JP6318538B2

JP6318538B2 - 角度検出装置、角度検出方法

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Publication number: JP6318538B2
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Description

本発明は、角度検出装置及び角度検出方法に関する。

回転体の回転角度の検出方法として、永久磁石を設けた回転体と、回転体の近傍に固定された磁気センサを相対的に回転させ、回転に応じて変化する磁気センサの出力波形から回転角度を検出する装置及び方法が知られている。
例えば、図１８に示すように、永久磁石のＳ極、Ｎ極を交互に円筒状に配置した、検出対象である回転体６と、回転体６の近傍にその回転方向に対して９０°の角度で固定配置されたＸ相およびＹ相の磁気センサ５Ｘ、５Ｙが備えられている。この場合の磁気センサ５Ｘ、５Ｙの出力信号Ｖｘ、Ｖｙは、数１７および図１９に示すように、回転体の回転角度θに対して、それぞれ９０°位相がずれた余弦、正弦の波形になる。但し、図１９は出力信号Ｖｘ、Ｖｙの振幅（Ａｘ、Ａｙ）が等しい場合の波形を示す。

ここで、前記磁気センサ５Ｘ、５Ｙの出力信号Ｖｘ、Ｖｙを検出して、図２０に示すように、検出したＶｘ、ＶｙのＸＹ平面上におけるベクトルを求めると、ベクトルとＸ軸の角度が回転角度θに相当することになる。そこで、数１８に示す回転変換により、図２０に示すように、所定のステップ角θｓｔｅｐずつ負の回転方向へ、回転したベクトルのＹ成分Ｖｙ’が、正から負のへ変化するまで回転を繰り返す（Ｖｘ’（１）、Ｖｙ’（１））・・・（Ｖｘ’（３）、Ｙｙ’（３））。このとき、ベクトルの総回転角度θが回転体の検出角度になる。以上の動作を実行することで、回転体の回転角度を検出している。

しかしながら、磁気センサ５Ｘ、５Ｙの出力信号Ｖｘ、Ｖｙは、磁気センサ感度の個体差、永久磁石の着磁、磁気センサ５Ｘ、５Ｙと永久磁石の配置距離などにより、個体ごとに出力信号の振幅が大きく異なり検出精度が悪化する。そのため、磁気センサ感度ごとの選別、永久磁石の着磁の高精度化、磁気センサ５Ｘ、５Ｙの高精度の配置などの対策が必要になり、コスト増加になるという問題（課題）がある。

この問題に対して、特許文献１（特開２００５−４３２２８号公報）に記載されたデジタル角度測定システムでは、磁気センサ出力信号の振幅を検出して、検出した振幅を所望の値に補正するための増幅率を算出する制御回路と、磁気センサ出力信号をデジタルデータに変換するＡＤ変換器と、磁気センサとの間に、増幅率に基づいて磁気センサの出力信号を増幅する可変増幅器を備え、ＡＤ変換器へ入力される増幅された磁気センサの出力信号の振幅を一定に制御するように構成している。

ただ、このデジタル角度測定システムの可変増幅器は、オペアンプを用いて構成されているため、角度検出精度の悪化の原因となるオペアンプの入力オフセットをキャンセルする必要がある。つまり、正弦波信号に対して増幅アンプによりゲインを乗じる場合は、正弦波形にアンプのオフセットＯｆｓが加算され（後記、数１４参照）、新たな誤差要因となる。
そのために、このデジタル角度測定システムでは、可変増幅器の直前にチョッパースイッチを、可変増幅器の直後にチョッパー復調器を備えており、回路コストが増大するという問題がある。
また、特許文献１のデジタル角度測定システムでは、磁気センサとは別体に構成されるセンサＩＣ内で、磁気センサ出力信号を増幅するよう構成されており、磁気センサ感度が小さく、永久磁石の着磁が小さい等の場合は、磁気センサ出力信号の振幅が小さくなる。よって、磁気センサとセンサＩＣを接続する配線等において、外的なノイズの影響を受けやすいという問題もある。

本発明は、前記従来の問題に鑑みてなされたものであって、その目的は、ホール素子の駆動電圧自体を増減することで、従来のように追加の回路を設けることなしに出力信号の振幅の誤差を補正し、コストを掛けずに誤差を抑制した回転角検知を可能にすることである。

本発明は、回転体の回転角度に応じてそれぞれ位相の異なる複数の正弦波信号を出力するよう配置された複数のセンサと、前記複数の正弦波信号に基づいて前記回転角度を検出し、かつ前記正弦波信号の振幅を検出して振幅信号として出力する角度探索手段と、前記振幅信号と所定の振幅目標値とを比較し、比較結果を表す振幅誤差信号を出力する振幅比較手段と、前記比較結果を表す振幅誤差信号を積算した積算信号を出力する積算手段と、前記積算信号をパルス状の信号に変調して、パルス信号として出力する変調手段と、前記パルス信号を平滑化して、駆動信号として出力する平滑化手段と、を備え、前記積算信号に基づいて、前記複数の正弦波信号の振幅の誤差を補正することを特徴とする角度検出装置である。

本発明によれば、ホール素子の駆動電圧自体を増減することで、従来のように追加の回路を設けることなしに出力信号の振幅の誤差を補正し、コストを掛けずに誤差を抑制した回転角検知が可能である。

本発明の第１の実施形態に係る角度検出装置を概略的に示すブロック図である。ホール素子の動作原理を説明する図である。ホール素子のＵ相とＶ相の正弦波信号ＶｕとＶｖを表す図である。ホール素子の出力信号であるＵＶ相の正弦波信号ＶｕとＶｖのＵＶ軸からＸＹ軸への変換を示す図である。Ｘ軸データＤｘおよびＹ軸データＤｙの回転角度θと出力値との関係を示す図である。メモリに格納される正弦データ、余弦データを示す図である。ベクトルの回転によるＸ軸への追従と不感帯を示す図である。角度カウンタの動作を示すタイミングチャートである。積算部の動作を示すタイミングチャートである。第１の実施形態における、積算値Ｄｉｎｔとキャリアカウント値ＣｃｎｔとＰＬｓとの関係を示すタイミングチャートである。第１の実施形態における、駆動部の構成例を示す図である。第２の実施形態における角度検出装置の全体構成を概略的に示す図である。第２の実施形態における、ＤＡ部の構成例を示す図である。第２の実施形態における、ＤＡ部のスイッチング動作を示す図である。第２の実施形態における、駆動部の構成例を示す図である。第３の実施形態における、変調部のブロック図を示す図である。図１７Ａは、第３の実施形態における、変調部のパルス密度変調を示す図であり、図１７Ｂは、変調部の動作を示すタイミングチャートである。従来の回転角度検出装置における回転体と磁気センサの配置構成を示す図である。従来の回転角度検出装置における９０°の位相差をもつ２相正弦波信号の波形を示す図である。従来の回転角度検出装置における回転演算によるベクトルの順次回転を示す図である。

以下、本発明の角度検出装置を、その実施形態について添付図面を参照して説明する。
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る角度検出装置を概略的に示すブロック図である。また、図２はホール素子の動作原理を説明する図である。
ここでは、まず、ホール素子を用いた磁気センサの動作原理を図２および数１を用いて説明する。

本ホール素子１は、図２に示すように、半導体材料からなるシートであり、直交する２方向の両端部に各１対の端子Ｔ_１、Ｔ_２が設けられている。ここで、一方の１対の端子Ｔ_１間にホール素子駆動電圧Ｖｉｎを印加し、かつ、直交する２方向の両方に対して垂直な方向に磁束密度Ｂｍの磁界を加えると、他方の１対の端子Ｔ_２間にホール素子出力電圧ＶＨが生じる。
このときの前記ホール素子出力電圧ＶＨは、ホール素子１の形状により決まる比例係数Ｋｈ、キャリア移動度μｈ、磁束密度Ｂｍ、ホール素子駆動電圧Ｖｉｎを用いて、数１で表すことができる。

数１から明らかなように、ホール素子出力電圧ＶＨは、ホール素子駆動電圧Ｖｉｎに比例する。キャリア移動度μｈは、温度により大きく変化するが、一般に温度変化は、後述する角度検出装置における正弦波信号の振幅補正の動作より十分に遅いため、ここでは一定とみなす。
以上がホール素子１の動作原理の説明である。

次に、本実施形態の角度検出装置を図１に基づき各要素ごとに説明する。
まず、ホール素子１Ｕ，１Ｖについて説明する。本実施形態の角度検出装置におけるホール素子１Ｕ，１Ｖは、従来と同様に永久磁石を備えた回転体（図示せず）の近傍に配置された磁気センサ素子である。ホール素子１Ｕ，１Ｖは、既に述べたように各々２対の端子を備え、一方の対にはホール素子駆動電圧Ｖｉｎが印加され、他方の対からはホール素子出力電圧（出力信号）ＶＨが出力する。本実施形態では、回転体の回転角度検知のため、１対のホール素子１Ｕ、１Ｖは、互いに１２０°の位相差を持って配置されている。
ここで、ホール素子１Ｕの出力信号は、Ｕ相差動信号ＨＵ＋、ＨＵ−であり、永久磁石による磁界の変化により、その差分は、前記回転体の回転角度θについて数２の上段に示す正弦波形で表される。また、前述のホール素子の動作原理で示したとおり、その振幅Ａｕは後述するホール素子を駆動する電圧である駆動電圧Ｖｄｒｖに比例する。

ホール素子１Ｖは、ホール素子１Ｕと１２０度の位相差をもって配置され、構成はホール素子１Ｕと同様である。出力するＶ相差動信号ＨＶ＋、ＨＶ−は、数２の下段に示す正弦波形で表される。
図３は、ホール素子１Ｕ、１ＶのＵ相とＶ相の正弦波信号ＶｕとＶｖを表す図である。
なお、本実施形態の説明においては、数２における２つの信号の振幅Ａｕ、Ａｖは等しいものとする。また、本実施形態におけるホール素子１Ｕ、１Ｖは、本発明における複数のセンサに相当する。

差動部５０は、Ｕ相差動部５１ＵとＶ相差動部５１Ｖを備える。
Ｕ相差動部５１Ｕは、減算器であり、数２の上段に示す差分演算を実行して、演算結果を出力する。つまりホール素子１Ｕの出力信号であるＵ相差動信号ＨＵ＋、ＨＵ−をシングルエンド化して、Ｕ相正弦波信号Ｖｕとして出力する。
Ｖ相差動部５１Ｖは、減算器であり、数２の下段に示す差分演算を実行して、演算結果を出力する。つまりホール素子１Ｖの出力信号であるＶ相差動信号ＨＶ＋、ＨＶ−をシングルエンド化して、Ｖ相正弦波信号Ｖｖとして出力する。

発振子２５は、周期的なパルス信号であるクロックｃｌｋを出力する。
分周器２６は、前記クロックｃｌｋを分周して、トリガｆｓおよび積算トリガｆｆｂを出力する。なお、積算トリガｆｆｂの周期は、トリガｆｓの周期より十分に遅く設定する。
ＡＤ変換部６０は、Ｕ相ＡＤ変換部６１Ｕ、およびＶ相ＡＤ変換部６１Ｖを備える。Ｕ相ＡＤ変換部６１Ｕは、分周器２６からトリガｆｓが到来するごとに、Ｕ相差動部５１Ｕの出力であるＵ相正弦波信号Ｖｕをアナログ・デジタル変換して、変換後のデジタルデータを、Ｕ相正弦波データＤｕとして出力する。このとき、Ｕ相正弦波信号ＶｕとＵ相正弦波データＤｕの関係は、所定のＡＤ変換係数Ｋａｄを用いて、数３上段の式で表される。
なお、Ｕ相正弦波信号Ｖｕにおける量子化分解能以下の値については、切り捨てる、または積算して整数部へ繰り上げるなどの処理を行う。

Ｖ相ＡＤ変換部６１Ｖは、Ｕ相ＡＤ変換部６１Ｕと同様の構成であり、トリガｆｓが到来するごとに、Ｖ相差動部５１Ｖの出力であるＶ相正弦波信号Ｖｖをアナログ・デジタル変換して、Ｖ相正弦波データＤｖとして出力する。
なお、Ｕ相ＡＤ変換部６１Ｕと、Ｖ相ＡＤ変換部６１Ｖは、１つのＡＤ変換部を時分割で使う構成としてもよい。

ベクトル生成部４０は、上述のＡＤ変換後の２つの正弦波データＤｕ、Ｄｖに基づいて、直交する２つの信号であるＸ軸データＤｘ及びＹ軸データＤｙを生成する。
以下、ベクトル生成部４０の構成について説明する。
Ｘ軸データ生成部４１Ｘは、倍率を含む減算器であり、トリガｆｓが到来してＡＤ変換部６１Ｕ、６１ＶによるＡＤ変換が完了した後に、２つの正弦波データＤｕ、Ｄｖに対して、数４の上段に示す式による減算を実行して、演算結果をＸ軸データＤｘとして出力する。

Ｙ軸データ生成部４１Ｙは、加算器であり、前記トリガｆｓが到来して、前記ＡＤ変換部６１Ｕ、６１ＶによるＡＤ変換が完了した後に、前記２つの正弦波データＤｕ、Ｄｖに対して、数４の下段に示す式による加算を実行して、演算結果をＹ軸データＤｙとして出力する。
即ち、ベクトル生成部４０は、図４（ホール素子の出力信号であるＵＶ相の正弦波信号ＶｕとＶｖのＵＶ軸からＸＹ軸への変換を示す図）に示す軸変換を行い、Ｘ軸データ（信号）Ｄｘ及びＹ軸データＤｙを生成する。Ｘ軸データＤｘおよびＹ軸データＤｙは、Ｘ軸データＤｘおよびＹ軸データＤｙの回転角度θと出力値との関係を示す図である図５および数４に示すように、それぞれ振幅をＫａｄ＊Ａｕとする直交した波形（余弦波と正弦波）となる。

このように、ベクトル生成部４０は、１２０度の位相差をもつ２つの正弦波データＤｕ、Ｄｖから直交する２つの信号データＤｘ、Ｄｙを生成している。しかし、直交した２つの信号データＤｘ、Ｄｙが得られるのであれば、２つ以上の正弦波データから加減算して生成することでもよい。或は、正弦波データＤｕ、Ｄｖが元から直交するならば、正弦波データＤｕ、ＤｖをそのままＸ軸データＤｘ、Ｙ軸データＤｙとして、ベクトル生成部４０を備えない構成としてもよい。
なお、本実施形態におけるベクトル生成部４０は、本発明のベクトル生成手段に相当する。

回転演算部３０は、乗算器３５と、減算器３６と、加算器３７と、メモリ３８とを備え、Ｘ軸データＤｘ及びＹ軸データＤｙにより表現されるベクトルを、後述する検出角度データθｄの値に従って回転変換して、演算結果である回転Ｘ軸データＤｘ’、回転Ｙ軸データＤｙ’で表される回転ベクトルを出力する。

乗算器３５は、トリガｆｓが到来して、Ｘ軸データ生成部４１Ｘ、Ｙ軸データ生成部４１Ｙにより、Ｘ軸データＤｘ、Ｙ軸データＤｙが更新された後に、Ｘ軸データＤｘもしくはＹ軸データＤｙと、後述する正弦データｄｓｉｎもしくは余弦データｄｃｏｓを組み合わせで乗じて、数５に示す４つの乗算結果Ｘｃｏｓ、Ｙｓｉｎ、Ｘｓｉｎ、Ｙｃｏｓを出力する。

減算器３６は、前記トリガｆｓが到来して、前記乗算器３５により乗算結果Ｘｓｉｎ、Ｙｃｏｓが更新された後に、数６の式の下段に示す、乗算結果Ｘｓｉｎ、Ｙｃｏｓの減算（−Ｘｓｉｎ＋Ｙｃｏｓ）を実行し、演算結果を回転Ｙ軸データＤｙ’として出力する。
加算器３７は、前記トリガｆｓが到来して、前記乗算器３５により乗算結果Ｘｃｏｓ、Ｙｓｉｎが更新された後に、数６上段に示すように、乗算結果Ｘｃｏｓ、Ｙｓｉｎの加算（Ｘｃｏｓ＋Ｙｓｉｎ）を実行し、演算結果を、回転Ｘ軸データＤｘ’として出力する。

メモリ３８は、不揮発メモリであり、それぞれ１周期を６４分割して、振幅を１２７［ＬＳＢ］で表す正弦データｄｓｉｎおよび余弦データｄｃｏｓを保持し、図６（メモリに格納される正弦データ、余弦データを示す図）に示すように、後述する６ビットの語長をもつ検出角度データθｄの値に従って、それぞれの対応するデータ値（メモリ格納値）を出力する。
以上が、回転演算部３０の説明である。
なお、本実施形態における回転演算部３０は、本発明におけるベクトル回転手段に相当する。

符号判定部１０は、回転Ｘ軸データＤｘ’および回転Ｙ軸データＤｙ’により表わされる回転されたベクトルが、図７に示すように、回転の目標であるＸ軸（Ｄｙ’＝０）を挟んで設けられた所定の基準角度に相当する幅が２＊Ｈｙｓの不感帯に対して、上（正方向に相当）か下（負方向に相当）か、いずれに位置するかを判定して、判定結果をいずれも符合判定信号に相当する上側判定信号ＵＰ（アップ）、下側判定信号ＤＮ（ダウン）として出力する。
以下、この符号判定部１０について説明する。

上側判定部１５は、トリガｆｓが到来して、前記減算器３６により回転Ｙ軸データＤｙ’が更新された後に、数７の式で示すように、回転Ｙ軸データＤｙ’が上側基準値（＋Ｈｙｓ）以上のときに、上側判定信号ＵＰをＨｉとして出力する。
下側判定部１６は、前記トリガｆｓが到来して、前記減算器３６により回転Ｙ軸データＤｙ’が更新された後に、数８の式で示すように、回転Ｙ軸データＤｙ’が下側基準値（−Ｈｙｓ）以下のときに、下側判定信号ＤＮをＨｉとして出力する。
以上が、符号判定部１０の構成および動作の説明である。
なお、本実施形態における符号判定部１０は、本発明における符号判定手段に相当する。

次に、角度カウンタ２０の動作を、第１の実施形態における変調部（変調器）７８の動作を示すタイミングチャートを示す図１０を用いて説明する。
角度カウンタ２０は、ここでは、カウント幅６ｂｉｔ（０〜６３）のアップダウン繰り返しカウンタであり、カウント値を検出角度信号に相当する検出角度データθｄとして出力する。
角度カウンタ２０のカウント処理は、図８（角度カウンタの動作を示すタイミングチャート）に示すように、前記トリガｆｓが到来して、符号判定部１０により判定信号ＵＰ、ＤＮが更新された後に、上側判定信号ＵＰの論理がＨｉならば、検出角度データθｄを１カウント増加（アップ）させる。また、下側判定信号ＤＮの論理がＨｉならば、検出角度データθｄを１カウント減少（ダウン）させる。２つの判定信号ＵＰ、ＤＮは、上側基準値（＋Ｈｙｓ）および下側基準値（−Ｈｙｓ）の設定により、同時にＨｉとなることはない。
検出角度データθｄは、角度検出装置による回転角度の検出値θに相当する。

なお、図８においては、トリガｆｓ到来直後に処理を実行するものとして示しているが、実際の処理実行タイミングは、上述の通りとする。
以上が、角度カウンタ２０の説明である。
本実施形態における角度カウンタ２０は、本発明における角度カウンタに相当する。

本実施形態の角度検出装置は、以上のように、ＡＤ変換部６０、ベクトル生成部４０、回転演算部３０、符号判定部１０、角度カウンタ２０が構成され、トリガｆｓ到来から次のトリガｆｓ到来までの間に、前記アナログ・デジタル変換から前記角度カウンタのカウント処理までを実行する。これにより、図７に示す回転Ｘ軸データＤｘ’および回転Ｙ軸データＤｙ’により表現される回転ベクトルは、図２０に示した従来のデジタル角度測定システムにおける回転体の回転角度の検出と同様に、トリガｆｓが到来するごとに目標であるＸ軸へ向かって１ステップ角ずつ回転し、Ｘ軸近傍まで回転した後は、常にＸ軸に追従する。この元のベクトルから回転ベクトルへの回転量が検出角度データθｄであり、回転角度θの検出値に相当する。

また、前記回転ベクトルが、Ｘ軸近傍にあるとき、回転Ｘ軸データＤｘ’は、正弦波信号Ｖｕ、Ｖｖの振幅Ａｕ、Ａｖに相当することとなる。
なお、図７に示すように、Ｘ軸近傍に不感帯を設けることにより、検出角度データθｄが頻繁にアップ、ダウンを繰り返すチャタリングを防止することができる。
以上が、本発明における回転角度検出機能の説明であり、本実施形態における、ベクトル生成部４０、回転演算部３０、符号判定部１０、角度カウンタ２０が、本発明における角度探索手段に相当する。

次に、正弦波信号Ｖｕ、Ｖｖの振幅の補正について説明する。
比較部７１は、数９に示すように、本発明の振幅信号に相当する回転Ｘ軸データＤｘ’と、正弦波信号Ｖｕ、Ｖｖの振幅の振幅目標値に相当する目標振幅Ｘｔｇｔとを比較して、その結果を表す振幅誤差信号ＵＤを出力する。即ち、回転Ｘ軸データＤｘ’が目標振幅Ｘｔｇｔより小さいときは、振幅誤差信号ＵＤをＨｉとして、それ以外のときはＬｏとして出力する。
なお、本実施形態における比較部７１は、本発明における振幅比較手段に相当する。

積算部７５は、カウント幅８ｂｉｔ（０〜２５５）のカウンタであり、図９（積算部の動作を示すタイミングチャート）に示すように、積算トリガｆｆｂが到来するごとに、振幅誤差信号ＵＤがＨｉならば、カウント値である積算値Ｄｉｎｔを１カウントアップし、Ｌｏならば、積算値Ｄｉｎｔを１カウントダウンして出力する。
なお、本実施形態における積算部７５が、本発明における積算手段に相当する。

変調部７８は、積算部７５のカウント値である積算値Ｄｉｎｔをパルス幅変調して、パルス信号Ｐｌｓとして出力する。変調部７８は、図１０（積算値Ｄｉｎｔとキャリアカウント値ＣｃｎｔとＰＬｓとの関係を示すタイミングチャート）に示すように、一定周期ごとにカウントアップする８ｂｉｔの繰り返しカウンタ（図示せず）を用いて生成されるキャリアカウント値Ｃｃｎｔと、積算値Ｄｉｎｔを大小比較して、積算値Ｄｉｎｔがキャリアカウント値Ｃｃｎｔより大きいときは、パルス信号ＰｌｓをＨｉとして、それ以外はＬｏとして出力する。このため、パルス信号Ｐｌｓは、図１０に示すように一定周期のパルス状の信号であり、そのＨｉ区間のＤｕｔｙは、ここでは、数１０で示すように、８ｂｉｔカウントのカウント数（２５６）に対する積算値Ｄｉｎｔの比として表される。
なお、本実施形態における変調部７８が、本発明における変調手段に相当する。

ＬＰＦ（ローパスフィルタ）８１は、パルス信号Ｐｌｓを平滑化して、駆動制御信号Ａｄｒｖとして出力する。駆動制御信号Ａｄｒｖは、パルス信号ＰｌｓのＨｉレベル電圧Ｖｃｄを用いて数１１に示す式で表される。但し、キャリアカウント値Ｃｃｎｔの周波数の信号を十分に減衰するように、カットオフ周波数を設定する。
なお、本実施形態におけるＬＰＦ８１が、本発明の平滑化手段に相当する。
また、パルス信号Ｐｌｓを平滑化して得た駆動制御信号Ａｄｒｖを、ここでは積算信号という。

駆動部８５は、具体的には、第１の実施形態における、その構成例として図１１に示すアンプ回路であり、ホール素子１Ｕ、１Ｖを駆動する電力を供給する。数１２で示すように、駆動制御信号Ａｄｒｖに比例した駆動電圧Ｖｄｒｖを、ホール素子１Ｕ、１Ｖへ印加する。但し、電源電圧Ｖｃｃ以上の電圧を供給することはできない。
なお、本実施形態における駆動部８５は、本発明におけるセンサ駆動手段に相当する。

以上は、本実施形態における正弦波信号Ｖｕ、Ｖｖの振幅補正の説明である。即ち、本実施形態では、正弦波信号Ｖｕ、Ｖｖの振幅を検出して、比較部７１により検出した正弦波信号Ｖｕ、Ｖｖの振幅と目標振幅Ｘｔｇｔと比較して、比較結果を表す振幅誤差信号を出力し、積算器７５により振幅誤差を積算して、積算値Ｄｉｎｔに比例した駆動電圧Ｖｄｒｖをホール素子１へ印加する。これにより、ホール素子出力、つまり正弦波信号Ｖｕ、Ｖｖの振幅を目標値へ補正する。
ここで、正弦波信号の振幅補正における、本実施形態による効果について説明する。
即ち、従来のデジタル角度測定システムでは、正弦波信号に対して増幅アンプによりゲインを乗じる場合、数１３に示すように、正弦波形に増幅アンプのオフセットＯｆｓが加算され、新たな誤差要因となる。

一方、本実施形態では、ホール素子１Ｕ，１Ｖの駆動電圧自体を増減して、正弦波信号の振幅を補正するよう構成している。なお、この場合、駆動部のアンプのオフセットＯｆｓにより、数１４に示すように、正弦波波形の振幅の倍率にオフセットＯｆｓの影響が作用する。なお、Ｋｈｕ、ＫｈｖはそれぞれＵ相、Ｖ相のホール感度係数である。しかしながら、振幅の誤差は、上述の正弦波信号の振幅補正により補正されるため、追加の回路なしに、オフセットの影響を除去することができる。

以上説明したように、本実施形態では、正弦波信号の振幅と目標振幅値との誤差の積算値に基づいて、ホール素子１Ｕ、１Ｖの駆動電圧Ｖｄｒｖを増減して、正弦波信号の振幅を制御するよう構成している。そのため、入力オフセットをキャンセルする回路が不要であり、前記振幅を一定に制御する機能を低コストで実現することができる。
また、ホール素子１Ｕ、１Ｖの感度や永久磁石の着磁が小さい場合でも、ホール素子１Ｕ、１Ｖの駆動電圧Ｖｄｒｖを増減して、正弦波信号の振幅が小さくなることを防止して、配線における外的なノイズの影響を受け難くすることができる。
また、簡易なロジック回路で積算手段、変調手段を構成しているため、正弦波信号の振幅を一定に制御する機能を低コストで実現することができる。

（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態に係る角度検出装置について図面を参照して説明する。
図１２は、第２の実施形態における角度検出装置の全体構成を概略的に示す図である。
ここで、ホール素子１Ｕ、１Ｖ、差動部５０、ＡＤ変換部６０、ベクトル生成部４０、回転演算部３０、符号判定部１０、角度カウンタ２０、発振子２５、分周器２６、比較部７１、積算部７５は、いずれも第１の実施形態と同様である。したがって、これらについての説明は、第１の実施形態について行った説明を援用してここでは省略する。

ＤＡ（デジタル・アナログ変換）部７９は、積算値Ｄｉｎｔの値に比例した電圧である駆動制御信号Ａｄｒｖを出力する。ＤＡ部７９はＲ−２Ｒ型ＤＡ変換器であり、図１３（第２の実施形態における、ＤＡ部の構成例を示す図）に示すように、複数のスイッチとラダー抵抗により構成されている。前記複数のスイッチは、積算値Ｄｉｎｔの各ｂｉｔの値に対応して（ここでは８個）設けられている。ここで、図１４（第２の実施形態における、ＤＡ部のスイッチング動作を示す図）に示すように、各ｂｉｔの値が０ならば接地ＧＮＤへ接続し（図１４Ａ）、値が１ならば電源電圧Ｖｃｃへスイッチの接続を切り替える（図１４Ｂ）。この構成により、駆動制御信号Ａｄｒｖは、数１５の式の通りとなる。
なお、ＤＡ部７９のグリッチを減衰するために、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）を追加する構成としてもよい。
以上が、ＤＡ部７９の説明であり、本実施形態におけるＤＡ部７９が、本発明のＤＡ手段に相当する。

駆動部８５は、図１５（第２の実施形態における、駆動部の構成例を示す図）に示す構成のアンプ８５ａを用いたボルテージフォロワ回路であり、ホール素子１Ｕ、１Ｖを駆動する電力を供給する。駆動制御信号Ａｄｒｖと同電圧の駆動電圧Ｖｄｒｖを出力して、インピーダンス変換により、多くの電流をホール素子１Ｕ，１Ｖへ供給することができる。
なお、本実施形態における駆動部８５は、本発明におけるセンサ駆動手段に相当する。

以上が、第２の実施形態に係る角度検出装置の説明である。即ち、本角度検出装置は、正弦波信号の振幅と目標振幅値との誤差の積算値に基づいて、ホール素子１Ｕ、１Ｖの駆動電圧Ｖｄｒｖを増減して、正弦波信号の振幅を制御するよう構成している。そのため、入力オフセットをキャンセルする回路が不要であり、前記振幅を一定に制御する機能を低コストに実現することができる。
また、ホール素子１Ｕ、１Ｖの感度や永久磁石の着磁が小さい場合でも、正弦波信号の振幅が小さくなることを防止して、配線における外的なノイズの影響を受け難くすることができる。
また、簡易なロジック回路で積算手段を実現しているため、正弦波信号の振幅を一定に制御する機能を低コストで実現することができる。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態に係る角度検出装置の構成について、図面を参照して説明する。但し、第１の実施形態と共通する説明は省略する。
まず、本実施形態における角度検出装置の構成は、第１の実施形態の図１と同様である。
即ち、ホール素子１Ｕ、１Ｖ、差動部５０、ＡＤ変換部６０、ベクトル生成部４０、回転演算部３０、符号判定部１０、角度カウンタ２０、発振子２５、分周器２６、比較部７１、積算部７５、駆動部８５は、第１の実施形態と同様である。

変調部７８は、積算値Ｄｉｎｔをパルス密度変調して、パルス信号Ｐｌｓとして出力する。以下その点について説明する。
図１６は、第３の実施形態における、変調部７８の構成を示すブロック図である。図１７Ａは、第３の実施形態における、変調部のパルス密度変調を示す図であり、図１７Ｂは、変調部の動作を示すタイミングチャートである。
変調部７８は、図１６に示すように、８ｂｉｔ加算器ａｄｄ８と２つのディレイＤ１、Ｄ２を備える。
８ｂｉｔ加算器ａｄｄ８は、図示のように積算値Ｄｉｎｔと後述するラッチ加算値ｓｕｍｄとを加算して、加算結果の下位８ｂｉｔを加算値ｓｕｍとして出力する。但し、積算値Ｄｉｎｔ、ラッチ加算値ｓｕｍｄの語長は、いずれも８ｂｉｔとする。加算結果が８ｂｉｔを超える場合、つまり桁上がりがある場合は、キャリーｃｙをＨｉｇｈとして出力する。
第１のディレイＤ１は、加算値ｓｕｍを、クロックｃｌｋの到来ごとにラッチしてラッチ加算値ｓｕｍｄとして出力する。第２のディレイＤ２は、キャリーｃｙをクロックｃｌｋの到来ごとにラッチして、パルス信号Ｐｌｓとして出力する。つまり、図１７Ａには、積算値Ｄｉｎｔの例として６５が、またｓｕｍｄの例として、８１，１４６，２１１・・・が示されている。ここで、積算値Ｄｉｎｔの６５と例えばｓｕｍｄの値２１１を加算すると２７６となる。したがって、その加算結果は８ｂｉｔ（２５６）を超える桁上がりとなりキャリーｃｙが発生し、ディレイＤ２を介してＰｌｓが発生する。一方そのときのｓｕｍはキャリーｃｙが発生した結果２０となる。
同様に、図１７Ｂにおいて、例えば、積算値Ｄｉｎｔ＝１２８のときは、２ｃｌｋ区間のうち、１区間はパルス信号ＰｌｓがＨｉｇｈとなり、残り１区間はパルス信号ＰｌｓがＬｏｗとなるため、パルス密度は１／２となる。また、積算値Ｄｉｎｔ＝１９２のときは、４ｃｌｋ区間のうち、３区間はパルス信号ＰｌｓがＨｉｇｈ（３パルスと数える）となり、残り１区間はパルス信号ＰｌｓがＬｏｗとなるため、パルス密度は３／４となる。
変調部７８は、以上のようにして、積算値Ｄｉｎｔの値をパルス信号Ｐｌｓのパルス密度（単位時間当たりのパルス数）に変換して出力する。つまり、パルス密度は積算値Ｄｉｎｔに比例する。
変調部７８は以上のとおりであり、この変調部７８は、本発明における変調手段に相当する。

ＬＰＦ（ローパスフィルタ）８１は、パルス信号Ｐｌｓを平滑化して、駆動制御信号Ａｄｒｖとして出力する。駆動制御信号Ａｄｒｖは、パルス信号ＰｌｓのＨｉレベル電圧Ｖｃｄを用いて数１６に示す式で表される。但し、パルス周波数が最も遅い場合（積算値Ｄｉｎｔ＝１、２５５など）においても、パルス信号を十分に減衰するようにカットオフ周波数を設定する。

なお、本実施形態におけるＬＰＦ８１は、本発明の平滑化手段に相当する。
以上が、第３の実施形態に係る角度検出装置の説明である。本実施形態によれば、正弦波信号の振幅と目標振幅値との誤差の積算値に基づいて、ホール素子１Ｕ、１Ｖの駆動電圧Ｖｄｒｖを増減して、正弦波信号の振幅を制御するよう構成している。そのため、入力オフセットをキャンセルする回路が不要であり、前記振幅を一定に制御する機能を低コストに実現することができる。
また、ホール素子１Ｕ、１Ｖの感度や永久磁石の着磁が小さい場合でも、正弦波信号の振幅が小さくなることを防止して、配線における外的なノイズの影響を受け難くすることができる。
また、簡易なロジック回路で積算手段、変調手段を実現しているため、正弦波信号の振幅を一定に制御する機能を低コストで実現することができる。

以上、本発明の実施形態について説明を行ったが、実施形態の効果をまとめると以下の通りである。
（１）正弦波信号の振幅と目標振幅値との誤差の積算値に基づいて、磁気センサの駆動電圧を増減して正弦波信号の振幅を制御するため、入力オフセットをキャンセルする回路が不要となる。また、前記振幅を一定に制御する機能を低コストに実現することができ、さらに、磁気センサの感度や永久磁石の着磁が小さい場合でも、正弦波信号の振幅が小さくなることを防止して、配線における外的なノイズの影響を受け難くすることができる。
（２）簡易なロジック回路で変調手段を実現できるため、正弦波信号の振幅を一定に制御する機能を低コストで実現することができる。
（３）逆正接のような複雑な演算を用いず、前記回転角度の検出が可能であり、回路規模を増大することなく低コストに角度検出装置を実現することができる。

１Ｕ、１Ｖ・・・ホール素子（Ｕ相、Ｖ相）、１０・・・符号判定部、１５・・・上側判定部、１６・・・下側判定部、２０・・・角度カウンタ、２５・・・発振子、２６・・・分周器、３０・・・回転演算部、３５・・・乗算器、３６・・・減算器、３７・・・加算器、３８・・・メモリ、４０・・・ベクトル生成部、４１Ｘ、４１Ｙ・・・Ｘ軸生成部、Ｙ軸生成部、５０・・・差動部、５１Ｕ、５１Ｖ・・・Ｕ相差動部、Ｖ相差動部、６０・・・ＡＤ変換部、６１Ｕ、６１Ｖ・・・Ｕ相ＡＤ変換部、Ｖ相ＡＤ変換部、７１・・・比較部、７５・・・積算部、７８・・・変調部、７９・・・ＤＡ部、８１・・・ＬＰＦ、８５・・・駆動部、ＨＵ＋、ＨＵ−・・・Ｕ相差動信号、ＨＶ＋、ＨＶ−・・・Ｖ相差動信号、Ｖｕ、Ｖｖ・・・正弦波信号（Ｕ相、Ｖ相）、Ｄｕ、Ｄｖ・・・正弦波データ（Ｕ相、Ｖ相）、Ｄｘ、Ｄｙ・・・Ｘ軸データ、Ｙ軸データ、Ｄｘ’、Ｄｙ’・・・回転Ｘ軸データ、回転Ｙ軸データ、Ｋａｄ・・・ＡＤ変換係数、ｄｓｉｎ・・・正弦データ、ｄｃｏｓ・・・余弦データ、Ｘｃｏｓ、Ｙｓｉｎ、Ｘｓｉｎ、Ｙｃｏｓ・・・乗算結果、Ｈｙｓ・・・不感帯幅、ＵＰ・・・上側判定信号、ＤＮ・・・下側判定信号、θ・・・回転角度、θｄ・・・検出角度データ、Ｘｔｇｔ・・・目標振幅、ＵＤ・・・振幅誤差信号、Ｄｉｎｔ・・・積算値、Ｃｃｎｔ・・・キャリアカウント値、Ｐｌｓ・・・パルス信号、Ａｄｒｖ・・・駆動制御信号、Ｖｄｒｖ・・・駆動電圧、ｃｌｋ・・・クロック、ｆｓ・・・トリガ、ｆｆｂ・・・積算トリガ、Ｋｈ・・・比例係数、μｈ・・・キャリア移動度、Ｂｍ・・・磁束密度、Ｖｉｎ・・・ホール素子駆動電圧、ＶＨ・・・ホール素子出力電圧、Ｋｈｕ、Ｋｈｖ・・・ホール感度係数（Ｕ相、Ｖ相）、Ｏｆｓ・・・オフセット、Ｖｃｃ・・・電源電圧、Ｖｃｄ・・・Ｈｉレベル電圧、ＧＮＤ・・・接地。

特開２００５−４３２２８号公報

Claims

回転体の回転角度に応じてそれぞれ位相の異なる複数の正弦波信号を出力するよう配置された複数のセンサと、
前記複数の正弦波信号に基づいて前記回転角度を検出し、かつ前記正弦波信号の振幅を検出して振幅信号として出力する角度探索手段と、
前記振幅信号と所定の振幅目標値とを比較し、比較結果を表す振幅誤差信号を出力する振幅比較手段と、
前記比較結果を表す振幅誤差信号を積算した積算信号を出力する積算手段と、
前記積算信号をパルス状の信号に変調して、パルス信号として出力する変調手段と、
前記パルス信号を平滑化して、駆動信号として出力する平滑化手段と、
を備え、
前記積算信号に基づいて、前記複数の正弦波信号の振幅の誤差を補正することを特徴とする角度検出装置。
請求項１に記載された角度検出装置において、
前記変調手段は、前記積算信号をパルス密度変調して、前記パルス信号として出力することを特徴とする角度検出装置。
請求項１または２に記載された角度検出装置において、
前記振幅比較手段は、前記振幅信号と所定の振幅目標値とを比較し、前記振幅信号が所定の振幅目標値よりも小さいとき、前記積算手段は、前記積算信号をカウントアップし、それ以外のときは前記積算信号をカウントダウンすることを特徴とする角度検出装置。
請求項１ないし３のいずれかに記載された角度検出装置において、
前記角度探索手段は、前記複数の正弦波信号に基づいてベクトルを生成するベクトル生成手段と、前記ベクトルを検出角度データの値に従って回転させるベクトル回転手段と、前記回転したベクトルが、所定の基準値に対して正方向または負方向に位置するかを判定した結果を符号判定信号として出力する符号判定手段と、前記符号判定信号に基づいてカウント値を増減して、前記カウント値を検出角度信号として出力する角度カウンタとを備えることを特徴とする角度検出装置。
回転体の回転角度に応じてそれぞれ位相の異なる複数の正弦波信号を出力するよう配置された複数のセンサを備えた角度検出装置における角度検出方法であって、
前記複数の正弦波信号に基づいて前記回転角度を検出し、かつ前記正弦波信号の振幅を検出して振幅信号として出力する角度探索工程と、
前記振幅信号と所定の振幅目標値とを比較し、比較結果を表す振幅誤差信号を出力する振幅比較工程と、
前記比較結果を表す振幅誤差信号を積算した積算信号を出力する積算工程と、
前記積算信号をパルス状の信号に変調して、パルス信号として出力する変調工程と、
前記パルス信号を平滑化して、駆動信号として出力する平滑化工程と、
を有し、
前記積算信号に基づいて、前記複数の正弦波信号の振幅の誤差を補正することを特徴とする角度検出方法。