CN116569456A - 马达驱动装置 - Google Patents

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Abstract

马达驱动装置(3)对具备电独立的绕线组(13A)及绕线组(13B)的马达(2)进行驱动，具备：对绕线组(13A)输出三相交流电流的逆变器(21A)；对绕线组(13B)输出三相交流电流的逆变器(21B)；以及以PWM脉冲向逆变器(21A)及逆变器(21B)输出驱动指令的控制器(26A、26B)，控制器(26A、26B)以从逆变器(21A)向绕线组(13A)输出的三相交流电流与从逆变器(21B)向绕线组(13B)输出的三相交流电流在各相中成为相互相反极性的方式生成PWM脉冲。

Description

马达驱动装置
技术领域
本发明涉及马达驱动装置。
背景技术
作为马达驱动装置，例如如专利文献1所记载那样，公开了如下内容：对于具有两个电独立的绕线组的马达，按每个绕线组各具备一个供给交流电流的逆变器，将向马达的通电系统冗余化为2个系统。
现有技术文献
专利文献1：日本特开2013-215040号公报
发明内容
发明要解决的课题
然而，在各系统中，已知伴随着构成逆变器的半桥电路进行开关动作时的急剧的输出电压的变动，存在于逆变器及马达与它们的壳体之间的寄生电容产生共模电流。该共模电流在从壳体向车身等基准接地泄漏后，以同相位向从电源的正极及负极延伸的各电源线返回，存在作为放射噪声对周边的电气设备的动作产生显著的影响的担忧。因此，考虑在各系统中设置Y电容器、扼流线圈等噪声对策用电气部件，来实现共模电流的抑制。
但是，在马达驱动装置中，例如根据电动转向等应用对象，产品小型化的要求提高，需要2个系统的量的噪声对策用电气部件，因此存在无法满足产品小型化的要求的担忧。
因此，本发明鉴于以上那样的问题点，目的在于提供一种能够在维持耐噪声性能的同时实现噪声对策用电气部件的削减的马达驱动装置。
用于解决课题的手段
因此，本发明所涉及的马达驱动装置驱动具备电独立的第一绕线组及第二绕线组的马达，其中，具备：第一逆变器，对第一绕线组输出三相交流电流；第二逆变器，对第二绕线组输出三相交流电流；以及控制器，以PWM脉冲向第一逆变器及第二逆变器输出驱动指令，控制器以从第一逆变器向第一绕线组输出的三相交流电流与从第二逆变器向第二绕线组输出的三相交流电流在各相中成为相互相反极性的方式来生成PWM脉冲。
发明的效果
根据本发明所涉及的马达驱动装置，能够在维持耐噪声性能的同时实现噪声对策用电气部件的削减。
附图说明
图1是表示电动转向系统的概略结构的一例的示意图。
图2是示意性地表示马达的构造例的轴向剖视图。
图3是示意性地表示图2的马达的绕线配置的X线剖视图。
图4是表示电动转向系统的电路结构的一例的示意图。
图5是表示控制器的概略结构的一例的示意图。
图6是表示控制器的功能的一例的功能框图。
图7是表示各系统的三相电压指令值以及载波信号的一例的示意图。
图8是表示各系统的PWM脉冲及共模电流的一例的示意图。
图9是表示马达的三相电流的一例的示意图。
图10是示意性地表示图2的马达的第一变形例的轴向剖视图。
图11示意性地表示图11的马达的绕线配置，(a)是Y线剖视图，(b)是Z线剖视图。
图12是示意性地表示图2的马达的第二变形例的轴向剖视图。
图13是示意性地表示图2的马达的第三变形例的X线剖视图。
图14是表示现有的各系统的PWM脉冲及共模电流的一例的示意图。
具体实施方式
以下，参照附图对用于实施本发明的实施方式详细叙述。
(电动转向系统的概要)
图1表示应用了马达驱动装置的电动转向系统的一例。电动转向系统1作为在通过驾驶员进行了方向盘1001的转向操作时产生的转向扭矩使一对操向轮1002转舵时，作为辅助转向扭矩的动力转向发挥功能。
通过方向盘1001的转向操作而产生的转向扭矩经由转向轴1003等而传递至与小齿轮轴1004连接的小齿轮1005。基于传递来的转向扭矩的小齿轮1005的旋转运动通过与小齿轮1005啮合的齿条(rack gear)1006而转换为车宽方向的直线运动，与齿条1006连接的一对转向机构1007通过该直线运动而工作。由此与一对转向机构1007分别连接的操向轮1002转舵。
在电动转向系统1中，构成为对向一对转向机构1007的转向扭矩的传递路径施加辅助转向扭矩的辅助扭矩。在图示的例子中，电动转向系统1具备马达2、和驱动马达2来使其产生期望的辅助扭矩的计算机内置的马达驱动装置3。电动转向系统1通过根据点火开关IGN的导通状态从车载电池4向马达驱动装置3供给电源而能够动作。
另外，电动转向系统1在轴支承转向轴1003的转向柱1008的内部具备扭矩传感器5及减速器6。扭矩传感器5例如是通过磁致伸缩式、应变片式、压电式等各种检测方式测量转向扭矩T来输出与转向扭矩T相应的测量信号的扭矩测量器。减速器6是使马达2的轴扭矩与旋转速度反比例地增大而传递至转向轴1003的减速机构。
并且，电动转向系统1作为测量车速υ来输出与车速υ相应的测量信号的车速测量器，具备车速传感器7。作为该车速传感器7，也可以使用在ABS(防抱死制动系统：Anti-lockBraking System)、侧滑防止装置等其他控制系统中使用的车轮速度传感器。
马达驱动装置3构成为，输入从扭矩传感器5、车速传感器7等输出的测量信号，基于从各种测量信号得到的转向扭矩T及车速υ等来计算辅助扭矩的目标值(目标扭矩)。而且，马达驱动装置3以使马达2产生的轴扭矩接近目标扭矩的方式进行马达2的通电控制。若通过这样的通电控制而产生的马达2的轴扭矩经由减速器6向转向轴1003传递，则通过与车辆1000的驾驶状态相应的辅助扭矩而被辅助转向扭矩。
此外，虽然省略图示，但在电动转向系统1作为与车辆1000的自动驾驶或半自动驾驶对应地自主进行转向的自动转向装置发挥功能的情况下，也能够应用马达驱动装置3。例如，与马达驱动装置3分开地被车载的自动驾驶控制器基于由相机等外界识别单元获取到的外界信息等计算方向盘1001的目标转向角并输出至马达驱动装置3。马达驱动装置3进行马达2的通电控制，以使由转向角传感器检测出的当前的转向角接近由自动驾驶控制器计算出的目标转向角。通过这样的通电控制而产生的马达2的轴扭矩经由减速器6向转向轴1003传递，由此车辆1000能够自动驾驶。
(电动转向系统的冗余结构)
在电动转向系统1中，为了使系统的可靠性提高而实现了冗余化。具体而言，马达2具有电独立的2个绕线组作为定子线圈，马达驱动装置3具有进行从车载电池4向各绕线组的通电的2个通电系统。在第一系统中，自主地进行马达2的一方的绕线组的通电控制，在第二系统中，自主地进行马达2的另一方的绕线组的通电控制。像这样，通过冗余化后的2个系统中的通电控制，使得马达2产生目标扭矩，从而即使在一方的系统中产生了异常的情况下，也能够通过正常的另一方的系统继续马达2的通电控制，来抑制电动转向系统1的功能停止。以下，在马达2及马达驱动装置3中，在第一系统的构成要素的参照标记中包含“A”，在第二系统的构成要素的参照标记中包含“B”，除“A”及“B”以外，参照标记共同的构成要素或参数彼此具有相同的意义。
(马达的具体结构)
参照图2及图3对马达2的具体结构进行说明。图2表示马达2的概略构造，图3表示马达2的绕线配置。
马达2是三相无刷马达，具有一个旋转轴8和一个转子10，旋转轴8被轴支承为能够旋转，转子10与旋转轴8一起旋转，且极性不同的永久磁铁9在其旋转方向交替配设。另外，马达2具有一个配置于转子10的外周的定子12，定子12中，在旋转轴8的径向上，在环状的磁轭内周连结与转子10的永久磁铁9隔着间隙而对置的多个齿(teeth)11。
在马达2的定子12如上述那样配设相互电独立的2个绕线组13。2个绕线组13中的一方的绕线组13A成为基于第一系统的通电控制的对象，是U相线圈14A、V相线圈15A及W相线圈16A被Y接线而成的三相绕线。2个绕线组13中的另一方的绕线组13B成为基于第二系统的通电控制的对象，是U相线圈14B、V相线圈15B及W相线圈16B被Y接线而成的三相绕线。在定子12中，绕线组13A的各相线圈14A、15A、16A以凸极集中卷绕的方式卷绕于多个齿11中的一半，绕线组13B的各相线圈14B、15B、16B以凸极集中卷绕方式卷绕于多个齿11中的剩余的一半。在绕线组13A中，U相线圈14A、V相线圈15A、W相线圈16A按该顺序依次被卷绕于在转子10的旋转方向上连续的3个齿11。在绕线组13B中，U相线圈14B、V相线圈15B、W相线圈16B按该顺序依次被卷绕于在转子10的旋转方向上连续的3个齿11。不过，在绕线组13A的各相线圈14A、15A、16A和绕线组13B的各相线圈14B、15B、16B中，卷绕方向互不相同。
在图3中，在定子12形成有12个齿11，在转子10的旋转方向上连续的6个齿11配设有绕线组13A，在剩下的6个齿11配设有绕线组13B。即，供绕线组13A的各相线圈14A、15A、16A卷绕的3个齿11即第一齿组邻接2个，供绕线组13B的各相线圈14B、15B、16B卷绕的3个齿11即第二齿组邻接2个。代替于此，虽然省略图示，但第一齿组和第二齿组也可以在转子10的旋转方向上交替配置。总之，如果齿11的数量为6的倍数、且第一齿组的数量与第二齿组的数量相等，则能够将第一齿组及第二齿组在转子10的旋转方向上以任意顺序配置。
(电动转向系统的电路结构)
图4表示电动转向系统1的电路结构。
马达2收容于壳体17，该壳体17与车身等基准接地电连接。在马达2中的绕线组13A、即，U相线圈14A、V相线圈15A及W相线圈16A分别连接电力供给线18A、19A、20A。同样地，在马达2中的绕线组13B、即，U相线圈14B、V相线圈15B及W相线圈16B分别连接电力供给线18B、19B、20B。
马达驱动装置3作为第一系统，具有逆变器21A、电源电路22A、旋转角传感器23A及电流传感器24A、25A各种测量器以及控制器26A。同样地，马达驱动装置3作为第二系统，具有逆变器21B、电源电路22B、旋转角传感器23B及电流传感器24B、25B各种测量器以及控制器26B。马达驱动装置3收容于壳体27，该壳体27与车身等基准接地电连接。此外，在电动转向系统1中，扭矩传感器5及车速传感器7也实现了冗余化，作为第一系统，具备扭矩传感器5A及车速传感器7A，作为第二系统，具备扭矩传感器5B及车速传感器7B。
逆变器21A在点火开关IGN为导通状态时，从收容于壳体28的车载电池4供给电力。壳体28与车身等基准接地电连接。在逆变器21A中，在与车载电池4的正极连接的正极侧母线和与车载电池4的负极连接的负极侧母线之间，具有U相、V相及W相的半桥电路并联连接而成的三相桥电路。U相半桥电路通过上臂的开关元件30A与下臂的开关元件30A串联连接而构成，2个开关元件29A、30A间连接到电力供给线18A。V相半桥电路通过上臂的开关元件31A与下臂的开关元件32A串联连接而构成，2个开关元件31A、32A间连接到电力供给线19A。W相半桥电路通过上臂的开关元件33A与下臂的开关元件34A串联连接而构成，2个开关元件33A、34A间连接到电力供给线20A。
在逆变器21A中，开关元件29A～34A分别具有反并联的环流二极管和能够外部控制的控制电极，根据输入至控制电极的控制信号进行切换导通状态与断开状态的开关动作。开关元件29A～34A例如能够使用MOSFET(金属-氧化物半导体场效应晶体管：MetalOxide Semiconductor Metal Field Effect Transistor)、IGBT(绝缘栅双极型晶体管：Insulated Gate Bipolar Transistor)等。在图示的例子中，作为开关元件29A～34A使用N沟道型MOSFET。该开关元件29A～34A在基于规定的阈值电压以上即高电平的控制信号(栅极信号)成为导通状态时，漏极-源极间电导通。另一方面，开关元件29A～34A在基于小于规定的阈值的低电平的控制信号(栅极信号)而成为断开状态时，漏极-源极间的电导通被切断。
电源电路22A是在点火开关IGN为导通状态时，调整车载电池4的输出电压来向控制器26A供给动作电压的电路。虽然省略图示，但电源电路22A也能够调整车载电池4的输出电压，来适当供给扭矩传感器5A、车速传感器7A、旋转角传感器23A、电流传感器24A、25A等属于第一系统的测量器的电源电压。
旋转角传感器23A是测量转子10的旋转角度(以下称为“转子旋转角”)θA，来输出与转子旋转角θA相应的测量信号的旋转角测量器。旋转角传感器23A能够利用霍尔元件、分解器、旋转编码器等各种原理来计算转子旋转角θA。
电流传感器24A、25A是设置于逆变器21A的U相～W相半桥电路或电力供给线18A～20A中的互不相同的2个相位，测量实际流过对应相位的相电流值，来输出与相电流值相应的测量信号的相电流测量器。在图示的例子中，电流传感器24A设置于U相的下臂，输出与实际流过U相的相电流值(以下称为“U相实际电流值”)IuA相应的测量信号。另外，电流传感器25A设置于V相的下臂，输出与实际流过V相的相电流值(以下称为“V相实际电流值”)IvA相应的测量信号。电流传感器24A、25A例如能够利用通过运算放大器对分流电阻器的两端电位差进行放大而输出等各种测量原理来测量实际电流值IuA、IvA。此外，作为相电流测量器，也可以根据由单个的分流电阻器测量出的逆变器母线电流来测量三相的相电流(参照日本特开2019-071755号公报)、或者针对三相的每一个设置电流传感器来测量相电流。
图5表示控制器26A的概略结构的一例。控制器26A具备CPU(中央处理单元：Central Processing Unit)等处理器35A、RAM(随机存取存储器：Random Access Memory)等易失性存储器36A、ROM(只读存储器：Read Only memory)等非易失性存储器37A、输入输出接口38A。在控制器26A中，处理器35A、易失性存储器36A、非易失性存储器37A及输入输出接口38A等通过内部总线39A可通信地连接。
控制器26A经由输入输出接口38A输入从扭矩传感器5A、车速传感器7A、旋转角传感器23A、电流传感器24A、25A输出的测量信号。进而，通过处理器35A将储存于非易失性存储器37A的程序读取到易失性存储器36A中并执行，从而控制器26A基于上述的测量信号，生成针对开关元件29A～34A的驱动指令(控制信号)。由此，控制器26A从输入输出接口38A经由省略图示的预驱动器等将驱动指令输出至开关元件29A～34A，进行基于第一系统的马达2的通电控制。
此外，关于图4及图5中的马达驱动装置3的第二系统，能够依照将关于马达驱动装置3的第一系统的构成要素及参数所相关的上述说明中的参照标记从“A”置换为“B”的结果来进行说明。因此，关于图4及图5中的马达驱动装置3的第二系统，为了避免重复说明，省略详细的说明。
(控制器的功能)
图6表示控制器26A及控制器26B的功能结构。控制器26A作为概略的功能块，具有转子旋转位置测量部40A、相电流测量部41A、三相/dq转换部42A、目标扭矩设定部43A、电流指令值设定部44A、减法部45A、电流控制部46A、dq/三相转换部47A、时钟信号生成部48A、计时器信号生成部49A、三角波生成部50A、驱动指令生成部51A。
转子旋转位置测量部40A基于从旋转角传感器23A输出的测量信号获取转子旋转角θA的数据(电角)。转子旋转位置测量部40A例如使用A/D(Analog/Digital：模拟/数字)转换器对测量信号的采样值进行A/D转换来获取转子旋转角θA的数据。另外，转子旋转位置测量部40A基于转子旋转角θA的数据，通过运算获取相当于转子旋转角θA的时间微分值的转子角速度ωA的数据。
相电流测量部41A基于从电流传感器24A输出的测量信号，获取U相实际电流值IuA的数据。同样地，相电流测量部41A基于从电流传感器25A输出的测量信号，获取V相实际电流值IvA的数据。相电流测量部41A例如使用A/D(Analog/Digital：模拟/数字)转换器对测量信号的采样值进行A/D转换来获取U相及V相实际电流值IuA、IvA的数据。另外，由于相电流的总和成为零，所以相电流测量部41A使用获取到的U相实际电流值IuA及V相实际电流值IvA的数据，通过运算获取在W相中实际流动的相电流值(以下，称为“W相实际电流值”)IwA的数据(IwA＝－IuA－IvA)。
为了进行矢量控制，三相/dq转换部42A使用转子旋转角θA的数据，将U相实际电流值IuA、V相实际电流值IvA及W相实际电流值IwA的数据转换为2轴旋转坐标系(dq坐标系)中的d轴实际电流值IdA及q轴实际电流值IqA。
目标扭矩设定部43A适当地使用A/D转换器等，基于从扭矩传感器5A及车速传感器7A输出的测量信号，获取转向扭矩TA及车速υA的数据。进而，目标扭矩设定部43A基于获取到的转向扭矩TA及车速υA的数据等来设定目标扭矩TA ＊。
电流指令值设定部44A基于由目标扭矩设定部43A设定的目标扭矩TA ＊等，设定电流指令值。具体而言，为了进行矢量控制，电流指令值设定部44A将dq坐标系中的d轴电流指令值IdA ＊及q轴电流指令值IqA ＊设定为电流指令值。此外，d轴电流指令值IdA ＊及q轴电流指令值IqA ＊被设定为产生目标扭矩TA ＊中的、与针对逆变器21A、20B的总输出的逆变器21A的规定的输出比率(例如50％)相应的轴扭矩。
减法部45A对d轴电流指令值IdA ＊与d轴实际电流值IdA的差分ΔIdA进行运算，并且对q轴电流指令值IqA ＊与q轴实际电流值IqA的差分ΔIqA进行运算。
电流控制部46A基于转子角度θA、转子角速度ωA、差分ΔIdA及差分ΔIqA，对d轴电压指令值VdA ＊及q轴电压指令值VqA ＊进行运算。具体而言，电流控制部46A在作为非干扰控制考虑转子角速度ωA的同时，通过利用了PI控制等的电流反馈控制，以使d轴实际电流值IdA接近d轴电流指令值IdA ＊、且使q轴实际电流值IqA接近q轴电流指令值IqA *的方式，对d轴电压指令值VdA *及q轴电压指令值VqA *进行运算。
dq/三相转换部47A使用转子旋转角θA的数据，如下式(1)那样，将d轴电压指令值VdA *及q轴电压指令值VqA *转换为U相电压指令值VuA *、V相电压指令值VvA *及W相电压指令值VwA *的三相电压指令值。三相电压指令值VuA *、VvA *、VwA *根据随着时间经过的转子旋转角θA的变化呈正弦波状变化，作为相互具有120°的相位差的同一振幅的交流电压而得到。此外，三相电压指令值VuA *、VvA *、VwA *在时间轴上以与转子角速度ωA成比例的频率(ωA/2π)变化，三角波的频率(即开关频率)被预先设定为比三相电压指令值VuA *、VvA *、VwA *的频率高的值。
[数学式1]
VuA *＝k(VdA *cos θA-VqA *sin θA)
VvA *＝k{VdA *cos(θA-2π/3)-VqA *sin(θA-2π/3)}
VwA *＝k{VdA *cos(θA-4π/3)-VqA *sin(θA-4π/3)}
这里，k是常数。
...(1)
时钟信号生成部48A输入从配置于控制器26A的外部的、各系统固有的、或者在第一及第二系统中公共的振荡电路(省略图示)输出的基频的交流信号来生成倍增或分频为特定频率的时钟信号。
计时器信号生成部49A将基于时钟信号的脉冲数的向上计数(up count)及向下计数(down count)的计数值生成为计时器信号。具体而言，若计数值达到规定的上限值，则计时器信号生成部49A开始向下计数，另一方面，若计数值达到规定的下限值，则开始向上计数，反复进行向上计数与向下计数。上限值及下限值以向上计数开始定时间的时间的倒数成为开关元件29A～34A的开关频率的方式被预先设定。
三角波生成部50A基于计时器信号生成作为具有规定的电压振幅的载波信号的三角波。三角波在计时器信号表示计数值的下限值到达时成为最小电压值，在计时器信号表示计数值的上限值到达时成为最大电压值。
驱动指令生成部51A作为输出至开关元件29A～34A的驱动指令而生成PWM(脉冲宽度调制：Pulse Width Modulation)脉冲。PWM脉冲将U相电压指令值VuA *、V相电压指令值VvA *及W相电压指令值VwA *与三角波进行比较，由此生成为由高电平及低电平的相对不同的2个电压值表示的脉冲信号。例如，在U相电压指令值VuA ＊、V相电压指令值VvA ＊及W相电压指令值VwA ＊为三角波的电压值以上的情况下，各相的PWM脉冲以高电平生成。另一方面，在U相电压指令值VuA ＊、V相电压指令值VvA ＊及W相电压指令值VwA ＊小于三角波的电压值的情况下，各相的PWM脉冲以低电平生成。总之，驱动指令生成部51A在PWM脉冲中，决定从低电平向高电平上升的上升定时和从高电平向低电平下降的下降定时。
虽然省略图示，但为了抑制马达2的反电动势引起的环流二极管的发热，也可以使用互补PWM。在互补PWM中，在上臂的开关元件29A、31A、33A和下臂的开关元件30A、32A、34A中使导通期间与断开期间相反来进行开关。具体而言，在互补PWM中，输入至上臂的开关元件29A、31A、33A的PWM脉冲与输出至下臂的开关元件30A、32A、34A的PWM脉冲相互反转电平来生成。然而，若由互补PWM生成的PWM脉冲向开关元件29A～34A输出，则存在同一臂中的2个开关元件的上臂与下臂的导通期间瞬间重叠而短路的担忧。因此，在由互补PWM生成的PWM脉冲中，设置有意地将同一臂中的2个开关元件的接通与断开错开的规定的死区时间。此外，在不使用互补PWM的情况下，PWM脉冲也可以被输出至上臂的开关元件21A、23A、25A或者下臂的开关元件22A、24A、26A的任一方。
控制器26A将计时器信号生成部49A中的向上计数的开始定时间设为一个控制周期。因此，控制器26A以向上计数的开始定时(也优选向下计数的开始定时)为契机，开始转向扭矩TA、车速υA、转子旋转角θA及三相实际电流值IuA、IvA、IwA的数据获取。进而，控制器26A基于获取到的数据计算三相电压指令值VuA ＊、VvA ＊、VwA ＊并与三角波进行比较，决定PWM脉冲的上升及下降定时。
此外，在图6中，控制器26B具备与控制器26A同样的功能，关于控制器26B的功能，除一部分以外，能够依照将与控制器26A的功能相关的上述说明中的功能块、控制参数的参照标记从“A”置换为“B”的结果来进行说明。因此，关于控制器26B的功能，为了避免重复说明，省略关于与控制器26A相同的功能的说明，主要对与控制器26A的功能的不同点进行说明。
控制器26B构成为控制周期与控制器26A同步。更详细而言，控制器26B构成为，计时器信号生成部49B中的向上计数及向下计数的开始定时分别与计时器信号生成部49A中的向上计数及向下计数的开始定时同步。由此，控制器26B在与转向扭矩TA、车速υA、转子旋转角θA及三相实际电流值IuA、IvA、IwA的数据获取相同的定时，获取转向扭矩TB、车速υB、转子旋转角θB及三相实际电流值IuB、IvB、IwB的数据。因此，转向扭矩TA与转向扭矩TB、车速υA与υB、转子旋转角θA与θB、三相实际电流值IuA、IvA、IwA与IuB、IvB、IwB各自的系统间的数据若忽视系统间的测量误差，则成为彼此大致相等的值。
控制器26B的控制周期和控制器26A的控制周期没有进行限定，但能够如以下那样进行同步。例如，时钟信号生成部48B基于从控制器26A输出的同步信号，生成与由时钟信号生成部48A生成的时钟信号同步的时钟信号。计时器信号生成部49B在基于从控制器26A输出的同步信号使向上计数及向下计数的开始定时与计时器信号生成部49A同步的基础上，使用由时钟信号生成部48B同步后的时钟信号来生成计时器信号。三角波生成部50B使用该计时器信号来生成三角波。此外，在时钟信号生成部48A、48B在第一及第二系统中使用从公共的振荡电路(省略图示)输出的基频的交流信号的情况下，时钟信号生成部48B也可以不使用从控制器26A输出的同步信号。
控制器26B具有三角波校正部52B，三角波校正部52B使由三角波生成部50B生成的三角波的相位延迟或前进180°来进行校正并生成反相三角波。在由三角波生成部50B生成的三角波中，正电位中的波形与负电位中的波形以0(零)电位为对称轴而线对称的情况下，三角波校正部52B使三角波为相反极性、即、使三角波的电压值正负相反来生成反相三角波。
另外，控制器26B具有转子旋转角校正部53B，转子旋转角校正部53B获取使在dq/三相转换部47B中使用的转子旋转角θB配合三角波校正部51中的相位反转以电角延迟或前进180°来进行校正而得到的校正转子旋转角(θB±π)。
dq/三相转换部47B使用校正转子旋转角(θB±π)的数据，如下式(2)那样，将d轴电压指令值VdB ＊及q轴电压指令值VqB ＊转换为U相电压指令值VuB ＊、V相电压指令值VvB ＊及W相电压指令值VwB ＊的三相电压指令值。三相电压指令值VuB ＊、VvB ＊、VwB ＊根据随着时间经过的转子旋转角θB的变化呈正弦波状变化，作为相互具有120°的相位差的同一振幅的交流电压而得到。此外，三相电压指令值VuB ＊、VvB ＊、VwB ＊在时间轴上以与转子角速度ωB成比例的频率(ωB/2π)变化。
[数学式2]
VuB *＝k{VdB *cos(θB±π)-VqB *sin(θB±π)}
VvB*＝k[VdB *cos{(θB±π)-2π/3}-VqB *sin{(θB±π)-2π/3}]
VwB *＝k[VdB *cos{(θB±π)-4π/3}-VqB *sin{(θB±π)-4π/3}]
这里，k是常数。
...(2)
驱动指令生成部51B将三相电压指令值VuB *、VvB *、VwB *与反相三角波进行比较，由此作为输出至开关元件29B～33B的驱动指令而生成PWM脉冲。
此外，控制器26A、26B中的上述的各功能也可以其一部分或全部通过硬件的结构实现，而不依赖于软件处理。
图7示意性地表示由第一系统的控制器26A生成的三相电压指令值VuA *、VvA *、VwA *及三角波和由第二系统的控制器26B生成的三相电压指令值VuB *、VvB *、VwB *及反相三角波。
如图7的(a)所示，在由三角波生成部50A生成的三角波中，从成为最小电压值的向下峰值(参照空心圆圈)经过成为最大电压值的向上峰值(参照黑色圆圈)再次成为向下峰值为止的时间相当于控制器26A的一个控制周期。三角波的频率相当于开关元件29A～34A的开关频率。
如图7的(b)所示，在由三角波校正部52B生成的反相三角波中，从成为最大电压值的向上峰值(参照黑色圆圈)经过成为最小电压值的向下峰值(参照空心圆圈)再次成为向上峰值为止的时间相当于控制器26B的一个控制周期。反相三角波的频率相当于开关元件29B～34B的开关频率。
若参照图7，则由三角波生成部50A生成的三角波的向下峰值(参照图7的(a)的空心圆圈)与由三角波校正部52B生成的反相三角波的向上峰值(参照图7的(b)的黑色圆圈)同步。另外，由三角波生成部50A生成的三角波的向上峰值(参照图7的(a)的黑色圆圈)与由三角波校正部52B生成的反相三角波的向下峰值(参照图7的(b)的空心圆圈)同步。因此，由三角波生成部50A生成的三角波和由三角波校正部52B生成的反相三角波成为相互相反相位的关系。特别是，在由三角波生成部50B生成的三角波中，在正电位下的波形与负电位下的波形以0(零)电位为对称轴线对称的情况下，反相三角波相对于由三角波生成部50A生成的三角波成为相反极性。
另外，通过dq/三相转换部47A转换而得到的三相电压指令值VuA *、VvA ＊、VwA ＊(参照图7的(a))和通过dq/三相转换部47B转换而得到的三相电压指令值VuB ＊、VvB ＊、VwB ＊(参照图7的(b))成为相互相反相位的关系。换言之，通过dq/三相转换部47B转换而得到的三相电压指令值VuB ＊、VvB ＊、VwB ＊的各值分别相当于使通过dq/三相转换部47A转换而得到的三相电压指令值VuA ＊、VvA ＊、VwA ＊的各值为相反极性的值(VuA ＊≒－VuB ＊、VvA ＊≒－VvB ＊、VwA ＊≒－VwB ＊)。这是因为，如上述那样，在各系统中以相同的定时获取各数据，因此若忽略系统间的测量误差等，则在上式(1)及(2)中，转子旋转角θA、θB、d轴电压指令值VdA ＊、VdB ＊以及q轴电压指令值VqA ＊、VqB ＊各自的系统间的测量值或计算值成为彼此大致相等的值。
图8表示各系统的PWM脉冲及共模电流的一例。如图7所示，在控制器26A中生成的三角波的电压值及三相电压指令值VuA ＊、VvA ＊、VwA ＊和在控制器26B中生成的反相三角波的电压值及三相电压指令值VuB ＊、VvB ＊、VwB ＊分别相互处于相反极性的关系。因此，U相电压指令值VuA ＊和三角波的电压值变得相等的定时与U相电压指令值VuB ＊和反相三角波的电压值变得相等的定时相同，或者与其极为接近。因此，如图8的(a)及(b)所示，由驱动指令生成部51A生成的U相的PWM脉冲的上升定时与由驱动指令生成部51B生成的U相的PWM脉冲的下降定时相同，或者与其极为接近。另外，如图8的(a)及(b)所示，由驱动指令生成部51A生成的U相的PWM脉冲的下降定时与由驱动指令生成部51B生成的U相的PWM脉冲的上升定时相同，或者与其极为接近。像这样在系统间PWM脉冲的上升及下降定时变得相反的情况对于V相及W相也是同样的(参照图8的(a)及(b))。
然而，在逆变器21A、21B与壳体27之间存在寄生电容C1，在马达2与壳体17之间存在寄生电容C2(参照图4)。这里，若参照图8的(a)、(c)，则在第一系统中，在开关元件29A通过从控制器26A输出的U相的PWM脉冲的上升而接通时，逆变器21A的U相输出电压VuA显著上升。在逆变器21A与壳体27之间流动的共模电流相当于(C1×dVuA/dt)，因此该共模电流成为正值而从逆变器21A向壳体27泄漏。另外，在马达2与壳体17之间流动的共模电流相当于(C2×dVuA/dt)，因此该共模电流也成为正值而从马达2向壳体17泄漏。在第一系统中，在V相及W相的PWM脉冲的上升中也同样地，正的共模电流泄漏。像这样，在逆变器21A的上臂的开关元件29A、31A、33A通过从控制器26A输出的PWM脉冲的上升而接通时，正的共模电流从第一系统泄漏。
另一方面，在第二系统中，从控制器21B输出的U相的PWM脉冲如上述那样，在从控制器21A输出的U相的PWM脉冲上升时下降。这里，若参照图8的(b)、(d)，则在第二系统中，在开关元件29B通过从控制器26B输出的U相的PWM脉冲的下降而断开时，逆变器21B的U相输出电压VuB显著下降。在逆变器21B与壳体27之间流动的共模电流相当于(C1×dVuB/dt)，因此该共模电流成为负值，从壳体27向逆变器21B泄漏。另外，在马达2与壳体17之间流动的共模电流如上述那样相当于(C2×dVuA/dt)，因此该共模电流也成为负值而从壳体17向马达2泄漏。在第二系统中，在V相及W相的PWM脉冲的下降中也同样地，负的共模电流泄漏。像这样，在逆变器21B的上臂的开关元件29B、31B、33B通过从控制器26B输出的PWM脉冲的下降而断开时，负的共模电流从第二系统泄漏。因此，第一系统的正的共模电流与第二负的共模电流相互抵消，因此与各系统的共模电流相比，将两个系统的共模电流合成而得到的合成共模电流成为显著接近零的值。
另外，若参照图8的(a)、(c)，则在第一系统中，在上臂的开关元件29A、31A、33A通过从控制器26A输出的PWM脉冲的下降而断开时，负的共模电流泄漏。另一方面，若参照图8的(b)、(d)，则在第二系统中，从控制器26B输出的PWM脉冲如上述那样，以与从控制器26A输出的PWM脉冲的下降同样的定时上升。由此，若上臂的开关元件29B、31B、33B接通，则正的共模电流泄漏。因此，合成共模电流通过各系统的共模电流相互抵消，从而与各系统的共模电流相比，成为显著接近零的值。
这里参照图14，对控制器26B不具有三角波校正部52B及转子旋转角校正部53B的情况下的共模电流进行说明。图14表示控制器26B不具有三角波校正部52B及转子旋转角校正部53B的现有的马达驱动装置中的各系统的PWM脉冲及共模电流的一例。
在控制器26B不具有三角波校正部52B及转子旋转角校正部53B的情况下，与控制器26A同样地，生成与图7的(a)的三角波及三相电压指令值VuA ＊、VvA ＊、VwA ＊相同的三角波及三相电压指令值VuB ＊、VvB ＊、VwB ＊。因此，如图14的(a)、(b)所示，控制器26A的驱动指令生成部51A生成的PWM脉冲与控制器26B的驱动指令生成部51B生成的PWM脉冲成为相同的波形，在两个PWM脉冲中，上升及下降定时相互一致。因此，如图14的(c)～(e)所示，合成共模电流在PWM脉冲的上升定时，在各系统中产生的正的共模电流重叠，另一方面，在PWM脉冲的下降定时，在各系统中产生的负的共模电流重叠。正的共模电流在向壳体27、17泄漏后，经由存在于车身及车载电池4与壳体28之间的寄生电容C3，同相地返回到连接车载电池4的正极及负极与马达驱动装置3的电源线。另一方面，负的共模电流向与正的共模电流相反的方向流动。这些共模电流作为放射噪声对周边电气设备的动作产生显著的影响，因此为了实现共模电流的抑制，需要在现有的马达驱动装置的各系统中设置Y电容器、扼流线圈等噪声对策用电气部件。
图9表示第一系统及第二系统各自的三相电流的一例。如上述那样，PWM脉冲的上升及下降定时在系统间成为相反。因此，第一系统的绕线组13A的三相实际电流值IuA、IvA、IwA与第二系统的绕线组13B的三相实际电流值IuB、IvB、IwB以相互相反相位或相反极性的关系变化(IuA≒－Iu B、IvA≒－IvB、IwA≒－IwB)。假设若绕线组13A的线圈14A～16A的卷绕方向与绕线组13B的线圈14B～16B的卷绕方向相同，则在U相线圈13A、13B、V相线圈14A、14B、W相线圈15A、15B各自的同相线圈间产生相互反向的磁通，马达2的旋转驱动变得困难。但是，在马达2中，如图3所示，在绕线组13A和绕线组13B中，卷绕方向互不相同，因此在绕线组13A及绕线组13B的同相线圈中以相同的方向产生同样的磁通。因此，在绕线组13A及绕线组13B的每一个中以电角向相同的方向产生旋转磁场，即使绕线组13A的三相实际电流值IuA、IvA、IwA与绕线组13B的三相实际电流值IuB、IvB、IwB是相互相反相位或相反极性的关系，也能够进行马达2的顺畅的旋转驱动。
像这样，在马达驱动装置3中，以使从控制器26A向逆变器21A输出的PWM脉冲的上升与从控制器26B向逆变器21B输出的PWM脉冲的下降一致的方式来使马达2旋转驱动。另外，在马达驱动装置3中，以使从控制器26A向逆变器21A输出的PWM脉冲的下降与从控制器26B向逆变器21B输出的PWM脉冲的上升一致的方式来使马达2旋转驱动。因此，两个系统的共模电流相互抵消来抑制合成共模电流，因此能够在维持耐噪声性能的同时，削减马达驱动装置3的各系统中的Y电容器、扼流线圈等噪声对策用电气部件。由此，能够实现马达驱动装置3进而作为其应用对象的电动转向系统1的产品小型化。
(马达的第一变形例)
参照图10及图11对马达2的第一变形例进行说明。图10表示马达2的第一变形例所涉及的概略构造。此外，针对与上述的实施方式同样的结构标注相同的附图标记，来省略或简化其说明。以下是同样的。
本变形例所涉及的马达53在马达2中的定子12在旋转轴8的轴向上被分割为定子12A和定子12B，在定子12A仅配设绕线组13A，在定子12B仅配设绕线组13B的方面与马达2不同。
图11表示马达53的绕线配置。定子12A及定子12B被配置固定为定子12A的齿11A与定子12B的齿11B在转子10的旋转方向上成为相同位置。如图11的(a)所示，在定子12A的齿11A中，随着齿11A向转子10的旋转方向移动，绕线组13A的各相线圈14A、15A、16A按该顺序依次被配置，并以凸极集中卷绕的方式被卷绕。如图11的(b)所示，在定子12B的齿11B配置绕线组13B的各相线圈14B、15B、16B中的、与卷绕于在转子10的旋转方向上处于相同位置的齿11A的线圈的相位对应的线圈，并以凸极集中卷绕的方式依次被卷绕。不过，在绕线组13A的各相线圈14A、15A、16A和绕线组13B的各相线圈14B、15B、16B中，卷绕方向互不相同。
在图11的绕线配置中，在绕线组13A及绕线组13B的同相线圈中也以相同的方向产生同样的磁通，因此在绕线组13A及绕线组13B中以电角向相同的方向产生旋转磁场。因此，即使绕线组13A的三相实际电流值IuA、IvA、IwA与绕线组13B的三相实际电流值IuB、IvB、IwB是相互相反相位或相反极性的关系，也能够进行马达53的顺畅的旋转驱动。
(马达的第二变形例)
参照图12对马达2的第二变形例进行说明。图12表示马达2的第二变形例所涉及的概略构造。
本变形例所涉及的马达54在马达2中的转子1在旋转轴8的轴向上被分割为转子10A和转子10B，转子10A与转子10B在旋转轴方向(例如旋转轴8)上连结的方面与马达2不同。另外，马达54在马达2中的定子12在旋转轴8的轴向上被分割为定子12A和定子12B，并被配置固定为定子12A的齿11A与转子10A的永久磁铁9A对置，定子12B的齿11B与转子10B的永久磁铁9B对置的方面与马达2不同。并且，马达54在定子12A仅配设绕线组13A，在定子12B仅配设绕线组13B的方面与马达2不同。
在具有图12的构造的马达54中，随着齿11A向转子10A的旋转方向移动，绕线组13A的各相线圈14A、15A、16A按该顺序依次被配置，并以凸极集中卷绕的方式依次被卷绕。另外，在马达54中，随着齿11B向转子10A的旋转方向移动，绕线组13B的各相线圈14B、15B、16B按该顺序依次被配置，并以凸极集中卷绕的方式依次被卷绕。然而，在马达54中，能够由转子10A的永久磁铁9A和转子10B的永久磁铁9B单独决定旋转方向的位置。进而，转子10A的永久磁铁9A与转子10B的永久磁铁9B的旋转方向的相对位置只要被决定为定子12A、12B的旋转磁场向相同的方向旋转即可。因此，在绕线组13A的各相线圈14A、15A、16A和绕线组13B的各相线圈14B、15B、16B中，旋转方向的位置也可以相互错开。在此基础上，或者与此分开地，也可以在绕线组13A的各相线圈14A、15A、16A和绕线组13B的各相线圈14B、15B、16B中使卷绕方向相同。即使这样，也能够通过调整转子10A的永久磁铁9A的旋转方向的位置和转子10B的永久磁铁9B的旋转方向的位置来配置，从而使定子12A、12B的旋转磁场向相同的方向旋转。例如，绕线组13A的各相线圈14A、15A、16A和绕线组13B的各相线圈14B、15B、16B在旋转方向上配设于相同的位置，在绕线组13A和绕线组13B中使线圈的卷绕方向相同的情况下，只要如以下那样进行即可。即，只要使转子10B的永久磁铁9B的旋转方向的位置相对于转子10A的永久磁铁9A的旋转方向的位置以电角错开180°即可。
(马达的第三变形例)
参照图13对马达2的第三变形例进行说明。图13表示马达2的第三变形例所涉及的绕线配置。随着齿11向转子10的旋转方向移动，依次将绕线组13A的各相线圈14A、15A、16A按该顺序配置于定子12的所有齿11，并通过凸极集中卷绕而被卷绕。另外，使相位与绕线组13A的各相线圈14A、15A、16A对应地，将绕线组13B的各相线圈14B、15B、16B以凸极集中卷绕方式依次卷绕于定子12的所有齿11。不过，在绕线组13A的各相线圈14A、15A、16A和绕线组13B的各相线圈14B、15B、16B中，卷绕方向互不相同。
在图13的绕线配置中，在绕线组13A及绕线组13B的同相线圈中也以相同的方向产生同样的磁通，因此在绕线组13A及绕线组13B中以电角向相同的方向产生旋转磁场。因此，即使绕线组13A的三相实际电流值IuA、IvA、IwA与绕线组13B的三相实际电流值IuB、IvB、IwB是相互相反相位或相反极性的关系，也能够进行马达2的顺畅的旋转驱动。
以上，参照优选实施方式对本发明的内容具体地进行了说明，但本领域技术人员能够基于本发明的基本技术思想及教示，如以下那样采用各种变形方式是不言而喻的。
在控制器26B的dq/三相转换部47B中，三相电压指令值VuB ＊、VvB ＊、VwB ＊也可以不使用校正转子旋转角(θB±π)，而仅将使用转子旋转角θB对电压指令值VdB ＊、VqB ＊进行转换而得到的值设为相反极性。
在电动转向系统1中，马达驱动装置3也可以代替被冗余化的控制器26A、26B，而在两个系统中具备一个公共的控制器，公共的控制器进行向绕线组13A、13B的通电控制。在公共的控制器中，生成公共的时钟信号，并基于该时钟信号在两个系统中生成公共的三角波，因此不需要在控制器26A、26B间进行的同步，通电控制所需的处理负担被减轻。
在控制器26A、26B使用互补PWM的情况下，控制器26B也可以基于控制器26A输出至下臂的开关元件30A、32A、34A的PWM脉冲(其中为死区时间补偿前)生成输出至上臂的开关元件29B、31B、33B的PWM脉冲。同样地，也可以基于控制器26A输出至上臂的开关元件29A、31A、33A的PWM脉冲(其中为死区时间补偿前)生成控制器26B输出至下臂的开关元件30B、32B、34B的PWM脉冲。若这样做，则能够不会在控制器26B中进行复杂的处理，使第一系统的PWM脉冲的上升和第二系统的PWM脉冲的下降为相同定时，并使第一系统的PWM脉冲的下降与第二系统的PWM脉冲的上升为相同定时。这样的PWM脉冲生成方法能够使用到在第一系统中产生异常而使逆变器21A的输出停止为止。特别是在两个系统中具备一个公共的控制器的情况下，能够为现实的PWM脉冲生成方法之一。
在第一系统中产生异常而使逆变器21A的输出停止的情况下，控制器26B也可以与控制器26A是否输出同步信号无关地，独自生成时钟信号乃至三角波。另外，为了减轻处理负担，控制器26B也可以停止三角波校正部52B及转子旋转角校正部53B的功能。由此，在驱动指令生成部51B中，通过dq/三相转换部47A，将使用转子旋转角θB的数据来对d轴电压指令值VdB ＊及q轴电压指令值VqB ＊进行转换而得到的三相电压指令值VuB ＊、VvB ＊、VwB ＊与由三角波生成部50B生成的三角波进行比较而生成PWM脉冲。
在电动转向系统1中，旋转角传感器23A、23B、扭矩传感器5A、5B以及车速传感器7A、7B也可以分别在两个系统中由公共的一个测量传感器构成。另一方面，在上述的电动转向系统1中，为了使系统的可靠性提高，也可以构成为将车载电池4冗余化，而具备向逆变器21A进行电力供给的第一车载电池和向逆变器21B进行电力供给的第二车载电池。
壳体17、27、28中的至少一个也可以不与车身等基准接地电连接。即使在这样的情况下，共模电流也能够在壳体17、27、28与基准接地之间流动，因此马达驱动装置3对电动转向系统1的应用是有意义的。
在马达2、53、54中，也可以代替凸极集中卷绕，而将绕线组13A及绕线组13B以分布卷绕方式配设于定子12、12A、12B。特别是，在马达2、53中，通过在以分布卷绕方式配设的绕线组13A和绕线组13B中使卷绕方向互不相同，从而能够产生相同的旋转磁场。
马达2及马达驱动装置3也可以代替壳体17、27，而收容于公共的壳体。另外，作为载波信号，也可以代替三角波而使用锯齿波。
上述的马达驱动装置3即使是电动转向系统1不作为动力转向，而与车辆1000的自动驾驶或半自动驾驶对应来自主进行转向的自动转向装置，也能够应用。另外，在上述的实施方式中，对马达驱动装置3作为被应用于电动转向系统1的装置进行了说明，但只要马达的通电系统是在2个系统中被冗余化的车载系统，则也能够应用于任何系统。
此外，在上述的实施方式中说明的各技术思想及基于其的变形方式只要不产生矛盾，则能够适当组合来使用。
附图标记说明
2、53、54…马达，3…马达驱动装置，10、10A、10B…转子，12、12A、12B…定子，13A…绕线组(第一系统)，13B…绕线组(第二系统)，14A…U相线圈(第一系统)，14B…U相线圈(第二系统)，15A…V相线圈(第一系统)，15B…V相线圈(第二系统)，16A…W相线圈(第一系统)，16B…W相线圈(第二系统)，21A…逆变器(第一系统)，21B…逆变器(第二系统)，26A…控制器(第一系统)，26B…控制器(第二系统)

Claims (11)

1.一种马达驱动装置，对具备电独立的第一绕线组及第二绕线组的马达进行驱动，具备：
第一逆变器，对所述第一绕线组输出三相交流电流；
第二逆变器，对所述第二绕线组输出三相交流电流；以及
控制器，以PWM脉冲向所述第一逆变器及所述第二逆变器输出驱动指令，
所述控制器以使从所述第一逆变器向所述第一绕线组输出的三相交流电流与从所述第二逆变器向所述第二绕线组输出的三相交流电流在各相成为相互相反极性的方式生成所述PWM脉冲。
2.根据权利要求1所述的马达驱动装置，其中，
在向所述第一逆变器输出的所述PWM脉冲和向所述第二逆变器输出的所述PWM脉冲中，各自的电平在各相相互反转。
3.根据权利要求1所述的马达驱动装置，其中，
向所述第一逆变器输出的所述PWM脉冲基于三相电压指令值与三角波的比较而被生成，向所述第二逆变器输出的所述PWM脉冲基于使所述三相电压指令值及所述三角波分别反转后的结果彼此的比较而被生成。
4.根据权利要求1所述的马达驱动装置，其中，
所述马达具备一个转子和配设有所述第一绕线组及所述第二绕线组的一个定子，以使由所述第一绕线组及所述第二绕线组产生的旋转磁场成为同一方向的方式被卷绕于所述定子。
5.根据权利要求4所述的马达驱动装置，其中，
所述第一绕线组的各相线圈的卷绕方向与所述第二绕线组的各相线圈的卷绕方向成为相互反向。
6.根据权利要求5所述的马达驱动装置，其中，
所述第一绕线组的各相线圈被卷绕于所述定子的一半的齿，所述第二绕线组的各相线圈被卷绕于所述定子的剩下的一半的齿。
7.根据权利要求5所述的马达驱动装置，其中，
在所述定子的各齿上被卷绕所述第一绕线组及所述第二绕线组各自的同相线圈。
8.根据权利要求1所述的马达驱动装置，其中，
所述马达具备一个转子、配设有所述第一绕线组的第一定子以及配设有所述第二绕线组的第二定子，以使由所述第一定子产生的旋转磁场与由所述第二定子产生的旋转磁场成为同一方向的方式，所述第一绕线组的各相线圈被卷绕于所述第一定子，所述第二绕线组的各相线圈被卷绕于所述第二定子。
9.根据权利要求8所述的马达驱动装置，其中，
所述第一绕线组的各相线圈的卷绕方向与所述第二绕线组的各相线圈的卷绕方向成为相互反向。
10.根据权利要求1所述的马达驱动装置，其中，
所述马达具备配设有所述第一绕线组的第一定子、配设有所述第二绕线组的第二定子、与所述第一定子成对的第一转子、以及与所述第二定子成对的第二转子，所述第一转子与所述第二转子在旋转轴方向上相互连结。
11.根据权利要求10所述的马达驱动装置，其中，
以使由所述第一定子产生的旋转磁场与由所述第二定子产生的旋转磁场向同一方向旋转的方式，决定所述第一转子的永久磁铁与所述第二转子的永久磁铁的旋转方向的相对位置。
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