能确保错开时间Δt1、Δt2的范围内，则会产生下述其它问题：即，施加于交流旋转电机1a的电压被限制，交流旋转电机1a无法产生较高的输出。

接着，对第1检测可否判定器12a及第2检测可否判定器12b进行说明。图12是关于本发明的实施方式1中的第1检测可否判定器12a及第2检测可否判定器12b的功能的说明图。

具体而言，第1检测可否判定器12a判别第1中间相电压Emid1所对应的相的电压指令值是否在第1规定值Vs1以下、且第2规定值Vs2以上的范围内，判别第1电流检测器4a是否能检测出第1三相电流。同样，第2检测可否判定器12b判别第2中间相电压Emid2所对应的相的电压指令值是否在第1规定值Vs1以下、且第2规定值Vs2以上的范围内，判别第2电流检测器4b是否能检测出第2三相电流。

此处，若第1中间相电压Emid1、第2中间相电压Emid2等于第1规定值Vs1，则表示中间相电压的上侧臂元件的Tsw中的导通时间等于Tsw-Δt1。因此，第1规定值Vs1相当于能确保错开时间Δt1的上限值。

另一方面，若第1中间相电压Emid1、第2中间相电压Emid2等于第2规定值Vs2，则表示中间相电压的上侧臂元件的Tsw中的导通时间能确保Δt2。因此，第2规定值Vs2相当于能确保错开时间Δt2的下限值。

图12(a)中，以虚线表示图7(b)所示的第1电压指令Vu1’、Vv1’、Vw1’，以实线表示第1中间相电压Emid1，以单点划线表示第1规定值Vs1及第2规定值Vs2。此处，设定为

Vs1＝0.4Vdc1

Vs2＝-0.4Vdc1

图12(b)是第1检测可否判定器12a的输出。第1检测可否判定器12a通过判别第1中间相电压Emid1是处于第1规定值Vs1以下、且第2规定值Vs2以上的范围内还是范围外，来判别是否能检测第1三相电流。然后，第1检测可否判定器12a输出第1检测可否判定信号flag_1,若第1中间相电压Emid1处于第1规定值Vs1以下、且第2规定值Vs2以上的范围内，则该第1检测可否判定信号flag_1为1，若在上述范围外，则第1检测可否判定信号flag_1为0。

图12(c)中，以虚线表示图8(b)所示的第2电压指令Vu2’、Vv2’、Vw2’，以实线表示第2中间相电压Emid2，以单点划线表示第1规定值Vs1及第2规定值Vs2。

图12(d)是后文的实施方式中详述的第2检测可否判定器12b的输出。第2检测可否判定器12b通过判别第2中间相电压Emid2是处于第1规定值Vs1以下、且第2规定值Vs2以上的范围内还是范围外，来判别是否能检测第2三相电流。然后，第2检测可否判定器12b输出第2检测可否判定信号flag_2,若第2中间相电压Emid2处于第1规定值Vs1以下、且第2规定值Vs2以上的范围内，则该第2检测可否判定信号flag_2为1，若在上述范围外，则该第2检测可否判定信号flag_2为0。

若关注第1检测可否判定信号flag_1，则在电压相位角θv处于60×x(x：0、1、2、3、4、5、6)度附近时第1检测可否判定信号flag_1成为0。若关注第2检测可否判定信号flag_2，则在电压相位角θv处于30+60×x(x：0、1、2、3、4、5)度附近时第2检测可否判定信号flag_2成为0。

由此，在第1检测可否判定信号flag_1与第2检测可否判定信号flag_2之间，成为0的电压相位角θv彼此错开30度，flag_1为0时，flag_2为1，反之，flag_2为0时，flag_1为1。由此，可知flag_1与flag_2不会同时成为0，至少一方为1。

图13是表示本发明的实施方式1中的第1检测可否判定器12a的一系列动作的流程图。步骤S1000a中，第1检测可否判定器12a基于第1电压指令Vu1’、Vv1’、Vw1’运算第1中间相电压Emid1。

步骤S1000b中，第1检测可否判定器12a判定第1中间相电压Emid1是否在第1规定值Vs1以下，若为“是”，则前进至步骤S1000c，若为“否”，则前进至步骤S1000e。

在前进至步骤S1000c的情况下，第1检测可否判定器12a判定第1中间相电压Emid1是否在第2规定值Vs2以上，若为“是”，则前进至步骤S1000d，若为“否”，则前进至步骤S1000e。

在前进至步骤S1000d的情况下，第1检测可否判定器12a将1代入第1检测可否判定信号flag_1。另一方面，在前进至步骤S1000e的情况下，第1检测可否判定器12a将0代入第1检测可否判定信号flag_1。

在第1检测可否判定信号flag_1为1的情况下，切换器7a判定为能检测出第1三相电流，将根据第1三相电流求得的旋转两轴上的电流Id1、Iq1分别作为Id’、Iq’进行输出。在第1检测可否判定信号flag_1为0的情况下，切换器7a判定为不能检测出第1三相电流，将根据第2三相电流求得的旋转两轴上的电流Id、Iq分别作为Id’、Iq’进行输出。

本发明中，将具备推定和电流运算器14作为技术特征，该推定和电流运算器14根据推定和电流来计算无法检测的绕组的电流。因此，以下对推定和电流运算器14的功能进行说明。

在调制率超过100％的区域中使用时，第1绕组的电流与第2绕组的电流产生电气角频率的6倍频率(以下称为电气角6次)的电流脉动。然而，两绕组的相位差有30deg，因此成为相位相差180deg的信号。图14是表示本发明的实施方式1中的第1绕组的电流与第2绕组的电流之间的关系的图。

由于具有图14那样的关系，从而因磁体转矩产生的转矩脉动相互抵消。然而，在因电压饱和而无法输出所希望的电压矢量的电气角区域中，第1绕组的电流与第2绕组的电流成为不同的值。

若在无法检测第1绕组的电流的情况下原样使用第2绕组的电流，则对第1绕组的电压指令重叠逆相位的电气角6次的信号。因此，产生振幅比本来所具有的电气角6次的振幅要大的电气角6次的脉动。

由该分量产生的转矩脉动无法被相位差不同的第2绕组的电流抵消，因此在输出转矩中作为电气角6次的转矩脉动来呈现。因此，本实施方式1中的推定和电流运算器14中，在仅将第2绕组的电流用作第1绕组的电流的情况下，为了抑制无用地变大的电流脉动，进行利用了推定和电流的推定。

观察图14可知，第1绕组的电流与第2绕组的电流的和固定。因此，推定和电流运算器14利用该关系计算推定和电流。图15表示本发明的实施方式1中的推定和电流运算器14所进行的一系列处理的流程图。

步骤S1100中，推定和电流运算器14判定第1检测可否判定信号flag_1是否等于1。然后，在步骤S1100中flag_1等于1，为“是”的情况下，推定和电流运算器14前进至步骤S1101。在前进至步骤S1101的情况下，推定和电流运算器14将第1绕组的电流Id1与第2绕组的电流Id2的和代入Idsum_cal，将第1绕组的电流Iq1与第2绕组的电流Iq2的和代入Iqsum_cal。

另一方面，在步骤S1100中flag_1不等于1，为“否”的情况下，推定和电流运算器14返回至处理的初始，保持上一次值作为推定和电流Idsum_cal、Iqsum_cal。

图16是表示本发明的实施方式1中的推定和电流运算器14的内部结构的框图的一个示例。推定和电流运算器14针对输入Id1、Id2、Iq1、Iq2、flag_1，输出Idsum_cal、Iqsum_cal。

加法器1200将Id1与Id2相加，输出Idsum_tmp。切换器1202根据flag_1来选择切换由加法器1200本次计算得到的Idsum_tmp或上一次的输出值即Idsum_cal的某一个，并进行输出。

即，在flag_1为0的情况下、即判定为无法检测第1绕组的电流的情况下，切换器1202输出Idsum_cal的前一次值，在flag_1为1的情况下、即判定为能检测第1绕组的电流的情况下，切换器1202输出Idsum_tmp。

另一方面，加法器1201将Iq1与Iq2相加，输出Iqsum_tmp。切换器1203根据flag_1来选择切换由加法器1201本次计算得到的Iqsum_tmp或上一次的输出值即Iqsum_cal的某一个，并进行输出。

即，在flag_1为0的情况下、即判定为无法检测第1绕组的电流的情况下，切换器1203输出Iqsum_cal的前一次值，在flag_1为1的情况下、即判定为能检测第1绕组的电流的情况下，切换器1203输出Iqsum_tmp。

另外，本实施方式1中采用如下结构：将推定和电流运算器14与切换器7a分开，在运算了推定和电流后，通过从检测可否判定器输出的flag_1进行切换。然而，并不一定要先运算推定和电流。即，当然也可以采用一并进行推定和电流运算器14与切换器7a的处理那样的结构，也就是说使用包含推定和电流运算器14的切换器7b的结构。

此外，为了运算推定和电流Idsum_cal及Iqsum_cal，使用了各绕组的电流，但本发明并不限于此。例如，利用控制器806使检测电流基本跟随电流指令，因此如下式(23)、(24)所示，可以采用作为电流指令的2倍来计算推定和电流的推定和电流运算器14a，以取代推定和电流运算器14。另外，在利用电流指令计算推定和电流的情况下，当然也可以利用本次的电流指令。

Idsum＿cal＝2×Id＊ (23)

Iqsum＿cal＝2×Iq＊ (24)

如上所述，根据实施方式1，基于第1电压指令来判定第1电流检测器4a是否能检测第1绕组的电流。然后，在判定为能检测的情况下，基于第1绕组的电流来运算第1电压指令，在判定为无法检测的情况下，基于第2绕组的电流与推定和电流来运算第1电压指令。

通过具备这样的结构，无需如专利文献1那样使开关周期Tsw延长，也无需限制第1电压指令的振幅使得第1中间相电压处于能确保错开时间的范围内，就能使第1电压指令及第2电压指令的振幅变大。其结果是，能获得在维持交流旋转电机1a的低噪音的状态下，能提高输出的效果。

实施方式2.

本实施方式2中的交流旋转电机的控制装置中，第1检测可否判定器12b中的运算处理与之前实施方式1中的第1检测可否判定器12a不同。因此，下面以本实施方式2中的第1检测可否判定器12b的运算处理为中心进行说明。

图17是表示本发明的实施方式2中的第1检测可否判定器12b的一系列动作的流程图。步骤S2000a中，第1检测可否判定器12b基于第1电压指令Vu1’、Vv1’、Vw1’运算第1最大相电压Emax1、第1中间相电压Emid1、第1最小相电压Emin1。

步骤S2000b中，第1检测可否判定器12b判定第1最大相电压与第1中间相电压之差(Emax1-Emid1)是否在第3规定值Vs3以上，若为“是”，则前进至步骤S2000c，若为“否”，则前进至步骤S2000e。

在前进至步骤S2000c的情况下，第1检测可否判定器12b判定第1中间相电压与第1最小相电压之差(Emid1-Emin1)是否在第3规定值Vs3以上，若为“是”，则前进至步骤S2000d，若为“否”，则前进至步骤S2000e。

在前进至步骤S2000d的情况下，第1检测可否判定器12b将1代入第1检测可否判定信号flag_1。另一方面，在前进至步骤S2000e的情况下，第1检测可否判定器12b将0代入第1检测可否判定信号flag_1。

此处，第3规定值Vs3基于错开时间Δt1或错开时间Δt2与开关周期Tsw之比来决定即可。例如，若错开时间Δt1＝Δt2＝5μs、开关周期为Tsw，则第3规定值Vs3为Δt1/Tsw·Vdc＝0.1Vdc。

图18是表示将本发明的实施方式2中的第3规定值Vs3设定为0.1Vdc时的与之前的图17的各步骤相对应的波形的图。图18(a)是第1电压指令Vu1’、Vv1’、Vw1’的波形。图18(b)是步骤S2000a所对应的第1最大相电压Emax1、第1中间相电压Emid1、第1最小相电压Emin1的各波形。

图18(c)是步骤S2000b所对应的第1最大相电压与第1中间相电压之差Emax1-Emid1、及步骤S2000c所对应的第1中间相电压与第1最小相电压之差Emid1-Emin1的各波形。并且，图18(d)是步骤S2000d及步骤S2000e所对应的第1检测可否判定信号flag_1的波形。

如本实施方式2所示，运算第1最大相电压与第1中间相电压之差、第1中间相电压与第1最小相电压之差，在上述值小于第3规定值的情况下，判定为无法检测第1绕组的电流，从而也能获得与之前的实施方式1同等的效果。

此外，本实施方式2中，基于偏移运算器11a的输出即第1电压指令Vu1’、Vv1’、Vw1’，第1检测可否判定器12b判定可否检测第1绕组的电流。然而，即使代入偏移运算器11a的输入即第1电压指令Vu1、Vv1、Vw1来取代第1电压指令Vu1’、Vv1’、Vw1’并进行运算，Emax1-Emid1、Emid1-Emin1的运算结果也相同。

因此，采用将第1电压指令Vu1、Vv1、Vw1输入至第1检测可否判定器12b的结构，也能获得与基于第1电压指令Vu1’、Vv1’、Vw1’进行运算时同等的效果。

此外，本实施方式2中，即使利用推定和电流运算器14a来取代推定和电流运算器14，也能获得同样的效果。

实施方式3.

本实施方式3中的交流旋转电机的控制装置中，第1检测可否判定器12c中的运算处理与之前实施方式1中的第1检测可否判定器12a不同。因此，下面以本实施方式3中的第1检测可否判定器12c的运算处理为中心进行说明。

本实施方式3中的第1检测可否判定器12c基于第1电压指令Vu1’、Vv1’、Vw1’，利用下式(25)来运算电压相位角θv，根据电压相位角θv的区域来判定可否检测第1绕组的电流。

[数学式1]

在之前的实施方式1中，示出了电压相位角θv在60×x(x：0、1、2、3、4、5、6)度附近时无法检测第1绕组的电流的情况。因此，第1检测可否判定器12c在通过基于第1电压指令的运算获得的θv处于60×x-α以上、60×x+α以下(其中，α：边缘)的范围内的情况下，判定为无法检测，输出0作为flag_1，在处于范围外的情况下，判定为可检测，输出1作为flag_1。

此处，边缘α由错开时间Δt1、Δt2、第1电压指令的最大值等决定，是30度以内的大小。

如本实施方式3所示，根据第1电压指令的电压相位角来判定可否进行第1绕组的电流的检测判定，从而能获得与之前的实施方式1同等的效果。

另外，本实施方式3中，基于偏移运算器11a的输出即第1电压指令Vu1’、Vv1’、Vw1’，第1检测可否判定器12c判定了可否检测第1绕组的电流。然而，即使代入偏移运算器11a的输入即第1电压指令Vu1、Vv1、Vw1来取代第1电压指令Vu1’、Vv1’、Vw1’并进行运算，上式(26)的运算结果也相同。

因此，采用将第1电压指令Vu1、Vv1、Vw1输入至第1检测可否判定器12c的结构，也能获得与基于第1电压指令Vu1’、Vv1’、Vw1’进行运算时同等的效果。

除此以外，基于旋转两轴的电压指令Vd、Vq来求得电压相位角θv的方式等、在基于电压指令来求得电压相位角θv后基于电压相位角θv来判定可否检测第1绕组的电流的方法全部包含在本发明中。

此外，本实施方式3中，即使利用推定和电流运算器14a来取代推定和电流运算器14，也能获得同样的效果。

实施方式4.

本实施方式4中的交流旋转电机的控制装置中，第1检测可否判定器12d中的运算处理与之前实施方式1～3中的第1检测可否判定器12a、12b、12c不同。因此，下面以本实施方式4中的第1检测可否判定器12d的运算处理为中心进行说明。

图19表示本发明的实施方式4中的交流旋转电机的控制装置的整体结构的图。本实施方式4中，第1检测可否判定器12d基于第2电压指令Vu2’、Vv2’、Vw2’来取代第1电压指令Vu1’、Vv1’、Vw1’，利用下式(26)运算电压相位角θv，根据电压相位角θv的区域，判定可否检测第1绕组的电流。

[数学式2]

在之前的实施方式1中，示出了在电压相位角θv处于60×x(x：0、1、2、3、4、5、6)度附近时无法检测第1绕组的电流的情况。因此，第1检测可否判定器12d在通过基于第2电压指令的运算获得的θv处于60×x-α以上、60×x+α以下的范围内的情况下，判定为无法检测第1绕组的电流，输出0作为flag_1。另一方面，第1检测可否判定器12d在θv处于范围外的情况下，判定为能检测第1绕组的电流，输出1作为flag_1。

另外，边缘α由错开时间Δt1、Δt2、第1电压指令的最大值等决定，是30度以内的大小。

如上所述，根据实施方式4，具备如下结构：运算第2电压指令的电压相位角，根据运算得到的电压相位角的区域，判定可否检测第1绕组的电流。通过利用上述结构，也能获得与之前的实施方式1～3同等的效果。

另外，本实施方式4中，基于偏移运算器11b的输出即第2电压指令Vu2’、Vv2’、Vw2’，第1检测可否判定器12d判定了可否检测第1绕组的电流。然而，即使代入偏移运算器11b的输入即第2电压指令Vu2、Vv2、Vw2来取代偏移运算器11b的输出即第2电压指令Vu2’、Vv2’、Vw2’并进行运算，上式(26)的运算结果也相同。

因此，在采用将第2电压指令Vu2、Vv2、Vw2输入至第1检测可否判定器12d的结构的情况下，也能获得与基于第2电压指令Vu2’、Vv2’、Vw2’进行运算时同等的效果。

此外，也可以运算由之前的实施方式3获得的基于第1电压指令的电压相位角θv与由实施方式4获得的基于第2电压指令的电压相位角θv的平均，基于该平均化后的电压相位角θv来判定可否检测第1绕组的电流。该情况下，通过平均化，能获得抑制电压相位角θv所包含的噪声分量的效果。

此外，本实施方式4中，即使利用推定和电流运算器14a来取代推定和电流运算器14，也能获得同样的效果。

实施方式5.

图20表示本发明的实施方式5中的交流旋转电机的控制装置的整体结构的图。与之前的实施方式1～4的不同点在于，本实施方式5中，构成为包括第1电流检测器4c、第2电流检测器4d、第1检测可否判定器12e以取代第1电流检测器4a、第2电流检测器4b、第1检测可否判定器12a。因此，下面以该不同点为中心进行说明。

本实施方式5中的第1电流检测器4c设置为将分流电阻、仪表用变流器(CT)等电流传感器与第1电压施加器3a的各相下侧臂元件(Sun1、Svn1、Swn1)串联连接。

图21是表示本发明的实施方式5中的半导体开关Sup1～Swn1的导通断开状态所对应的第1电压矢量V0(1)～V7(1)与第1绕组的电流Iu1、Iv1、Iw1之间的关系的图。第1电流检测器4c基于图21所示的关系，根据半导体开关Sup1～Swn1的导通断开状态所对应的第1电压矢量V0(1)～V7(1)，分别地检测出第1绕组的电流Iu1、Iv1、Iw1。

本实施方式5中，采用电流传感器与各相下臂元件串联设置的结构，因此仅对于下侧臂元件导通的相，能进行电流检测。例如，在第1电压矢量V1(1)的情况下，导通的开关为Sup1、Svn1、Swn1。因此，U1相的上侧臂元件导通，V1相及W1相的下侧臂元件导通，因此仅能检测流过V1相的电流Iv1及流过W1相的电流Iw1，无法检测流过U1相的电流Iu1。因此，Iu1利用Iv1与Iw1，并利用三相电流的和为零的情况来检测。

因此，在第1电压矢量V1(1)时，流过设置于U1、V1、W1相的电流传感器的电流Iu1_s、Iv1_s、Iw1_s分别为0、-Iv1、-Iw1(参照图21)。同样，第1电压矢量为V3(1)、V5(1)时，流过电流传感器的电流Iu1_s、Iv1_s、Iw1_s如图21所示。

在第1电压矢量为V2(1)、V4(1)、V6(1)时，第1绕组的电流Iu1、Iv1、Iw1中仅能检测出一相。因此，无法获得三相的电流。

与第1电流检测器4c相同，本实施方式5中的第2电流检测器4d设置为将分流电阻、仪表用变流器(CT)等电流传感器与第2电压施加器3b的各相下侧臂元件(Sun2、Svn2、Swn2)串联连接。

图22是表示本发明的实施方式5中的半导体开关Sup2～Swn2的导通断开状态所对应的第2电压矢量V0(2)～V7(2)与第2绕组的电流Iu2、Iv2、Iw2之间的关系的图。第2电流检测器4d基于图22所示的关系，根据半导体开关Sup2～Swn2的导通断开状态所对应的第2电压矢量V0(2)～V7(2)，分别地检测出第2绕组的电流Iu2、Iv2、Iw2。

本实施方式5中，采用电流传感器与各相下臂元件串联设置的结构，因此仅对于下侧臂元件导通的相，能进行电流检测。例如，在第2电压矢量V1(2)的情况下，导通的开关为Sup2、Svn2、Swn2。由此，U2相的上侧臂元件导通，V2相及W2相的下侧臂元件导通，因此仅能检测流过V2相的电流Iv2及流过W2相的电流Iw2，无法检测流过U2相的电流Iu2。因此，Iu2利用Iv2与Iw2，并利用三相电流的和为零的情况来检测。

因此，在第2电压矢量V1(2)时，流过设置于U2、V2、W2相的电流传感器的电流Iu2_s、Iv2_s、Iw2_s分别为0、-Iv2、-Iw2(参照图22)。同样，第2电压矢量为V3(2)、V5(2)时，流过电流传感器的电流Iu2_s、Iv2_s、Iw2_s如图22所示。

在第2电压矢量为V2(2)、V4(2)、V6(2)时，第1绕组的电流Iu2、Iv2、Iw2中仅能检测出一相。因此，无法获得三相的电流。

图23是关于本发明的实施方式5中的半导体开关的导通断开模式及电流检测器4c、4d中的电流检测时刻的动作说明图。具体而言，是表示第1电压施加器3a的半导体开关Sup1、Svp1、Swp1及第2电压施加器3b的半导体开关Sup2、Svp2、Swp2的导通断开模式与第1电流检测器4c及第2电流检测器4d中的开关周期Tsw内的电流检测时刻之间的关系的图。

图23中，与之前的图9同样地，关于第1电压指令Vu1’、Vv1’、Vw1’，在按大小顺序设为第1最大相电压Emax1、第1中间相电压Emid1、第1最小相电压Emin1时，具有上式(17)～(19)的关系。

同样，关于第2电压指令Vu2’、Vv2’、Vw2’，在按大小顺序设为第2最大相电压Emax2、第2中间相电压Emid2、第2最小相电压Emin2时，具有上式(20)～(22)的关系。

时刻t1(n)中，将Sup1、Sup2设为1，且将Svp1、Swp1、Svp2、Swp2设为0，持续到经过Δt1后的时刻t2(n)。根据图21、图22，时刻t1(n)～t2(n)中，第1电压矢量为V1(1)，第2电压矢量为V1(2)。时刻t1(n)～t2(n)中，在时刻ts1-1(n)检测第1绕组的电流。

第1电压矢量为V1(1)，因此根据图21，Iv1_s、Iw1_s分别等于Iv1、Iw1，Iu1利用三相电流的和为零的情况根据Iv1与Iw1来求得。

此外，在时刻ts1-1(n)，检测第2绕组的电流，第2电压矢量为V1(2)，因此根据图22，Iv2_s、Iw2_s分别等于Iv2、Iw2，Iu2利用三相电流的和为零的情况根据Iv2与Iw2来求得。

接着，在时刻t2(n)，将Svp1、Svp2、Swp1、Swp2设为1。Sup1～Swp2的脉冲宽度(“1”持续的时间)由各开关所对应的导通占空比Dsup1～Dswp2与开关周期Tsw的乘积值来设定。

根据以上内容，本实施方式5中，对于上侧臂元件的开关，首先将第1最大相电压Emax1所对应的相导通，然后在将时刻错开了Δt1后，使第1中间相电压Emid1所对应的相及第1最小相电压Emin1所对应的相导通。然后，通过上述开关，如图21所示，形成在第1绕组的电流Iu1、Iv1、Iw1中能检测两相的第1电压矢量(V1(1)或V3(1)或V5(1))，如图22所示，形成在第2绕组的电流Iu2、Iv2、Iw2中能检测两相的第2电压矢量(V1(2)或V3(2)或V5(2))。

然而，根据第1中间相电压Emid1所对应的相的电压指令值，有时会产生仅能检测出第1绕组的电流Iu1、Iv1、Iw1中的一相的情况。利用图23的示例，对上述情况进行说明。

在Vv1大于第1规定值Vs1的情况下，Dsvp1·Tsw变得比Tsw-Δt1要大后，即使在开关周期Tsw结束的时刻t4(n)断开，若不在时刻t2(n)前导通，则无法输出与Dsvp1·Tsw对应的脉冲宽度。其结果是，无法在Δt1的区间中形成V1(1)，无法检测第1绕组的电流。

并且，对于第2电压施加器3b也相同，图23中，在Vv2’大于第1规定值Vs1的情况下，在错开时间Δt1的区间无法形成V1(2)，无法检测第2绕组的电流。

图24是表示本发明的实施方式5中的第1检测可否判定器12e的功能的说明图。具体而言，第1检测可否判定器12e判别第1中间相电压Emid1所对应的相的电压指令值及第2中间相电压Emid2所对应的相的电压指令值是否在第1规定值Vs1以下的范围内。图24(a)中，以虚线表示图7(b)所示的第1电压指令Vu1’、Vv1’、Vw1’，以实线表示第1中间相电压Emid1，以单点划线表示第1规定值Vs1。与之前的实施方式1的图12相同，设定为Vs1＝0.4Vdc1。

图24(b)是第1检测可否判定器12e的输出。第1检测可否判定器12e通过判别第1中间相电压Emid1是处于第1规定值Vs1以下的范围内还是范围外，来判定能否检测第1绕组的电流，若处于第1规定值Vs1以下的范围内，则输出为1的第1检测可否判定信号flag_1，若处于范围外，则输出为0的第1检测可否判定信号flag_1。

图24(c)中，以虚线表示图8(b)所示的第2电压指令Vu2’、Vv2’、Vw2’，以实线表示第2中间相电压Emid2，以单点划线表示Vs1。图24(d)是判别第2中间相电压Emid2是处于第1规定值Vs1以下的范围内还是范围外的第2检测可否判定信号flag_2，若处于第1规定值Vs1以下的范围内则为1，若处于范围外则为0。

另外，该第2检测可否判定信号flag_2在后述的实施方式中使用，本实施方式并未使用，但图24中作为说明用而进行记载。

若关注第1检测可否判定信号flag_1，则在电压相位角θv处于60+120×x(x：0、1、2)度附近时第1检测可否判定信号flag_1成为0。若关注第2检测可否判定信号flag_2，则在电压相位角θv处于90+120×x(x：0、1、2)度附近时第2检测可否判定信号flag_2成为0。由此，在第1检测可否判定信号flag_1与第2检测可否判定信号flag_2之间，成为0的电压相位角θv彼此错开30度，flag_1为0时flag_2为1，反之，flag_1为1时flag_2为0。

图25是表示本发明的实施方式5中的第1检测可否判定器12e的一系列动作的流程图。步骤S4000a中，第1检测可否判定器12e基于第1电压指令Vu1’、Vv1’、Vw1’运算第1中间相电压Emid1。步骤S4000b中，第1检测可否判定器12e判定第1中间相电压Emid1是否在第1规定值Vs1以下，若为“是”，则前进至步骤S4000c，若为“否”，则前进至步骤S4000d。

在前进至步骤S4000c的情况下，第1检测可否判定器12e将1代入第1检测可否判定信号flag_1。另一方面，在前进至步骤S4000e的情况下，第1检测可否判定器12e将0代入第1检测可否判定信号flag_1。

如上所述，根据实施方式5，具备如下结构：基于流过第1电压施加器的各相下侧臂元件的电流来检测第1绕组的电流，基于流过第2电压施加器的各相下侧臂元件的电流来检测第2绕组的电流。即使通过上述结构，也能获得与之前的实施方式1同样的效果。

另外，示出了在电压相位角θv处于60+120×x(x：0、1、2)度附近时flag_1成为0的情况。因此，通过参照从实施方式1至实施方式3的变更点，即使对于第1电流检测器基于流过第1电压施加器的各相下侧臂元件的电流来检测第1绕组的电流的结构，也能基于根据第1电压指令运算得到的电压相位角θv来判定可否检测第1绕组。

此外，通过参照从实施方式1至实施方式4的变更点，即使对于第1电流检测器基于流过第1电压施加器的各相下侧臂元件的电流来检测第1绕组的电流的结构，也能基于根据第2电压指令运算得到的电压相位角θv来判定可否检测第1绕组。

此外，实施方式5中采用如下结构：第1电流检测器基于流过第1电压施加器的各相下侧臂元件的电流来检测第1绕组的电流，第2电流检测器基于流过第2电压施加器的各相下侧臂元件的电流来检测第2绕组的电流。然而，即使采用如下结构也当然能同样地实施：第1电流检测器基于流过第1电压施加器的三相中任意两相的下侧臂元件的电流来检测第1绕组的电流，第2电流检测器基于流过第2电压施加器的三相中任意两相的下侧臂元件的电流来检测第2绕组的电流。

并且，本实施方式5中，即使利用推定和电流运算器14a来取代推定和电流运算器14，也能获得同样的效果。

实施方式6.

图26表示本发明的实施方式6中的交流旋转电机的控制装置的整体结构的图。与之前的实施方式1～5的不同点在于，本实施方式6中，为了检测第1绕组的电流而使用第1电流检测器4a，为了检测第2绕组的电流而使用第2电流检测器4d。因此，下面以该不同点为中心进行说明。

本实施方式6中，第1电压施加器3a产生之前的实施方式1所述的图9的Sup1、Svp1、Swp1所示的导通断开模式，第2电压施加器3b产生之前的实施方式5所述的图23的Sup2、Svp2、Swp2所示的导通断开模式。

之前的实施方式1的图12中示出了如下情况：在基于由第1电流检测器4a检测到的流过第1电压施加器3a的直流母线的电流来检测第1绕组的电流Iu1、Iv1、Iw1时，在电压相位角θv为60×x(x：0、1、2、3、4、5、6)度附近，flag_1成为0，无法检测第1绕组的电流。

之前的实施方式5的图24中示出了如下情况：在基于由第2电流检测器4d检测到的流过第2电压施加器3b的下臂元件的电流来检测第2绕组的电流Iu2、Iv2、Iw2时，在电压相位角θv为90+120×x(x：0、1、2)度附近，flag_2成为0，无法检测第2绕组的电流。

因此，即使在采用图26那样的结构的情况下，flag_1与flag_2不会同时成为0，flag_1与flag_2中的至少一方为1。因此，本实施方式6的结构也与之前的实施方式1～5相同，在flag_1为1的情况下，即在能检测第1绕组的电流的情况下，能基于第1绕组的电流Iu1、Iv1、Iw运算第1电压指令及第2电压指令，在flag_1为0的情况下，即在无法检测第1绕组的电流的情况下，能基于第2绕组的电流Iu2、Iv2、Iw2运算第1电压指令及第2电压指令。

如上所述，根据实施方式6，具备如下结构：第1电流检测器基于流过第1电压施加器的直流母线的电流来检测第1绕组的电流，第2电流检测器基于流过第2电压施加器的各相下侧臂元件的电流来检测第2绕组的电流。即使通过上述结构，也能获得与之前的实施方式1～5同样的效果。

另外，本实施方式6中，即使利用推定和电流运算器14a来取代推定和电流运算器14，也能获得同样的效果。

实施方式7.

图27表示本发明的实施方式7中的交流旋转电机的控制装置的整体结构的图。与之前的实施方式1～6的不同点在于，本实施方式7中，为了检测第1绕组的电流而使用第1电流检测器4c，为了检测第2绕组的电流而使用第2电流检测器4b。因此，下面以该不同点为中心进行说明。

本实施方式7中，第1电压施加器3a产生之前的实施方式5所述的图23的Sup1、Svp1、Swp1所示的导通断开模式，第2电压施加器3b产生之前的实施方式1所述的图9的Sup2、Svp2、Swp2所示的导通断开模式。

之前的实施方式5的图24中示出了如下情况：在基于由第1电流检测器4c检测到的流过第1电压施加器3a的各相下臂元件的电流来检测第1绕组的电流Iu1、Iv1、Iw1时，在电压相位角θv为60+120×x(x：0、1、2)度附近，flag_1成为0，无法检测第1绕组的电流。

之前的实施方式1的图12中示出了如下情况：在基于由第2电流检测器4b检测到的流过第2电压施加器3b的直流母线的电流来检测第2绕组的电流Iu2、Iv2、Iw2时，在电压相位角θv为30+60×x(x：0、1、2、3、4、5)度附近，flag_2成为0，无法检测第2绕组的电流。

因此，即使在采用图27那样的结构的情况下，flag_1与flag_2不会同时成为0，flag_1与flag_2中的至少一方为1。因此，本实施方式7的结构也与之前的实施方式1～5相同，在flag_1为1的情况下，即在能检测第1绕组的电流的情况下，能基于第1绕组的电流Iu1、Iv1、Iw1运算第1电压指令及第2电压指令，在flag_1为0的情况下，即在无法检测第1绕组的电流的情况下，能基于第2绕组的电流Iu2、Iv2、Iw2运算第1电压指令及第2电压指令。

如上所述，根据实施方式7，具备如下结构：第1电流检测器基于流过第1电压施加器的各相下臂元件的电流来检测第1绕组的电流，第2电流检测器基于流过第2电压施加器的直流母线的电流来检测第2绕组的电流。即使通过上述结构，也能获得与之前的实施方式1～6同样的效果。

此外，本实施方式7中，即使利用推定和电流运算器14a来取代推定和电流运算器14，也能获得同样的效果。

实施方式8.

图28是表示本发明的实施方式8中的交流旋转电机的控制装置的整体结构的图。若与之前的实施方式1的结构进行比较，则本实施方式8的结构还具备第2检测可否判定器13a，并且控制部5b的内部结构也不同。因此，下面以该不同点为中心进行说明。

第2检测可否判定器13a基于第2电压指令Vu2’、Vv2’、Vw2’输出判定能否检测第2绕组的电流的第2检测可否判定信号flag_2。

之前的实施方式1中说明了如下内容：在第2电流检测器4b基于流过第2电压施加器3b的直流母线的电流检测第2绕组的电流的情况下，在第2中间相电压Emid2在第1规定值Vs1以下、且第2规定值Vs2以上时，能检测第2绕组的电流，若第2中间相电压Emid2超过第1规定值Vs1、或小于第2规定值Vs1，则无法检测第2绕组的电流。

基于以上的说明，对本实施方式8中新追加的第2检测可否判定器13a的功能进行说明。图29是表示本发明的实施方式8中的第2检测可否判定器13a的一系列动作的流程图。步骤S7000a中，第2检测可否判定器13a基于第2电压指令Vu2’、Vv2’、Vw2’运算第2中间相电压Emid2。

步骤S7000b中，第2检测可否判定器13a判定第2中间相电压Emid2是否在第1规定值Vs1以下，若为“是”，则前进至步骤S7000c，若为“否”，则前进至步骤S7000e。

在前进至步骤S7000c的情况下，第2检测可否判定器13a判定第2中间相电压Emid2是否在第2规定值Vs2以上，若为“是”，则前进至步骤S7000d，若为“否”，则前进至步骤S7000e。

在前进至步骤S7000d的情况下，第2检测可否判定器13a将1代入第2检测可否判定信号flag_2。另一方面，在前进至步骤S7000e的情况下，第2检测可否判定器13a将0代入第2检测可否判定信号flag_2。

接着，以与控制部5a的变更点为中心对本实施方式8中的控制部5b进行说明。控制部5b内的推定和电流运算器14b基于第1绕组的电流Iu1、Iv1、Iw1、flag_1与第2绕组的电流Iu2、Iv2、Iw2、flag_2，计算出推定和电流。

图30表示本发明的实施方式8中的推定和电流运算器14b所进行的一系列处理的流程图。步骤S7100中，推定和电流运算器14b判定第1检测可否判定信号flag_1是否等于1。然后，在步骤S7100中flag_1等于1，为“是”的情况下，推定和电流运算器14b前进至步骤S7101。

然后，在前进至步骤S7101的情况下，推定和电流运算器14b判定第2检测可否判定信号flag_2是否等于1。然后，在步骤S7101中flag_2等于1，为“是”的情况下，推定和电流运算器14b前进至步骤S7102。

然后，在前进至步骤S7102的情况下，推定和电流运算器14b将第1绕组的电流Id1与第2绕组的电流Id2的和代入Idsum_cal，将第1绕组的电流Iq1与第2绕组的电流Iq2的和代入Iqsum_cal。

另一方面，在步骤S7100中flag_1不等于1，为“否”的情况下，或在步骤S7101中flag_2不等于1，为“否”的情况下，推定和电流运算器14b返回至处理的初始，保持上一次值作为推定和电流Idsum_cal及Iqsum_cal。

图31是表示本发明的实施方式8中的推定和电流运算器14b的内部结构的框图的一个示例。逻辑与运算器7206取flag_1与flag_2的逻辑与，输出flag_all。推定和电流运算器14b针对输入Id1、Id2、Iq1、Iq2、flag_all，输出Idsum_cal、Iqsum_cal。

加法器7200将Id1与Id2相加，输出Idsum_tmp。切换器7202根据flag_all来切换选择由加法器7200本次计算得到的Idsum_tmp或上一次的输出值即Idsum_cal的某一个，并进行输出。

即，在flag_all为0的情况下、即无法检测第1绕组的电流或第2绕组的电流的情况下，加法器7200输出Idsum_cal的上一次值，在flag_all为1的情况下、即能检测第1绕组的电流和第2绕组的电流的情况下，加法器7200输出Idsum_tmp。

同样，加法器7201将Iq1与Iq2相加，输出Iqsum_tmp。切换器7203根据flag_all来选择切换由加法器7201本次计算得到的Iqsum_tmp或上一次的输出值即Iqsum_cal的某一个，并进行输出。

即，在flag_all为0的情况下、即无法检测第1绕组的电流或第2绕组的电流的情况下，加法器7201输出Iqsum_cal的上一次值，在flag_all为1的情况下、即能检测第1绕组的电流和第2绕组的电流的情况下，加法器7201输出Iqsum_tmp。

切换器7c基于第1检测可否判定信号flag_1、第2检测可否判定信号flag_2、第1绕组的电流Id1、Iq1、第2绕组的电流Id2、Iq2，输出旋转两轴上的电流Id1’、Iq1’及旋转两轴上的电流Id2’、Iq2’。

具体而言，切换器7c在基于第1检测可否判定信号flag_1判定为能检测第1绕组的电流的情况下，将第1绕组的电流Id1、Iq1分别作为旋转两轴坐标上的电流Id1’、Iq1’进行输出。

此外，切换器7c在基于第1检测可否判定信号flag_1判定为不能检测第1绕组的电流的情况下，根据第2绕组的电流Id2、Iq2与推定和电流Idsum_cal、Iqsum_cal分别利用上式(1)、(2)计算旋转两轴坐标上的电流Id1’、Iq1’并进行输出。

切换器7c在基于第2检测可否判定信号flag_2判定为能检测第2绕组的电流的情况下，将第2绕组的电流Id2、Iq2分别作为旋转两轴坐标上的电流Id2’、Iq2’进行输出。

此外，切换器7c在基于第2检测可否判定信号flag_2判定为不能检测第2绕组的电流的情况下，根据第1绕组的电流Id1、Iq1与推定和电流Idsum_cal、Iqsum_cal，分别利用下式(27)、(28)计算旋转两轴坐标上的电流Id2’、Iq2’并进行输出。

Id2’＝Idsum＿cal-Id1 (27)

Iq2’＝Iqsum＿cal-Iq1 (28)

如上所述，根据实施方式8，具备基于第1检测可否判定信号flag_1及第2检测可否判定信号flag_2来推定无法检测的绕组的电流的结构。根据上述结构，无需将相反的绕组的电流所包含的电气角6次的电流脉动分量重叠到检测电流，即能获得第1电压指令及第2电压指令。

在之前的实施方式1～7中，在无法检测第1绕组的电流的情况下，利用第2绕组的电流及推定和电流来运算第1电压指令。如之前的图12(b)所示，该情况相当于无法检测第1绕组的电流(flag_1＝0)的情况，在电压相位角θv在60×x(x：0、1、2、3、4、5)度附近，利用第2绕组的电流与推定和电流来获得旋转两轴上的电流。

与此相对，本实施方式8中，具备除了第1检测可否判定器以外还设有第2检测可否判定器的结构。根据上述结构，之前的图12(d)中，在无法检测第2绕组的电流的情况下，利用第1绕组的电流及推定和电流来运算第2电压指令。

其结果是，根据本实施方式8，除了之前的实施方式1～7的效果以外，还能获得进一步提高第2绕组的电流的控制性能、降低由交流旋转电机1a产生的转矩脉动、振动、噪音的效果。

此外，通过参照之前的实施方式2，作为第2检测可否判定器中的可否检测第2绕组的电流的判定方法，能运算第2最大相电压与第2中间相电压之差、第2中间相电压与第2最小相电压之差，在这些值小于第3规定值的情况下，判定为无法检测第2绕组的电流。

通过参照之前的实施方式3、4，根据第1电压指令与第2电压指令中的至少一方来求得电压相位角θv，判定可否进行第2绕组的电流的检测判定，从而能获得与之前的实施方式1同等的效果。

此外，本实施方式8中，即使利用相当于推定和电流运算器14a的部件来取代推定和电流运算器14b，也能获得同样的效果。

实施方式9.

图32表示本发明的实施方式9中的交流旋转电机的控制装置的整体结构的图。本实施方式9的结构若与之前的实施方式8的结构相比，则在利用控制部5c来取代控制部5b这一点上不同。因此，下面以该不同点为中心进行说明。

加法器801a输出旋转两轴上的电流Id1’与旋转两轴上的电流Id2’的相加值(Id1’+Id2’)。

加法器801b输出旋转两轴上的电流Iq1’与旋转两轴上的电流Iq2’的相加值(Iq1’+Iq2’)。

减法器802a输出旋转两轴上的电流Id1’减去旋转两轴上的电流Id2’而得到的值(Id1’-Id2’)。

减法器802b输出旋转两轴上的电流Iq1’减去旋转两轴上的电流Iq2’而得到的值(Iq1’-Iq2’)。

乘法器803a对从加法器801a输出的相加值(Id1’+Id2’)乘上K1倍，并作为和电流Id_sum输出。此处，K1为0.5。

乘法器803b对从加法器801b输出的相加值(Iq1’+Iq2’)乘上K1倍，并作为和电流Iq_sum输出。此处，K1为0.5。

乘法器804a对从减法器802a输出的减法值(Id1’-Id2’)乘上K2倍，并作为差电流delta_Id输出。此处，K2为0.5。

乘法器804b对从减法器802b输出的减法值(Iq1’-Iq2’)乘上K2倍，并作为差电流delta_Iq输出。此处，K2为0.5。

减法器805a运算交流旋转电机1a的d轴电流指令Id*与和电流Id_sum的偏差dId_sum。

减法器805b运算交流旋转电机1a的q轴电流指令Iq*与和电流Iq_sum的偏差dIq_sum。

控制器806a利用P控制器、PI控制器等，基于这些控制器的比例增益Kpd_sum与偏差dId_sum的乘积值，以将偏差dId_sum控制为零的方式输出和电压Vd_sum。

控制器806b利用P控制器、PI控制器等，基于这些控制器的比例增益Kpq_sum与偏差dIq_sum的乘积值，以将偏差dIq_sum控制为零的方式输出和电压Vd_sum。

控制器806c利用P控制器、PI控制器等，基于这些控制器的比例增益Kpd_delta与偏差delta_dId的乘积值，以将差电流delta_Id控制为零的方式输出差电压delta_Vd。

控制器806d利用P控制器、PI控制器等，基于这些控制器的比例增益Kpq_delta与偏差delta_dIq的乘积值，以将差电流delta_Iq控制为零的方式输出差电压delta_Vq。

加法器807a将和电压Vd_sum与差电压delta_Vd相加后得到的值作为第1电压指令Vd1进行输出。

加法器807b将和电压Vq_sum与差电压delta_Vq相加后得到的值作为第1电压指令Vq1进行输出。

减法器808a将和电压Vd_sum减去差电压delta_Vd后得到的值作为第2电压指令Vd2进行输出。

减法器808b将和电压Vq_sum减去差电压delta_Vq后得到的值作为第2电压指令Vq2进行输出。

接着，详细说明本实施方式9中的控制部5c的动作。在第1检测可否判定信号flag_1、第2检测可否判定信号flag_2均为1的情况下、即判定为第1绕组的电流、第2绕组的电流均能检测的情况下，旋转两轴上的电流Id1’、Iq1’等于第1绕组的电流Id1、Iq1，旋转两轴上的电流Id2’、Iq2’等于第2绕组的电流Id2、Iq2。

因此，和电流Id_sum、Iq_sum、及差电流delta_Id、delta_Iq分别成为下式(29)～(32)。

Id＿sum＝K1×(Id1’+Id2’)

＝K1×(Id1+Id2) (29)

Iq＿sum＝K1×(Iq1’+Iq2’)

＝K1×(Iq1+Iq2) (30)

delta＿Id＝K2×(Id1’-Id2’)

＝K2×(Id1-Id2) (31)

delta＿Iq＝K2×(Iq1’-Iq2’)

＝K2×(Iq1-Iq2) (32)

因此，和电流以由第1电流检测器4a检测到的第1绕组的电流、与由第2电流检测器4b检测到的第2绕组的电流之和来表示，差电流以由第1电流检测器4a检测到的第1绕组的电流、与由第2电流检测器4b检测到的第2绕组的电流之差来表示。

基于和电流Id_sum、Iq_sum与和电流增益来运算和电压Vd_sum、Vq_sum，基于差电流delta_Id、delta_Iq与差电流增益来运算差电压delta_Vd、delta_Vq。并且，通过加法器807a、807b及减法器808a、808b来运算第1电压指令Vd1、Vq1、第2电压指令Vd2、Vq2。

此处，交流旋转电机1a的第1三相绕组U1、V1、W1与第2三相绕组U2、V2、W2并未电连接，但彼此磁耦合。因此，第2三相绕组中产生与第1绕组的电流的微分值和第1绕组与第2绕组间的互感之积成比例的电压。另一方面，第1三相绕组中产生与第2绕组的电流的微分值和第1绕组与第2绕组间的互感之积成比例的电压。即，第1绕组与第2绕组发生磁干扰。

与此相对，本实施方式9中，基于和电流、差电流来运算第1电压指令Vd1、Vq1及第2电压指令Vd2、Vq2。其结果是，在第1绕组的电流与第2绕组的电流均能检测的情况下，在由第1电流检测器4a检测出的第1绕组的电流的基础上，将由第2电流检测器4b检测出的第2绕组的电流也考虑在内来运算第1绕组的电压指令Vd1、Vq1。

同样，在由第2电流检测器4b检测出的第2绕组的电流的基础上，将由第1电流检测器4a检测出的第1绕组的电流也考虑在内来运算第2电压指令Vd2、Vq2。因此，通过具备本实施方式9的结构，能构建相对于第1绕组与第2绕组的磁干扰更稳定的控制系统。

接着，在第1检测可否判定信号flag_1为0、且第2检测可否判定信号flag_2为1的情况下，即判定为无法检测第1绕组的电流、且能检测第2绕组的电流的情况下，旋转两轴上的电流Id1’等于从推定和电流Idsum_cal减去第2绕组的电流Id2后的值，Iq1’等于从推定和电流Idsum_cal减去第2绕组的电流Iq2后的值，此外，旋转两轴上的电流Id2’、Iq2’等于第2绕组的电流Id2、Iq2。

因此，和电流Id_sum、Iq_sum、及差电流delta_Id、delta_Iq分别成为下式(33)～(36)。

Id＿sum＝K1×(Id1’+Id2’)

＝K1×Idsum＿cal (33)

Iq＿sum＝K1×(Iq1’+Iq2’)

＝K1×Iqsum＿cal (34)

delta＿Id＝K2×(Id1’-Id2’)

＝K2×(Idsum＿cal-2×Id2) (35)

delta＿Iq＝K2×(Iq1’-Iq2’)

＝K2×(Iqsum＿cal-2×Iq2) (36)

根据上式(33)～(36)，和电流以由推定和电流运算器14b获得的推定和电流来表示，差电流以推定和电流与由第2电流检测器4b检测到的第2绕组的电流的2倍之差来表示。

因此，基于由推定和电流表示的和电流Id_sum、Iq_sum及和电流增益来运算和电压Vd_sum、Vq_sum，基于以推定和电流与第2绕组的电流的2倍之差来表示的差电流delta_Id、delta_Iq及差电流增益来运算差电压delta_Vd、delta_Vq。

接着，在第1检测可否判定信号flag_1为1、且第2检测可否判定信号flag_2为0的情况下，即判定为能检测第1绕组的电流、且无法检测第2绕组的电流的情况下，旋转两轴上的电流Id1’、Iq1’等于第1绕组的电流Id1、Iq1，旋转两轴上的电流Id2’等于从推定和电流Idsum_cal减去第1绕组的电流Id1后的值，Iq2’等于从推定和电流Iqsum_cal减去第2绕组的电流Iq1后的值。

因此，和电流Id_sum、Iq_sum、及差电流delta_Id、delta_Iq分别成为下式(37)～(40)。

Id＿sum＝K1×(Id1’+Id2’)

＝K1×Idsum＿cal (37)

Iq＿sum＝K1×(Iq1’+Iq2’)

＝K1×Iqsum＿cal (38)

delta＿Id＝K2×(Id1’-Id2’)

＝K2×(2×Id1-Idsum＿cal) (39)

delta＿Iq＝K2×(Iq1’-Iq2’)

＝K2×(2×Iq1-Iqsum＿cal) (40)

根据上式(37)～(40)，和电流以由推定和电流运算器14b获得的推定和电流来表示，差电流以由第1电流检测器4a检测到的第1绕组的电流的2倍与推定和电流之差来表示。

因此，基于由推定和电流表示的和电流Id_sum、Iq_sum及和电流增益来运算和电压Vd_sum、Vq_sum，基于以第1绕组的电流的2倍与推定和电流之差来表示的差电流delta_Id、delta_Iq及差电流增益来运算差电压delta_Vd、delta_Vq。

如之前的实施方式1中说明的那样，在为了获得高输出而采用比100％要大的调制率的情况下，第1绕组的电流与第2绕组的电流中产生相位不同的电气角6次的电流脉动。

在两绕组的相位差为30deg的情况下，如之前图14所示那样，成为相互抵消的关系，作为和电流，对抑制变动的方向有所贡献，另一方面，作为差电流，产生相对于各绕组的电流脉动成倍的振幅的电气角6次的电流变动。也就是说，通过本实施方式9的方式进行控制，从而能考虑第1绕组的电流脉动与第2绕组的电流脉动的相位差。因此，能在稳定地保持和电流的基础上，以电气角6次使差电流振动。

在设差电流为0的情况下，利用相位反转后的电流来生成电压指令，因此重叠不需要的电流脉动，两绕组的电流脉动变大。然而，本实施方式中，在各个绕组的电气角6次的电流脉动中，可获得所希望的相位。因此，能发挥因相位差绕组而产生的转矩脉动降低的效果。

另外，本实施方式9中，说明了设为相位差30deg时的电气角6次的电流脉动，但对于其他相位差的情况，也能获得同样的效果。

此外，对高调制率的情况下产生的电气角6次的电流脉动进行了说明，但在感应电压包含高次谐波分量的情况等、各绕组的电流包含高次谐波分量的情况下，也能获得同样的效果。

此外，基于第1电压指令、第2电压指令、和电压或交流旋转电机1a的旋转速度的至少一个使差电流增益Kpd_delta、Kpq_delta变动，从而在第1检测可否判定信号flag_1、第2检测可否判定信号flag_2从0切换到1、或从1切换到0时，能使因差电流delta_Id、delta_Iq的脉动而导致的差电压delta_Vd、delta_Vq的脉动降低。

图33是表示本发明的实施方式9中、使差电流增益基于第1电压指令而变动的状态的图。图33中，例示出差电流增益Kpd_delta、Kpq_delta根据第1电压指令的振幅V1而变动的情况。

在第1电压指令的振幅V1在阈值Vsa1以下的情况下，将差电流增益Kpd_delta、Kpq_delta分别作为Kpd_delta1、Kpq_delta1，设为固定值。另一方面，在第1电压指令的振幅V1超过Vsa1的情况下，差电流增益Kpd_delta、Kpq_delta分别以直线下降。

阈值Vsa1及直线的斜率根据产生的脉动水平来决定即可。此处，第1电压指令的振幅V1由下式(41)来求得即可。

[数学式3]

此外，通过上式(41)的平方根的运算，在进行控制部5c的运算的CPU的运算负荷变大的情况下，也能将图33的横轴设定为振幅的2次方。此外，图33的横轴也可以使用由下式(42)提供的第2电压指令的振幅V2、由下式(43)提供的和电压的振幅V_sum，或者组合V1、V2、V_sum来使用。

[数学式4]

通过基于第1电压指令、第2电压指令、和电压的至少一个来使和电流增益Kpd_sum、Kpq_sum变动，从而在第1检测可否判定信号flag_1、第2检测可否判定信号flag_2切换时，能使因和电流Id_sum、Iq_sum的脉动而导致的和电压Vd_sum、Vq_sum的脉动降低。

图34是表示本发明的实施方式9中、使和电流增益基于第1电压指令而变动的状态的图。图34中，例示出和电流增益Kpd_sum、Kpq_sum根据第1电压指令的振幅V1而变动的情况。在第1电压指令的振幅V1在阈值Vsa1以下的情况下，将和电流增益Kpd_sum、Kpq_sum分别作为Kpd_sum1、Kpq_sum1，设为固定值。另一方面，在第1电压指令的振幅V1超过Vsa1的情况下，和电流增益Kpd_sum、Kpq_sum分别以直线下降。阈值Vsa1及直线的斜率根据产生的脉动水平来决定即可。

此外，图34的横轴也可以使用由上式(42)提供的第2电压指令的振幅V2、由式(43)提供的和电压的振幅V_sum，或者组合V1、V2、V_sum来使用。此外，并不限于第1电压指令、第2电压指令、和电压的振幅，可以根据实际值进行切换。

此外，可以将图33、图34的横轴设定为交流旋转电机1a的旋转速度，在速度相关的规定的阈值以下，则将和电流增益、差电流增益设为一定，若超过规定的阈值，则根据速度来降低和电流增益、差电流增益，采用上述结构也能获得同样的效果。

实施方式10.

图35表示本发明的实施方式10中的交流旋转电机的控制装置的整体结构的图。本实施方式10的结构中，对于之前的实施方式9，将第1电流检测器4a置换为第1电流检测器4c，且将第2电流检测器4b置换为第2电流检测器4d。因此，下面以该不同点为中心进行说明。

在之前的实施方式9的图32的结构中，使用了第1电流检测器4a、第2电流检测器4b。因此，如之前的图12所示，在电压相位角θv为60×x(x：0、1、2、3、4、5)度附近时，无法用第1电流检测器4a检测第1绕组的电流，在电压相位角θv为30+60×x(x：0、1、2、3、4、5)度附近时，无法用第2电流检测器4b检测第2绕组的电流。

与此相对，本实施方式10中，使用第1电流检测器4c、第2电流检测器4d。由此，如图24所示，在电压相位角θv为60+120×x(x：0、1、2)度附近时，无法用第1电流检测器4c检测第1绕组的电流，在电压相位角θv为90+120×x(x：0、1、2)度附近时，无法用第2电流检测器检测第2绕组的电流。其结果是，根据本实施方式10，与之前的实施方式9相比，能使利用第1、第2电流检测器中的一方无法进行电流检测的电压相位区间减少。

因此，第1绕组的电流与第2绕组的电流均能检测的比例增加。其结果是，在由第1电流检测器检测到的第1绕组的电流的基础上，将由第2电流检测器检测到的第2绕组的电流也考虑在内来运算第1绕组的电压指令Vd1、Vq1的比例有所增加。同样，在由第2电流检测器检测出的第2绕组的电流的基础上，将由第1电流检测器检测出的第1绕组的电流也考虑在内来运算第2电压指令Vd2、Vq2的比例有所增加。由此，与之前的实施方式9的结构相比，能获得相对于第1绕组与第2绕组的磁干扰构建更稳定的控制系统的效果。

另外，上述实施方式1～10中，说明了将具有第1绕组与第2绕组的交流旋转电机作为控制对象的情况，但本发明并不限于上述交流旋转电机。对于除了第1绕组、第2绕组外还具有第3绕组以上的第N绕组(N：3以上的整数)的交流旋转电机，通过将实施方式1～10所述的第1绕组、第2绕组分别置换为第1绕组、第2～N绕组，也能直接应用本发明的控制方法。

此外，上述实施方式1～10中，说明了将包括具有30度的相位差第1三相绕组与第2三相绕组的交流旋转电机1a作为控制对象的情况，但本发明并不限于上述交流旋转电机。对于具有相位差为30+60×N(N：整数)的第1三相绕组与第2三相绕组的交流旋转电机，或第1三线绕组与第2三相绕组不具有相位差的交流旋转电机，也能通过在第1电压指令Vu1’、Vv1’、Vw1’与第2电压指令Vu2’、Vv2’、Vw2’之间设置相位差，来应用本发明的控制方法。

例如，在相位差为30度时，第1电压指令Vu1’、Vv1’、Vw1’与第2电压指令Vu2’、Vv2’、Vw2’与之前的图12相同。其结果是，第1检测可否判定信号flag_1与第2检测可否判定信号flag_2不会同时为0，能应用本发明的控制方法。

此外，对于具备交流旋转电机的控制装置的电动助力转向的控制，也能应用实施方式1～10所述的交流旋转电机的控制装置。电动助力转向装置中，需要运算第1电压指令及第2电压指令的控制部，使得交流旋转电机产生辅助转向系统的转向转矩的转矩。

并且，作为上述电动助力转向装置的控制部，通过应用本发明的交流旋转电机的控制装置，能在维持开关周期Tsw的状态下，运算振幅较高的第1电压指令及第2电压指令。其结果是，能在为开关周期的倒数的开关频率处于可听区域外、维持静音性的状态下，以同一体积比构建更高输出的转向系统。换言之，为了获得同一输出比，能使装置进一步小型化，能获得能实现搭载性良好的转向系统的效果。

Claims (32)

1.一种交流旋转电机的控制装置，其特征在于，包括：

具有第1绕组与第2绕组的交流旋转电机，所述第1绕组与所述第2绕组具有相位差；

检测所述第1绕组的电流的第1电流检测器；

检测所述第2绕组的电流的第2电流检测器；

基于所述交流旋转电机的电流指令与电流检测值，运算第1电压指令与第2电压指令的控制部；

基于所述第1电压指令，向所述第1绕组施加电压的第1电压施加器；

基于所述第2电压指令，向所述第2绕组施加电压的第2电压施加器；

在将构成所述第1电压指令的三相电压以大小顺序设为第1最大相电压、第1中间相电压、第1最小相电压的情况下，基于所述第1最大相电压、所述第1中间相电压、所述第1最小相电压的至少一个，来判定可否检测所述第1绕组的电流的第1检测可否判定器；以及

运算所述第1绕组的电流与所述第2绕组的电流的推定和即推定和电流的推定和电流运算器，

在所述第1检测可否判定器判定为无法利用所述第1电流检测器检测所述第1绕组的电流的情况下，所述控制部基于所述第1绕组的推定电流值来运算所述第1电压指令，所述第1绕组的推定电流值通过将由所述推定和电流运算器输出的所述推定和电流减去由所述第2电流检测器检测到的所述第2绕组的电流而计算得到，

在调制率超过100％的情况下产生的电流脉动的相位具有相差180deg的相位差。

2.如权利要求1所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

在所述第1检测可否判定器判定为能利用所述第1电流检测器检测所述第1绕组的电流的情况下，所述推定和电流运算器输出由所述第1电流检测器检测到的所述第1绕组的电流与由所述第2电流检测器检测到的所述第2绕组的电流之和，以作为所述推定和电流，

在所述第1检测可否判定器判定为无法利用所述第1电流检测器检测所述第1绕组的电流的情况下，所述推定和电流运算器维持作为上一次值来输出的所述推定和电流。

3.如权利要求1所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

在所述第1检测可否判定器判定为无法利用所述第1电流检测器检测所述第1绕组的电流的情况下，所述推定和电流运算器利用针对各个绕组的电流指令值来计算所述推定和电流。

4.如权利要求1至3的任一项所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

在所述第1中间相电压超过了第1规定值的情况下，所述第1检测可否判定器判定为无法检测所述第1绕组的电流。

5.如权利要求1至3的任一项所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

在所述第1中间相电压小于第2规定值的情况下，所述第1检测可否判定器判定为无法检测所述第1绕组的电流。

6.如权利要求4所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

在所述第1中间相电压小于第2规定值的情况下，所述第1检测可否判定器判定为无法检测所述第1绕组的电流。

7.如权利要求1至3的任一项所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

在所述第1最大相电压与所述第1中间相电压之差、所述第1中间相电压与所述第1最小相电压之差中的至少一个小于第3规定值的情况下，所述第1检测可否判定器判定为无法检测所述第1绕组的电流。

8.一种交流旋转电机的控制装置，其特征在于，包括：

具有第1绕组与第2绕组的交流旋转电机，所述第1绕组与所述第2绕组具有相位差；

检测所述第1绕组的电流的第1电流检测器；

检测所述第2绕组的电流的第2电流检测器；

基于所述交流旋转电机的电流指令与电流检测值，运算第1电压指令与第2电压指令的控制部；

基于所述第1电压指令，向所述第1绕组施加电压的第1电压施加器；

基于所述第2电压指令，向所述第2绕组施加电压的第2电压施加器；

根据所述第1电压指令的电压相位角或所述第2电压指令的电压相位角来判定能否利用所述第1电流检测器检测所述第1绕组的电流的第1检测可否判定器；以及

运算所述第1绕组的电流与所述第2绕组的电流的推定和即推定和电流的推定和电流运算器，

在所述第1检测可否判定器判定为无法利用所述第1电流检测器检测所述第1绕组的电流的情况下，所述控制部基于所述第1绕组的推定电流值来运算所述第1电压指令，所述第1绕组的推定电流值通过将由所述推定和电流运算器输出的所述推定和电流减去由所述第2电流检测器检测到的所述第2绕组的电流而计算得到，

在调制率超过100％的情况下产生的电流脉动的相位具有相差180deg的相位差。

9.如权利要求8所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

在所述第1检测可否判定器判定为能利用所述第1电流检测器检测所述第1绕组的电流的情况下，所述推定和电流运算器输出由所述第1电流检测器检测到的所述第1绕组的电流与由所述第2电流检测器检测到的所述第2绕组的电流之和，以作为所述推定和电流，

在所述第1检测可否判定器判定为无法利用所述第1电流检测器检测所述第1绕组的电流的情况下，所述推定和电流运算器维持作为上一次值来输出的所述推定和电流。

10.如权利要求8所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

在所述第1检测可否判定器判定为无法利用所述第1电流检测器检测所述第1绕组的电流的情况下，所述推定和电流运算器利用针对各个绕组的电流指令值来计算所述推定和电流。

11.如权利要求1至3、8至10的任一项所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

还具有在将构成所述第2电压指令的三相电压以大小顺序设为第2最大相电压、第2中间相电压、第2最小相电压的情况下，基于所述第2最大相电压、所述第2中间相电压、所述第2最小相电压的至少一个，来判定可否检测所述第2绕组的电流的第2检测可否判定器，

在所述第2检测可否判定器判定为无法利用所述第2电流检测器检测所述第2绕组的电流的情况下，所述控制部基于所述第2绕组的推定电流值来运算所述第2电压指令，所述第2绕组的推定电流值通过将由所述推定和电流运算器输出的所述推定和电流减去由所述第1电流检测器检测到的所述第1绕组的电流而计算得到。

12.如权利要求11所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

在所述第1检测可否判定器判定为能利用所述第1电流检测器检测所述第1绕组的电流、且所述第2检测可否判定器判定为能利用所述第2电流检测器检测所述第2绕组的电流的情况下，所述推定和电流运算器输出所述第1电流检测器检测到的所述第1绕组的电流与所述第2电流检测器检测到的所述第2绕组的电流之和，以作为所述推定和电流，

在所述第1检测可否判定器判定为无法利用所述第1电流检测器检测所述第1绕组的电流的情况下、或所述第2检测可否判定器判定为无法利用所述第2电流检测器检测所述第2绕组的电流的情况下，所述推定和电流运算器维持作为上一次值来输出的所述推定和电流。

13.如权利要求11所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

在所述第2检测可否判定器判定为无法利用所述第2电流检测器检测所述第2绕组的电流的情况下，所述推定和电流运算器利用针对各个绕组的电流指令值来计算所述推定和电流。

14.如权利要求11所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

在所述第2中间相电压超过了第1规定值的情况下，所述第2检测可否判定器判定为无法检测所述第2绕组的电流。

15.如权利要求12或13所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

在所述第2中间相电压超过了第1规定值的情况下，所述第2检测可否判定器判定为无法检测所述第2绕组的电流。

16.如权利要求11所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

在所述第2中间相电压小于第2规定值的情况下，所述第2检测可否判定器判定为无法检测所述第2绕组的电流。

17.如权利要求12至14的任一项所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

在所述第2中间相电压小于第2规定值的情况下，所述第2检测可否判定器判定为无法检测所述第2绕组的电流。

18.如权利要求15所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

在所述第2中间相电压小于第2规定值的情况下，所述第2检测可否判定器判定为无法检测所述第2绕组的电流。

19.如权利要求11所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

在所述第2最大相电压与所述第2中间相电压之差、所述第2中间相电压与所述第2最小相电压之差中的至少一个小于第3规定值的情况下，所述第2检测可否判定器判定为无法检测所述第2绕组的电流。

20.如权利要求1至3、8至10的任一项所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

还具有根据所述第1电压指令的电压相位角或所述第2电压指令的电压相位角来判定可否利用所述第2电流检测器检测所述第2绕组的电流的第2检测可否判定器，

在所述第2检测可否判定器判定为无法利用所述第2电流检测器检测所述第2绕组的电流的情况下，所述控制部基于所述第2绕组的推定电流值来运算所述第2电压指令，所述第2绕组的推定电流值通过将由所述推定和电流运算器输出的所述推定和电流减去由所述第1电流检测器检测到的所述第1绕组的电流而计算得到。

21.如权利要求20所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

在所述第1检测可否判定器判定为能利用所述第1电流检测器检测所述第1绕组的电流、且所述第2检测可否判定器判定为能利用所述第2电流检测器检测所述第2绕组的电流的情况下，所述推定和电流运算器输出所述第1电流检测器检测到的所述第1绕组的电流与所述第2电流检测器检测到的所述第2绕组的电流之和，以作为所述推定和电流，

在所述第1检测可否判定器判定为无法利用所述第1电流检测器检测所述第1绕组的电流的情况下、或所述第2检测可否判定器判定为无法利用所述第2电流检测器检测所述第2绕组的电流的情况下，所述推定和电流运算器维持作为上一次值来输出的所述推定和电流。

22.如权利要求20所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

在所述第2检测可否判定器判定为无法利用所述第2电流检测器检测所述第2绕组的电流的情况下，所述推定和电流运算器利用针对各个绕组的电流指令值来计算所述推定和电流。

23.如权利要求11所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

在所述第1检测可否判定器判定为能利用所述第1电流检测器检测所述第1绕组的电流、且所述第2检测可否判定器判定为能利用所述第2电流检测器检测所述第2绕组的电流的第1情况下，所述控制部基于由所述第1电流检测器检测到的所述第1绕组的电流与由所述第2电流检测器检测到的所述第2绕组的电流之和即和电流、所述电流指令、和电流增益来运算和电压，并且基于由所述第1电流检测器检测到的所述第1绕组的电流与由所述第2电流检测器检测到的所述第2绕组的电流之差即差电流、差电流增益来运算差电压，

在所述第1检测可否判定器判定为无法检测所述第1绕组的电流的第2情况下，所述控制部基于所述推定和电流、所述电流指令及所述和电流增益来运算所述和电压，且基于由所述第2电流检测器检测到的所述第2绕组的电流、所述推定和电流及所述差电流增益来运算所述差电压，

在所述第2检测可否判定器判定为无法检测所述第2绕组的电流的第3情况下，所述控制部基于所述推定和电流、所述电流指令及所述和电流增益来运算所述和电压，且基于由所述第1电流检测器检测到的所述第1绕组的电流、所述推定和电流及所述差电流增益来运算所述差电压，

分别在所述第1情况、所述第2情况及所述第3情况中，基于所述和电压与所述差电压来运算所述第1电压指令与所述第2电压指令。

24.如权利要求20所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

在所述第1检测可否判定器判定为能利用所述第1电流检测器检测所述第1绕组的电流、且所述第2检测可否判定器判定为能利用所述第2电流检测器检测所述第2绕组的电流的第1情况下，所述控制部基于由所述第1电流检测器检测到的所述第1绕组的电流与由所述第2电流检测器检测到的所述第2绕组的电流之和即和电流、所述电流指令、和电流增益来运算和电压，并且基于由所述第1电流检测器检测到的所述第1绕组的电流与由所述第2电流检测器检测到的所述第2绕组的电流之差即差电流、差电流增益来运算差电压，

在所述第1检测可否判定器判定为无法检测所述第1绕组的电流的第2情况下，所述控制部基于所述推定和电流、所述电流指令及所述和电流增益来运算所述和电压，且基于由所述第2电流检测器检测到的所述第2绕组的电流、所述推定和电流及所述差电流增益来运算所述差电压，

在所述第2检测可否判定器判定为无法检测所述第2绕组的电流的第3情况下，所述控制部基于所述推定和电流、所述电流指令及所述和电流增益来运算所述和电压，且基于由所述第1电流检测器检测到的所述第1绕组的电流、所述推定和电流及所述差电流增益来运算所述差电压，

分别在所述第1情况、所述第2情况及所述第3情况中，基于所述和电压与所述差电压来运算所述第1电压指令与所述第2电压指令。

25.如权利要求23或24所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

所述控制部根据所述第1电压指令、所述第2电压指令、所述和电流、所述交流旋转电机的转速的至少一个来变更所述差电流增益。

26.如权利要求23或24所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

所述控制器根据所述第1电压指令、所述第2电压指令、所述和电流、所述交流旋转电机的转速的至少一个来变更所述和电流增益。

27.如权利要求1至3、8至10的任一项所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

所述第1电流检测器基于流过所述第1电压施加器的直流母线的电流来检测所述第1绕组的电流，

所述第2电流检测器基于流过所述第2电压施加器的直流母线的电流来检测所述第2绕组的电流。

28.如权利要求1至3、8至10的任一项所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

所述第1电流检测器基于流过所述第1电压施加器的下侧臂元件的电流来检测所述第1绕组的电流，

所述第2电流检测器基于流过所述第2电压施加器的下侧臂元件的电流来检测所述第2绕组的电流。

29.如权利要求1至3、8至10的任一项所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

所述第1电流检测器基于流过所述第1电压施加器的直流母线的电流来检测所述第1绕组的电流，

所述第2电流检测器基于流过所述第2电压施加器的下侧臂元件的电流来检测所述第2绕组的电流。

30.如权利要求1至3、8至10的任一项所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

所述第1电流检测器基于流过所述第1电压施加器的下侧臂元件的电流来检测所述第1绕组的电流，

所述第2电流检测器基于流过所述第2电压施加器的直流母线的电流来检测所述第2绕组的电流。

31.如权利要求1至3、8至10的任一项所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

所述相位差为30±60×n，其中n为整数。

32.一种电动助力转向的控制装置，其特征在于，

包括权利要求1至31的任一项所述的交流旋转电机的控制装置，

所述控制部运算所述第1电压指令及所述第2电压指令，使得所述交流旋转电机产生辅助转向系统的转向转矩的转矩。