JP2010115090A - モータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】位相差の有無にかかわらず、計算時間及びデジタル回路の規模を増大させることなく、印加電圧ピークを低減し、スイッチング損失を低減することができるモータ駆動回路を提供すること。
【解決手段】スイッチング素子２２、２５とダイオード２３、２６とを備えて多相モータ１０の各相のコイル端子１１に接続されるブリッジ回路２０と、各相のコイル端子１１に印加する印加電圧値（ｓ１）について、最も電圧値が小さい電圧最小相の印加電圧値をゼロとするように印加電圧値を変調する変調手段３０と、変調手段３０により変調された各相の印加電圧値（ｓ２）に基づいて、ＰＷＭ信号（ｓ３）を生成するＰＷＭ信号生成手段４０と、ＰＷＭ信号生成手段４０により生成されたＰＷＭ信号に基づいてスイッチング素子を駆動するスイッチング素子駆動信号（ｓ４）を生成するスイッチング素子駆動信号生成手段５０と、を備えた。
【選択図】図１

Description

本発明は、多相モータを回転駆動するために、モータのコイル端子にパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）された電圧を印加し、モータコイルへ駆動電流を供給するモータ駆動装置に関する。

家電機器、ＯＡ機器、車両走行用電動機の分野において、ブラシレスモータや誘導モータなど、スイッチング素子を用いた電気回路により転流を行う無整流子型のモータが広く利用されている。そして、その駆動回路における印加電圧ピークの低減やスイッチング損失の低減を目的として、常に１つの相の印加電圧がゼロとなるように印加電圧の基本波形を設定し、基本波形と電気角および電圧振幅値に従って、所定の位相差を持つ印加電圧を各コイル端子へ印加する方式が、特許文献１に開示されている。さらに、ベクトル制御方式による速度制御を行う場合においては、各相の印加電圧が固定の位相差を持たないため、特許文献１に開示されている方式を適用することはできないが、制御演算および軸変換により得られる、直交２軸の固定座標系における印加電圧ベクトルの位相によって、スイッチングを休止する相を選択的に切り替えることにより、特許文献１と同様の効果を得る方式が特許文献２に開示されている。
特開平７−２４１０９５号公報 特開２００６−１２９６６３公報

特許文献１のように、相間で所定の位相差を持ち、基本波形に従った電圧を印加する方式では、各相の印加電圧が所定の位相差を持たない場合には対応することができないという問題がある。
また、特許文献２のようにベクトル制御による速度制御ループを組む場合においても、直交２軸の固定座標系における印加電圧ベクトルの位相に対してスイッチングを休止する相の判定、およびベクトルの分離において、複数回の乗算と大小比較が必要となるため、変調手段をプロセッサ上にソフトウェアによって実現する際に計算時間が長くなり、デジタル回路により実現する場合は回路規模が大きくなるという問題がある。また、各相間で所定の位相差を持たず、かつ制御計算の過程で印加電圧ベクトルを算出しない制御方式については、各相の印加電圧値および各相の方向ベクトルから２軸の印加電圧ベクトルを合成し、その位相に対して改めてスイッチングを休止する相の判定を行うという手順になるため、計算時間または回路規模が大きくなってしまうという問題がある。
また、印加電圧の変調方式によっては変調の前後で電力が異なり、変調しない場合とモータの挙動が異なるという問題がある。
また、印加電圧の変調により印加電圧波形が変化するため、スイッチング素子の駆動状態とコイル電流の方向によって、電流を流すことができない区間があるという問題がある。
本発明は、上述の問題点に鑑みてなされたものであり、位相差の有無にかかわらず、計算時間及びデジタル回路の規模を増大させることなく、印加電圧ピークを低減し、スイッチング損失を低減することができるモータ駆動回路を提供することを目的とする。

上記の課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、スイッチング素子とダイオードとを備えて多相モータの各相のコイル端子に接続されるブリッジ回路と、前記各相のコイル端子に印加する印加電圧値について、最も電圧値が小さい電圧最小相の印加電圧値をゼロとするように前記印加電圧値を変調する変調手段と、前記変調手段により変調された各相の印加電圧値に基づいて、ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、前記ＰＷＭ信号生成手段により生成されたＰＷＭ信号に基づいて前記スイッチング素子を駆動するスイッチング素子駆動信号を生成するスイッチング素子駆動信号生成手段と、を備えたことを特徴とする。
請求項２に記載の発明は、前記変調手段が、前記印加電圧値から電圧最小相を判定する電圧最小相判定手段と、該電圧最小相判定手段の判定結果に基づいて変換行列を選択する変換行列選択手段と、該変換行列選択手段の選択した変換行列によって前記印加電圧値を変調する変換演算手段と、を備えることを特徴とする。
請求項３に記載の発明は、前記変調手段が、変調前後におけるモータ電力が等しくなるように印加電圧値を変調することを特徴とする。
請求項４に記載の発明は、前記変調手段が、前記電圧最小相以外の相の電圧値から、前記電圧最小相の電圧値をそれぞれ減ずることを特徴とする。
請求項５に記載の発明は、前記ブリッジ回路は上側アームと下側アームとを備えるフルブリッジ回路であり、前記スイッチング素子駆動信号生成手段は各相の上側アームと下側アームのスイッチング素子を相補駆動するスイッチング素子駆動信号を生成することを特徴とする。
請求項６に記載の発明は、前記スイッチング素子駆動信号が、前記上側アームのスイッチング素子と前記下側アームのスイッチング素子とを同時にＯＮさせないためのデッドタイムを有することを特徴とする。

本発明によれば、各相のコイル端子に印加する印加電圧値について、最も電圧値が小さい相の印加電圧値をゼロとするよう印加電圧値を変調することにより、１相は必ずスイッチング休止状態になり、印加電圧ピークを低減し、スイッチング損失を低減することができる。また、ブリッジ回路の電源電圧が同じ条件下においては、相間電圧の飽和する値をより大きく取ることができる。また、変調手段を簡易な計算で実現するため、プロセッサ上にソフトウェアで実現する場合は計算時間を低減し、デジタル回路で実現する場合は回路規模を小さくすることができる。

以下、本発明の第一の実施形態について、図１に基づいて説明する。図１は、本実施例におけるモータ駆動装置の概略構成を示す図である。
多相モータ１０を駆動するモータ駆動装置１は、スイッチング素子としてのトランジスタ２２、２５とダイオード２３、２６とから構成されて多相モータ１０のコイル端子１１（１１ｕ、１１ｖ、１１ｗ）に接続されるフルブリッジ回路２０（ブリッジ回路）と、多相モータ１０の各相のコイル端子１１ｕ、１１ｖ、１１ｗに印加する印加電圧値信号ｓ１について、最も電圧値が小さい相の印加電圧値をゼロとするよう印加電圧値を変調する変調手段３０と、各相の変調された印加電圧値ｓ２に基づいて、ＰＷＭ信号ｓ３を生成するＰＷＭ信号生成手段４０と、ＰＷＭ信号ｓ３に基づいて、フルブリッジ回路２０のトランジスタ２２、２５を駆動するスイッチング素子駆動信号ｓ４を生成するスイッチング素子駆動信号生成手段５０と、を備えている。
本実施形態における多相モータ１０は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相を有し、各相のコイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗが１点で結線されたＹ結線（スター結線）型の３相モータである。Ｕ相のコイル端子１１ｕ、Ｖ相のコイル端子１１ｖ、Ｗ相のコイル端子１１ｗは、それぞれフルブリッジ回路２０の出力端子２８ｕ、２８ｖ、２８ｗと接続される。

フルブリッジ回路２０は、トランジスタ２２とトランジスタ２２に並列に接続されたダイオード２３とを有する上側アーム２１と、トランジスタ２５とトランジスタ２５に並列に接続されたダイオード２６とを有する下側アーム２４とから構成され、上側アーム２１と下側アーム２４は接続点２７にてブリッジ接続されている。トランジスタ２２ｕ、２２ｖ、２２ｗ、２５ｕ、２５ｖ、２５ｗは、それぞれスイッチング素子駆動信号生成手段５０の出力であるスイッチング素子駆動信号ｓ４のＵＨ、ＶＨ、ＷＨ、ＵＬ、ＶＬ、ＷＬにより駆動され、多相モータ１０のコイルＬ（Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗ）に駆動電流ｉ（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）を供給し、多相モータ１０を回転駆動する。
印加電圧値Ｖ（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）は、例えば多相モータ１０の回転子が一定速度で回転するように、回転数検出器(図示せず)により検出した前記回転子の回転数に基づいて、制御演算手段(図示せず)により算出される。
変調手段３０は、各相のコイル端子１１ｕ、１１ｖ、１１ｗに印加するそれぞれの印加電圧値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗについて、最も電圧値が小さい相の印加電圧値をゼロとするよう印加電圧値信号ｓ１を変調する。

ここで、本実施例における、印加電圧の変調および変調手段３０の構成について説明する。以下、「＊」はスカラの乗算を、右肩の添え字「Ｔ」はベクトルまたは行列の転置を、「Ｉ（ｍ）」はｍ次の単位行列を、（ｊ×ｋ）は行列のサイズがｊ行ｋ列（ｋ＝１の場合はベクトル）であることを表すとする。
まず、本実施例における変調について式（１）乃至式（６）を用いて説明する。印加電圧値、印加電圧値（変調後）、コイル電流値について、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の値を順に並べたベクトルを、式（１）に示すようにそれぞれベクトルｖ、ｖｍ、ｉと定義する。

ただし、本実施例における多相モータ１０はＹ（スター）結線であるので、各相のコイル電流値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを図２に示すように、矢印方向を正方向と定義すると、各相のコイル電流値は式（２）を満たす。

次に、印加電圧値ベクトルｖと印加電圧値ベクトル（変調後）ｖｍには式（３）に示す関係があるとする。

このとき、行列Ｔは印加電圧の変調を行う変換行列である。変換行列Ｔは３相の印加電圧値（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）の大小関係によって変化する。３相の印加電圧値の内で、Ｖｕが最も小さいとき、変換行列Ｔは式（４）−１に示すＴ１で表され、Ｖｖが最も小さいとき、変換行列Ｔは式（４）−２に示すＴ２で表され、Ｖｗが最も小さいとき、変換行列Ｔは式（４）−３に示すＴ３で表される。ただし、ある２相の印加電圧値が等しく、かつ最も小さい場合は、その２相のいずれかが最も小さい場合の変換行列Ｔを用いる。この場合、どちらの変換行列Ｔを用いても結果は同じである。

ここで、Ｗ相の印加電圧値が最も小さい場合を例として、モータ電力が変調前後で等しいことを説明する。まずモータ電力は、各相毎の印加電圧値とコイル電流値を乗じた値の総和であり、変調しない場合のモータ電力は式（２）の関係を用いて式（５）で表すことができる。

次に、印加電圧変調後のモータ電力は式（３）の関係を用いて式（６）で表すことができ、式（５）と等しいことが分かる。

以上より、本実施例の変調方式は、変調の前後で電力が等しいことが分かる。

次に、上記変調を行う変調手段３０の構成について図３を用いて説明する。図３は、変調手段３０の構成を示す図である。
変調手段３０は、印加電圧値信号ｓ１から最も電圧値が小さい相を判定する電圧最小相判定手段３１と、電圧最小相判定手段３１の判定結果に基づいて変換行列を選択する変換行列選択手段３２と、変換行列選択手段３２の選択した変換行列によって印加電圧値（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）を変調する変換演算手段３３とを備える。
電圧最小相判定手段３１は、印加電圧値信号ｓ１より得るＶｕ、Ｖｖ、Ｖｗの中から最も印加電圧値の小さい相（以下、「ゼロ相」と呼ぶ）を判定し、いずれの相がゼロ相であるかを示す信号である、ゼロ相選択信号ｓｅｌ＿Ｔを出力する。ただし、ゼロ相が同時に２相存在する場合は、どちらか一方をゼロ相として判定する。
変換行列選択手段３２は、変換行列データｄ１（Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３）の中から１つを選択し、変換行列データ（選択後）ｄ２として出力する。この変換行列データの選択は、ゼロ相選択信号sel_Tに基づいて、Ｕ相がゼロ相の場合はＴ１を選択し、Ｖ相がゼロ相の場合はＴ２を選択し、Ｗ相がゼロ相の場合はＴ３を選択する。ただし、変換行列データＴ１、Ｔ２、Ｔ３は、それぞれ式（４）−１、式（４）−２、式（４）−３の行列を示すデータとする。最後に、変換演算手段３３は、印加電圧値信号ｓ１から得た印加電圧値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ、および変換行列データ（選択後）ｄ１から得た変換行列Ｔについて、式（３）に示す変換演算を実行し、演算結果であるＶｕｍ、Ｖｖｍ、Ｖｗｍを印加電圧値信号（変調後）ｓ２として出力する。以上の構成により、印加電圧の変調を実行する。

なお、前述の変調方式は３相モータの場合であるが、ｍ相モータの場合における変換行列Tは、式（７）で表される。

式（７）の右辺は、ｍ次の単位行列I(m)から、ｎ列の要素の値が全て１であり、残りの要素は全て０の行列を引いたものである。ただしｎについては、式（８）に示すように、印加電圧ベクトルｖにおいてｎ番目の要素（相の印加電圧）が最も小さいとする。

以上のように、本実施例における印加電圧の変調手段は、大小比較と減算のみにより実現している。また、印加電圧の変調前後においてモータ電力は等しく、印加電圧を変調した場合でも、変調をしない場合とコイル電流値は同等である。

ＰＷＭ信号生成手段４０の動作について図４を用いて説明する。図４は、ＰＷＭ変調を示す図である。図４には例としてＵ相のみを示す。入力されるＵ相の印加電圧値Ｖｕｍに対して、図４の上段で示すように三角波（搬送波）と大小比較を行い、図４の下段に示すようにパルス幅変調したＵ相のＰＷＭ信号Ｕｏｎを出力する。他の２相についても同様である。
スイッチング素子駆動信号生成手段５０の動作について図５を用いて説明する。図５はＰＷＭ信号とスイッチング素子駆動信号生成手段５０の出力するスイッチング素子駆動信号との関係を示す図である。図５には例としてＵ相のみを示す。
入力されるＵ相のＰＷＭ信号Ｕｏｎに対して、所定のデッドタイム分だけ遅延した信号を、上側アーム２１ｕのスイッチング素子駆動信号ＵＨとして出力する。次に、下側アーム２４ｕのスイッチング素子駆動信号ＵＬは、Ｕ相のＰＷＭ信号ＵｏｎがＨｉになるとＬｏに変化し、Ｕｏｎが再びＬｏに変化すると所定のデッドタイムの２倍の区間の後、Ｈｉになる。以上のように、各相の上側アーム２１のトランジスタ２２と下側アーム２４のトランジスタ２５は相補的に駆動される。
なお、デッドタイムは、上側アーム２１および下側アーム２４のトランジスタが同時にオンした場合に、貫通電流が流れてトランジスタが破壊される危険性があるため、貫通電流保護対策として設けられている。他の２相についても同様である。

次に、スイッチング素子の駆動方式と電流方向について図６と式（４）に基づいて説明する。図６は印加電圧値の波形例を示し、（ａ）は変調前の波形例、（ｂ）は変調後の波形例を示す図である。まず、図６や式（４）−１乃至式（４）−３に示すように、本実施形態において変調後の３相の印加電圧値は必ず零以上（すなわち正）となる。一方で、モータのコイル電流はＡＣ的に変化するため、正の印加電圧値に対してコイルＬに正方向と負方向の両方向の電流を流すことができなければ、印加電圧に対して電流の不感帯が生じることになる。
例えば、印加電圧値が正の場合は上側アームのスイッチング素子をＯＮ、印加電圧値が負の場合は下側アームのスイッチング素子をＯＮする、というスイッチング素子の駆動方式を本実施形態に採用したとする。印加電圧が正の場合であって、かつ負方向の電流（図２に示すように中性点方向を正とする）の場合は、電流経路が常に電源方向になり、負方向の電流ｉｕが流れないという不具合が生ずる。

Ｕ相を例に挙げて具体的に説明する。Ｕ相の印加電圧値が正の場合であって、コイルＬｕには負方向の電流ｉｕが流れる場合であるとする。
多相モータ１０から流れた電流の経路はトランジスタ２２ｕ、２５ｕのＯＮ・ＯＦＦ状態により決まり、トランジスタ２２ｕ、２５ｕのＯＮ・ＯＦＦの状態は、前記印加電圧値をＰＷＭ変調したＰＷＭ信号のＨｉ・Ｌｏに基づいて決まる。本事例においては、正の印加電圧値に基づいたＰＷＭ信号がＨｉの区間は、前述のとおり上側アームのトランジスタ２２ｕをＯＮ、前記正の印加電圧値に基づいたＰＷＭ信号がＬｏの区間はトランジスタ２２ｕ、２５ｕともにＯＦＦとする。まずＰＷＭ信号がＨｉのとき、負方向の電流ｉｕが通過可能な経路は、トランジスタ２２ｕを経由して電源方向へ向かう経路のみとなる。次にＰＷＭ信号がＬｏのとき、負方向の電流ｉｕが通過可能な経路は、ダイオード２３ｕを経由して電源方向へ向かう経路のみとなる。つまり、正の印加電圧値の場合、負方向の電流の電流経路は常に電源方向のみとなる。

ここで、電流経路が電源方向の場合、他相の印加電圧値の方が大きいならば、負方向の電流を流そうとしても、他相の印加電圧値が電源電圧より大きくなることはないため負方向の電流は流れない。また、多相モータ１０の急減速時などにおいて、コイルＬに発生する逆起電圧により負方向の電流を流そうとするが、外力によりフルブリッジ回路２０の電源電圧と多相モータ１０の特性により決まる上限回転数を超えて多相モータ１０が回転させられている場合を除いて、逆起電圧が電源電圧を越えることはないため、負方向の電流は流れない。
つまり、前述のスイッチング素子駆動方式では、正の印加電圧値の場合における負方向電流の経路は、常に電圧の高い方向に向かうように接続されるため、負方向の電流ｉｕを流すことができない。ただし、スイッチング直後などは、コイルインダクタンスの効果により瞬時に電流方向が変化することはないため、電源方向へ負方向電流が流れるが、短時間で減少してゼロまたは電流の方向が反転する。

ここで、本実施形態におけるスイッチング素子の相補駆動と電流方向について、図７および図８に基づいて説明する。図７および図８は、フルブリッジ回路２０のＵ相の上側アーム２１ｕおよび下側アーム２４ｕと、多相モータ１０のコイルＬｕを示す図である。
図７は正方向の電流が流れる場合を示している。（ａ）はＰＷＭ信号ＵｏｎがＨｉの場合、右図（ｂ）はＰＷＭ信号ＵｏｎがＬｏの場合を示している。ただしデッドタイム区間は図示していない。（ａ）のときは電源からモータコイルＬｕへ電流が流れ、（ｂ）のときはフルブリッジ回路２０とモータコイルＬｕの中で還流する。
図８は負方向の電流が流れる場合を示している。正方向の電流の場合と同様に、（ａ）はＰＷＭ信号ＵｏｎがＨｉの場合、（ｂ）はＰＷＭ信号ＵｏｎがＬｏの場合を示している。図７と同様にデッドタイム区間は図示していない。（ａ）のときは電源方向へ電流が流れ、（ｂ）のときはＧＮＤへ流れる、またはブリッジ回路とモータコイルの中で還流する。つまり、印加電圧値が正かつ負方向の電流の場合も、ＰＷＭ信号ＵｏｎがＬｏの場合は電流経路が電源方向ではないため、負方向の電流も流すことができる。
本実施例においては、印加電圧値は必ず零以上となるように変調するが、モータを回転させるためにコイルに流すべき電流は、正方向、負方向に変化する交番電流である。そして本実施例の駆動方式は、正の印加電圧値でも正方向、負方向の電流を流すことが可能であるため、前記交番電流を流すことができる。
なお、Ｕ相の場合について説明したが、Ｖ相、Ｗ相についても同様である。

以上により、本実施例の発明は、最も電圧値が小さい相の印加電圧値をゼロとするよう印加電圧値を変調することにより、１相は必ずスイッチング休止状態として、印加電圧ピークを低減し、スイッチング損失を低減することができる。また、相間電圧の飽和する値をより大きく取ることができる。また、変調手段を簡易な計算で実現するため、プロセッサ上にソフトウェアで実現する場合は計算時間を低減し、デジタル回路で実現する場合は回路規模を小さくすることができる。また、変調手段における印加電圧値の変調を、変調前後においてモータの電力が等しくなるよう設定することにより、印加電圧を変調しない場合と同等のコイル電流値および回転子の挙動を得ることができる。また、フルブリッジ回路における各相の上側アームと下側アームのスイッチング素子を相補駆動することにより、印加電圧値に対するコイル電流の不感帯を回避することができる。

実施例における構成を示す図である。 モータコイルと電流の正方向を示す図である。 本実施例における変調手段の構成を示す図である。 ＰＷＭ変調を示す図である。 ＰＷＭ信号とスイッチング素子駆動信号を示す図である。 印加電圧値の波形例を示す図であり、（ａ）は変調前の波形例、（ｂ）は変調後の波形例を示す図である。 （ａ）及び（ｂ）は、コイル電流が正方向時の電流経路（Ｕ相のみ）を示す図である。 （ａ）及び（ｂ）は、コイル電流が負方向時の電流経路（Ｕ相のみ）を示す図である。

符号の説明

１…モータ駆動装置、１０…多相モータ、１１…コイル端子、２０…フルブリッジ回路、２１…上側アーム、２２…トランジスタ、２３…ダイオード、２４…下側アーム、２５…トランジスタ、２６…ダイオード、２７…接続点、２８…出力端子、３０…変調手段、３１…電圧最小相判定手段、３２…変換行列選択手段、３３…変換演算手段、４０…ＰＷＭ信号生成手段、５０…スイッチング素子駆動信号生成手段、ｓ１…印加電圧値信号、ｓ２…印加電圧値信号（変調後）、ｓ３…ＰＷＭ信号、ｓ４…スイッチング素子駆動信号、ｄ１…変換行列データ、ｄ２…変換行列データ（選択後）、ｓｅｌ＿Ｔ…ゼロ相選択信号、Ｌ…コイル（モータコイル）、ｉ…電流、Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ…印加電圧値信号（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）、Ｖｕｍ、Ｖｖｍ、Ｖｗｍ…印加電圧値信号（変調後）（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）、Ｕｏｎ、Ｖｏｎ、Ｗｏｎ…ＰＷＭ信号（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）、ＵＨ、ＶＨ、ＷＨ…スイッチング素子駆動信号（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相：上側アーム）、ＵＬ、ＶＬ、ＷＬ…スイッチング素子駆動信号（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相：下側アーム）

Claims (6)

1. スイッチング素子とダイオードとを備えて多相モータの各相のコイル端子に接続されるブリッジ回路と、前記各相のコイル端子に印加する印加電圧値について、最も電圧値が小さい電圧最小相の印加電圧値をゼロとするように前記印加電圧値を変調する変調手段と、前記変調手段により変調された各相の印加電圧値に基づいて、ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、前記ＰＷＭ信号生成手段により生成されたＰＷＭ信号に基づいて前記スイッチング素子を駆動するスイッチング素子駆動信号を生成するスイッチング素子駆動信号生成手段と、を備えたことを特徴とするモータ駆動装置。
2. 前記変調手段が、前記印加電圧値から電圧最小相を判定する電圧最小相判定手段と、該電圧最小相判定手段の判定結果に基づいて変換行列を選択する変換行列選択手段と、該変換行列選択手段の選択した変換行列によって前記印加電圧値を変調する変換演算手段と、を備えることを特徴とする請求項１記載のモータ駆動装置。
3. 前記変調手段が、変調前後におけるモータ電力が等しくなるように印加電圧値を変調することを特徴とする請求項１又は２記載のモータ駆動装置。
4. 前記変調手段が、前記電圧最小相以外の相の電圧値から、前記電圧最小相の電圧値をそれぞれ減ずることを特徴とする請求項１乃至３の何れか一項記載のモータ駆動装置。
5. 前記ブリッジ回路は上側アームと下側アームとを備えるフルブリッジ回路であり、前記スイッチング素子駆動信号生成手段は各相の上側アームと下側アームのスイッチング素子を相補駆動するスイッチング素子駆動信号を生成することを特徴とする請求項１乃至４の何れか一項記載のモータ駆動装置。
6. 前記スイッチング素子駆動信号が、前記上側アームのスイッチング素子と前記下側アームのスイッチング素子とを同時にＯＮさせないためのデッドタイムを有することを特徴とする請求項５記載のモータ駆動装置。

Images