JP2016153735A - 位相変調信号生成回路並びにその生成回路を用いた変位量検出装置 - Google Patents
位相変調信号生成回路並びにその生成回路を用いた変位量検出装置 Download PDFInfo
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Abstract
【課題】アナログ乗算処理に伴うドリフトや演算誤差の影響を避け、回路構成を簡単にした位相変調信号生成回路（変位量検出装置）を提供する。
【解決手段】位相変調信号生成回路３は、矩形波の変調信号ＲｓｉｎＴを生成する変調信号生成回路３１、変調信号ＲｓｉｎＴを９０°移相し利得制御信号ＧＳＴＬ、ＧＣＴＬを生成する信号発生回路３２、平衡変調信号Ｂｃ（Ｔ）を生成するアナログスイッチ３３と差動増幅アンプ３４との直列回路、平衡変調信号Ｂｓ（Ｔ）を生成するアナログスイッチ３５と差動増幅アンプ３６との直列回路、２つの平衡変調信号Ｂｃ（Ｔ）とＢｓ（Ｔ）を、好ましくは、電流加算する加算回路３７、および、減衰量の小さなローパスフィルタ（ＬＰＦ）３８を有する。
【選択図】図６
【解決手段】位相変調信号生成回路３は、矩形波の変調信号ＲｓｉｎＴを生成する変調信号生成回路３１、変調信号ＲｓｉｎＴを９０°移相し利得制御信号ＧＳＴＬ、ＧＣＴＬを生成する信号発生回路３２、平衡変調信号Ｂｃ（Ｔ）を生成するアナログスイッチ３３と差動増幅アンプ３４との直列回路、平衡変調信号Ｂｓ（Ｔ）を生成するアナログスイッチ３５と差動増幅アンプ３６との直列回路、２つの平衡変調信号Ｂｃ（Ｔ）とＢｓ（Ｔ）を、好ましくは、電流加算する加算回路３７、および、減衰量の小さなローパスフィルタ（ＬＰＦ）３８を有する。
【選択図】図６
Description
本発明は、たとえば、磁気抵抗効果素子（以下、ＭＲセンサ）や、巨大磁気抵抗効果素子（以下、ＧＭＲセンサ）などの磁気センサ、あるいは、ホール素子、ＴＭＲセンサなどを用いて位相変調信号を作成する生成回路に関する。本発明はまた、位相変調信号を作成回路を用いた変位量検出装置に関する。
長さや角度を測定する変位量測定技術として、直線変位ｘや回転角θの変化をキャリア周波数ｆc の交流信号の位相の変化として検出する、位相変調信号を用いた技術が知られている（たとえば、特許文献１、２参照）。
このような位相変調信号を出力する磁気センサとしては、例えば、磁気ヘッドや、ＭＲセンサ等が知られている。
以下、磁気センサの１例としてＭＲセンサを例示して述べる。
このような位相変調信号を出力する磁気センサとしては、例えば、磁気ヘッドや、ＭＲセンサ等が知られている。
以下、磁気センサの１例としてＭＲセンサを例示して述べる。
図１および図２はＭＲセンサの素子配置と出力端子構造を示す図である。
図１に図解したＭＲセンサにおいて、Ｖcc端子とＧＮＤ端子間に４素子からなる２組のブリッジ回路が構成されている。図２に図解したＭＲセンサにおいて、２組のＶcc端子とＧＮＤ端子をそれぞれ共通に接続すると４素子からなる２組のブリッジ回路が構成されている。
ブリッジ回路のＶcc端子とＧＮＤ端子との間に、電位差（ＶCC−ＧＮＤ）の電圧を印加すると、スケール部とＭＲセンサとの相対変位によって生じた外部磁界に応じて抵抗値が変化するブリッジ回路の抵抗値の変化に応じた、互いに直交する正負（＋、−）の、第１の信号−Ａ、＋Ａ、および、第２の信号−Ｂ、＋Ｂの２相の信号を取り出すことができる。
図１に図解したＭＲセンサにおいて、Ｖcc端子とＧＮＤ端子間に４素子からなる２組のブリッジ回路が構成されている。図２に図解したＭＲセンサにおいて、２組のＶcc端子とＧＮＤ端子をそれぞれ共通に接続すると４素子からなる２組のブリッジ回路が構成されている。
ブリッジ回路のＶcc端子とＧＮＤ端子との間に、電位差（ＶCC−ＧＮＤ）の電圧を印加すると、スケール部とＭＲセンサとの相対変位によって生じた外部磁界に応じて抵抗値が変化するブリッジ回路の抵抗値の変化に応じた、互いに直交する正負（＋、−）の、第１の信号−Ａ、＋Ａ、および、第２の信号−Ｂ、＋Ｂの２相の信号を取り出すことができる。
本発明の対象とする位相変調信号生成回路（または変位量検出装置）は、変位ｘに対応してブリッジ回路から出力された直交する２相の直交する信号、すなわち、正弦波信号ｓｉｎｘと余弦波信号ｃｏｓｘとを、キャリア周波数ｆc （Ｈｚ）の互いに直交する信号で変調された２組の平衡変調信号として取り出し、これらを合成して位相変調信号を得、位相の変化から変位ｘを検出するように構成されている。
位相変調信号の数式表現
位相変調信号の数式表現について述べる。
変調信号の周波数をｆc 〔Ｈｚ〕、スケール目盛をλ〔ｍ〕、直線変位（または回転変位）をｘ〔ｍ〕、時間をｔ〔ｓ〕で表すと位相変調信号ｅpmは式（１）で表すことができる。
位相変調信号の数式表現について述べる。
変調信号の周波数をｆc 〔Ｈｚ〕、スケール目盛をλ〔ｍ〕、直線変位（または回転変位）をｘ〔ｍ〕、時間をｔ〔ｓ〕で表すと位相変調信号ｅpmは式（１）で表すことができる。
ここで、キャリア周波数ｆc の周期時間をＴc （＝２πｆc ）とおき、変調信号による角変位をＴ（＝２πｔ／Ｔc ）、変位ｘに伴う角変位をＸ（＝２πｘ／λ）とすると、式（１）は式（２）で表すことができる。
なお、以下の記述において、角変位Ｘ（大文字）を変位ｘ（小文字）と同義で使用する場合は変位Ｘ（大文字）と記述することがある。
なお、以下の記述において、角変位Ｘ（大文字）を変位ｘ（小文字）と同義で使用する場合は変位Ｘ（大文字）と記述することがある。
式（２）に示すように、位相変調信号は、ＭＲセンサから出力される２相の直交する信号を互いに直交する交流信号で変調された２相の平衡変調信号の和（または差）として生成することかできる。
位相変調信号を用いた変位量検出装置は、変位量検出装置内の信号処理回路全体におけるドリフトの影響を受け難いだけでなく、変位量検出装置の外部からのノイズの影響も受けにくいなど優れた利点を有している。
位相変調信号を用いた変位量検出装置は、変位量検出装置内の信号処理回路全体におけるドリフトの影響を受け難いだけでなく、変位量検出装置の外部からのノイズの影響も受けにくいなど優れた利点を有している。
ＭＲセンサから位相変調信号を取り出す方法として、正弦波状の信号ｓｉｎＸと、余弦波状の信号ｃｏｓＸとを出力するＭＲセンサのＶcc端子とＧＮＤ端子間の信号を角変位Ｘで互いに直交する交流信号で励磁するとにより、ＭＲセンサから直接：平衡変調信号を取り出す方法が知られている（たとえば、特許文献２参照）。
しかしながら、近年利用されているＭＲセンサの中には、たとえば、図１、図２に図解したように、ｓｉｎＸ信号（たとえば、＋Ａ信号および−Ａ信号）を出力するブリッジ回路と、ｃｏｓＸ信号（たとえば、＋Ｂ信号および−Ｂ信号）を出力するブリッジ回路との、Ｖcc端子とＧＮＤ端子とが共通になっているため、ＭＲセンサを直接励磁することが困難な場合がある。
これらの課題を解決するためには、ＭＲセンサから出力される２相の直交信号、すなわち、ｓｉｎＸおよびｃｏｓＸを、角変位Ｔで互いに直交する２相の信号（ｃｏｓＴおよびｓｉｎＴ）で変調して２相の平衡位相変調信号を得、これらの２相の平衡位相変調信号を合成して、所望の位相変調信号を得ることができる。
しかしながら、これらの信号処理にはアナログ的な乗算処理が必要となり、高価な乗算アンプ（演算増幅器）が必要になるだけでなく、アナログ処理に伴うドリフトや演算誤差の影響を避けることが困難であった。
しかしながら、これらの信号処理にはアナログ的な乗算処理が必要となり、高価な乗算アンプ（演算増幅器）が必要になるだけでなく、アナログ処理に伴うドリフトや演算誤差の影響を避けることが困難であった。
本発明の目的は、ドリフトが少なく高品質な位相変調信号を小型かつ低コストで生成することができる位相変調信号の生成方法およびその生成回路を提供することにある。
さらに本発明は、上記位相変調信号生成回路を用いた変位センサ、変位量検出装置などを提供することにある。
本発明の原理を述べる。
本発明においては、第１に、検出センサ信号と変調信号の乗算処理を行う「アナログ乗算回路」を、デジタル信号で駆動されるアナログスイッチと差動アンプ（演算増幅回路）に置き代えることによって、装置コスト（価格）を低減し、さらに、ドリフトの問題を解決する。
本発明においては、第２に、従来のアナログ信号に代えて、デジタル信号を用いて平衡変調処理を行う。
本発明においては、第３に、キャリア周波数ｆc の高次成分（理論的には奇数次信号成分）と検出センサの直交する２相信号（ｓｉｎＸ、ｃｏｓＸ）との乗算によって生成される不要な高次の平衡変調信号の重畳に伴う信号品質の悪化（低下）を抑制するため、変調信号の１周期区間を複数の区間に分割して多段の信号波形を持つ矩形波のデジタル変調信号を用い、これら区間における差動アンプの利得をデジタル的に制御可能な手段を設け、位相変調信号の１周期期間（Ｔc ）内の信号振幅を等価的に正弦波信号の振幅に近似させる。
本発明においては、第１に、検出センサ信号と変調信号の乗算処理を行う「アナログ乗算回路」を、デジタル信号で駆動されるアナログスイッチと差動アンプ（演算増幅回路）に置き代えることによって、装置コスト（価格）を低減し、さらに、ドリフトの問題を解決する。
本発明においては、第２に、従来のアナログ信号に代えて、デジタル信号を用いて平衡変調処理を行う。
本発明においては、第３に、キャリア周波数ｆc の高次成分（理論的には奇数次信号成分）と検出センサの直交する２相信号（ｓｉｎＸ、ｃｏｓＸ）との乗算によって生成される不要な高次の平衡変調信号の重畳に伴う信号品質の悪化（低下）を抑制するため、変調信号の１周期区間を複数の区間に分割して多段の信号波形を持つ矩形波のデジタル変調信号を用い、これら区間における差動アンプの利得をデジタル的に制御可能な手段を設け、位相変調信号の１周期期間（Ｔc ）内の信号振幅を等価的に正弦波信号の振幅に近似させる。
したがって、本発明によれば、スケール部とセンサ部との相対変位Ｘによって位相が変化するキャリア周波数ｆc （周期期間Ｔc ）の位相変調信号として取り出すように構成された位相変調信号生成回路であって、
キャリア周波数がｆc で互いに直交する２相の矩形波信号と、該２相の矩形波信号の論理が”Ｈ（ハイ）”および”Ｌ（ロー）”の区間の略中央部で活性化する利得制御信号を生成する制御信号生成手段と、前記変位に対応して前記センサ部から出力される前記２相の直交信号を前記２相の矩形波信号に同期して開閉制御する２組の開閉制御手段と、前記２組の開閉制御手段に対応して配設され、前記利得制御信号に同期して前記開閉制御手段からの信号の利得を制御する２組の利得制御手段と、該２組の利得制御手段の出力を加算または減算して位相変調信号を生成する信号合成手段と、該合成手段から出力される位相変調信号に重畳する不要な高調波成分除去する低域通過手段と
を有する、位相変調信号生成回路が提供される。
キャリア周波数がｆc で互いに直交する２相の矩形波信号と、該２相の矩形波信号の論理が”Ｈ（ハイ）”および”Ｌ（ロー）”の区間の略中央部で活性化する利得制御信号を生成する制御信号生成手段と、前記変位に対応して前記センサ部から出力される前記２相の直交信号を前記２相の矩形波信号に同期して開閉制御する２組の開閉制御手段と、前記２組の開閉制御手段に対応して配設され、前記利得制御信号に同期して前記開閉制御手段からの信号の利得を制御する２組の利得制御手段と、該２組の利得制御手段の出力を加算または減算して位相変調信号を生成する信号合成手段と、該合成手段から出力される位相変調信号に重畳する不要な高調波成分除去する低域通過手段と
を有する、位相変調信号生成回路が提供される。
また本発明によれば、スケール部とセンサ部との相対変位Ｘをキャリア周波数ｆc の位相変調信号として取り出し、該位相の変化から位相変調信号を生成する位相変調信号生成回路であって、
キャリア周波数がｆc で互いに直交する２相の矩形波信号と、該２相の矩形波信号の論理が”Ｈ（ハイ）”および”Ｌ（ロー）”の区間の略中央部で活性化する利得制御信号を生成する制御信号生成手段と、変位に対応して前記センサ部から出力される２相の直交信号を前記２相の矩形波信号に同期して開閉制御する手段と、２組の変調信号の論理が”Ｈ”および”Ｌ”の区間の略中央部で活性化する利得制御信号を生成する制御信号生成手段と、前記開閉制御手段の出力のうち前記利得制御信号が活性化している区間における出力とを電流に変換して合成する２組の電流合成手段と、該電流合成手段の出力を差動的に合成する１つの電流・電圧変換電圧手段と、該電流・電圧変換手段からの出力に重畳する不要な高調波成分を除去する低域通過手段と
を有する、位相変調信号生成回路が提供される。
キャリア周波数がｆc で互いに直交する２相の矩形波信号と、該２相の矩形波信号の論理が”Ｈ（ハイ）”および”Ｌ（ロー）”の区間の略中央部で活性化する利得制御信号を生成する制御信号生成手段と、変位に対応して前記センサ部から出力される２相の直交信号を前記２相の矩形波信号に同期して開閉制御する手段と、２組の変調信号の論理が”Ｈ”および”Ｌ”の区間の略中央部で活性化する利得制御信号を生成する制御信号生成手段と、前記開閉制御手段の出力のうち前記利得制御信号が活性化している区間における出力とを電流に変換して合成する２組の電流合成手段と、該電流合成手段の出力を差動的に合成する１つの電流・電圧変換電圧手段と、該電流・電圧変換手段からの出力に重畳する不要な高調波成分を除去する低域通過手段と
を有する、位相変調信号生成回路が提供される。
好ましくは、前記２相の矩形波信号の１周期区間は（Ｔc ＝１／ｆc ）であり、
ａ．前記利得制御信号が活性な時の前記利得制御手段の利得Ｇ２の絶対値Ｇ２(abs) と、前記利得制御信号が非活性な時の利得制御手段の利得Ｇ１の絶対値Ｇ１(abs) との比、すなわち、Ｇ２(abs) ／Ｇ１(abs) 、または、（Ｇ２／Ｇ１）(abs) 、もしくは、
ｂ．活性な時の前記電流・電圧変換手利得制御手段の利得Ｖ２の絶対値Ｖ２(abs) と、前記利得制御信号が非活性な時の利得制御手段の利得Ｖ１の絶対値Ｖ１(abs) との比、すなわち、Ｖ２(abs) ／Ｖ１(abs) 、または、（Ｖ２／Ｖ１）(abs) を
前記２相の矩形波信号と同一の周期を有する正弦波信号が、正の値をとる区間（０＜Ｔc ＜π）２値、および、負の値をとる区間（π／≦Ｔc ≦２π）の２値に対応して設定したことを特徴とする。
ａ．前記利得制御信号が活性な時の前記利得制御手段の利得Ｇ２の絶対値Ｇ２(abs) と、前記利得制御信号が非活性な時の利得制御手段の利得Ｇ１の絶対値Ｇ１(abs) との比、すなわち、Ｇ２(abs) ／Ｇ１(abs) 、または、（Ｇ２／Ｇ１）(abs) 、もしくは、
ｂ．活性な時の前記電流・電圧変換手利得制御手段の利得Ｖ２の絶対値Ｖ２(abs) と、前記利得制御信号が非活性な時の利得制御手段の利得Ｖ１の絶対値Ｖ１(abs) との比、すなわち、Ｖ２(abs) ／Ｖ１(abs) 、または、（Ｖ２／Ｖ１）(abs) を
前記２相の矩形波信号と同一の周期を有する正弦波信号が、正の値をとる区間（０＜Ｔc ＜π）２値、および、負の値をとる区間（π／≦Ｔc ≦２π）の２値に対応して設定したことを特徴とする。
また本発明によれば、上記位相変調信号生成回路を有し、前記位相変調信号から相対変位を算出する変位量検出装置が提供される。
本発明によれば、装置コスト（価格）を高騰させることなく、ドリフトの問題を解決できる。
また本発明によれば、キャリア周波数ｆc に隣接する高次の変調信号を大幅に低減し、減衰量の小さな低域フイルタを用いて低価格で位相変調信号を生成可能とし、信号遅延が少なく高品質な位相変調信号を生成することができる。
また本発明によれば、キャリア周波数ｆc に隣接する高次の変調信号を大幅に低減し、減衰量の小さな低域フイルタを用いて低価格で位相変調信号を生成可能とし、信号遅延が少なく高品質な位相変調信号を生成することができる。
磁気センサとしてＭＲセンサを例示して、本発明の実施の形態について述べる。
第１実施の形態
図３を参照して第１実施の形態の位相変調信号生成回路、および、位相変調信号の生成方法を述べる。
式（２）に示すように、位相変調信号ｅpmは直交する２組の平衡変調信号を合成することによって生成することができ、図３に図解した変調信号生成回路１は、式（２）に示す演算処理によって変調信号を生成する。
図３を参照して第１実施の形態の位相変調信号生成回路、および、位相変調信号の生成方法を述べる。
式（２）に示すように、位相変調信号ｅpmは直交する２組の平衡変調信号を合成することによって生成することができ、図３に図解した変調信号生成回路１は、式（２）に示す演算処理によって変調信号を生成する。
そのため、図３に図解した位相変調信号生成回路１は、アナログ乗算回路１１、１２、キャリア周波数ｆc の変調信号を発生する変調信号生成回路１３、９０°移相回路１４、加算回路１５を有する。
変調信号生成回路１３はキャリア周波数ｆc の正弦波変調信号ｓｉｎＴを発生する。
９０°移相回路１４は正弦波変調信号ｓｉｎＴを９０°移相して余弦波変調信号ｃｏｓＴを生成する。
以上から、変調信号生成回路１３と９０°移相回路１４とは直交する２相の変調信号を生成する直交する２相変調信号を生成する手段として機能する。
９０°移相回路１４は正弦波変調信号ｓｉｎＴを９０°移相して余弦波変調信号ｃｏｓＴを生成する。
以上から、変調信号生成回路１３と９０°移相回路１４とは直交する２相の変調信号を生成する直交する２相変調信号を生成する手段として機能する。
アナログ乗算回路１１、１２はそれぞれ、アナログ乗算回路などで構成された回路であり、ＭＲセンサから出力される直交する２相のｃｏｓＸ信号およびｓｉｎＸ信号と、変調信号発生回路１３から出力された正弦波変調信号ｓｉｎＴおよび９０°移相回路１４から出力された余弦波変調信号ｃｏｓＴとを乗算処理、すなわち、ｃｏｓＴ・ｓｉｎＸおよびｓｉｎＸ・ｃｏｓＴの演算を行い、変調処理を行う変調手段として機能する。
加算回路１５は、２つの乗算結果、ｃｏｓＴ・ｓｉｎＸとｓｉｎＸ・ｃｏｓＴの加算処理を行う加算（合成）手段として機能する。
このように、図３に図解した変調信号生成回路１においては、アナログ乗算回路１１、１２においてＭＲセンサから出力される２相の直交信号ｓｉｎＸおよびｃｏｓＸを、キャリア周波数ｆc の変調信号を発生する変調信号生成回路１３から出力される正弦波の交流信号ｓｉｎＴと、９０°移相回路１４で得られた交流信号ｃｏｓＴとを乗算し、加算回路１５おいて２つの乗算信号を合成して、位相変調信号ｓｉｎ（Ｔ＋Ｘ）を生成する。
なお、正弦波の直交する交流信号ｃｏｓＴとｓｉｎＴとはキャリア周波数ｆc で互いに直交している。
なお、正弦波の直交する交流信号ｃｏｓＴとｓｉｎＴとはキャリア周波数ｆc で互いに直交している。
ところで、図３の変調信号生成回路１は、演算増幅回路などを用いてアナログ乗算回路１１、１２を構成しており、乗算処理に起因するドリフトの影響を受けやすい。
さらに、高精度な位相変調信号が必要な場合は、アナログ乗算回路１１、１２として高精度で高価なアナログ乗算回路を必要とする。
したがって、位相変調信号の安定度やコストが上昇するという課題の観点から、図３に図解した生成回路１は改善の余地がある。
さらに、高精度な位相変調信号が必要な場合は、アナログ乗算回路１１、１２として高精度で高価なアナログ乗算回路を必要とする。
したがって、位相変調信号の安定度やコストが上昇するという課題の観点から、図３に図解した生成回路１は改善の余地がある。
第２実施の形態
図４〜図５を参照して第２実施の形態について述べる。
第２実施の形態の変調信号生成回路２は、図３の変調信号生成回路１においてアナログ乗算回路１１、１２を用いたことに起因する上記課題を克服する。
そのため、変調信号生成回路２は、矩形波変調信号生成回路２１と、９０°デジタル移相回路２２と、第１、第２アナログスイッチ２３、２４、第１、第２差動アンプ２５、２６、加算回路２７、および、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２８を有する。
図４〜図５を参照して第２実施の形態について述べる。
第２実施の形態の変調信号生成回路２は、図３の変調信号生成回路１においてアナログ乗算回路１１、１２を用いたことに起因する上記課題を克服する。
そのため、変調信号生成回路２は、矩形波変調信号生成回路２１と、９０°デジタル移相回路２２と、第１、第２アナログスイッチ２３、２４、第１、第２差動アンプ２５、２６、加算回路２７、および、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２８を有する。
矩形波変調信号生成回路２１は、図３に図解した正弦波（ｓｉｎＴ）変調信号発生回路１３とは異なり、矩形波（パルス状）の変調信号ＲｓｉｎＴを生成する。
９０°デジタル移相回路２２は、矩形波変調信号生成回路２１からの変調信号ＲｓｉｎＴを９０°位相した変調信号ＲｃｏｓＴを生成する。
第１矩形波の変調信号ＲｓｉｎＴと第２矩形波の変調信号ＲｃｏｓＴとは互いに直交している。矩形波の変調信号ＲｓｉｎＴは、ｓｉｎＴと同一周期で同一位相である。矩形波の変調信号ＲｃｏｓＴは、ｃｏｓＴと同一周期で同一位相である。
以上から、矩形波変調信号生成回路２１と９０°デジタル移相回路２２とは、直交する２相の矩形波変調信号を生成する２相変調信号を生成する手段として機能する。
９０°デジタル移相回路２２は、矩形波変調信号生成回路２１からの変調信号ＲｓｉｎＴを９０°位相した変調信号ＲｃｏｓＴを生成する。
第１矩形波の変調信号ＲｓｉｎＴと第２矩形波の変調信号ＲｃｏｓＴとは互いに直交している。矩形波の変調信号ＲｓｉｎＴは、ｓｉｎＴと同一周期で同一位相である。矩形波の変調信号ＲｃｏｓＴは、ｃｏｓＴと同一周期で同一位相である。
以上から、矩形波変調信号生成回路２１と９０°デジタル移相回路２２とは、直交する２相の矩形波変調信号を生成する２相変調信号を生成する手段として機能する。
図５は図４に図解した変調信号生成回路２における、センサ信号ｃｏｓＸを変調する第１アナログスイッチ２３と第１差動アンプ２５の詳細回路を示す。図５は第１チャンネルＣＨ１のセンサ信号ｃｏｓＸの変調について述べるが、第２チャンネルＣＨ２のセンサ信号ｓｉｎＸについても同様である。
アナログスイッチ２３は、たとえば、スイッチング素子としてのトランジスタをオン・オフすることによってアナログスイッチに入力された信号を、通過させるまたは通過させない（阻止する）回路である。
図５に図解したアナログスイッチ２３は、矩形波の変調信号ＲｓｉｎＴのオン・オフに応じて相補的に開閉されて、入力されるセンサ信号ｃｏｓＸを、差動アンプ２５の反転入力端子または反転入力端子に出力する、相補的に動作する１対のアナログスイッチを有する。また、アナログスイッチ２３は、矩形波の変調信号ＲｓｉｎＴのオン・オフに応じて相補的に開閉されて、ＧＮＤ電位の信号を、差動アンプ２５の反転入力端子または反転入力端子に出力する、相補的に動作する１対のアナログスイッチを有する。
これにより、差動アンプ２５には、矩形波の変調信号ＲｓｉｎＴのオン・オフに応じて、センサ信号ｃｏｓＸまたはＧＮＤ電位の信号が入力される。
アナログスイッチ２３は、たとえば、スイッチング素子としてのトランジスタをオン・オフすることによってアナログスイッチに入力された信号を、通過させるまたは通過させない（阻止する）回路である。
図５に図解したアナログスイッチ２３は、矩形波の変調信号ＲｓｉｎＴのオン・オフに応じて相補的に開閉されて、入力されるセンサ信号ｃｏｓＸを、差動アンプ２５の反転入力端子または反転入力端子に出力する、相補的に動作する１対のアナログスイッチを有する。また、アナログスイッチ２３は、矩形波の変調信号ＲｓｉｎＴのオン・オフに応じて相補的に開閉されて、ＧＮＤ電位の信号を、差動アンプ２５の反転入力端子または反転入力端子に出力する、相補的に動作する１対のアナログスイッチを有する。
これにより、差動アンプ２５には、矩形波の変調信号ＲｓｉｎＴのオン・オフに応じて、センサ信号ｃｏｓＸまたはＧＮＤ電位の信号が入力される。
アナログスイッチ２３と差動アンプ２５との直列回路とで、信号ｃｏｓＸについて平衡変調を行う。すなわち、ＭＲセンサから出力されるセンサ信号ｃｏｓＸを、アナログスイッチ２３において変調信号ＲｓｉｎＴでスイッチングする。すなわち、変調信号ＲｓｉｎＴがハイレベルのとき、センサ信号ｃｏｓＸを差動アンプ２５に出力し、差動アンプ２５で増幅して、第２の平衡変調信号Ｂｃ（Ｔ）として出力する。
詳細な回路の図解を省略した、第２アナログスイッチ２４と第２差動アンプ２６の回路も、図５に図解したものと同様の動作となり、ＭＲセンサから出力される信号ｓｉｎＸに平衡変調を行い、第１の平衡変調信号Ｂｓ（Ｔ）として出力する。
加算回路２７において増幅した２つの信号を、好ましくは、電流として加算して位相変調信号ｅpmを得る。
なお、電流として加算する利点は、複数の信号、たとえば、２つの信号の１つの点に接続して合成（加算）するだけでよく、加算回路２７として、必ずしも、増幅回路を用いる必要はなく単に、接続点として構成することができるという利点がある。
この例については、図１１の電流加算点ＳＰn 、ＳＰp を参照して後述する。
なお、電流として加算する利点は、複数の信号、たとえば、２つの信号の１つの点に接続して合成（加算）するだけでよく、加算回路２７として、必ずしも、増幅回路を用いる必要はなく単に、接続点として構成することができるという利点がある。
この例については、図１１の電流加算点ＳＰn 、ＳＰp を参照して後述する。
ＬＰＦ２８は、加算回路２７から出力される位相変調信号に含まれる高調波成分に対して減衰量の大きなＬＰＦであり、位相変調信号に含まれる不要な高調波成分を減衰させた位相変調信号を出力する。
図４および図５を参照して述べた変調信号生成回路２においては、（１）変調信号生成回路２１と９０°デジタル移相回路２２により矩形波変調信号を生成し、（２）その矩形波変調信号を用いてアナログスイッチ２３、２４を駆動し、アナログスイッチ２３と差動増幅器２５の直列回路およびアナログスイッチ２４と差動増幅器２６の直列回路を用いて第１、第２の平衡変調信号Ｂｓ（Ｔ）、Ｂｃ（Ｔ）を得たのち、（３）加算回路２７においてこれらの平衡変調信号を合成して（好ましくは、電流加算により）位相変調信号を生成した後、ＬＰＦ２８によって不要な高調波成分を除去している。
その結果、図３に例示した変調信号生成回路１におけるアナログ乗算回路１１、１２を用いて平衡変調信号を生成する場合に遭遇したドリフトの問題を改善し、高価なアナログ乗算器を用いずに高精度な回路を用いずにすみ、システムコスト（装置価格）の上昇を抑えることができた。
その結果、図３に例示した変調信号生成回路１におけるアナログ乗算回路１１、１２を用いて平衡変調信号を生成する場合に遭遇したドリフトの問題を改善し、高価なアナログ乗算器を用いずに高精度な回路を用いずにすみ、システムコスト（装置価格）の上昇を抑えることができた。
しかしながら、図４に図解した変調信号生成回路２において、変調信号に正弦波と同一の位相と周期を持つ矩形波を用いるため、依然として、位相変調信号に不要な成分を含むという課題に遭遇する。以下、その意味を述べる。
矩形波変調信号生成回路２１からの矩形波変調信号ＲｓｉｎＴおよび９０°デジタル移相回路２２からの矩形波変調信号ＲｃｏｓＴは、基本波の振幅を１として正規化すると、式（３）で表すことができる。
第１チャンネルＣＨ１側のセンサ信号ｃｏｓＸ（ＣＨ１）の平衡変調信号Ｂｃ（Ｔ）、および、第２チャンネルＣＨ２側のセンサ信号ｓｉｎＸ（ＣＨ２）の平衡変調信号Ｂｓ（Ｔ）は、式（４）に示すものとなる。
この式（４）には、奇数次高調波で平衡変調された不要な平衡変調信号が重畳されている。したがって、図４に図解した変調信号生成回路２の加算回路２７から出力される位相変調信号ｅpm(T) は、式（５）に示すように、たとえば、３次、５次、７次などの奇数次の高調波で変調された不要な位相変調信号が重畳される。
第３実施の形態
第３実施の形態は、第２実施の形態おける上記課題を克服する。
上述した奇数次の高調波で変調された不要な位相変調信号が重畳することを改善するため、第３実施の形態においては、（１）矩形波変調信号を用いてアナログスイッチを制御して平衡変調信号Ｂｓ（Ｔ）、Ｂｃ（Ｔ）を得ると共に、（２）さらに、変調信号の周期Ｔを複数の区間に分割し、その区間毎の正弦波の振幅と等価になるように差動アンプの利得を制御する手段を設けて、平衡変調回路（たとえば、図４のアナログスイッチ２３、差動アンプ２５の直列回路）に重畳する基本波に隣接した奇数次高調波成分を大きく減衰させるように構成する。それにより、減衰量の少ないＬＰＦで高品質で不要な位相回転が少ない位相変調信号を得ることができる。
さらに好ましくは、（３）各チャンネルの平衡変調信号Ｂｃ（Ｔ）、Ｂｓ（Ｔ）を電流的に加算する手段を設けることにより、チャンネル毎に必要であった差動アンプと、各チャンネルから出力される平衡変調信号を合成して位相変調信号に変換するための回路を、１回路の差動アンプに置き変えることが可能となる。それにより、一層、システムの小型化と低コスト化に効果を発揮する。
第３実施の形態は、第２実施の形態おける上記課題を克服する。
上述した奇数次の高調波で変調された不要な位相変調信号が重畳することを改善するため、第３実施の形態においては、（１）矩形波変調信号を用いてアナログスイッチを制御して平衡変調信号Ｂｓ（Ｔ）、Ｂｃ（Ｔ）を得ると共に、（２）さらに、変調信号の周期Ｔを複数の区間に分割し、その区間毎の正弦波の振幅と等価になるように差動アンプの利得を制御する手段を設けて、平衡変調回路（たとえば、図４のアナログスイッチ２３、差動アンプ２５の直列回路）に重畳する基本波に隣接した奇数次高調波成分を大きく減衰させるように構成する。それにより、減衰量の少ないＬＰＦで高品質で不要な位相回転が少ない位相変調信号を得ることができる。
さらに好ましくは、（３）各チャンネルの平衡変調信号Ｂｃ（Ｔ）、Ｂｓ（Ｔ）を電流的に加算する手段を設けることにより、チャンネル毎に必要であった差動アンプと、各チャンネルから出力される平衡変調信号を合成して位相変調信号に変換するための回路を、１回路の差動アンプに置き変えることが可能となる。それにより、一層、システムの小型化と低コスト化に効果を発揮する。
以下、図６〜図９を参照して第３実施の形態について詳述する。
図６は第３実施の形態にかかる変調信号生成回路３の全体構成を示す。
図７は図６における可変利得差動アンプの詳細構成を示す。
図８は図７に図解した可変利得差動アンプの動作タイミングを示す図である。
図９は多値の変調波を示す図である。
図６は第３実施の形態にかかる変調信号生成回路３の全体構成を示す。
図７は図６における可変利得差動アンプの詳細構成を示す。
図８は図７に図解した可変利得差動アンプの動作タイミングを示す図である。
図９は多値の変調波を示す図である。
図６に図解した変調信号生成回路３は、矩形波変調信号生成回路３１と、信号発生回路３２と、第１、第２アナログスイッチ３３、３５、第１、第２可変利得型差動アンプ（ＧＡ）３４、３６、加算回路３７、および、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３８を有する。
矩形波変調信号生成回路３１は、図４を参照して述べた矩形波変調信号生成回路２１と同様、矩形波（パルス）の変調信号ＲｓｉｎＴを出力する。
信号発生回路３２は、図４を参照して述べた９０°デジタル移相回路２２と同様、矩形波変調信号生成回路３１からの変調信号ＲｓｉｎＴを９０°位相した矩形波の変調信号ＲｃｏｓＴを生成する他、第１および第２の利得制御信号ＧＳＴＬおよびＧＣＴＬを生成する。
なお、矩形波の変調信号ＲｓｉｎＴと変調信号ＲｃｏｓＴとは互いに直交している。矩形波の変調信号ＲｓｉｎＴは、信号ｓｉｎＴと同一周期で同一位相である。矩形波の変調信号ＲｃｏｓＴは、信号ｃｏｓＴと同一周期で同一位相である。
信号発生回路３２は、図４を参照して述べた９０°デジタル移相回路２２と同様、矩形波変調信号生成回路３１からの変調信号ＲｓｉｎＴを９０°位相した矩形波の変調信号ＲｃｏｓＴを生成する他、第１および第２の利得制御信号ＧＳＴＬおよびＧＣＴＬを生成する。
なお、矩形波の変調信号ＲｓｉｎＴと変調信号ＲｃｏｓＴとは互いに直交している。矩形波の変調信号ＲｓｉｎＴは、信号ｓｉｎＴと同一周期で同一位相である。矩形波の変調信号ＲｃｏｓＴは、信号ｃｏｓＴと同一周期で同一位相である。
アナログスイッチ３３、３５は、図５を参照して述べた第１、第２アナログスイッチ２３、２４と同様であり、第１チャンネルＣＨ１のセンサ信号ｃｏｓＸと第２チャンネルＣＨ２のセンサ信号ｓｉｎＸを矩形波の変調信号ＲｓｉｎＴと変調信号ＲｃｏｓＴとで変調して、それぞれ、第１、第２可変利得型差動アンプ（ＧＡ）３４、３６に出力する。
アナログスイッチ３３と可変利得型差動アンプ（ＧＡ）３４の直列回路、および、アナログスイッチ３５と可変利得型差動アンプ（ＧＡ）３６の直列回路とは、それぞれ、平衡変調信号Ｂｃ（Ｔ）、Ｂｓ（Ｔ）を生成する。
なお、本実施の形態においては、第１、第２の利得制御信号ＧＳＴＬおよびＧＣＴＬにより第１、第２可変利得型差動アンプ（ＧＡ）３５、３６の利得が制御される。
なお、本実施の形態においては、第１、第２の利得制御信号ＧＳＴＬおよびＧＣＴＬにより第１、第２可変利得型差動アンプ（ＧＡ）３５、３６の利得が制御される。
図７に図解した可変利得差動アンプ、たとえば、代表して、第１可変利得型差動アンプ（ＧＡ）３４について述べると、ＧＡ３４は、差動アンプ３４１と、信号発生回路３２から出力される利得制御信号ＧＳＴＬによって、差動アンプ３４１の入力側に設けられたアナログスイッチ３４２をオン・オフすることにより差動アンプ３４１の入力側の抵抗素子を、抵抗素子Ｒ１か抵抗素子Ｒｐかのいずれかを選択可能としている。
差動アンプ３４１の増幅率（利得）は、負帰還抵抗素子Ｒ２の抵抗値と入力抵抗素子の抵抗値の比率で規定（決定）されるから、信号発生回路３２から出力される利得制御信号ＧＳＴＬによって差動アンプ３４１の入力抵抗素子を、抵抗素子Ｒ１か抵抗素子Ｒｐかのいずれかに選択することにより可変利得型差動アンプ（ＧＡ）３４の利得を制御することができる。
利得制御信号ＧＳＴＬによりスイッチ３４２がオフにされたときの第１利得Ｇ１は、Ｇ１＝Ｒ２／Ｒ１であり、利得制御信号ＧＳＴＬによりスイッチ３４２がオンにされたときの第１利得Ｇ２は、Ｇ２＝Ｒ２／（Ｒ１／Ｒｐ）である。
なお、上記Ｒ１、Ｒ２、Ｒｐは、抵抗素子Ｒ１、Ｒ２、Ｒｐの抵抗値を示す。
このように、第３実施の形態においては、信号発生回路３２から出力される第１、第２の利得制御信号ＧＳＴＬ、ＧＣＴＬによって、それぞれ、２通りの利得（増幅率）Ｇ１およびＧ２を選択（制御）可能となっている。
差動アンプ３４１の増幅率（利得）は、負帰還抵抗素子Ｒ２の抵抗値と入力抵抗素子の抵抗値の比率で規定（決定）されるから、信号発生回路３２から出力される利得制御信号ＧＳＴＬによって差動アンプ３４１の入力抵抗素子を、抵抗素子Ｒ１か抵抗素子Ｒｐかのいずれかに選択することにより可変利得型差動アンプ（ＧＡ）３４の利得を制御することができる。
利得制御信号ＧＳＴＬによりスイッチ３４２がオフにされたときの第１利得Ｇ１は、Ｇ１＝Ｒ２／Ｒ１であり、利得制御信号ＧＳＴＬによりスイッチ３４２がオンにされたときの第１利得Ｇ２は、Ｇ２＝Ｒ２／（Ｒ１／Ｒｐ）である。
なお、上記Ｒ１、Ｒ２、Ｒｐは、抵抗素子Ｒ１、Ｒ２、Ｒｐの抵抗値を示す。
このように、第３実施の形態においては、信号発生回路３２から出力される第１、第２の利得制御信号ＧＳＴＬ、ＧＣＴＬによって、それぞれ、２通りの利得（増幅率）Ｇ１およびＧ２を選択（制御）可能となっている。
利得制御のタイミングと利得の変化は、期間ｔ0 〜ｔ7 を１単位周期Ｔ（１／ｆc ）として、図８に例示したものとなる。
図８は、ｃｏｓＸ側のセンサ信号について、第１チャンネルＣＨ１側の変調信号ＲｓｉｎＴと利得制御信号ＧＳＴＬのタイミングチャートと各々のタイミングにおいて選択される利得の関係を示したものである。
本実施の形態においては、矩形波変調信号ＲｓｉｎＴが”Ｈ（ハイ）”および”Ｌ（ロー）”となる中央部分で、信号発生回路３２からハイレベルの利得制御信号ＧＳＴＬが出力され、利得の絶対値が大きくなるように制御される。その理由は図９を参照して述べる。
図８は、ｃｏｓＸ側のセンサ信号について、第１チャンネルＣＨ１側の変調信号ＲｓｉｎＴと利得制御信号ＧＳＴＬのタイミングチャートと各々のタイミングにおいて選択される利得の関係を示したものである。
本実施の形態においては、矩形波変調信号ＲｓｉｎＴが”Ｈ（ハイ）”および”Ｌ（ロー）”となる中央部分で、信号発生回路３２からハイレベルの利得制御信号ＧＳＴＬが出力され、利得の絶対値が大きくなるように制御される。その理由は図９を参照して述べる。
図９は、周期時間Ｔc に対して変調信号ＲｓｉｎＴと利得制御信号ＧＳＴＬとの組合せによって８分割される時刻ｔ0 〜ｔ7 の中間位置における利得Ｇ１およびＧ２と、正弦波信号ｓｉｎＴの値との関係を示したものである。
単位周期Ｔc （＝１／ｆc ）が、複数に分割、たとえば、８分割された時刻ｔ0 〜ｔ7
の中間値における利得が該位置における正弦波信号ｓｉｎＴの値と同一の比率になるようにすることが好ましい。たとえば、利得比Ｇ２／Ｇ１の絶対値の絶対値Ｇ２／Ｇ１（ａｂｓ）＝ｓｉｎ６７．５°／ｓｉｎ２２．５°＝２．４１４となるように設定するのが好都合である。
これにより、図９において、実線が示した多値の矩形波の励磁信号（変調信号）ＲｓｉｎＴおよびＲｃｏｓＴは、利得制御信号ＧＳＴＬとの組合わせより、図９に波線で例示したように、正弦波の変調信号ｓｉｎＴの信号波形に近似された多値の変調信号と等価に機能する。
単位周期Ｔc （＝１／ｆc ）が、複数に分割、たとえば、８分割された時刻ｔ0 〜ｔ7
の中間値における利得が該位置における正弦波信号ｓｉｎＴの値と同一の比率になるようにすることが好ましい。たとえば、利得比Ｇ２／Ｇ１の絶対値の絶対値Ｇ２／Ｇ１（ａｂｓ）＝ｓｉｎ６７．５°／ｓｉｎ２２．５°＝２．４１４となるように設定するのが好都合である。
これにより、図９において、実線が示した多値の矩形波の励磁信号（変調信号）ＲｓｉｎＴおよびＲｃｏｓＴは、利得制御信号ＧＳＴＬとの組合わせより、図９に波線で例示したように、正弦波の変調信号ｓｉｎＴの信号波形に近似された多値の変調信号と等価に機能する。
これらの等価な信号をＲｓｉｎＴeqおよびＲｃｏｓＴeqとすると（記号eqは、等価を示す）、式（６）で表すことができる。
したがって、加算回路３７から出力される位相変調信号ｅpmは、式（７）で表すものとなる。
このように、第３実施の形態では、図１を参照して述べた正弦波の変調信号ｓｉｎＴと等価の多値の矩形波の励磁信号（変調信号）ＲｓｉｎＴを用いて、アナログスイッチ３３、３５のスイッチ制御（オン・オフ制御）、および、第１、第２の利得制御信号ＧＳＴＬ、ＧＣＴＬを用いて可変利得型差動アンプ（ＧＡ）３４、３６の利得制御を行って平衡変調信号Ｂｃ（Ｔ）、Ｂｓ（Ｔ）を生成している。
その結果、たとえば、式３と式８とを対比すると、式３における奇数高調波成分、たとえば、３次高調波成分は０．３３、５次高調波成分は０．２、７次高調波成分は０．１４であったが、式７における奇数高調波成分は、たとえば、３次高調波成分は０．０２５、５次高調波成分は０．０１６と、それぞれ約１／１０に減少している。
このことは、高調波成分が減少することに加えて図６に図解した生成回路３におけるローパスフィルタ（ＬＰＦ）３８が簡単な回路構成ですむという利点がある。
すなわち、第３実施の形態の生成回路３は、ドリフトの影響を受けにくく、かつ歪みと位相回転量の少ない位相変調信号を生成可能である。
その結果、たとえば、式３と式８とを対比すると、式３における奇数高調波成分、たとえば、３次高調波成分は０．３３、５次高調波成分は０．２、７次高調波成分は０．１４であったが、式７における奇数高調波成分は、たとえば、３次高調波成分は０．０２５、５次高調波成分は０．０１６と、それぞれ約１／１０に減少している。
このことは、高調波成分が減少することに加えて図６に図解した生成回路３におけるローパスフィルタ（ＬＰＦ）３８が簡単な回路構成ですむという利点がある。
すなわち、第３実施の形態の生成回路３は、ドリフトの影響を受けにくく、かつ歪みと位相回転量の少ない位相変調信号を生成可能である。
変形態様（１）
図６に図解した生成回路３における加算回路３７において、第１チャンネルＣＨ１の平衡変調信号Ｂｃ（Ｔ）と第２チャンネルＣＨ２の平衡変調信号Ｂｓ（Ｔ）とを加算して、位相変調信号ｅpmを得ているが、加算回路３７を減算回路に代えても位相変調信号ｅpmを得ることができる。そのときの位相変調信号ｅpmは式（８）となる。
なお、この場合は、変位ｘに対して位相変調信号ｅpmの位相の変化する方向が、進み位相、遅れ位相が変わる。
図６に図解した生成回路３における加算回路３７において、第１チャンネルＣＨ１の平衡変調信号Ｂｃ（Ｔ）と第２チャンネルＣＨ２の平衡変調信号Ｂｓ（Ｔ）とを加算して、位相変調信号ｅpmを得ているが、加算回路３７を減算回路に代えても位相変調信号ｅpmを得ることができる。そのときの位相変調信号ｅpmは式（８）となる。
なお、この場合は、変位ｘに対して位相変調信号ｅpmの位相の変化する方向が、進み位相、遅れ位相が変わる。
変形態様（２）
上述した実施の形態において、センサ信号ｃｏｓＸについての利得制御信号ＧＳＴＬ、センサ信号ｓｉｎＸについての利得制御信号ＧＣＴＬは、周期期間Ｔc 内で、第１、第２可変利得型差動アンプ（ＧＡ）３５、３６の利得の絶対値が大きくなる期間、ハイレベルとなる、オン・オフ信号である。
第１、第２可変利得型差動アンプ（ＧＡ）３５、３６の利得を３以上の多段階に切り換える場合は、たとえば、図７に図解した回路において、抵抗素子Ｒｐを複数設けて、複数の抵抗素子Ｒｐを選択するスイッチも多数設けて、複数のスイッチを切り換える利得制御信号ＧＳＴＬ（ＧＣＴＬ）もスイッチに応じて多数設け、利得制御信号ＧＳＴＬ（ＧＣＴＬ）をタイミングに応じてオン・オフするように構成する。
上述した実施の形態において、センサ信号ｃｏｓＸについての利得制御信号ＧＳＴＬ、センサ信号ｓｉｎＸについての利得制御信号ＧＣＴＬは、周期期間Ｔc 内で、第１、第２可変利得型差動アンプ（ＧＡ）３５、３６の利得の絶対値が大きくなる期間、ハイレベルとなる、オン・オフ信号である。
第１、第２可変利得型差動アンプ（ＧＡ）３５、３６の利得を３以上の多段階に切り換える場合は、たとえば、図７に図解した回路において、抵抗素子Ｒｐを複数設けて、複数の抵抗素子Ｒｐを選択するスイッチも多数設けて、複数のスイッチを切り換える利得制御信号ＧＳＴＬ（ＧＣＴＬ）もスイッチに応じて多数設け、利得制御信号ＧＳＴＬ（ＧＣＴＬ）をタイミングに応じてオン・オフするように構成する。
変形態様（３）
上記変形態様（２）に関連して、図９に例示した、多値の励磁信号（変調信号）ＲｓｉｎＴおよびＲｃｏｓＴを、多段階に制御される利得に応じて、正弦波変調信号ｓｉｎＴに一層近似する階段状に変換する変調信号とすることできる。
このように、本発明において、利得の制御は、上記例示した２段階には限定されず、３以上の多段階とすることができる。
上記変形態様（２）に関連して、図９に例示した、多値の励磁信号（変調信号）ＲｓｉｎＴおよびＲｃｏｓＴを、多段階に制御される利得に応じて、正弦波変調信号ｓｉｎＴに一層近似する階段状に変換する変調信号とすることできる。
このように、本発明において、利得の制御は、上記例示した２段階には限定されず、３以上の多段階とすることができる。
第４実施の形態
図１０〜図１３を参照して本発明の第４実施の形態について述べる。
第４実施の形態は、第３実施の形態の回構成をさらに改良したものである。
図１０に図解した変調信号生成回路４は、図６に図解の変調信号生成回路３における、矩形波変調信号生成回路３１と同様の矩形波変調信号生成回路４１、信号発生回路３２に類似する信号発生回路４２、アナログスイッチ３３、３４と同様のアナログスイッチ４３、４５、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３８と同様のＬＰＦ４８を有する。
図１０に図解した変調信号生成回路４において、図６に図解した第１、第２可変利得型差動アンプ（ＧＡ）３４、３６に代えて１つの加算・利得制御回路４４を設けている。
図１０〜図１３を参照して本発明の第４実施の形態について述べる。
第４実施の形態は、第３実施の形態の回構成をさらに改良したものである。
図１０に図解した変調信号生成回路４は、図６に図解の変調信号生成回路３における、矩形波変調信号生成回路３１と同様の矩形波変調信号生成回路４１、信号発生回路３２に類似する信号発生回路４２、アナログスイッチ３３、３４と同様のアナログスイッチ４３、４５、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３８と同様のＬＰＦ４８を有する。
図１０に図解した変調信号生成回路４において、図６に図解した第１、第２可変利得型差動アンプ（ＧＡ）３４、３６に代えて１つの加算・利得制御回路４４を設けている。
図１１は加算・利得制御回路４４の回路構成を示す。
加算・利得制御回路４４は、演算増幅回路４４１と、負帰還抵抗素子Ｒ２と、信号発生回路４２からの利得制御信号ＧＳＴＬによってオン・オフ制御されるアナログスイッチ回路４４２、４４３と、複数の第１入力抵抗素子Ｒ１と、複数の第２入力抵抗素子Ｒｐ、第１、第２の電流加算点（ノード）ＳＰｎ、ＳＰｐを有する。
加算・利得制御回路４４において、利得制御信号ＧＳＴＬ（またはＧＣＴＬ）により、演算増幅回路４４１の入力抵抗素子を切り替え、演算増幅回路４４１の利得を変化させることは、図７を参照して述べた方法と同様である。
加算・利得制御回路４４は、演算増幅回路４４１と、負帰還抵抗素子Ｒ２と、信号発生回路４２からの利得制御信号ＧＳＴＬによってオン・オフ制御されるアナログスイッチ回路４４２、４４３と、複数の第１入力抵抗素子Ｒ１と、複数の第２入力抵抗素子Ｒｐ、第１、第２の電流加算点（ノード）ＳＰｎ、ＳＰｐを有する。
加算・利得制御回路４４において、利得制御信号ＧＳＴＬ（またはＧＣＴＬ）により、演算増幅回路４４１の入力抵抗素子を切り替え、演算増幅回路４４１の利得を変化させることは、図７を参照して述べた方法と同様である。
図６に図解した生成回路３においては、図７に図解した可変利得型差動アンプ（ＧＡ）３５を２系統用いているが、加算・利得制御回路４４においては図１１に図解した１系統の回路ですみ、回路構成が一層簡単である。
加算・利得制御回路４４の動作を述べる。
アナログスイッチ４３によって平衡変調された第１チャンネルＣＨ１側の出力電圧Ｅ１−およびＥ１＋は、抵抗素子Ｒ１およびＲｐを介して差動アンプ４４１の反転端子（−）および非反転端子（＋）に、また、第２チャンネルＣＨ２側の出力電圧Ｅ２−およびＥ２も抵抗素子Ｒ１およびＲｐを介して差動アンプ４４１の反転端子（−）および非反転端子（＋）に入力されている。
アナログスイッチ４３によって平衡変調された第１チャンネルＣＨ１側の出力電圧Ｅ１−およびＥ１＋は、抵抗素子Ｒ１およびＲｐを介して差動アンプ４４１の反転端子（−）および非反転端子（＋）に、また、第２チャンネルＣＨ２側の出力電圧Ｅ２−およびＥ２も抵抗素子Ｒ１およびＲｐを介して差動アンプ４４１の反転端子（−）および非反転端子（＋）に入力されている。
ここで、差動アンプ４４１が、誤差、ドリフトなどがない理想アンプであると仮定すると、反転入力端子（−）および非反転入力端子（＋）は仮想接地と考えて良く、第１チャンネルＣＨ１側の出力電圧Ｅ１−およびＥ１＋は、抵抗素子Ｒ１およびＲｐによって、入力電圧に対応する電流Ｉ1nおよびＩ1pに、第２チャンネルＣＨ２側の出力電圧Ｅ２−およびＥ２＋も抵抗素子Ｒ１およびＲｐによって、入力電圧に対応する電流Ｉ2nおよびＩ2pに変換される。
第１チャンネルＣＨ１側の電流Ｉ1nおよび第２チャンネルＣＨ２側の電流Ｉ2nは電流加算点ＳＰｎで、第１チャンネルＣＨ１側の電流Ｉ2nおよび第２チャンネルＣＨ２側の電流Ｉ2pは電流加算点ＳＰｐで加算され（結合され）、それぞれ、差動アンプ４４１の反転端子（−）および非反転端子（＋）に接続されている。
第１チャンネルＣＨ１側の電流Ｉ1nおよび第２チャンネルＣＨ２側の電流Ｉ2nは電流加算点ＳＰｎで、第１チャンネルＣＨ１側の電流Ｉ2nおよび第２チャンネルＣＨ２側の電流Ｉ2pは電流加算点ＳＰｐで加算され（結合され）、それぞれ、差動アンプ４４１の反転端子（−）および非反転端子（＋）に接続されている。
ここで、差動アンプ４４１の入力端子には電流が流れないので、合成された電流（Ｉ1n＋Ｉ2n）および電流（Ｉ1p＋Ｉ2p）はそれぞれ反転端子（−）と出力端子間に接続されて抵抗素子Ｒ２および非反転端子（＋）とＧＮＤ間に接続されて抵抗素子Ｒ２に流れ、結果として第２チャンネルＣＨ２側の出力電圧と第１チャンネルＣＨ１側の出力電圧の差動演算が行われ、差動アンプの出力端子には上述した式（８）に示す位相変調信号が得られる。
このように、第４実施の形態は第３実施の形態と同様に動作し、第３実施の形態より回路構成が簡単になっている。
このように、第４実施の形態は第３実施の形態と同様に動作し、第３実施の形態より回路構成が簡単になっている。
変形態様
第３実施の形態および第４実施の形態においては、２チャンネルのセンサからはシングルエンドの出力信号ｃｏｓｘまたはｓｉｎｘが得られるものとして説明しているが、ＭＲセンサを含め多くの磁気センサは相補 (差動) 型の出力ｃｏｓｘ、−ｃｏｓｘ、または、ｓｉｎｘ、−ｓｉｎｘを出力する端子を備えている。
そのため、実質的な平衡変調処理を担うアナログスイッチ部は、好ましくは、図１２に示すように、相補（差動）型の出力端子を持つセンサにも対応可能なこと、また、利得制御部は、好ましくは、図１３に示すように、直列に接続された利得制御抵抗素子Ｒ１、Ｒｓとスイッチで実現可能なことは言うまでもない。
第３実施の形態および第４実施の形態においては、２チャンネルのセンサからはシングルエンドの出力信号ｃｏｓｘまたはｓｉｎｘが得られるものとして説明しているが、ＭＲセンサを含め多くの磁気センサは相補 (差動) 型の出力ｃｏｓｘ、−ｃｏｓｘ、または、ｓｉｎｘ、−ｓｉｎｘを出力する端子を備えている。
そのため、実質的な平衡変調処理を担うアナログスイッチ部は、好ましくは、図１２に示すように、相補（差動）型の出力端子を持つセンサにも対応可能なこと、また、利得制御部は、好ましくは、図１３に示すように、直列に接続された利得制御抵抗素子Ｒ１、Ｒｓとスイッチで実現可能なことは言うまでもない。
基本原理
好ましくは実施の形態として、第３実施の形態および第４実施の形態に関連して、その基本原理を整理して述べる。
好ましくは実施の形態として、第３実施の形態および第４実施の形態に関連して、その基本原理を整理して述べる。
第１の手法
本発明においては、センサ信号と変調信号の乗算処理を行う「アナログ乗算器」を、デジタル信号で駆動されるアナログスイッチと差動アンプ（演算増幅回路）に置き換える。それにより、磁気センサのコストの問題とドリフトの問題とを解決する。
本発明においては、センサ信号と変調信号の乗算処理を行う「アナログ乗算器」を、デジタル信号で駆動されるアナログスイッチと差動アンプ（演算増幅回路）に置き換える。それにより、磁気センサのコストの問題とドリフトの問題とを解決する。
第２の手法
第１の手法と共に、デジタル信号を用いて平衡変調処理を行うことによって発生するキャリア周波数ｆc の高次成分（理論的には奇数次信号成分）とセンサ信号との乗算によって生成する不要な高次の平衡変調信号の重畳に伴う信号品質の悪化（低下）を抑制するため、変調信号の１周期区間を複数の区間に分割し（たとえば、図９）、これら区間における差動アンプの利得をデジタル的に制御可能な手段を設け、変調信号の各期間毎の信号振幅を等価的に正弦波信号の振幅に近似させる。
その結果、キャリア周波数ｆc に隣接する高次の変調信号の発生を大幅に低減し（たとえば、式（７））、減衰量の小さな低域フイルタ（ＬＰＦ）（たとえば、図６、ＬＰＦ３８、図１０、ＬＰＦ４８）を用いて位相変調信号を生成可能とし、信号遅延が少なく高品質な位相変調信号を生成を実現している。
第１の手法と共に、デジタル信号を用いて平衡変調処理を行うことによって発生するキャリア周波数ｆc の高次成分（理論的には奇数次信号成分）とセンサ信号との乗算によって生成する不要な高次の平衡変調信号の重畳に伴う信号品質の悪化（低下）を抑制するため、変調信号の１周期区間を複数の区間に分割し（たとえば、図９）、これら区間における差動アンプの利得をデジタル的に制御可能な手段を設け、変調信号の各期間毎の信号振幅を等価的に正弦波信号の振幅に近似させる。
その結果、キャリア周波数ｆc に隣接する高次の変調信号の発生を大幅に低減し（たとえば、式（７））、減衰量の小さな低域フイルタ（ＬＰＦ）（たとえば、図６、ＬＰＦ３８、図１０、ＬＰＦ４８）を用いて位相変調信号を生成可能とし、信号遅延が少なく高品質な位相変調信号を生成を実現している。
第３の手法
さらに好ましくは、アナログスイッチと差動アンプ（差動増幅回路）で構成されていた２組の平衡変調信号生成手段と、これらの出力を合成して位相変調信号に変換していた位相変調信号合成手段とを、２組のアナログスイッチと、各アナログスイッチからの出力を電流的に加算する手段と１組の差動アンプで置き変える（たとえば、図１０における、加算・利得制御回路４４）。
それにより、磁気センサの回路の規模を削減し、さらなる小型化を実現し、かつ低コストで位相変調信号を生成可能とする。
さらに好ましくは、アナログスイッチと差動アンプ（差動増幅回路）で構成されていた２組の平衡変調信号生成手段と、これらの出力を合成して位相変調信号に変換していた位相変調信号合成手段とを、２組のアナログスイッチと、各アナログスイッチからの出力を電流的に加算する手段と１組の差動アンプで置き変える（たとえば、図１０における、加算・利得制御回路４４）。
それにより、磁気センサの回路の規模を削減し、さらなる小型化を実現し、かつ低コストで位相変調信号を生成可能とする。
以下、上記による利点を詳述する。
スケールとセンサ相対変位ｘに対応して出力される２相の直交信号をｃｏｓＸ、ｓｉｎＸ、変調信号の周期時間をＴc （＝１／ｆc ）、変調信号の角変位をＴ（＝ 2πｔ／Ｔc
[s] ）とし、ｃｏｓＸ信号を出力する側を第１チャンネルＣＨ１、ｓｉｎＸ信号を出力する側を第２チャンネルＣＨ２として、本発明による利点を述べる。
スケールとセンサ相対変位ｘに対応して出力される２相の直交信号をｃｏｓＸ、ｓｉｎＸ、変調信号の周期時間をＴc （＝１／ｆc ）、変調信号の角変位をＴ（＝ 2πｔ／Ｔc
[s] ）とし、ｃｏｓＸ信号を出力する側を第１チャンネルＣＨ１、ｓｉｎＸ信号を出力する側を第２チャンネルＣＨ２として、本発明による利点を述べる。
第１の利点
たとえば、磁気ヘッドを用いた変位量検出装置においては、専用の励磁巻線にｃｏｓ（Ｔ／２）、または、ｓｉｎ（Ｔ／２）なる励磁信号を加えることにより、第１チャンネルＣＨ１の信号巻線からはスケール部と磁気ヘッドとの相対変位ｘに応じて上記励磁信号の２倍のキャリア周波数で平衡変調されたｃｏｓＴ・ｓｉｎＸの平衡変調信号が出力され、第２チャンネルＣＨ２の信号巻線からはｓｉｎＴ・ｃｏｓＸなる平衡変調信号が出力される。これらの平衡変調信号を合成することにより式（２）に示す位相変調信号ｅpmを取り出すことができる。
たとえば、磁気ヘッドを用いた変位量検出装置においては、専用の励磁巻線にｃｏｓ（Ｔ／２）、または、ｓｉｎ（Ｔ／２）なる励磁信号を加えることにより、第１チャンネルＣＨ１の信号巻線からはスケール部と磁気ヘッドとの相対変位ｘに応じて上記励磁信号の２倍のキャリア周波数で平衡変調されたｃｏｓＴ・ｓｉｎＸの平衡変調信号が出力され、第２チャンネルＣＨ２の信号巻線からはｓｉｎＴ・ｃｏｓＸなる平衡変調信号が出力される。これらの平衡変調信号を合成することにより式（２）に示す位相変調信号ｅpmを取り出すことができる。
また、磁気式エンコーダに用いられるホール素子やスケール目盛に対して素子がすだれ状に配置された、所謂、すだれ型ＭＲセンサにおいては、電源供給端子と信号出力端子とがそれぞれのチャンネル毎に独立して出力されているので、電源供給用のＶcc端子とＧＮＤ端子に励磁信号を供給するように構成すれば、磁気ヘッドと同様に、信号端子から直接平衡変調信号を取り出すことができ、これら２組の平衡変調信号を合成することにより位相変調信号を取り出すことができる。
しかしながら、市販されているＭＲセンサの多くは電源端子にＤＣ電圧を供給して使用することを想定しているため、たとえば、図１および図２に例示したように、等価回路ではチャンネル毎のＶcc端子やＧＮＤ端子が独立した構造になっていないことも多く、励磁方式によって位相変調信号を取り出すことが困難であった。
しかしながら、市販されているＭＲセンサの多くは電源端子にＤＣ電圧を供給して使用することを想定しているため、たとえば、図１および図２に例示したように、等価回路ではチャンネル毎のＶcc端子やＧＮＤ端子が独立した構造になっていないことも多く、励磁方式によって位相変調信号を取り出すことが困難であった。
本発明は、変調方式によって位相変調信号を取り出すように構成されているため、電源供給用のＶcc端子とＧＮＤ端子がチャンネル毎に独立していない市販のＭＲセンサにおいても位相変調信号を用いた変位量検出装置を実現することができる。
以上の記述において、磁気センサとして、主として、ＭＲセンサを例示して述べたが、本発明の磁気センサは、ＭＲセンサにかぎらず、ＧＭＲセンサ、磁気ヘッド、その他の上記例示した検出センサに適用できることは言うまでもない。
本発明は、磁気センサに限らず、ホール素子、ＴＭＲセンサなどを用いて位相変調信号を作成する生成回路にも適用可能である。
本発明は、磁気センサに限らず、ホール素子、ＴＭＲセンサなどを用いて位相変調信号を作成する生成回路にも適用可能である。
変位量検出装置
勿論、上記した位相変調信号を生成する生成回路を、たとえば、変位量検出装置に適用すれば、変調信号生成回路から出力される位相変調信号を用いて変位量検出装置から、検出した変位量、たとえば、変位ｘ、回転角θなどを得ることができる。
勿論、上記した位相変調信号を生成する生成回路を、たとえば、変位量検出装置に適用すれば、変調信号生成回路から出力される位相変調信号を用いて変位量検出装置から、検出した変位量、たとえば、変位ｘ、回転角θなどを得ることができる。
本発明の実施に際しては、上記例示には限定されず、本発明の技術思想を範囲で種々の変形態様をとることができる。
１、２、３、４…位相変調信号生成回路
３１、４１…矩形波変調信号生成回路、３２、４２…信号発生回路
３３、３５…アナログスイッチ、３４、３６…可変利得型差動アンプ（ＧＡ）
３７…加算回路、３８…ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
ＧＳＴＬ、ＧＣＴＬ…利得制御信号
３１、４１…矩形波変調信号生成回路、３２、４２…信号発生回路
３３、３５…アナログスイッチ、３４、３６…可変利得型差動アンプ（ＧＡ）
３７…加算回路、３８…ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
ＧＳＴＬ、ＧＣＴＬ…利得制御信号
したがって、本発明によれば、スケール部とセンサ部との相対変位をキャリア周波数（ｆc ）の位相変調信号として取り出し、該位相の変化から位相変調信号を生成する位相変調信号生成回路であって、
キャリア周波数がｆc で互いに直交する２相の矩形波信号と、該２相の矩形波信号が”ハイレベル”と”ローレベル”の区間の略中央部で活性化する利得制御信号を生成する制御信号生成手段と、
前記変位に対応して前記センサ部から出力される前記２相の直交信号を前記２相の矩形波信号に同期して開閉制御する２組の開閉制御手段と、
前記２組の開閉制御手段に対応して配設され、前記利得制御信号に同期して前記開閉制御手段からの信号の利得を制御する２組の利得制御手段と、
該２組の利得制御手段の出力を加算または減算して位相変調信号を生成する信号合成手段と、
該合成手段から出力される位相変調信号に重畳する不要な高調波成分除去する低域通過手段と
を有する、位相変調信号生成回路が提供される。
キャリア周波数がｆc で互いに直交する２相の矩形波信号と、該２相の矩形波信号が”ハイレベル”と”ローレベル”の区間の略中央部で活性化する利得制御信号を生成する制御信号生成手段と、
前記変位に対応して前記センサ部から出力される前記２相の直交信号を前記２相の矩形波信号に同期して開閉制御する２組の開閉制御手段と、
前記２組の開閉制御手段に対応して配設され、前記利得制御信号に同期して前記開閉制御手段からの信号の利得を制御する２組の利得制御手段と、
該２組の利得制御手段の出力を加算または減算して位相変調信号を生成する信号合成手段と、
該合成手段から出力される位相変調信号に重畳する不要な高調波成分除去する低域通過手段と
を有する、位相変調信号生成回路が提供される。
また本発明によれば、スケール部とセンサ部との相対変位をキャリア周波数ｆc の位相変調信号として取り出し、該位相の変化から位相変調信号を生成する位相変調信号生成回路であって、
キャリア周波数がｆc で互いに直交する２相の矩形波信号と、該２相の矩形波信号の論理が”ハイレベル”と”ローレベル”の区間の略中央部で活性化する利得制御信号を生成する制御信号生成手段と、
変位に対応して前記センサ部から出力される２相の直交信号を前記２相の矩形波信号に同期して開閉制御する手段と、
２組の変調信号の論理が”ハイレベル”と”ローレベル”の区間の略中央部で活性化する利得制御信号を生成する制御信号生成手段と、
前記開閉制御手段の出力のうち前記利得制御信号が活性化している区間における出力とを電流に変換して合成する２組の電流合成手段と、
該電流合成手段の出力を差動的に合成する１つの電流・電圧変換電圧手段と、
該電流・電圧変換手段からの出力に重畳する不要な高調波成分を除去する低域通過手段と
を有する、位相変調信号生成回路が提供される。
キャリア周波数がｆc で互いに直交する２相の矩形波信号と、該２相の矩形波信号の論理が”ハイレベル”と”ローレベル”の区間の略中央部で活性化する利得制御信号を生成する制御信号生成手段と、
変位に対応して前記センサ部から出力される２相の直交信号を前記２相の矩形波信号に同期して開閉制御する手段と、
２組の変調信号の論理が”ハイレベル”と”ローレベル”の区間の略中央部で活性化する利得制御信号を生成する制御信号生成手段と、
前記開閉制御手段の出力のうち前記利得制御信号が活性化している区間における出力とを電流に変換して合成する２組の電流合成手段と、
該電流合成手段の出力を差動的に合成する１つの電流・電圧変換電圧手段と、
該電流・電圧変換手段からの出力に重畳する不要な高調波成分を除去する低域通過手段と
を有する、位相変調信号生成回路が提供される。
Claims (5)
- スケール部とセンサ部との相対変位をキャリア周波数（ｆc ）の位相変調信号として取り出し、該位相の変化から位相変調信号を生成する位相変調信号生成回路であって、
キャリア周波数がｆc で互いに直交する２相の矩形波信号と、該２相の矩形波信号の論理が”Ｈ”および”Ｌ”の区間の略中央部で活性化する利得制御信号を生成する制御信号生成手段と、
前記変位に対応して前記センサ部から出力される前記２相の直交信号を前記２相の矩形波信号に同期して開閉制御する２組の開閉制御手段と、
前記２組の開閉制御手段に対応して配設され、前記利得制御信号に同期して前記開閉制御手段からの信号の利得を制御する２組の利得制御手段と、
該２組の利得制御手段の出力を加算または減算して位相変調信号を生成する信号合成手段と、
該合成手段から出力される位相変調信号に重畳する不要な高調波成分除去する低域通過手段と
を有する、位相変調信号生成回路。 - スケール部とセンサ部との相対変位をキャリア周波数ｆc の位相変調信号として取り出し、該位相の変化から位相変調信号を生成する位相変調信号生成回路であって、
キャリア周波数がｆc で互いに直交する２相の矩形波信号と、該２相の矩形波信号の論理が”Ｈ”および”Ｌ”の区間の略中央部で活性化する利得制御信号を生成する制御信号生成手段と、
変位に対応して前記センサ部から出力される２相の直交信号を前記２相の矩形波信号に同期して開閉制御する手段と、
２組の変調信号の論理が”Ｈ”および”Ｌ”の区間の略中央部で活性化する利得制御信号を生成する制御信号生成手段と、
前記開閉制御手段の出力のうち前記利得制御信号が活性化している区間における出力とを電流に変換して合成する２組の電流合成手段と、
該電流合成手段の出力を差動的に合成する１つの電流・電圧変換電圧手段と、
該電流・電圧変換手段からの出力に重畳する不要な高調波成分を除去する低域通過手段と
を有する、位相変調信号生成回路。 - 請求項１または２に記載の生成回路において、
前記２相の矩形波信号の１周期区間はＴc （１／ｆc ）であり、
前記利得制御信号が活性な時の前記利得制御手段の利得Ｇ２の絶対値Ｇ２（abs)と前記利得制御信号が非活性な時の利得制御手段の利得Ｇ１の絶対値Ｇ１（abs)との比率、すなわち、Ｇ２（abs)／Ｇ１（abs)、もしくは、前記利得制御信号が活性な時の前記電流・電圧変換手段からの出力電圧Ｖ２の絶対値Ｖ２（abs)と前記利得制御信号が非活性な時の前記電流・電圧変換手段からの出力電圧Ｖ１の絶対値Ｖ１(abs) との比率、すなわち、Ｖ２（abs)／Ｖ１（abs)を、前記２相の矩形波信号と同一の周期を有する正弦波信号が、正の値をとる区間（０＜Ｔc ＜π）２値および負の値をとる区間（π／≦Ｔc ≦２π）の２値に対応して設定したことを特徴とする、
位相変調信号生成回路。 - 前記制御信号生成手段は、第１の矩形の変調信号を生成する矩形波変調信号生成回路と、前記第１の矩形の変調信号を９０°移相し、利得制御信号を生成する信号発生回路とを有し、
前記変位に対応して前記センサ部から出力される前記２相の直交信号を前記２相の矩形波信号に同期して開閉制御する２組の開閉制御手段はアナログスイッチを有し、
前記２組の開閉制御手段に対応して配設され、前記利得制御信号に同期して前記開閉制御手段からの信号の利得を制御する２組の利得制御手段と、
前記信号合成手段は、前記２組の利得制御手段の出力を電流信号として加算または減算して位相変調信号を生成し、
前記低域通過手段は減衰量の小さなローパスフィルタである、
請求項１〜３のいずれかに記載の位相変調信号生成回路。 - 請求項１〜４のいずれかに記載の位相変調信号生成回路を有し、前記位相変調信号から相対変位を算出する変位量検出装置。
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