CN103378790A

CN103378790A - 用于三相旋转机械的控制设备

Info

Publication number: CN103378790A
Application number: CN2013101484125A
Authority: CN
Inventors: 铃木崇志
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2012-04-26
Filing date: 2013-04-25
Publication date: 2013-10-30
Anticipated expiration: 2033-04-25
Also published as: JP5556845B2; JP2013230019A; US20130285591A1; CN103378790B; US8952637B2

Abstract

本发明公开了一种用于三相旋转机械的控制设备，该三相旋转机械具有第一和第二绕组集（801,802），在所述控制设备中，电流反馈计算部（200）包括电流和控制器（31）与电流差控制器（32）。电流和控制器将第一和第二逆变器（601,602）输出的交变电流的电流命令值的和与感测到的电流值的和之间的误差乘以和增益，并计算电压命令值的和。电流差控制器将电流命令值的差与感测到的电流值之间的差之间的误差乘以差增益，并且计算电压命令值的差。在可变响应模式中，和增益与差增益之间的增益比根据参考频率而变化，使得电流和控制器与电流差控制器在响应上不同。

Description

用于三相旋转机械的控制设备

技术领域

本公开涉及用于三相旋转机械的控制设备。

背景技术

用于控制具有两个三相绕组集的三相旋转机械的驱动的已知控制设备包括用于一个单元的功率变换器和用于另一单元的功率变换器。每一功率变换器与对应的一个绕组集相关联。

例如，专利文献1（JP-A-2011-152027）公开了包括一个单元中的功率变换器和另一单元的功率变换器的控制设备。每一功率变换器将电流提供给三相电动机的两个绕组集中对应的一个。控制设备执行从两个功率变换器供应到对应的两个绕组集的电流之和的反馈控制。

控制设备可仅控制从两个功率变换器输出的电流的和。在这种情况下，如果两个单元阻抗不同，则这两个单元之间的电流差升高。电流差可能引起转矩波动并使得热特性变差（特别地，在低速旋转期间）。此外，如果偶然打开一个单元，则该单元中没有电流并且等价于两倍正常电流的过电流流经处于正常状态的另一单元。

发明内容

本公开的一个目标是为三相旋转机械提供控制设备，该控制设备能够减少转矩波动并且改善热特性。

根据本公开的一方面，控制设备用于具有彼此磁耦合的第一三相绕组集与第二三相绕组集的三相旋转机械。控制设备包括第一功率变换器、第二功率变换器、第一电流感测部、第二电流感测部以及包括电流和控制器与电流差控制器的电流反馈计算部。

第一功率变换器将第一交变电流输出到第一三相绕组集。第二功率变换器将第二交变电流输出到第二三相绕组集。控制设备控制交变电流之间的和以及差，交变电流在相位上彼此相差30°±60°×n的角度，其中n是整数。

第一电流感测部感测第一交变电流并且输出第一感测到的电流值。第二电流感测部感测第二交变电流并且输出第二感测到的电流值。

电流和控制器将和误差乘以和增益并且计算第一功率变换器的第一电压命令值与第二功率变换器的第二电压命令值的和。和误差是感测到的电流值的和与第一交变电流的第一电流命令值与第二交变电流的第二命令值的和之间的误差。

电流差控制器将差误差乘以差增益并且计算第一和第二电压命令值之间的差。差误差是感测到的电流值之间的差与电流命令值之间的差之间的误差。

电流反馈计算部以可变响应模式执行反馈控制，在可变响应模式中，和增益与差增益之间的增益比是变化的，使得电流和控制器与电流差控制器根据参考频率在响应上不同，该参考频率是第一和第二交变电流的频率。

当被供应电力时，第一和第二三相绕组集彼此磁耦合，产生互感。考虑互感的影响，例如，电流和控制器可基于三相旋转机械的逆模型计算第一和第二电流命令值的和，并且电流差控制器可基于该模型计算第一和第二电流命令值之间的差。

例如，这样的控制设备提供以下优点。

（1）控制设备控制两个功率变换器的电流和以及电流差。由于两个单元的电流差收敛到0，所以减少了转矩波动并且改善了热特性。通过适当地设置和增益以及差增益，控制设备限制一个单元中的过电流（如果另一单元出现故障并且另一单元中没有电流流过）。

（2）如果由基波与叠加在基波上的第五高次谐波组成的叠加波被dq转换，则第五分量变成第六应力分量。相反，这两个单元中的交变电流之间的相移(30±60×n)°在电流和的控制中在电角度上抵消了第六应力分量。

（3）在控制这两个单元的电流之间的和以及差中，如果当三相旋转机械在高速旋转时感应电压增加，则电流应力增加。当机械在高速旋转时，该应力可引起声音和/或振动。因此，通过这样改变增益比来使得电流和控制器与电流差控制器根据正比于该机械的速度的参考频率fr在响应上彼此不同，可抑制电流应力的影响，从而减少机械在高速旋转时的声音和/或振动。

附图说明

根据下面参考附图所做出的详细描述，本公开的上述和其他目标、特征和优点将变得更明显，其中相同的附图标记表示相同的部件并且在附图中：

图1是根据本公开的第一实施例的三相旋转机械的控制设备的电路图；

图2是应用控制设备的电动转向装置的示意图；

图3A是根据第一实施例的控制设备控制的三相旋转机械的侧视图；

图3B是当沿图3A中的箭头Z观察到的三相旋转机械的示意图；

图3C是用绕组的说明图的当沿图3A中的箭头Z观察时的三相旋转机械的定子的示意分解图；

图4是根据第一实施例的控制设备的框图；

图5是作为第一实施例的比较示例的说明电流和控制的框图；

图6是说明根据第一实施例的电流和控制与电流差控制的框图；

图7是说明互感的影响的电路图；

图8A-8C是说明考虑互感的影响的框图；

图9A-9C是说明包括互感的电流和控制的框图；

图10A-10C是说明包括互感的电流差控制的框图；

图11A是说明包括互感的电流和控制的dq轴模型的框图；

图11B是说明包括互感的电流差控制的dq轴模型的框图；

图12是使用dq轴模型绘制的电流和控制与电流差控制的框图；

图13是示出了基电流波和第五高次谐波的图；

图14A是说明当在电流和控制期间三相旋转机械在高速旋转时引起的电流应力的框图；

图14B是说明当在电流差控制期间三相旋转机械在高速旋转时引起的电流应力的框图;

图15是说明根据第一实施例的可变响应模式与固定响应模式之间的转换的示图；

图16是示出了根据第一实施例的参考频率与差/和增益比之间的关系的示图；

图17是示出了根据本公开的第二实施例的参考频率与差/和增益比之间的关系的示图；

图18是示出了根据本公开的第三实施例的参考频率与差/和增益比之间的关系的示图。

具体实施方式

下面将参考附图描述本公开的实施例。在实施例中，根据本公开的控制设备被应用到车辆的电动转向装置的三相电动机。

<第一实施例>

将参考图1-16描述本公开的第一实施例。

[用于三相旋转机械的控制设备的结构]

图2示出了包括电动转向装置1的转向系统90的整个结构。将转向轮91固定到转向轴92的顶部，其被提供感测该轴的转向转矩的转矩传感器94。转向轴92的底部具有与齿条97啮合的小齿轮96。一对轮子98通过拉杆等可旋转地连接到齿条97的两端。小齿轮96将转向轴92的旋转运动转换成齿条97的线性运动。转向装置1将该对轮子98转向根据齿条97的线性位移的角度。

转向装置1包括致动器2和减速齿轮89。致动器2将旋转轴旋转。齿轮89降低旋转轴的旋转并且将降低的旋转传送给转向轴92。

致动器2包括作为三相旋转机械的三相无刷电动机80和作为控制设备的ECU10。电动机80生成转向辅助转矩以在双方向旋转减速齿轮89。ECU10驱动电动机80。

ECU10包括控制器65和作为功率变换器的逆变器60，其根据来自控制器65的命令控制对电动机80的电力供应。旋转角度传感器85感测电动机80的旋转角度。传感器85可包括作为在电动机80中布置的磁生成部和在ECU10中布置的磁感测元件的磁体。

控制器65基于来自转矩传感器94的转向转矩信号、来自旋转角度传感器85的旋转角度信号等控制到逆变器60的输出。使用这个控制，致动器2生成转向辅助转矩以帮助转向轮91转向。另外，致动器2将所生成的转矩传送到转向轴92。

更详细地，如图1所示，电动机80包括第一三相绕组集801和第二三相绕组集802。

第一三相绕组集801包括U相绕组811、V相绕组812和W相绕组813。第二三相绕组集802包括U相绕组821、V相绕组822和W相绕组823。绕组集801和802彼此不电耦合，但通过电动机80产生的磁路彼此磁耦合。稍后将详细描述绕组集801和802的磁耦合。

逆变器60包括分别与绕组集801和802相关联的第一逆变器601和第二逆变器602。在下文中，每一逆变器601或602以及相关的绕组集801或802的组合将被称为“单元”。例如，第一逆变器601和第一三相绕组集801的组合提供第一单元，以及第二逆变器602和第二三相绕组集802的组合提供第二单元。

ECU10还包括电源继电器52、电容器53、第一电流传感器701和第二电流传感器702。第一和第二传感器701和702对应于第一和第二电流感测部。第一电流传感器701包括电流感测元件711-713。元件711-713分别感测从第一逆变器601供应到第一三相绕组集801的绕组811-813的相电流。第二电流传感器702包括电流感测元件721-723。元件721-723分别感测从第二逆变器602供应到第二三相绕组集802的绕组821-823的相电流。

电池51可以是12伏特直流电源。电源继电器52能够切断从电池51到逆变器601和602的电力供应。

电容器53与电池51并联连接。电容器53累积电荷、辅助到逆变器601和602的电力供应并且抑制诸如浪涌电流等的噪声内容。

第一逆变器601包括以桥电路连接的六个开关元件611-616来将电力供应切换给第一三相绕组集801的绕组811-813。开关元件611-616是金属氧化物半导体场效晶体管（metal oxide semiconductor field-effect transistor,MOSFET）。

高电位的MOSFET611-613的漏极经由电源继电器52连接到电池51的正电极。高电位MOSFET611-613的源极分别连接到低电位MOSFET614-616的漏极。低电位MOSFET614-616的源极分别通过电流感测元件711-713连接到电池51的负电极。

U相绕组811的一端连接到高电位MOSFET611的源极和低电位MOSFET614的漏极之间的连接点。V相绕组812的一端连接到高电位MOSFET612的源极和低电位MOSFET615的漏极之间的连接点。W相绕组813的一端连接到高电位MOSFET613的源极和低电位MOSFET616的漏极之间的连接点。

第二逆变器602包括六个开关元件（MOSFET）621-626，其与第一逆变器601的开关元件611-616的配置相同。第二电流传感器702的电流感测元件721-723与第一电流传感器701的电流感测元件711-713的配置相同。

控制器65包括微计算机67和驱动电路（前置驱动器）68。微计算机67基于诸如转向转矩信号和旋转角度信号的输入信号控制和计算各种控制值。驱动电路68连接到MOSFET611-616和621-626的栅极并且基于微计算机67的控制切换栅极。

将参考图3A-3C更详细地描述电动机80的结构。如图3A所示，电动机80包括定子84和转子83，转子83绕轴O相对于定子旋转。如图3B所示，转子83包括永久磁体87。

三相无刷电动机80的特征在于定子84的线圈数目是12×m（自然数），并且永久磁体87的磁极数目是2×m。图3A-3C示出了数字m是2的示例。数字m可以是不同于2的另一个自然数。

图3B示出了沿图3A的推力方向Z观察到的永久磁体87和定子84。四（=2×2）个永久磁体87以其N极和S极交替的方式被布置。定子84包括二十四（12×2）个定子线圈。将该二十四个定子线圈分组为四个线圈组，每一线圈组包括六个线圈，其是U1、U2、V1、V2、W1、W2线圈。在图3B中以U1、U2、V1、V2、W1、W2线圈顺序顺时针布置。绕组集801和802中的每一个由两个线圈组组成。

在图3C中，最上面的视图是沿推力方向Z观察到的定子84的展开，并且中间和底部视图是沿图3A的径向方向R观察到的绕组811和821的展开。例如，参考图3C，提供U1线圈的绕组是按顺序围绕每第六凸缘86和下一第六凸缘86绕的线。

因此，以U相为例，将第二绕组集802的U2线圈821沿圆周定位在第一绕组集801的U1线圈811之前的等价于30°电角的角度。因此，供应给第二绕组集802的三相电流能够在相位上比供应给第一绕组集801的三相电流提前30°。

图4是ECU10的控制框图。

如图4中以双点划线所示，控制器65包括电流命令值计算部15、电流反馈计算部200、第一二-三相转换器381、第二二-三相转换器382、第一三-二相转换器391、第二三-二相转换器392、第一故障确定部751以及第二故障确定部752。

电流命令值计算部15接收从旋转角度传感器85输出并且代表电动机80的旋转角度θ的信号、从车辆速度传感器输出并且代表车辆的车辆速度Vdc的信号以及从转矩传感器94输出并且代表转向轴92的转向转矩Tq＊的信号。基于这些信号，计算部15输出d轴电流的d轴电流命令值Id＊与q轴电流的q轴电流命令值Iq＊。d轴电流平行于电动机80的磁通。q轴电流垂直于d轴。

电流反馈计算部200在图4中被示出为虚线所包围的框。下面将仅简要描述进入该框的输入和来自该框的输出。稍后将详细描述计算部200的结构。电流反馈计算部200从电流命令值计算部15接收电流命令值Id＊和Iq＊。电流反馈计算部200还接收第一三-二相转换器391所转换的感测到的电流值Id1和Iq1以及第二三-二相转换器392所转换的感测到的电流值Id2和Iq2。电流反馈计算部200将两相电压命令值Vd1和Vq1输出到第一二-三相转换器381并且还将两相电压命令值Vd2和Vq2输出到第二二-三相转换器382。

基于从旋转角度传感器85反馈回来的旋转角度θ，第一二-三相转换器381将两相电压命令值Vd1和Vq1转换为U相电压命令值Vu1、V相电压命令值Vv1以及W相电压命令值Vw1。转换器381然后将命令值Vu1、Vv1和Vw1输出到第一逆变器601。

基于旋转角度(θ+30°)，第二二-三相转换器382将两相电压命令值Vd2和Vq2转换为U相电压命令值Vu2、V相电压命令值Vv2和W相电压命令值Vw2。转换器382然后将命令值Vu2、Vv2和Vw2输出到第二逆变器602。

第一电流传感器701感测从第一逆变器601输出的U相电流值Iu1、V相电流值Iv1以及W相电流值Iw1。基于从旋转角度传感器85反馈回来的旋转角度θ，第一三-二相转换器391将感测到的相电流值Iu1、Iv1和Iw1转换成感测到的d轴电流值Id1和感测到的q轴电流值Iq1。

第二电流传感器702感测从第二逆变器602输出的U相电流值Iu2、V相电流值Iv2和W相电流值Iw2。基于旋转角度(θ+30°)，第二三-二相转换器392将感测到的相电流值Iu2、Iv2和Iw2转换成感测到的d轴电流值Id2和感测到的q轴电流值Iq2。

第一故障确定部751确定感测到的相电流值Iu1、Iv1和Iw1是否在下限值和上限值之间的正常范围内。第二故障确定部752确定感测到的相电流值Iu2、Iv2和Iw2是否在该正常范围内。

下面将参考图5和图6描述电流反馈控制配置，其中，电流和电压没有分解为d轴和q轴向量，但以标量表示，使得本实施例中的电流反馈控制的特征的描述能够被简化。

下面将参考图5描述与本实施例相比较的电流反馈控制配置示例。这个配置控制第一单元和第二单元中的电流的和。电流加法器41将从第一单元的逆变器601输出的电流的感测值I1与从第二单元的逆变器602输出的电流的感测值I2相加。电流加法器41然后输出感测到的电流值I1与I2的和I-sum。

电流和误差计算器21计算第一和第二单元的电流命令值的和I-sum以及与I-sum＊之间的误差E（I-sum）。计算器21然后将误差E（I-sum）输出到PI控制器31。PI控制器31通过比例加积分控制操作来这样计算第一和第二单元中的电压命令值的和V-sum，以便将误差E(I-sum)收敛到0。

下面将参考图6描述本实施例的电流反馈控制配置，其中虚线所包围的框对应于图4的电流反馈计算部200。如图6所示，ECU10控制第一和第二单元中的电流和，以及第一和第二单元的电流之间的差。具体地，ECU10具有用于控制电流和的配置与用于控制电流差的配置，其将在下面被说明。这里，两个单元之间的电流或电压的“差”表示用于第一单元的值减去用于第二单元的值。

电流减法器42从第一逆变器601输出的电流的感测值I1中减去第二逆变器602输出的电流的感测值I2。减法器42然后输出感测到的电流值I1与I2之间的差I-difference。

电流差误差计算器22计算两个单元中的电流命令值之间的差I-difference与差I-difference＊之间的误差E(I-difference)。计算器22然后将误差E(I-difference)输出到PI控制器32。控制器32通过比例加积分控制操作来这样计算两个单元中的电压命令值之间的差V-difference，以便将误差E(I-difference)收敛到0。

计算器371根据和V-sum与差V-difference来计算第一电压命令值V1。计算器372根据和V-sum与差V-difference来计算第二电压命令值V2。

由于逆变器601和602的电特性相等，所以原则上这两个单元中的电流命令值之间的差I-difference＊是0。

PI控制器31和32分别对应于电流和控制器与电流差控制器。控制器31将误差E(I-sum)乘以和增益K-sum。控制器32将误差E(I-difference)乘以差增益K-difference。即，和增益是将与误差E(I-sum)相乘的增益，而差增益是将与误差E(I-difference)相乘的增益。差增益K-difference与和增益K-sum的比（K-difference/K-sum）将称为“差/和增益比”。

频率转换器45将电动机80的电角速度或转向轴92的转向速度转换为参考频率fr并且将参考频率fr输出到PI控制器31和32。通过根据频率fr改变差/和增益比，控制器31和32使得其响应彼此不同。这将在稍后被详细说明。频率转换器45对应于频率计算部。

[互感的影响]

如上所述，绕组集801和802彼此磁耦合。因此，通过绕组集801和802中的每一个的电流不仅被其自感所影响，也被绕组集之间的互感所影响。下面将参考图7-12说明互感的影响。首先，将提供对于当在电动机80的旋转坐标系统中三相电动机的电角速度ω是0时操作的dq轴模型的描述。接下来，将提供对于当在电动机80的旋转坐标系统中三相电动机的电角速度ω不是0时操作的一般dq轴模型的简要描述。

图7示出了第一单元（例如，左边的单元）的假设电路和第二单元（例如，右边的单元）的假设电路。这些电路中的每一个包括串联连接的电阻器和线圈。两个电阻器的电阻R相等。两个线圈的自感L相等。两个线圈产生的磁场彼此干涉，引起互感M。

在第一和第二单元的电路中分别施加电压V1和V2。电流I1和I2分别在第一和第二单元的电路中流动。电压V1和V2可以使用拉普拉斯变量s分别表达为表达式1.1和1.2。

V1=R×I1+L×I1s+M×I2s-----(表达式1.1)

V2=R×I2+L×I2s+M×I1s-----(表达式1.2)

即，用于两个电路中的每一个的表达式1.1或1.2的第三项包括互感和其它电路中的电流的乘积。图8A将表达式1.1和1.2表示为框图。

表达式1.1和1.2的和的计算导出表达式1.3。

V1+V2=R×(I1+I2)+L×(I1+I2)s+M×(I1+I2)s

I1+I2=(V1+V2)×[1/{R+(L+M)s}]-----(表达式1.3)使用从表达式1.1减去表达式1.2产生的计算结果导出表达式1.4。

V1-V2=R×(I1-I2)+L×(I1-I2)s-M×(I1-I2)s

I1-I2=(V1-V2)×[1/{R+(L-M)s}]-----(表达式1.4)

图8B和图8C分别将表达式1.3和1.4表示为框图。

在下文中，V-sum、I-sum、V-difference和I-difference将分别表示(V1+V2)、(I1+I2)、(V1-V2)和(I1-I2)。

图9A-9C是通过包括互感的电流和的控制的反馈控制的框图。图10A-10C是通过包括互感的电流差的控制的反馈控制的框图。用于和控制的控制参数Ki-sum和Kp-sum分别是积分增益和比例增益。用于差控制的控制参数Ki-difference和Kp-difference分别是积分增益和比例增益。积分和比例增益可使用增益K表达为表达式1.5-1.7。

Ki-sum=Ki-difference=K×R-----(表达式1.5)

Kp-sum=K×(L+M)-----(表达式1.6)

Kp-difference=K×(L-M)-----(表达式1.7)

表达式1.6减去表达式1.7导出表达式1.8。

Kp-sum-Kp-difference=2KM-----(表达式1.8)

即，和控制与差控制的积分增益被设置为相等值，并且将和控制与差控制的每一比例增益设置为彼此相差2K倍的互感M的值。

图9A和10A中的控制项可分别通过表达式1.9和1.10来计算。

(Ki-sum/s)+Kp-sum=(K/s)×{R+(L+M)s}

-----(表达式1.9)

(Ki-difference/s)+Kp-difference=(K/s)×{R+(L-M)s}

-----(表达式1.10)

因此，图9A和图10A可分别改写为图9B和图10B。图9B和图10B中的第二控制项{R+(L+M)s}和{R+(L-M)s}中的每一个对应于电动机80的逆模型并且被相关的电动机项所抵消。因此，如图9C和图10C所示，用于和控制与差控制中的每一个的控制和电动机项的乘积的比例常数是K/s。这可使和控制的响应与差控制的响应相等。

下面将说明和控制与差控制的相等的响应为何可限制第一和第二单元中的一个中的过电流（如果另外一个出现故障）。

第一和第二单元的电压命令值V1和V2可基于表达式1.9和1.10分别表达为表达式1.11和表达式1.12。

V1=(V-sum+V-difference)/2

=E(I-sum)×(K/s)×{R+(L+M)s}/2+E(I-difference)×(K/s)×{R+(L-M)s}/2

=(K/s)×[{I-sum＊-(I1+I2)}/2×{R+(L+M)s}+{0-(I1-I2)}/2×{R+(L-M)s}]

=(K/s)×{(Ls+R+Ms)×(I-sum＊/2)-(Ls+R)I1–MsI2}

=(K/s)×[(Ls+R){(I-sum／＊2)-I1}+Ms{(I-sum＊/2)-I2}]

-----(表达式1.11)

V2=(V-sum-V-difference)/2

=E(I-sum)×(K/s)×{R+(L+M)s}/2-E(I-difference)×(K/s)×{R+(L-M)s}/2

=(K/s)×[{I-sum＊-(I1+I2)}/2×{R+(L+M)s}-{0-(I1-I2)}/2×{R+(L-M)s}]

=(K/s)×{(Ls+R+Ms)×(I-sum＊/2)-(Ls+R)I2-MsI1}

=(K/s)×[(Ls+R){(I-sum＊/2)-I2}+Ms{(I-sum＊/2)-I1}]

-----(表达式1.12)

在表达式1.11和1.12中的每一个的最后一行的方括号内的第一项基于相关单元中的电流I1或I2并且等价于这个单元中的电流命令值的和的一半(I-sum＊/2)的反馈控制。在表达式1.11和1.12中的每一个的最后一行的方括号内的包括互感M的第二项通过电压V1和V2之间的平衡被解耦。因此，如果这两个单元中的一个出现故障并且其中没有电流，则另一单元（正常单元）被提供电流命令值的和的一半。这限制了正常单元中的过电流。

前述描述是对于当电角速度ω是0时操作的dq轴模型。下面的简要描述是对于当速度ω不是0时操作的一般dq轴模型。

将在包括互感的电流之间的和以及差的控制中的电压向量V分解为d轴分量Vd和q轴分量Vq来导出表达式2.1-2.4，表达式2.1-2.4中的每一个包括d轴和q轴之间的干扰项。在表达式2.2中，ψ表示电动机80的永久磁体的电枢磁链。

Vd-sum=R×Id-sum+(L+M)s×Id-sum-ω(L+M)s×Iq-sum

-----(表达式2.1)

Vq-sum=R×Iq-sum+(L+M)s×Iq-sum+ω(L+M)s×Id-sum+2ωψ-----(表达式2.2)

Vd-difference=R×Id-difference+(L-M)s×Id-difference-ω(L-M)s×Iq-difference-----(表达式2.3)

Vq-difference=R×Iq-difference+(L-M)s×Iq-difference+ω(L-M)s×Id-difference-----(表达式2.4)

图11A和图11B将表达式2.1-2.4表示为框图。图12是借助于dq轴模型的用于电流和以及电流差的控制框图。图12中虚线所包围的框对应于图4中的电流反馈计算部200。

如图12所示，电流反馈计算部200包括误差计算器23-26。计算器23为值Id-sum计算电流命令值与对感测到的电流值之间的误差E(Id-sum)。计算器24为值Id-difference计算电流命令值与感测到的电流值之间的误差E(Id-difference)。计算器25为值Iq-sum计算电流命令值与感测到的电流值之间的误差E(Iq-sum)。计算器26为值Iq-difference计算电流命令值与感测到的电流值之间的误差E(Iq-difference)。电动机80的逆模型30和控制器33-36分别基于误差E(Id-sum)、E(Id-difference)、E(Iq-sum)和E(Iq-difference)计算值Vd-sum、Vd-difference、Vq-sum和Vq-difference，其中每一个是电压命令值之间的和或差。

逆模型30和控制器33-36可计算表达式2.5-2.8。

Vd-sum={R×E(Id-sum)+(L+M)s×E(Id-sum)-ω(L+M)×E(Id-sum)}×(K/s)-----(表达式2.5)

Vq-sum={R×E(Iq-sum)+(L+M)s×E(Iq-sum)+ω(L+M)×E(Iq-sum)}×(K/s)+2ωΦ-----(表达式2.6)

Vd-difference={R×E(Id-difference)+(L-M)s×E(Id-difference)-ω(L-M)×E(Id-difference)}×(K/s)-----(表达式2.7)

Vq-difference={R×E(Iq-difference)+(L-M)s×E(Iq-difference)+ω(L-M)×E(Iq-difference)}×(K/s)-----(表达式2.8)

替换地，逆模型30和控制器33-36可计算表达式2.9-2.12。

Vd-sum={R×E(Id-sum)+(L+M)s×E(Id-sum)}×(K/s)-ω(L+M)×(Id-sum)-----(表达式2.9)

Vq-sum={R×E(Iq-sum)+(L+M)s×E(Iq-sum)}×(K/s)+ω(L+M)×(Iq-sum)+2ωΦ-----(表达式2.10)

Vd-difference={R×E(Id-difference)+(L-M)s×E(Id-difference)}×(K/s)-ω(L-M)×(Id-difference)

-----(表达式2.11)

Vq-difference={R×E(Iq-difference)+(L-M)s×E(Iq-difference)}×(K/s)+ω(L-M)×(Iq-difference)

-----(表达式2.12)

单元电压计算器37将值Vd-sum、Vd-difference、Vq-sum和Vq-difference转换成第一单元的电压命令值Vd1和Vq1以及第二单元的电压命令值Vd2和Vq2。二-三相转换器381和382以及三-二相转换器391和392如参考图4所说明地操作。如已经所陈述的，第一三-二相转换器391输出感测到的电流值Id1和Iq1并且第二三-二相转换器392输出感测到的电流值Id2和Iq2。电流加法器/减法器40将电流值Id1、Iq1、Id2和Iq2转换成值Id-sum、Id-difference、Iq-sum和Iq-difference。

如参考图6所述，频率转换器45将电动机80的电角速度或转向轴92的转向速度转换为参考频率fr。转换器45然后将频率fr输出到控制器33-36。

在dq轴模型中，基于表达式2.1-2.12，可为当电角速度ω是0时操作的该模型作出对应于表达式1.5-1.12的展开。然而，展开的细节被忽略了。

总之，第一和第二单元的d轴和q轴电压命令值中的每一个包括单元之间的干扰项和d轴和q轴之间的干扰项。因此，通过使得单元的积分增益彼此相等并且还使得单元的比例增益彼此相差2K倍的互感M，可使得单元彼此解耦，并且还使得d轴和q轴彼此解耦。

该解耦等价于以电流命令值的和的一半(I-sum＊/2)进行的第一和第二单元的每一个中的电流的反馈控制。这限制了一个单元中的过电流（如果另一个中没有电流能够流动）。

第一和第二单元中的d轴和q轴彼此干扰。然而，在控制电流和以及电流差的配置中，用于和控制的d轴和q轴与用于差控制的d轴和q轴干扰。这简化了控制配置。

因此，ECU10中的电流控制的精确描述很复杂，因为该描述包含了借助于包括互感的dq轴模型来学习控制。然而，ECU10进行的电流控制的主要特征是控制用于逆变器601和602的每一个的电流和以及电流差。这在图6的控制框图中被集中示出。因此，如图6所示，将借助于不使用dq轴向量的概念的表达式来提供下面的描述。

[2个单元之间的电流相位差以及高速旋转期间的电流应力]

如参考图3所说明的，ECU10中的电流控制的第二特征是从逆变器601和602输出的每一相的交变电流之间的30°电角度的相移。该相移可抵消当叠加第五高次谐波的基电波被dq转换时产生的第六应力分量。下面将参考图13和图14A说明其原因。

图13示出了分别是第一和第二单元中的电流的基波Ibw1和Ibw2（其是主要分量）以及与波Ibw1相关的第五高次谐波Ipent1。波Ibw1和Ibw2具有幅度A。谐波Ipent1具有幅度B。为了简单，未示出与波Ibw2相关的第五高次谐波Ipent2。波Ibw1和Ibw2可分别表达为表达式3.1和3.2。

Ibw1=Asinθ-----(表达式3.1)

Ibw2=Asin(θ+30)-----(表达式3.2)

在第一单元中在基波Ibw1上叠加第五高次谐波Ipent1得到叠加波。如表达式3.3和3.4所示,如果该叠加波被dq转换，则其主要分量被转换为DC分量A'，并且其第五分量变成其第六应力分量Ihex1。

Asinθ+Bsin(5θ)-<dq-转换>→A'+B'sin(6θ)

-----(表达式3.3)

Ihex1=B'sin(6θ)-----(表达式3.4)

同样，在第二单元中在基波Ibw2上叠加第五高次谐波Ipent2得到叠加波。如表达式3.5和3.6所示,如果该叠加波被dq转换，则其主要分量被转换为DC分量A'，并且其第五分量变成其第六应力分量Ihex2。

Asin(θ+30)+Bsin{5×(θ+30)-<dq-转换>→A'+B'sin{6×(θ+30)}=A'+B'sin(6θ+180)=A'-B'sin(6θ)

-----(表达式3.5)

Ihex2=-B'sin(6θ)=-Ihex1-----(表达式3.6)

因此，如图14A所示，在包括计算第一和第二单元中的dq转换的电流的和的控制中，电流的第六分量彼此相位相反并且彼此抵消。

如图14B所示，在包括计算第一和第二单元中的dq转换的电流之间的差的控制中，电流的第六分量在相位上相同。因此，在这种情形下，如果当电动机80以高速旋转时感应的电压升高，则电流应力增加并且可导致声音和/或振动。

ECU10中的电流控制的第三特征将根据对应于电动机80的速度的参考频率fr来改变和以及差控制中的响应。具体地，如图15所示，差/和增益比α被改变。差/和增益比α是差控制中的差增益K-difference与和控制中的和增益K-sum的比（K-difference/K-sum）。ECU10执行这个控制的模式将称为“可变响应模式”。特别地，差/和增益比α通过电流反馈计算部200改变。

如上所述，频率转换器45可将电动机80的电角速度或转向轴92的转向速度转换为参考频率fr。

可变响应模式中的控制的目标是减少当电动机80在高速旋转时的应力。然而，这个控制不可能将差/和增益比α固定到限制第一和第二单元中的一个的过电流（如果另外一个出现故障并且没有电流在其中流过）的最佳值。结果，当电动机80在高速旋转时，差/和增益比α的变化可能导致来自一个单元的输出电流超过正常范围的上限值（如果另一单元出现故障）。

假定第一和第二单元中的一个已经出现故障，如果从另一个输出的电流超过正常范围的上限值，则将优先权给对于另一单元的过流限制最佳的差/和增益比的使用。因此，在这种情形下，ECU10不管参考频率来固定和控制与差控制中的响应。具体地，ECU10使得差/和增益比α为常数。ECU10执行这个控制的模式将称为“固定响应模式”。

因此，ECU10中的电流控制的第四特征是在可变响应模式和固定响应模式之间视情况而切换。

下面将参考图15说明可变响应和固定响应模式之间的切换。第一和第二单元输出的电流的正常范围的上限和下限值分别用Imax和Imin来表示。在下限值Imin之下的电流值基本上被认为是0。

如果第一逆变器601正常而第二逆变器602出现故障，则从非正常逆变器602输出的电流小于下限值Imin。结果，如果从正常逆变器601输出的电流超过上限值Imax，则ECU10从可变响应模式切换到固定响应模式。在这种情形下，固定响应模式中的差/和增益比α被设置为限制来自第一单元中的电流使其不超过整个的实际参考频率范围的上限值Imax的值。

在固定响应模式的控制期间，如果非正常的逆变器恢复回其正常状态并且从这个逆变器输出的电流在限值Imax和Imin之间的正常范围内，则ECU10将从固定响应模式切换到可变响应模式。

因此，如果逆变器601和602都正常，则ECU10基本上以可变响应模式执行控制，并且如果来自一个逆变器中的电流非正常，则ECU以固定响应模式执行控制。

ECU10中的电流控制的第五特征是当ECU在可变响应模式中改变差/和增益比α(=K-difference/K-sum)时，固定和控制的增益K-sum并且改变差控制的增益K-difference。

下面将参考图16说明可变响应模式中的参考频率fr与差/和增益比α之间的关系。如图16所示，在参考频率fr的整个范围上，比α随频率fr而变化。换句话说，比α可表达为参考频率fr的函数α(fr)。

在参考频率fr较低的低速旋转范围中，电动机80的感应电压的应力分量的影响较小，使得差/和增益比α可被设置为相对高的值。

在参考频率fr较高的高速旋转范围中，电动机80的感应电压的应力分量的影响是显著的。因此，通过使得当参考频率fr升高时差/和增益比α更低，可适当地抑制该影响。

下面将说明ECU10的优点。

（1）ECU10为第一和第二单元的逆变器601和602执行电流和控制和电流差控制。通过将两个单元之间的电流差收敛到0，可抑制电动机80中的转矩波动并且改善电动机的热特性。通过适当地设置和增益K-sum与差增益K-difference，如前所述，可限制两个单元中的一个的过电流（如果另外一个出现故障，使得其没有电流流经）。

（2）如果由基波和叠加在基波上的第五高次谐波组成的叠加波被dq转换，则第五分量变成第六应力分量。相反，在电流和的控制中，第一和第二单元中的交变电流之间的30°相移在电角度上抵消了的第六应力分量。

（3）在第一和第二单元中的电流之间的和以及差的控制中，如果当电动机80在高速旋转时感应电压增加，则电流应力增加。当电动机80在高速旋转时，该应力可引起声音和/或振动。因此，通过根据正比于电动机80的速度的参考频率fr这样来改变差/和增益比α，使得PI控制器31和32在响应上彼此不同，可抑制电流应力的影响，从而当电动机在高速旋转时减少声音和/或振动。

（4）通过根据来自第一和第二单元的电流来在可变响应和固定响应模式之间切换，可更适当地限制一个单元的逆变器中的过电流（如果另一个的逆变器出现故障）。

（5）如果当差/和增益比α(K-difference/K-sum)在可变模式中变化时和增益K-sum变化，则来自逆变器601和602的输出可相对于电流命令值I＊延迟。可通过固定和增益K-sum并且改变差增益K-difference来稳定来自逆变器的输出。

下面将参考图17和图18来描述关于可变响应模式中的参考频率fr和差/和增益比α之间的关系的其他实施例。

<第二实施例>

在图17中示出的第二实施例中，差/和增益比α在参考频率fr低于阈值frt的低频率范围ZL中是常数值αL，并且在参考频率fr等于或高于阈值frt的高频率范围ZH中，比α随参考频率fr而变化。参考频率阈值frt等价于电动机80的感应电压的应力分量等于或大于高频率范围ZH中的预定值的频率。

在电动机80相对低速旋转的低频率范围ZL中，感应电压的应力分量在其不引起问题的量级上。因此希望将差/和增益比α固定在限制第一和第二单元中的一个（如果另一个出现故障）中的过电流的最佳值。

在电动机80在相对高速旋转并且参考频率fr等于或高于阈值frt的高频率范围ZH中，感应电压的应力分量可引起问题。因此，如第一实施例的情况，当参考频率fr升高时，ECU10降低差/和增益比α。

<第三实施例>

在图18所示的第三实施例中，在参考频率fr低于阈值frt的低频率范围ZL中，差/和增益比α是常数值αL，而在参考频率fr等于或高于阈值frt的高频率范围ZH中，差/和增益比α是小于值αL的常数值αH。

ECU10在电动机80以相对高速度旋转并且必须抑制应力分量的影响的整个高频率范围ZH上一律使用适于实际假定的最高频率fr的差/和增益比αH。因此，以两个阶段的形式示出参考频率fr与差/和增益比α之间的关系。这使得设置比α简单。

在第三实施例的修改（未示出）中，参考频率fr等于或高于阈值frt的高频范围ZH被划分为多个区间，其每一区间中，差/和增益比α是常数值。换句话说，在修改中参考频率fr与比α之间的关系由三个或更多个阶段组成。

<其他实施例>

(A)在图3A-3C中示出的电动机80中，第二绕组集802在相位上比第一绕组集801提前等价于30°电角度的角度（相位上的+30°）。替换地，第二绕组集802的相位可能落后于第一绕组集801的相位等价于30°电角度的角度（相位上的-30°）。第二绕组集802的U相可能是相对于第一绕组集801的V相或W相（相对于U相±120°）±90°或±150°(±120°30°)。

总之，供应给绕组集801和802的相电流在相位上相差(30±60×n)°是重要的，n是整数。

（B）在上述的每一实施例中，故障确定部751和752确定感测到的相电流值Iu、Iv和Iw是否在正常范围内。替换地，确定部751和752可确定dq转换的电流值Id和Iq是否在正常范围内。

（C）ECU10的结构细节不限于上述实施例的结构。例如，开关元件可以是除了MOSFET之外的场效应晶体管，或是IGBT。

（D）根据本公开的三相旋转机械控制设备可不仅被应用为电动转向装置的电动机的控制设备，还可被应用为另一三相电动机或三相发电机的控制设备。

综上所述，控制设备10用于具有第一三相绕组集801和第二三相绕组集802的三相旋转机械80，第一和第二三相绕组集801和802彼此磁耦合。控制设备10包括第一功率变换器601、第二功率变换器602、第一电流感测部701、第二电流感测部702以及电流反馈计算部200。第一功率变换器601将第一交变电流输出到第一三相绕组集801。第二功率变换器602将第二交变电流输出到第二三相绕组集802。第一和第二交变电流在相位上彼此相差30°±60°×n，其中n是整数。第一电流感测部701感测第一交变电流并且输出第一感测到的电流值I1。第二电流感测部702感测第二交变电流并且输出第二感测到的电流值I2。电流反馈计算部200包括电流和控制器31与电流差控制器32。电流和控制器31将和误差E(I-sum)乘以和增益K-sum，并且计算第一功率变换器601的第一电压命令值V1与第二功率变换器602的第二电压命令值V2的和V-sum。和误差E(I-sum)是第一感测到的电流值I1和第二感测到的电流值I2的和I-sum与第一交变电流的第一电流命令值和第二交变电流的第二电流命令值的和I-sum^＊之间的误差。电流差控制器32将差误差E(I-difference)乘以差增益K-difference，并且计算第一电压命令值V1和第二电压命令值V2之间的差V-difference。差误差E(I-difference)是第一感测到的电流值I1和第二感测到的电流值I2之间的差I-difference与第一电流命令值和第二电流命令值之间的差I-difference^＊之间的误差。电流反馈计算部200以可变响应模式执行反馈控制，其中，电流和控制器31与电流差控制器32在响应上不同。在可变响应模式中，电流反馈计算部200根据对应于第一和第二交变电流的频率的参考频率fr改变和增益与差增益之间的增益比α。在这种控制设备中，将实现上述的有利效果。

例如，电流和控制器31可基于三相旋转机械80的逆模型来计算第一电压命令值V1和第二电压命令值V2的和V-sum，逆模型包括第一三相绕组集801和第二三相绕组集802的磁耦合。电流差控制器32可基于该逆模型来计算第一电压命令值V1和第二电压命令值V2之间的差V-difference。

例如，控制设备10可包括确定第一感测到的电流值I1是否在正常范围内的第一故障确定部751和确定第二感测到的电流值I2是否在正常范围内的第二故障确定部752。当第一交变电流I1和第二交变电流I2中的一个超过正常范围的上限值时，电流反馈计算部200以固定响应模式执行反馈控制。在固定响应模式中，电流反馈计算部200将增益比α设置为无关于参考频率fr的常数值。

例如，当第一交变电流I1和第二交变电流I2在固定响应模式中的正常范围内时，电流反馈计算部200可从固定响应模式切换到可变响应模式。

例如，在可变响应模式中，电流反馈计算部200可在三相旋转机械80的感应到的电压的应力分量小于预定值的频率范围中将增益比α设置为常数值。

例如，电流反馈计算部200可通过固定和增益并且改变差增益来改变增益比α。

例如，控制设备10可包括通过转换三相旋转机械的电角速度来计算参考频率fr并且将该参考频率fr提供给电流反馈计算部200的频率计算部45。例如，三相旋转机械80可用作在车辆的电动转向装置1中生成转向辅助转矩的转向辅助电动机。控制设备10可包括通过转换车辆的转向轴92的转向速度来计算参考频率fr并且将该参考频率提供给电流反馈计算部200的频率计算部45。

虽然仅选择所选定的例示性实施例来说明本公开，但是从本公开中对本技术领域的那些技术人员明显的是：在不脱离所附的权利要求限定的本公开的范围的情况下，可以作出各种变化和修改。此外，根据本公开的示例性实施例的上述描述仅用于说明目的，而非为了限制由所附权利要求及其等同物所限定的本公开的目的。

Claims

1.一种用于三相旋转机械（80）的控制设备（10），该三相旋转机械（80）具有第一三相绕组集（801）和第二三相绕组集（802），该第一和第二三相绕组集彼此磁耦合，该控制设备包括：

第一功率变换器（601），该第一功率变换器（601）将第一交变电流输出到所述第一三相绕组集；

第二功率变换器（602），该第二功率变换器（602）将第二交变电流输出到所述第二三相绕组集，所述第一交变电流和第二交变电流在相位上彼此相差30°±60°×n的角度，所述n是整数；

第一电流感测部（701），该第一电流感测部（701）感测所述第一交变电流并且输出第一感测到的电流值；

第二电流感测部（702），该第二电流感测部（702）感测所述第二交变电流并且输出第二感测到的电流值；以及

电流反馈计算部（200），该电流反馈计算部（200）包括电流和控制器（31）与电流差控制器（32），其中，

所述电流和控制器将和误差乘以和增益，并且计算所述第一功率变换器的第一电压命令值与所述第二功率变换器的第二电压命令值的和，所述和误差是所述第一感测到的电流值与所述第二感测到的电流值的和与所述第一交变电流的第一电流命令值与所述第二交变电流的第二电流命令值的和之间的误差，

所述电流差控制器将差误差乘以差增益，并且计算所述第一电压命令值与所述第二电压命令值之间的差，所述差误差是所述第一感测到的电流值与所述第二感测到的电流值之间的差与所述第一电流命令值与所述第二电流命令值之间的差之间的误差，

所述电流反馈计算部以可变响应模式执行反馈控制，在所述可变响应模式中，所述电流和控制器与所述电流差控制器在响应上不同，并且

在所述可变响应模式中，所述电流反馈计算部根据对应于所述第一交变电流和第二交变电流的频率的参考频率来改变所述和增益与所述差增益之间的增益比。

2.根据权利要求1所述的控制设备，其中，

所述电流和控制器（31）基于所述三相旋转机械的逆模型来计算所述第一电压命令值与所述第二电压命令值的和，所述模型包括所述第一三相绕组集（801）与所述第二三相绕组集（802）的磁耦合，并且

所述电流差控制器（32）基于所述逆模型计算所述第一电压命令值与所述第二电压命令值之间的差。

3.根据权利要求1或2所述的控制设备，还包括：

第一故障确定部（751），该第一故障确定部（751）确定所述第一感测到的电流值是否在正常范围内；以及

第二故障确定部（752），该第二故障确定部（752）确定所述第二感测到的电流值是否在所述正常范围内，其中，

当所述第一感测到的电流值与所述第二感测到的电流值中的一个超过所述正常范围的上限值时，所述电流反馈计算部（200）以固定响应模式执行所述反馈控制，并且

在所述固定响应模式中，所述电流反馈计算部（200）将所述增益比设置为无关于所述参考频率的常数值。

4.根据权利要求3所述的控制设备，其中，

当在所述固定响应模式中所述第一感测到的电流值与所述第二电流值在正常范围内时，所述电流反馈计算部（200）从所述固定响应模式切换到所述可变响应模式。

5.根据权利要求1或2所述的控制设备，其中，

在所述可变响应模式中，所述电流反馈计算部（200）在所述三相旋转机械的感应到的电压的应力分量小于预定值的频率范围中将所述增益比设置为常数值。

6.根据权利要求1或2所述的控制设备，其中，

所述电流反馈计算部（200）通过固定所述和增益并且改变所述差增益来改变所述增益比。

7.根据权利要求1或2所述的控制设备，还包括：

频率计算部（45），该频率计算部（45）通过转换所述三相旋转机械的电角速度来计算所述参考频率并且将所述参考频率提供给所述电流反馈计算部（200）。

8.根据权利要求1或2所述的控制设备，其中，

所述三相旋转机械用作在车辆的电动转向装置（1）中生成转向辅助转矩的转向辅助电动机，

所述控制设备还包括：

频率计算部（45），该频率计算部（45）通过转换所述车辆的转向轴（92）的转向速度来计算所述参考频率，并且将所述参考频率提供给电流反馈计算部（200）。