WO2022190582A1 - モータ駆動装置 - Google Patents

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WO2022190582A1
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stator
winding
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幸男 服部
寛人 今井
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日立Astemo株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation

Definitions

  • the present invention relates to a motor drive device.
  • a motor driving device for example, as described in Patent Document 1, a motor having two electrically independent winding sets is provided with one inverter for supplying an alternating current to each winding set, It is disclosed that the energization system to the motor is made redundant by two systems.
  • the motor driving apparatus drives a motor having electrically independent first winding sets and second winding sets, in which a three-phase alternating current is applied to the first winding set.
  • a second inverter that outputs a three-phase alternating current to the second winding set
  • a controller that outputs a drive command to the first inverter and the second inverter in the form of PWM pulses, and controls
  • the device is arranged so that the three-phase AC current output from the first inverter to the first winding set and the three-phase AC current output from the second inverter to the second winding set have opposite polarities in each phase. Generate a PWM pulse.
  • the motor drive device According to the motor drive device according to the present invention, it is possible to reduce the number of electrical components for noise countermeasures while maintaining noise resistance performance.
  • FIG. 1 is a schematic diagram showing an example of a schematic configuration of an electric steering system
  • FIG. FIG. 2 is an axial cross-sectional view schematically showing a structural example of a motor
  • FIG. 3 is an X-ray cross-sectional view schematically showing winding arrangement of the motor of FIG. 2
  • 1 is a schematic diagram showing an example of a circuit configuration of an electric steering system
  • FIG. It is a schematic diagram which shows an example of schematic structure of a controller.
  • 4 is a functional block diagram showing an example of functions of a controller
  • FIG. 3 is a schematic diagram showing an example of three-phase voltage command values and carrier signals for each system
  • FIG. FIG. 4 is a schematic diagram showing an example of PWM pulses and common mode currents of each system
  • FIG. 3 is a schematic diagram showing an example of three-phase currents of a motor; 3 is an axial sectional view schematically showing a first modification of the motor of FIG. 2; FIG. FIG. 11 schematically shows the winding arrangement of the motor of FIG. 11, where (a) is a Y-line cross-sectional view and (b) is a Z-line cross-sectional view. 3 is an axial sectional view schematically showing a second modification of the motor of FIG. 2; FIG. 3 is an X-ray cross-sectional view schematically showing a third modification of the motor of FIG. 2; FIG. FIG. 3 is a schematic diagram showing an example of conventional PWM pulses and common mode currents in each system;
  • FIG. 1 shows an example of an electric steering system to which a motor driving device is applied.
  • the electric steering system 1 functions as a power steering that assists the steering torque generated when the driver steers the steering wheel 1001 to steer the pair of steerable wheels 1002 .
  • Steering torque generated by steering operation of steering wheel 1001 is transmitted to pinion gear 1005 connected to pinion shaft 1004 via steering shaft 1003 and the like.
  • Rotational motion of the pinion gear 1005 due to the transmitted steering torque is converted into linear motion in the vehicle width direction by a rack gear 1006 that meshes with the pinion gear 1005.
  • This linear motion operates a pair of steering mechanisms 1007 connected to the rack gear 1006. do.
  • the steerable wheels 1002 respectively connected to the pair of steering mechanisms 1007 are steered.
  • the electric steering system 1 is configured to apply an assist torque that assists the steering torque to the transmission path of the steering torque to the pair of steering mechanisms 1007 .
  • the electric steering system 1 includes a motor 2 and a motor drive device 3 with a built-in computer that drives the motor 2 to generate a desired assist torque.
  • the electric steering system 1 becomes operable when power is supplied from the vehicle-mounted battery 4 to the motor driving device 3 when the ignition switch IGN is turned on.
  • the electric steering system 1 also includes a torque sensor 5 and a speed reducer 6 inside a steering column 1008 that supports a steering shaft 1003 .
  • the torque sensor 5 is a torque measuring instrument that measures the steering torque T by various detection methods such as magnetostrictive, strain gauge, and piezoelectric, and outputs a measurement signal corresponding to the steering torque T.
  • the reduction gear 6 is a speed reduction mechanism that increases the shaft torque of the motor 2 in inverse proportion to the rotation speed and transmits it to the steering shaft 1003 .
  • the electric steering system 1 includes a vehicle speed sensor 7 as a vehicle speed measuring device that measures the vehicle speed ⁇ and outputs a measurement signal corresponding to the vehicle speed ⁇ .
  • a vehicle speed sensor 7 a wheel speed sensor used in other control systems such as an ABS (Anti-lock Braking System) or a skid prevention device may be used.
  • the motor driving device 3 receives measurement signals output from the torque sensor 5, the vehicle speed sensor 7, etc., and determines a target assist torque value (target torque ). Then, the motor driving device 3 performs energization control of the motor 2 so that the shaft torque generated by the motor 2 approaches the target torque. When the shaft torque of the motor 2 generated by such energization control is transmitted to the steering shaft 1003 via the speed reducer 6, the steering torque is assisted by the assist torque corresponding to the operating state of the vehicle 1000.
  • the motor driving device 3 can also be applied when the electric steering system 1 functions as an automatic steering device that autonomously performs steering corresponding to automatic or semi-automatic driving of the vehicle 1000.
  • an automatic driving controller installed separately from the motor drive device 3 calculates a target steering angle of the steering wheel 1001 based on external world information acquired by external world recognition means such as a camera, and outputs the target steering angle to the motor drive device 3 .
  • the motor driving device 3 performs energization control of the motor 2 so that the current steering angle detected by the steering angle sensor approaches the target steering angle calculated by the automatic operation controller.
  • the shaft torque of the motor 2 generated by such energization control is transmitted to the steering shaft 1003 via the speed reducer 6, so that the vehicle 1000 can be automatically driven.
  • the motor 2 has two electrically independent winding sets as stator coils, and the motor driving device 3 has two energization systems for energizing each winding set from the vehicle-mounted battery 4.
  • energization control of one winding set of the motor 2 is autonomously performed
  • energization control of the other winding set of the motor 2 is autonomously performed.
  • the reference characters of the components of the first system include “A”
  • the reference characters of the components of the second system include “B”
  • the reference characters are "A ” and “B” shall have similar meanings to each other.
  • FIG. 2 shows the schematic structure of the motor 2
  • FIG. 3 shows the winding arrangement of the motor 2. As shown in FIG.
  • the motor 2 is a three-phase brushless motor, and includes a rotating shaft 8 that is rotatably supported, and a rotor 10 that rotates with the rotating shaft 8 and has permanent magnets 9 alternately arranged with different polarities in the direction of rotation. , one each.
  • the motor 2 has one stator 12 arranged on the outer circumference of the rotor 10, and the stator 12 has a plurality of teeth facing the permanent magnets 9 of the rotor 10 with gaps therebetween in the radial direction of the rotating shaft 8. 11 is connected to the inner circumference of the annular yoke.
  • the stator 12 of the motor 2 is provided with two winding sets 13 electrically independent of each other as described above.
  • One winding set 13A of the two winding sets 13 is subject to energization control by the first system, and is a three-phase winding in which a U-phase coil 14A, a V-phase coil 15A, and a W-phase coil 16A are Y-connected.
  • the other winding set 13B of the two winding sets 13 is subject to energization control by the second system, and is a three-phase winding in which a U-phase coil 14B, a V-phase coil 15B, and a W-phase coil 16B are Y-connected. .
  • phase coils 14A, 15A and 16A of the winding group 13A are wound around half of the plurality of teeth 11 by salient pole concentrated winding, and the winding group 13B is wound around the other half of the plurality of teeth 11.
  • Each phase coil 14B, 15B, 16B is wound by salient pole concentrated winding.
  • a U-phase coil 14A, a V-phase coil 15A, and a W-phase coil 16A are wound in this order around three teeth 11 that are continuous in the rotation direction of the rotor 10 .
  • U-phase coil 14B, V-phase coil 15B, and W-phase coil 16B are sequentially wound around three teeth 11 that are continuous in the rotational direction of rotor 10 .
  • the winding directions of the phase coils 14A, 15A and 16A of the winding set 13A and the phase coils 14B, 15B and 16B of the winding set 13B are different from each other.
  • FIG. 4 shows the circuit configuration of the electric steering system 1. As shown in FIG.
  • the motor 2 is housed in a housing 17, and this housing 17 is electrically connected to the reference ground of the vehicle body or the like.
  • Power supply lines 18A, 19A, and 20A are connected to the winding set 13A of the motor 2, that is, the U-phase coil 14A, the V-phase coil 15A, and the W-phase coil 16A, respectively.
  • power supply lines 18B, 19B, and 20B are connected to the winding set 13B of the motor 2, that is, the U-phase coil 14B, the V-phase coil 15B, and the W-phase coil 16B, respectively.
  • the motor drive device 3 has, as a first system, an inverter 21A, a power supply circuit 22A, various measuring instruments such as a rotation angle sensor 23A and current sensors 24A and 25A, and a controller 26A.
  • the motor drive device 3 has, as a second system, an inverter 21B, a power supply circuit 22B, various measuring instruments such as a rotation angle sensor 23B and current sensors 24B and 25B, and a controller 26B.
  • the motor driving device 3 is housed in a housing 27, and the housing 27 is electrically connected to the reference ground of the vehicle body or the like. In the electric steering system 1, the torque sensor 5 and the vehicle speed sensor 7 are also made redundant. A sensor 7B is provided.
  • the inverter 21A is supplied with power from the vehicle-mounted battery 4 accommodated in the housing 28 when the ignition switch IGN is in the ON state.
  • the housing 28 is electrically connected to the reference ground of the vehicle body or the like.
  • U-phase, V-phase, and W-phase half bridge circuits are connected in parallel between a positive bus line connected to the positive electrode of the vehicle battery 4 and a negative bus line connected to the negative electrode of the vehicle battery 4.
  • 3-phase bridge circuit is configured by serially connecting an upper arm switching element 30A and a lower arm switching element 30A, and the two switching elements 29A and 30A are connected to a power supply line 18A.
  • the V-phase half bridge circuit is configured by serially connecting an upper arm switching element 31A and a lower arm switching element 32A, and a power supply line 19A is connected between the two switching elements 31A and 32A.
  • the W-phase half-bridge circuit is configured by serially connecting an upper arm switching element 33A and a lower arm switching element 34A, and the two switching elements 33A and 34A are connected to a power supply line 20A.
  • the switching elements 29A to 34A each have an antiparallel freewheeling diode and an externally controllable control electrode, and perform a switching operation to switch between an ON state and an OFF state according to a control signal input to the control electrode.
  • MOSFET Metal Oxide Semiconductor Metal Field Effect Transistor
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • N-channel MOSFETs are used as the switching elements 29A to 34A.
  • the switching elements 29A to 34A electrically conduct between the drain and the source when turned on based on a high-level control signal (gate signal) equal to or higher than a predetermined threshold voltage.
  • the switching elements 29A to 34A cut off electrical conduction between the drain and the source when turned off based on a low-level control signal (gate signal) below a predetermined threshold.
  • the power supply circuit 22A is a circuit that adjusts the output voltage of the vehicle-mounted battery 4 and supplies operating voltage to the controller 26A when the ignition switch IGN is in the ON state. Although not shown, the power supply circuit 22A adjusts the output voltage of the vehicle-mounted battery 4 to power the torque sensor 5A, vehicle speed sensor 7A, rotation angle sensor 23A, current sensors 24A, 25A, and other measuring instruments belonging to the first system. Voltage may also be supplied as appropriate.
  • the rotation angle sensor 23A is a rotation angle measuring device that measures the rotation angle (hereinafter referred to as "rotor rotation angle") ⁇ A of the rotor 10 and outputs a measurement signal corresponding to the rotor rotation angle ⁇ A .
  • the rotation angle sensor 23A can measure the rotor rotation angle ⁇ A using various principles such as Hall elements, resolvers, rotary encoders, and the like.
  • the current sensors 24A and 25A are provided in two phases different from each other in the U-phase to W-phase half bridge circuits of the inverter 21A or the power supply lines 18A to 20A, and measure the phase current values actually flowing in the corresponding phases. It is a phase current measuring instrument that outputs a measurement signal corresponding to a phase current value.
  • the current sensor 24A is provided on the U-phase lower arm and outputs a measurement signal corresponding to the phase current value IuA that actually flows through the U-phase (hereinafter referred to as "U-phase actual current value"). .
  • a current sensor 25A is provided on the lower arm of the V-phase and outputs a measurement signal corresponding to the phase current value (hereinafter referred to as "V-phase actual current value") IvA that actually flows through the V-phase.
  • the current sensors 24A, 25A can measure the actual current values Iu A , Iv A using various measurement principles, such as amplifying the potential difference across the shunt resistor with an operational amplifier and outputting it.
  • a phase current measuring instrument a three-phase current is measured from the inverter bus current measured by a single shunt resistor (see Japanese Patent Application Laid-Open No. 2019-071755), and a current sensor is installed for each of the three phases. It may be provided to measure the phase current.
  • FIG. 5 shows an example of the schematic configuration of the controller 26A.
  • the controller 26A includes a processor 35A such as a CPU (Central Processing Unit), a volatile memory 36A such as a RAM (Random Access Memory), a nonvolatile memory 37A such as a ROM (Read Only memory), and an input/output interface 38A.
  • a processor 35A, a volatile memory 36A, a nonvolatile memory 37A, an input/output interface 38A, etc. are communicably connected by an internal bus 39A.
  • the controller 26A inputs measurement signals output from the torque sensor 5A, the vehicle speed sensor 7A, the rotation angle sensor 23A, and the current sensors 24A and 25A via the input/output interface 38A. Then, the processor 35A reads the program stored in the nonvolatile memory 37A into the volatile memory 36A and executes it, and the controller 26A issues a drive command (control command) to the switching elements 29A to 34A based on the measurement signal. signal). As a result, the controller 26A outputs a drive command to the switching elements 29A to 34A from the input/output interface 38A via a pre-driver (not shown) or the like, and controls energization of the motor 2 by the first system.
  • a pre-driver not shown
  • FIG. 6 shows the functional configuration of the controllers 26A and 26B.
  • the controller 26A includes, as schematic functional blocks, a rotor rotation position measurement unit 40A, a phase current measurement unit 41A, a three-phase/dq conversion unit 42A, a target torque setting unit 43A, a current command value setting unit 44A, a subtraction unit 45A, It has a current control section 46A, a dq/3 phase conversion section 47A, a clock signal generation section 48A, a timer signal generation section 49A, a triangular wave generation section 50A, and a drive command generation section 51A.
  • the rotor rotational position measurement unit 40A acquires data (electrical angle) of the rotor rotational angle ⁇ A based on the measurement signal output from the rotational angle sensor 23A.
  • the rotor rotational position measurement unit 40A acquires data of the rotor rotational angle ⁇ A by A /D converting the sampling value of the measurement signal using, for example, an A/D (Analog/Digital) converter.
  • the rotor rotation position measurement unit 40A obtains the data of the rotor angular velocity ⁇ A corresponding to the time differential value of the rotor rotation angle ⁇ A by calculation.
  • the phase current measurement unit 41A acquires data of the U-phase actual current value Iu A based on the measurement signal output from the current sensor 24A. Similarly, the phase current measurement unit 41A acquires data of the V-phase actual current value Iv A based on the measurement signal output from the current sensor 25A.
  • the phase current measurement unit 41A uses an A/D (Analog/Digital) converter to A/D convert the sampled value of the measurement signal to obtain data of the U-phase and V-phase actual current values Iu A and Iv A. get.
  • A/D Analog/Digital
  • the phase current measurement unit 41A uses the acquired data of the U-phase actual current value Iu A and the V-phase actual current value Iv A to determine the actual current flowing through the W phase.
  • the three-phase/dq converter 42A uses the data of the rotor rotation angle ⁇ A to convert the U - phase actual current value IuA , the V-phase actual current value IvA , and the W-phase actual current value IwA .
  • the data is converted into a d-axis actual current value Id A and a q-axis actual current value Iq A in a two-axis rotating coordinate system (dq coordinate system).
  • the target torque setting unit 43A obtains data of the steering torque TA and the vehicle speed ⁇ A based on the measurement signals output from the torque sensor 5A and the vehicle speed sensor 7A using an A/D converter or the like as appropriate. Then, the target torque setting section 43A sets the target torque T A * based on the acquired data of the steering torque T A and the vehicle speed ⁇ A.
  • the current command value setting unit 44A sets the current command value based on the target torque T A * set by the target torque setting unit 43A. Specifically, the current command value setting unit 44A sets the d-axis current command value Id A * and the q-axis current command value Iq A * in the dq coordinate system as current command values in order to perform vector control. Note that the d-axis current command value Id A * and the q-axis current command value Iq A * are set to a predetermined output ratio (for example, 50%) of the inverter 21A to the total output of the inverters 21A and 20B in the target torque T A * . It is set to generate the corresponding shaft torque.
  • a predetermined output ratio for example, 50%
  • the subtraction unit 45A calculates the difference ⁇ Id A between the d-axis current command value Id A * and the d-axis actual current value Id A , and also calculates the difference between the q-axis current command value Iq A * and the q-axis actual current value Iq A. Calculate ⁇ Iq A.
  • Current control unit 46A calculates d-axis voltage command value Vd A * and q-axis voltage command value Vq A * based on rotor angle ⁇ A , rotor angular velocity ⁇ A , difference ⁇ Id A and difference ⁇ Iq A. Specifically, the current control unit 46A converts the d-axis actual current value Id A to the d-axis current command value Id A by current feedback control using PI control or the like while considering the rotor angular velocity ⁇ A as non-interference control. * , and the d-axis voltage command value Vd A * and the q-axis voltage command value Vq A * are calculated so that the q-axis actual current value Iq A approaches the q-axis current command value Iq A * .
  • the dq/three-phase converter 47A converts the d-axis voltage command value Vd A * and the q-axis voltage command value Vq A * using the data of the rotor rotation angle ⁇ A to the U-phase
  • the voltage command value Vu A * , the V-phase voltage command value Vv A * , and the W-phase voltage command value Vw A * are converted into three-phase voltage command values.
  • the three-phase voltage command values Vu A * , Vv A * , Vw A * change sinusoidally in accordance with changes in the rotor rotation angle ⁇ A over time, and have the same amplitude with a phase difference of 120° from each other. obtained as an alternating voltage.
  • three-phase voltage command values Vu A * , Vv A * , Vw A * change at a frequency ( ⁇ A /2 ⁇ ) proportional to the rotor angular velocity ⁇ A on the time axis, and the triangular wave frequency (that is, the switching frequency) is , three-phase voltage command values Vu A * , Vv A * , Vw A * are set in advance to values higher than the frequencies thereof.
  • the clock signal generation unit 48A receives an AC signal of a fundamental frequency output from an oscillation circuit (not shown) that is arranged outside the controller 26A and is unique to each system or common to the first and second systems. to generate a clock signal multiplied or divided to a predetermined frequency.
  • the timer signal generation unit 49A generates a count value by up-counting and down-counting the number of pulses of the clock signal as a timer signal. Specifically, the timer signal generator 49A starts down-counting when the count value reaches a predetermined upper limit value, and starts up-counting when the count value reaches a predetermined lower limit value. and repeat.
  • the upper limit value and the lower limit value are set in advance so that the reciprocal of the time between count-up start timings becomes the switching frequency of the switching elements 29A to 34A.
  • the triangular wave generator 50A generates a triangular wave as a carrier signal having a predetermined voltage amplitude based on the timer signal.
  • the triangular wave has a minimum voltage value when the timer signal indicates that the count value has reached the lower limit value, and has a maximum voltage value when the timer signal indicates that the count value has reached the upper limit value.
  • the drive command generator 51A generates a PWM (Pulse Width Modulation) pulse as a drive command to be output to the switching elements 29A to 34A.
  • the PWM pulse has a relatively different high level and low level by comparing the U-phase voltage command value Vu A *, the V-phase voltage command value Vv A *, and the W-phase voltage command value Vw A * with the triangular wave. It is generated as a pulse signal indicated by two voltage values. For example, when the U-phase voltage command value Vu A *, the V-phase voltage command value Vv A *, and the W-phase voltage command value Vw A * are equal to or higher than the voltage value of the triangular wave, the PWM pulse of each phase is generated at a high level. .
  • the PWM pulse of each phase is generated at a low level.
  • the drive command generator 51A determines the timing of rising from the low level to the high level and the timing of falling from the high level to the low level in the PWM pulse.
  • complementary PWM may be used in order to suppress heat generation of the freewheeling diode due to the back electromotive force of the motor 2.
  • the switching elements 29A, 31A, 33A of the upper arm and the switching elements 30A, 32A, 34A of the lower arm are switched so that the on period and the off period are reversed.
  • the levels of the PWM pulses output to the upper arm switching elements 29A, 31A, and 33A and the PWM pulses output to the lower arm switching elements 30A, 32A, and 34A are inverted with each other. generated.
  • the PWM pulses generated by the complementary PWM are output to the switching elements 29A to 34A, the on-periods of the upper arm and the lower arm of the two switching elements in the same arm momentarily overlap and short-circuit. There is a risk. For this reason, a PWM pulse generated by complementary PWM is provided with a predetermined dead time that intentionally deviates the turn-on and turn-off of two switching elements in the same arm. If complementary PWM is not used, the PWM pulse may be output to either one of the upper arm switching elements 21A, 23A and 25A or the lower arm switching elements 22A, 24A and 26A.
  • the controller 26A makes one control period between the start timings of up-counting in the timer signal generation section 49A. Therefore, the controller 26A controls the steering torque T A , the vehicle speed ⁇ A , the rotor rotation angle ⁇ A and the three-phase actual current values Iu A and Iv at the start timing of up-counting (preferably also the start timing of down-counting).
  • a , Iw A data acquisition is started. Then, the controller 26A calculates three-phase voltage command values VuA * , VvA * , VwA * based on the obtained data, compares them with the triangular wave, and determines the rise and fall timings of the PWM pulse.
  • the controller 26B has the same functions as the controller 26A, and with regard to the functions of the controller 26B, except for some, reference is made to functional blocks and control parameters in the above description of the functions of the controller 26A. It can be explained according to what replaces the code from "A" to "B". For this reason, regarding the functions of the controller 26B, in order to avoid duplication of explanation, the explanation of the functions similar to those of the controller 26A will be omitted, and mainly the differences from the functions of the controller 26A will be explained.
  • Controller 26B is configured to synchronize the control period with controller 26A. More specifically, the controller 26B is configured such that the start timings of up-counting and down-counting in the timer signal generating section 49B are synchronized with the timings of starting up-counting and down-counting in the timer signal generating section 49A. As a result, the controller 26B controls the steering torque T B , the vehicle speed ⁇ A , the rotor rotation angle ⁇ A , and the three-phase actual current values Iu A , Iv A , and Iw A at the same timing as the data acquisition. Data of vehicle speed ⁇ B , rotor rotation angle ⁇ B and three-phase actual current values Iu B , Iv B , Iw B are acquired.
  • steering torque T A and steering torque T B vehicle speeds ⁇ A and ⁇ B , rotor rotation angles ⁇ A and ⁇ B , three-phase actual current values Iu A , Iv A , Iw A and Iu B , Iv B , Iw B
  • the data between the respective systems are approximately equal to each other if the measurement error between the systems is ignored.
  • the control cycle of the controller 26B and the control cycle of the controller 26A can be synchronized as follows, although not limited.
  • the clock signal generator 48B generates a clock signal synchronized with the clock signal generated by the clock signal generator 48A based on the synchronization signal output from the controller 26A.
  • the timer signal generator 49B synchronizes the start timing of up-counting and down-counting with the timer signal generator 49A based on the synchronization signal output from the controller 26A, and then generates the clock synchronized by the clock signal generator 48B.
  • a signal is used to generate a timer signal.
  • the triangular wave generator 50B uses this timer signal, the triangular wave generator 50B generates a triangular wave.
  • the clock signal generator 48B uses an AC signal with a fundamental frequency output from an oscillation circuit (not shown) common to the first and second systems, the clock signal generator 48B is generated from the controller 26A. It is not necessary to use the output synchronization signal.
  • the controller 26B has a triangular wave correcting section 52B that retards or advances the phase of the triangular wave generated by the triangular wave generating section 50B by 180° to generate an anti-phase triangular wave.
  • the triangular wave correction unit 52B reverses the polarity of the triangular wave. In other words, the opposite phase triangular wave may be generated by reversing the voltage value of the triangular wave.
  • controller 26B corrects the rotor rotation angle ⁇ B used in the dq/3-phase conversion unit 47B by delaying or advancing the rotor rotation angle ⁇ B by 180° in electrical angle in accordance with the phase inversion in the triangular wave correction unit 51 ( ⁇ B ⁇ ) is provided.
  • the dq/three-phase converter 47B converts the d-axis voltage command value Vd B * and the q-axis voltage command value Vq B * using the data of the corrected rotor rotation angle ( ⁇ B ⁇ ) to the following formula (2): are converted into three-phase voltage command values of a U-phase voltage command value Vu B * , a V-phase voltage command value Vv B * , and a W-phase voltage command value Vw B * .
  • the three-phase voltage command values Vu B * , Vv B * , Vw B * change sinusoidally according to changes in the rotor rotation angle ⁇ B over time, and have the same amplitude with a phase difference of 120° from each other. obtained as an alternating voltage.
  • the three-phase voltage command values Vu B * , Vv B * , Vw B * change on the time axis at a frequency ( ⁇ B /2 ⁇ ) proportional to the rotor angular velocity ⁇ B .
  • the drive command generator 51B compares the three-phase voltage command values Vu B *, Vv B *, Vw B * with the reverse phase triangular wave to generate a PWM pulse as a drive command to be output to the switching elements 29B to 33B. .
  • controllers 26A and 26B may be realized by hardware configuration instead of software processing.
  • FIG. 7 shows the three-phase voltage command values Vu A * , Vv A * , Vw A * and triangular waves generated by the controller 26A of the first system and the three-phase voltage command values generated by the controller 26B of the second system.
  • Vu B *, Vv B *, Vw B * and anti-phase triangular waves are shown schematically.
  • the triangular wave generated by the triangular wave generation unit 50A from the downward peak (see white circle) at the minimum voltage value to the upward peak (see black circle) at the maximum voltage value, The time until the downward peak is reached again corresponds to one control cycle of the controller 26A.
  • the triangular wave frequency corresponds to the switching frequency of the switching elements 29A-34A.
  • the upward peak (see the black circle mark) at which the maximum voltage value is reached and the downward peak (see the white circle mark) at which the minimum voltage value is obtained.
  • the time until the upward peak again corresponds to one control cycle of the controller 26B.
  • the frequency of the antiphase triangular wave corresponds to the switching frequency of the switching elements 29B-34B.
  • the downward peak of the triangular wave generated by the triangular wave generator 50A (see the white circle in FIG. 7A) and the upward peak of the antiphase triangular wave generated by the triangular wave corrector 52B (FIG. 7B) (see the black circle in ) are synchronized. Also, the upward peak of the triangular wave generated by the triangular wave generator 50A (see the black circle in FIG. 7A) and the downward peak of the inverse phase triangular wave generated by the triangular wave corrector 52B (see the white circle in FIG. 7B) ) are synchronized.
  • the triangular wave generated by the triangular wave generating section 50A and the anti-phase triangular wave generated by the triangular wave correcting section 52B have opposite phases to each other.
  • the triangular wave generated by the triangular wave generating section 50B if the waveform at the positive potential and the waveform at the negative potential are symmetrical with respect to the 0 (zero) potential, the triangular wave generated by the triangular wave generating section 50A
  • the anti-phase triangular wave has the opposite polarity.
  • the three-phase voltage command values VuA * , VvA * , VwA * obtained by conversion by the dq/three-phase converter 47A and the The three-phase voltage command values Vu B * , Vv B * , and Vw B * (see FIG. 7(b)) obtained by the above are in opposite phases to each other.
  • each value of the three-phase voltage command values Vu B * , Vv B * , Vw B * obtained by conversion by the dq/three-phase converter 47B is converted by the dq/three-phase converter 47A.
  • the three-phase voltage command values Vu A * , Vv A * , and Vw A * obtained by the above are equivalent to values obtained by inverting the polarities (Vu A * ⁇ -Vu B * , Vv A * ⁇ -Vv B * , Vw A * ⁇ Vw B * ).
  • FIG. 8 shows an example of PWM pulses and common mode currents of each system.
  • the triangular wave voltage values and three-phase voltage command values Vu A * , Vv A * , Vw A * generated by the controller 26A and the anti-phase triangular wave voltage values and The three-phase voltage command values Vu B * , Vv B * , and Vw B * have opposite polarities to each other. Therefore, the timing at which the U-phase voltage command value Vu A * becomes equal to the voltage value of the triangular wave is the same as the timing at which the U-phase voltage command value Vu B * equals the voltage value of the anti-phase triangular wave, or become very close to Therefore, as shown in FIGS.
  • the rise timing of the U-phase PWM pulse generated by the drive command generator 51A is the fall timing of the U-phase PWM pulse generated by the drive command generator 51B. It will be the same as the timing, or very close to it.
  • the fall timing of the U-phase PWM pulse generated by the drive command generator 51A corresponds to the rise of the U-phase PWM pulse generated by the drive command generator 51B. It will be the same as the timing, or very close to it. In this way, the rising and falling timings of the PWM pulses are reversed between systems, and this also applies to the V phase and W phase (see FIGS. 8A and 8B).
  • a parasitic capacitance C1 exists between the inverters 21A and 21B and the housing 27, and a parasitic capacitance C2 exists between the motor 2 and the housing 17 (see FIG. 4).
  • the switching element 29A is turned on by the rise of the U-phase PWM pulse output from the controller 26A
  • the U-phase of the inverter 21A is turned on.
  • the output voltage Vu A rises significantly. Since the common mode current flowing between the inverter 21A and the housing 27 corresponds to (C1 ⁇ dVu A /dt), this common mode current becomes a positive value and leaks from the inverter 21A to the housing 27 .
  • the U-phase PWM pulse output from the controller 21B falls when the U-phase PWM pulse output from the controller 21A rises, as described above.
  • the switching element 29B is turned off by the fall of the U-phase PWM pulse output from the controller 26B
  • the U of the inverter 21B is turned off.
  • Phase output voltage Vu B drops significantly. Since the common mode current flowing between the inverter 21B and the housing 27 corresponds to (C1 ⁇ dVu B /dt), this common mode current becomes a negative value and leaks from the housing 27 to the inverter 21B. .
  • the combined common mode current obtained by synthesizing the common mode currents of both systems is comparatively smaller than the common mode current of each system. values are remarkably close to zero.
  • FIG. 14 shows an example of PWM pulses and common mode currents of each system in a conventional motor drive device in which the controller 26B does not have the triangular wave correction section 52B and the rotor rotation angle correction section 53B.
  • the controller 26B does not have the triangular wave correction section 52B and the rotor rotation angle correction section 53B, the triangular wave and the three-phase voltage command values Vu A * , Vv in FIG. Triangular waves similar to A * and VwA * and three-phase voltage command values VuB * , VvB * and VwB * are generated. Therefore, as shown in FIGS. 14A and 14B, the PWM pulse generated by the drive command generator 51A of the controller 26A and the PWM pulse generated by the drive command generator 51B of the controller 26B are similar to each other. waveform, and the rise and fall timings of both PWM pulses are matched with each other. Therefore, as shown in FIGS.
  • the combined common-mode current is superimposed on the positive common-mode current generated in each system at the rising timing of the PWM pulse, and at the falling timing of the PWM pulse. Then, the negative common mode current generated in each system is superimposed. After the positive common mode current leaks to the housings 27 and 17, the positive and negative electrodes of the vehicle battery 4 and the motor drive device pass through the parasitic capacitance C3 existing between the vehicle body, the vehicle battery 4, and the housing 28. 3 are returned in phase to the power supply line connecting . On the other hand, negative common mode current flows in the opposite direction to positive common mode current. These common mode currents have a significant effect on the operation of peripheral electrical equipment as radiation noise. Therefore, it becomes necessary to provide an electrical component for countermeasures.
  • FIG. 9 shows an example of three-phase currents in each of the first system and the second system.
  • the rising and falling timings of PWM pulses are reversed between systems. Therefore, the three-phase actual current values Iu A , Iv A , Iw A of the winding set 13A of the first system and the three-phase actual current values Iu B , Iv B , Iw B of the winding set 13B of the second system are , change in opposite phase or opposite polarity to each other (Iu A ⁇ Iu B , Iv A ⁇ Iv B , Iw A ⁇ Iw B ).
  • the winding direction of the coils 14A to 16A of the winding set 13A and the winding direction of the coils 14B to 16B of the winding set 13B are the same, the U-phase coils 13A and 13B, the V-phase coils 14A and 14B, and the W-phase Magnetic fluxes in opposite directions are generated between the same-phase coils of the coils 15A and 15B, making it difficult to rotationally drive the motor 2 .
  • the winding directions of the winding set 13A and the winding set 13B are different from each other. A magnetic flux is generated.
  • the motor driving device 3 operates the motor 2 by matching the rise of the PWM pulse output from the controller 26A to the inverter 21A and the fall of the PWM pulse output from the controller 26B to the inverter 21B. It is driven to rotate. Further, in the motor driving device 3, the motor 2 is rotationally driven so that the falling edge of the PWM pulse output from the controller 26A to the inverter 21A and the rising edge of the PWM pulse output from the controller 26B to the inverter 21B coincide with each other. I am letting For this reason, the common mode currents of both systems cancel each other out and the combined common mode current is suppressed. Electric parts can be reduced. As a result, it is possible to reduce the product size of the motor drive device 3 and, in turn, the electric steering system 1 to which it is applied.
  • FIG. 10 shows a schematic structure of a first modified example of the motor 2. As shown in FIG. It should be noted that the same reference numerals are given to the same configurations as in the above-described embodiment, and the description thereof will be omitted or simplified. The same applies hereinafter.
  • the stator 12 of the motor 2 is divided into the stator 12A and the stator 12B in the axial direction of the rotating shaft 8, the stator 12A is provided with only the winding set 13A, and the stator 12B is provided with the winding set 13A. It differs from the motor 2 in that only the set 13B is provided.
  • FIG. 11 shows the winding arrangement of the motor 53.
  • the stator 12A and the stator 12B are arranged and fixed such that the teeth 11A of the stator 12A and the teeth 11B of the stator 12B are at the same position in the rotational direction of the rotor 10.
  • the phase coils 14A, 15A, and 16A of the winding set 13A are sequentially arranged in this order as the teeth 11A move in the rotational direction of the rotor 10. and is wound with a salient pole concentrated winding.
  • FIG. 11 shows the winding arrangement of the motor 53.
  • FIG. 11 The stator 12A and the stator 12B are arranged and fixed such that the teeth 11A of the stator 12A and the teeth 11B of the stator 12B are at the same position in the rotational direction of the rotor 10.
  • the phase coils 14A, 15A, and 16A of the winding set 13A are sequentially arranged in this order as the teeth 11A move in the rotational direction of the rotor 10. and is
  • the teeth 11B of the stator 12B are wound around the teeth 11A of the phase coils 14B, 15B, and 16B of the winding set 13B at the same position in the rotation direction of the rotor 10.
  • the coils corresponding to the phases of the coils are arranged, and are sequentially wound by salient pole concentrated winding. However, the winding directions of the phase coils 14A, 15A, 16A of the winding set 13A and the phase coils 14B, 15B, 16B of the winding set 13B are different from each other.
  • the same magnetic flux is generated in the same direction in the in-phase coils of the winding set 13A and the winding set 13B.
  • a rotating magnetic field is generated at Therefore, the three-phase actual current values Iu A , Iv A , and Iw A of the winding set 13A and the three-phase actual current values Iu B , Iv B , and Iw B of the winding set 13B have opposite phases or opposite polarities to each other. Even if there is, smooth rotational driving of the motor 53 is possible.
  • FIG. 12 shows a schematic structure according to a second modification of the motor 2. As shown in FIG.
  • the rotor 10 in the motor 2 is divided into the rotor 10A and the rotor 10B in the axial direction of the rotating shaft 8, and the rotor 10A and the rotor 10B are connected in the rotating shaft direction (for example, the rotating shaft 8).
  • the stator 12 of the motor 2 is divided into the stator 12A and the stator 12B in the axial direction of the rotating shaft 8, the teeth 11A of the stator 12A face the permanent magnets 9A of the rotor 10A, and the teeth 11B of the stator 12B face each other. is arranged and fixed so as to face the permanent magnet 9B of the rotor 10B.
  • the motor 54 differs from the motor 2 in that only the winding set 13A is arranged on the stator 12A and only the winding set 13B is arranged on the stator 12B.
  • the phase coils 14A, 15A, and 16A of the winding set 13A are sequentially arranged in this order as the teeth 11A move in the rotation direction of the rotor 10A. They are sequentially wound.
  • the phase coils 14B, 15B, and 16B of the winding set 13B are sequentially arranged in this order, and are sequentially wound by salient pole concentrated winding. ing.
  • the position in the rotational direction can be individually determined by the permanent magnet 9A of the rotor 10A and the permanent magnet 9B of the rotor 10B.
  • the relative positions of the permanent magnets 9A of the rotor 10A and the permanent magnets 9B of the rotor 10B in the rotational direction should be determined so that the rotating magnetic fields of the stators 12A and 12B rotate in the same direction. Therefore, the positions of the phase coils 14A, 15A and 16A of the winding set 13A and the phase coils 14B, 15B and 16B of the winding set 13B may be shifted from each other in the rotational direction. In addition to this, or apart from this, the phase coils 14A, 15A, 16A of the winding set 13A and the phase coils 14B, 15B, 16B of the winding set 13B may have the same winding direction.
  • the rotating magnetic fields of the stators 12A and 12B are oriented in the same direction.
  • the phase coils 14A, 15A, and 16A of the winding set 13A and the phase coils 14B, 15B, and 16B of the winding set 13B are arranged at the same position in the rotation direction, and the winding set 13A and the winding set 13B are arranged at the same position. If the winding direction of the coil is to be the same for both, the following should be done. That is, the position of the permanent magnet 9B of the rotor 10B in the rotational direction should be shifted by 180 electrical degrees with respect to the position of the permanent magnet 9A of the rotor 10A in the rotational direction.
  • FIG. 13 shows a winding arrangement according to a third modified example of the motor 2.
  • the phase coils 14A, 15A, 16A of the winding set 13A are arranged in this order, and by salient pole concentrated winding, is wound around.
  • All the teeth 11 of the stator 12 are made to correspond to the phases of the phase coils 14A, 15A and 16A of the winding group 13A, and the phase coils 14B, 15B and 16B of the winding group 13B are salient pole concentrated winding. They are sequentially wound.
  • the winding directions of the phase coils 14A, 15A and 16A of the winding set 13A and the phase coils 14B, 15B and 16B of the winding set 13B are different from each other.
  • the same magnetic flux is generated in the same direction in the in-phase coils of the winding set 13A and the winding set 13B.
  • a magnetic field is generated. Therefore, the three-phase actual current values Iu A , Iv A , and Iw A of the winding set 13A and the three-phase actual current values Iu B , Iv B , and Iw B of the winding set 13B have opposite phases or opposite polarities to each other. Even if there is, smooth rotational driving of the motor 2 is possible.
  • the three-phase voltage command values Vu B * , Vv B * , and Vw B * are calculated from the rotor rotation angle ⁇
  • the values obtained by converting the voltage command values Vd B * and Vq B * using B may simply be reversed in polarity.
  • the motor drive device 3 is provided with one controller common to both systems in place of the redundant controllers 26A and 26B, and the common controller controls the winding sets 13A and 13B. You may make it carry out energization control. Since the common controller generates a common clock signal and generates a triangular wave common to both systems based on this clock signal, the synchronization performed between the controllers 26A and 26B becomes unnecessary, and the processing required for energization control. Reduced burden.
  • the controller 26A When the controllers 26A and 26B use complementary PWM, the controller 26A outputs PWM pulses to the switching elements 29B, 31B and 33B of the upper arms to the switching elements 30A, 32A and 34A of the lower arms. It may be generated based on the output PWM pulse (before dead time compensation). Similarly, the PWM pulses output by the controller 26B to the switching elements 30B, 32B, and 34B of the lower arms are the PWM pulses output by the controller 26A to the switching elements 29A, 31A, and 33A of the upper arms (before dead time compensation).
  • the rising edge of the PWM pulse of the first system and the falling edge of the PWM pulse of the second system can be set at the same timing without performing complicated processing in the controller 26B.
  • the falling timing and the rising timing of the PWM pulse of the second system can be set at the same timing.
  • Such a PWM pulse generation method can be used until an abnormality occurs in the first system and the output of the inverter 21A is stopped.
  • it can be one of realistic PWM pulse generation methods.
  • the controller 26B When an abnormality occurs in the first system and the output of the inverter 21A is stopped, the controller 26B independently generates a clock signal and thus a triangular wave regardless of whether or not the controller 26A outputs a synchronizing signal. good too. Also, the controller 26B may stop the functions of the triangular wave correction section 52B and the rotor rotation angle correction section 53B in order to reduce the processing load.
  • the dq/three-phase converter 47A converts the d-axis voltage command value Vd B * and the q-axis voltage command value Vq B * using the data of the rotor rotation angle ⁇ B to 3
  • a PWM pulse is generated by comparing the phase voltage command values Vu B * , Vv B * , Vw B * with the triangular wave generated by the triangular wave generator 50B.
  • the rotation angle sensors 23A, 23B, the torque sensors 5A, 5B, and the vehicle speed sensors 7A, 7B may each be composed of one measurement sensor common to both systems.
  • the vehicle-mounted battery 4 in order to improve the reliability of the system, is made redundant to provide a first vehicle-mounted battery that supplies power to the inverter 21A and a second vehicle-mounted battery that supplies power to the inverter 21B. You may have a structure provided with.
  • At least one of the housings 17, 27, 28 may not be electrically connected to the reference ground of the vehicle body or the like. Even in such a case, a common mode current can flow between the housings 17, 27, 28 and the reference ground, so application of the motor drive device 3 to the electric steering system 1 is significant.
  • the winding set 13A and the winding set 13B may be arranged in the stators 12, 12A, 12B by distributed winding instead of salient pole concentrated winding.
  • a similar rotating magnetic field can be generated by making the winding directions of the winding sets 13A and 13B arranged by distributed winding different from each other.
  • the motor 2 and the motor drive device 3 may be housed in a common housing instead of the housings 17 and 27. Also, a sawtooth wave may be used as the carrier signal instead of the triangular wave.
  • the motor driving device 3 described above can be applied even if the electric steering system 1 is not a power steering but an automatic steering device that autonomously performs steering corresponding to automatic or semi-automatic driving of the vehicle 1000. . Further, in the above embodiment, the motor driving device 3 is applied to the electric steering system 1, but it can be applied to any system as long as it is an in-vehicle system in which the power supply system for the motor is made redundant by two systems. Applicable.

Abstract

電気的に独立した巻線組(13A)及び巻線組(13B)を備えたモータ(2)を駆動するモータ駆動装置(3)は、巻線組(13A)に３相交流電流を出力するインバータ(21A)と、巻線組(13B)に３相交流電流を出力するインバータ(21B)と、インバータ(21A)及びインバータ(21B)へＰＷＭパルスで駆動指令を出力する制御器(26A, 26B)と、を備え、制御器(26A, 26B)は、インバータ(21A)から巻線組(13A)へ出力される３相交流電流と、インバータ(21B)から巻線組(13B)へ出力される３相交流電流と、が各相で互いに逆極性となるようにＰＷＭパルスを生成する。

Description

モータ駆動装置
　本発明は、モータ駆動装置に関する。
　モータ駆動装置として、例えば特許文献１に記載されるように、電気的に独立した２つの巻線組を有するモータに対して巻線組毎に交流電流を供給するインバータを１つずつ備えて、モータへの通電系統を２系統に冗長化したものが開示されている。
特開２０１３－２１５０４０号公報
　ところで、各系統において、インバータを構成するハーフブリッジ回路がスイッチング動作をする際の急峻な出力電圧の変動に伴って、インバータ及びモータとこれらの筐体との間に存在する寄生容量にコモンモード電流が発生することが知られている。このコモンモード電流は、筐体から車体等の基準グランドへ漏洩した後、電源の正極及び負極から延びる各電源ラインへ同位相で戻り、放射ノイズとして周辺の電装品の動作に著しい影響を及ぼすおそれがある。このため、各系統にはＹコンデンサやチョークコイル等のノイズ対策用電気部品を設置して、コモンモード電流の抑制を図ることが考えられる。
　しかし、モータ駆動装置では、例えば電動ステアリング等の適用対象に応じて製品小型化の要求が高まっており、２系統分のノイズ対策用電気部品を必要としていたのでは製品小型化の要求に応えられないおそれがある。
　そこで、本発明は以上のような問題点に鑑み、耐ノイズ性能を維持しつつノイズ対策用電気部品の削減を図ることができるモータ駆動装置を提供することを目的とする。
　このため、本発明に係るモータ駆動装置は、電気的に独立した第１巻線組及び第２巻線組を備えたモータを駆動するものであって、第１巻線組に３相交流電流を出力する第１インバータと、第２巻線組に３相交流電流を出力する第２インバータと、第１インバータ及び第２インバータへＰＷＭパルスで駆動指令を出力する制御器と、を備え、制御器は、第１インバータから第１巻線組へ出力される３相交流電流と第２インバータから第２巻線組へ出力される３相交流電流とが各相で互いに逆極性となるようにＰＷＭパルスを生成する。
　本発明に係るモータ駆動装置によれば、耐ノイズ性能を維持しつつノイズ対策用電気部品の削減を図ることができる。
電動ステアリングシステムの概略構成の一例を示す模式図である。 モータの構造例を模式的に示す軸方向断面図である。 図２のモータの巻線配置を模式的に示すＸ線断面図である。 電動ステアリングシステムの回路構成の一例を示す模式図である。 制御器の概略構成の一例を示す模式図である。 制御器の機能の一例を示す機能ブロック図である。 各系統の３相電圧指令値及びキャリア信号の一例を示す模式図である。 各系統のＰＷＭパルス及びコモンモード電流の一例を示す模式図である。 モータの３相電流の一例を示す模式図である。 図２のモータの第１変形例を模式的に示す軸方向断面図である。 図１１のモータの巻線配置を模式的に示し、（ａ）はＹ線断面図であり、（ｂ）はＺ線断面図である。 図２のモータの第２変形例を模式的に示す軸方向断面図である。 図２のモータの第３変形例を模式的に示すＸ線断面図である。 従来の各系統のＰＷＭパルス及びコモンモード電流の一例を示す模式図である。
　以下、添付された図面を参照し、本発明を実施するための実施形態について詳述する。
（電動ステアリングシステムの概要）
　図１は、モータ駆動装置を適用した電動ステアリングシステムの一例を示す。電動ステアリングシステム１は、運転者がステアリングホイール１００１のステアリング操作を行ったときに発生する操舵トルクで一対の操向輪１００２を転舵させる際に、操舵トルクをアシストするパワーステアリングとして機能する。
　ステアリングホイール１００１のステアリング操作によって発生する操舵トルクは、ステアリングシャフト１００３等を介して、ピニオンシャフト１００４に接続されたピニオンギア１００５に伝達される。伝達された操舵トルクによるピニオンギア１００５の回転運動は、ピニオンギア１００５と噛合するラックギア１００６によって車幅方向の直線運動に変換され、この直線運動によってラックギア１００６に接続された一対の操舵機構１００７が作動する。これにより一対の操舵機構１００７にそれぞれ接続された操向輪１００２が転舵する。
　電動ステアリングシステム１では、一対の操舵機構１００７への操舵トルクの伝達経路に対して、操舵トルクをアシストするアシストトルクを加えるように構成される。図示の例では、電動ステアリングシステム１は、モータ２と、モータ２を駆動して所望のアシストトルクを発生させる、コンピュータ内蔵のモータ駆動装置３と、を備える。電動ステアリングシステム１は、イグニッションスイッチＩＧＮのオン状態により車載バッテリ４からモータ駆動装置３へ電源が供給されることで動作可能となる。
　また、電動ステアリングシステム１は、ステアリングシャフト１００３を軸支するステアリングコラム１００８の内部にトルクセンサ５及び減速機６を備える。トルクセンサ５は、例えば、磁歪式、ひずみゲージ式、圧電式等、種々の検出方式で操舵トルクＴを計測して、操舵トルクＴに応じた計測信号を出力するトルク計測器である。減速機６は、モータ２の軸トルクを回転速度に反比例して増大させてステアリングシャフト１００３に伝達する減速機構である。
　さらに、電動ステアリングシステム１は、車速υを計測して車速υに応じた計測信号を出力する車速計測器として車速センサ７を備える。この車速センサ７としては、ＡＢＳ（Anti-lock Braking System）や横滑り防止装置等の他の制御システムで用いる車輪速センサを用いてもよい。
　モータ駆動装置３は、トルクセンサ５や車速センサ７等から出力された計測信号を入力して、各種計測信号から得られた操舵トルクＴ及び車速υ等に基づいてアシストトルクの目標値（目標トルク）を算出するように構成される。そして、モータ駆動装置３は、モータ２が発生する軸トルクが目標トルクに近づくように、モータ２の通電制御を行う。このような通電制御により発生するモータ２の軸トルクが減速機６を介してステアリングシャフト１００３へ伝達されると、車両１０００の運転状態に応じたアシストトルクで操舵トルクがアシストされる。
　なお、図示省略するが、電動ステアリングシステム１が車両１０００の自動運転ないし半自動運転に対応して操舵を自律的に行う自動操舵装置として機能する場合にも、モータ駆動装置３の適用が可能である。例えば、モータ駆動装置３とは別に車載された自動運転コントローラが、カメラ等の外界認識手段で取得した外界情報等に基づいてステリングホイール１００１の目標操舵角を算出してモータ駆動装置３へ出力する。モータ駆動装置３は、舵角センサで検出した現在の舵角が自動運転コントローラで算出した目標操舵角に近づくように、モータ２の通電制御を行う。このような通電制御により発生したモータ２の軸トルクが減速機６を介してステアリングシャフト１００３へ伝達されることで、車両１０００の自動運転が可能となる。
（電動ステアリングシステムの冗長構成）
　電動ステアリングシステム１では、システムの信頼性を向上させるべく冗長化が図られている。具体的には、モータ２がステータコイルとして電気的に独立した２つの巻線組を有し、モータ駆動装置３は車載バッテリ４から各巻線組への通電を行う通電系統を２つ有している。第１系統では、モータ２の一方の巻線組の通電制御が自律して行われ、第２系統では、モータ２の他方の巻線組の通電制御が自律して行われる。このように冗長化した２つの系統における通電制御によりモータ２が目標トルクを発生するようにすることで、一方の系統で異常が発生した場合でも、正常な他方の系統でモータ２の通電制御を継続して、電動ステアリングシステム１の機能停止を抑制している。以下、モータ２及びモータ駆動装置３において、第１系統の構成要素の参照符号には「Ａ」を含め、第２系統の構成要素の参照符号には「Ｂ」を含め、参照符号が「Ａ」及び「Ｂ」を除いて共通する構成要素又はパラメータは互いに同様の意義を有するものとする。
（モータの具体的構成）
　図２及び図３を参照して、モータ２の具体的な構成について説明する。図２は、モータ２の概略構造を示し、図３は、モータ２の巻線配置を示す。
　モータ２は、３相ブラシレスモータであり、回転可能に軸支された回転軸８と、回転軸８とともに回転し、その回転方向で極性の異なる永久磁石９が交互に配設されたロータ１０と、を１つずつ有する。また、モータ２は、ロータ１０の外周に配置されたステータ１２を１つ有し、ステータ１２は、回転軸８の径方向で、ロータ１０の永久磁石９と隙間を介して対向する複数のティース１１が環状のヨーク内周に連結されてなる。
　モータ２のステータ１２には、上記のように、互いに電気的に独立した２つの巻線組１３が配設される。２つの巻線組１３のうち一方の巻線組１３Ａは第１系統による通電制御の対象となり、Ｕ相コイル１４Ａ、Ｖ相コイル１５Ａ及びＷ相コイル１６ＡがＹ結線された３相巻線である。２つの巻線組１３のうち他方の巻線組１３Ｂは第２系統による通電制御の対象となり、Ｕ相コイル１４Ｂ、Ｖ相コイル１５Ｂ及びＷ相コイル１６ＢがＹ結線された３相巻線である。ステータ１２では、複数のティース１１のうち半分に巻線組１３Ａの各相コイル１４Ａ，１５Ａ，１６Ａが突極集中巻きで巻き回され、複数のティース１１のうち残りの半分に巻線組１３Ｂの各相コイル１４Ｂ，１５Ｂ，１６Ｂが突極集中巻きで巻き回されている。巻線組１３Ａでは、ロータ１０の回転方向で連続する３つのティース１１に、順次、Ｕ相コイル１４Ａ、Ｖ相コイル１５Ａ、Ｗ相コイル１６Ａが、この順番で巻き回されている。巻線組１３Ｂでは、ロータ１０の回転方向で連続する３つのティース１１に、順次、Ｕ相コイル１４Ｂ、Ｖ相コイル１５Ｂ、Ｗ相コイル１６Ｂが、この順番で巻き回されている。ただし、巻線組１３Ａの各相コイル１４Ａ，１５Ａ，１６Ａと巻線組１３Ｂの各相コイル１４Ｂ，１５Ｂ，１６Ｂとでは巻き方向が相互に異なる。
　図３では、ステータ１２にティース１１が１２個形成され、ロータ１０の回転方向で連続する６つのティース１１に巻線組１３Ａが配設され、残りの６つのティース１１に巻線組１３Ｂが配設されている。つまり、巻線組１３Ａの各相コイル１４Ａ，１５Ａ，１６Ａが巻き回される３つのティース１１すなわち第１ティース組が２つ隣接し、巻線組１３Ｂの各相コイル１４Ｂ，１５Ｂ，１６Ｂが巻き回される３つのティース１１すなわち第２ティース組が２つ隣接している。これに代えて、図示省略するが、第１ティース組と第２ティース組とがロータ１０の回転方向で交互に配置されてもよい。要するに、ティース１１の数が６の倍数であり、第１ティース組の数と第２ティース組の数とが等しければ、第１ティース組及び第２ティース組をロータ１０の回転方向で任意の順序で配置可能である。
（電動ステアリングシステムの回路構成）
　図４は、電動ステアリングシステム１の回路構成を示す。
　モータ２は筐体１７に収容され、この筐体１７は車体等の基準グランドに電気的に接続されている。モータ２のうち巻線組１３Ａ、すなわち、Ｕ相コイル１４Ａ、Ｖ相コイル１５Ａ及びＷ相コイル１６Ａには、それぞれ電力供給線１８Ａ，１９Ａ，２０Ａが接続される。同様に、モータ２のうち巻線組１３Ｂ、すなわち、Ｕ相コイル１４Ｂ、Ｖ相コイル１５Ｂ及びＷ相コイル１６Ｂには、それぞれ電力供給線１８Ｂ，１９Ｂ，２０Ｂが接続される。
　モータ駆動装置３は、第１系統として、インバータ２１Ａと、電源回路２２Ａと、回転角センサ２３Ａ及び電流センサ２４Ａ，２５Ａの各種計測器と、制御器２６Ａと、を有する。同様に、モータ駆動装置３は、第２系統として、インバータ２１Ｂと、電源回路２２Ｂと、回転角センサ２３Ｂ及び電流センサ２４Ｂ，２５Ｂの各種計測器と、制御器２６Ｂと、を有する。モータ駆動装置３は筐体２７に収容され、この筐体２７は車体等の基準グランドに電気的に接続されている。なお、電動ステアリングシステム１では、トルクセンサ５及び車速センサ７も冗長化が図られており、第１系統として、トルクセンサ５Ａ及び車速センサ７Ａが備えられ、第２系統として、トルクセンサ５Ｂ及び車速センサ７Ｂが備えられている。
　インバータ２１Ａは、イグニッションスイッチＩＧＮがオン状態であるときに、筐体２８に収容された車載バッテリ４から電力が供給される。筐体２８は車体等の基準グランドに電気的に接続されている。インバータ２１Ａでは、車載バッテリ４の正極に接続される正極側母線と車載バッテリ４の負極に接続される負極側母線との間に、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相のハーフブリッジ回路が並列に接続された３相ブリッジ回路を有する。Ｕ相ハーフブリッジ回路は上アームのスイッチング素子３０Ａと下アームのスイッチング素子３０Ａとが直列接続されて構成され、２つのスイッチング素子２９Ａ，３０Ａ間は電力供給線１８Ａに接続されている。Ｖ相ハーフブリッジ回路は上アームのスイッチング素子３１Ａと下アームのスイッチング素子３２Ａとが直列接続されて構成され、２つのスイッチング素子３１Ａ，３２Ａ間は電力供給線１９Ａに接続されている。Ｗ相ハーフブリッジ回路は上アームのスイッチング素子３３Ａと下アームのスイッチング素子３４Ａとが直列接続されて構成され、２つのスイッチング素子３３Ａ，３４Ａ間は電力供給線２０Ａに接続されている。
　インバータ２１Ａにおいて、スイッチング素子２９Ａ～３４Ａはそれぞれ、逆並列の環流ダイオードと外部制御可能な制御電極とを有し、制御電極に入力された制御信号に従ってオン状態とオフ状態とを切り替えるスイッチング動作を行う。スイッチング素子２９Ａ～３４Ａには、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Metal Field Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等を用い得る。図示の例では、スイッチング素子２９Ａ～３４ＡとしてＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴが用いられている。このスイッチング素子２９Ａ～３４Ａは、所定の閾値電圧以上であるハイレベルの制御信号（ゲート信号）に基づいてオン状態となったときにドレイン－ソース間が電気的に導通する。一方、スイッチング素子２９Ａ～３４Ａは、所定の閾値未満のローレベルの制御信号（ゲート信号）に基づいてオフ状態となったときにドレイン－ソース間の電気的な導通が遮断される。
　電源回路２２Ａは、イグニッションスイッチＩＧＮがオン状態であるときに、車載バッテリ４の出力電圧を調整して、制御器２６Ａに動作電圧を供給する回路である。電源回路２２Ａは、図示省略するが、車載バッテリ４の出力電圧を調整して、トルクセンサ５Ａ、車速センサ７Ａ、回転角センサ２３Ａ、電流センサ２４Ａ，２５Ａ等の第１系統に属する計測器の電源電圧も適宜供給し得る。
　回転角センサ２３Ａは、ロータ１０の回転角度（以下、「ロータ回転角」という）θＡを計測して、ロータ回転角θＡに応じた計測信号を出力する回転角計測器である。回転角センサ２３Ａはホール素子、レゾルバ、ロータリーエンコーダ等、種々の原理を用いてロータ回転角θＡを計測し得る。
　電流センサ２４Ａ，２５Ａは、インバータ２１ＡのＵ相～Ｗ相ハーフブリッジ回路又は電力供給線１８Ａ～２０Ａのうち互いに異なる２つの位相に設けられ、対応位相に実際に流れる相電流値を計測して、相電流値に応じた計測信号を出力する相電流計測器である。図示の例では、電流センサ２４ＡはＵ相の下アームに設けられて、Ｕ相に実際に流れる相電流値（以下、「Ｕ相実電流値」という）ＩｕＡに応じた計測信号を出力する。また、電流センサ２５ＡはＶ相の下アームに設けられて、Ｖ相に実際に流れる相電流値（以下、「Ｖ相実電流値」という）ＩｖＡに応じた計測信号を出力する。電流センサ２４Ａ，２５Ａは、例えば、シャント抵抗器の両端電位差をオペアンプで増幅して出力する等、種々の計測原理を用いて実電流値ＩｕＡ，ＩｖＡを計測し得る。なお、相電流計測器としては、単一のシャント抵抗器で計測したインバータ母線電流から３相の相電流を計測したり（特開２０１９－０７１７５５号公報参照）、３相のそれぞれについて電流センサを設けて相電流を計測したりするものであってもよい。
　図５は、制御器２６Ａの概略構成の一例を示す。制御器２６Ａは、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等のプロセッサ３５Ａ、ＲＡＭ（Random Access Memory）等の揮発性メモリ３６Ａ、ＲＯＭ（Read Only memory）等の不揮発性メモリ３７Ａ、入出力インタフェース３８Ａを備える。制御器２６Ａにおいて、プロセッサ３５Ａ、揮発性メモリ３６Ａ、不揮発性メモリ３７Ａ及び入出力インタフェース３８Ａ等は、内部バス３９Ａによって通信可能に接続されている。
　制御器２６Ａは、トルクセンサ５Ａ、車速センサ７Ａ、回転角センサ２３Ａ、電流センサ２４Ａ，２５Ａから出力された計測信号を、入出力インタフェース３８Ａを介して入力する。そして、制御器２６Ａは、プロセッサ３５Ａが不揮発性メモリ３７Ａに格納されたプログラムを揮発性メモリ３６Ａに読み出して実行することで、上記の計測信号に基づいて、スイッチング素子２９Ａ～３４Ａに対する駆動指令（制御信号）を生成する。これにより、制御器２６Ａは、入出力インタフェース３８Ａから図示省略のプリドライバ等を介して駆動指令をスイッチング素子２９Ａ～３４Ａに出力し、第１系統によるモータ２の通電制御を行う。
　なお、図４及び図５のうちモータ駆動装置３の第２系統に関しては、モータ駆動装置３の第１系統についての構成要素及びパラメータに関する上記説明のうち参照符号を「Ａ」から「Ｂ」に置き換えたものに準じて説明可能である。このため、図４及び図５のうちモータ駆動装置３の第２系統に関しては、重複説明を避けるために詳細な説明を割愛する。
（制御器の機能）
　図６は、制御器２６Ａ及び制御器２６Ｂの機能構成を示す。制御器２６Ａは、概略的な機能ブロックとして、ロータ回転位置計測部４０Ａ、相電流計測部４１Ａ、３相／ｄｑ変換部４２Ａ、目標トルク設定部４３Ａ、電流指令値設定部４４Ａ、減算部４５Ａ、電流制御部４６Ａ、ｄｑ／３相変換部４７Ａ、クロック信号生成部４８Ａ、タイマ信号生成部４９Ａ、三角波生成部５０Ａ、駆動指令生成部５１Ａを有する。
　ロータ回転位置計測部４０Ａは、回転角センサ２３Ａから出力された計測信号に基づいてロータ回転角θＡのデータ（電気角）を取得する。ロータ回転位置計測部４０Ａは、例えば、Ａ／Ｄ（Analog/Digital）変換器を用いて計測信号のサンプリング値をＡ／Ｄ変換してロータ回転角θＡのデータを取得する。また、ロータ回転位置計測部４０Ａは、ロータ回転角θＡのデータに基づいて、ロータ回転角θＡの時間微分値に相当するロータ角速度ωＡのデータを演算により取得する。
　相電流計測部４１Ａは、電流センサ２４Ａから出力された計測信号に基づいて、Ｕ相実電流値ＩｕＡのデータを取得する。同様に、相電流計測部４１Ａは、電流センサ２５Ａから出力された計測信号に基づいて、Ｖ相実電流値ＩｖＡのデータを取得する。相電流計測部４１Ａは、例えば、Ａ／Ｄ（Analog/Digital）変換器を用いて計測信号のサンプリング値をＡ／Ｄ変換してＵ相及びＶ相実電流値ＩｕＡ，ＩｖＡのデータを取得する。また、相電流計測部４１Ａは、相電流の総和が零となることから、取得したＵ相実電流値ＩｕＡ及びＶ相実電流値ＩｖＡのデータを用いて、Ｗ相に実際に流れている相電流値（以下、「Ｗ相実電流値」という）ＩｗＡのデータを演算により取得する（ＩｗＡ＝－ＩｕＡ－ＩｖＡ）。
　３相／ｄｑ変換部４２Ａは、ベクトル制御を行うべく、ロータ回転角θＡのデータを用いて、Ｕ相実電流値ＩｕＡ、Ｖ相実電流値ＩｖＡ及びＷ相実電流値ＩｗＡのデータを２軸の回転座標系（ｄｑ座標系）におけるｄ軸実電流値ＩｄＡ及びｑ軸実電流値ＩｑＡに変換する。
　目標トルク設定部４３Ａは、Ａ／Ｄ変換器等を適宜用いて、トルクセンサ５Ａ及び車速センサ７Ａから出力された計測信号に基づいて、操舵トルクＴＡ及び車速υＡのデータを取得する。そして、目標トルク設定部４３Ａは、取得した操舵トルクＴＡ及び車速υＡのデータ等に基づいて目標トルクＴＡ ＊を設定する。
　電流指令値設定部４４Ａは、目標トルク設定部４３Ａで設定した目標トルクＴＡ ＊等に基づいて、電流指令値を設定する。具体的には、電流指令値設定部４４Ａは、ベクトル制御を行うべく、ｄｑ座標系におけるｄ軸電流指令値ＩｄＡ ＊及びｑ軸電流指令値ＩｑＡ ＊を電流指令値として設定する。なお、ｄ軸電流指令値ＩｄＡ ＊及びｑ軸電流指令値ＩｑＡ ＊は、目標トルクＴＡ ＊のうち、インバータ２１Ａ，２０Ｂの総出力に対するインバータ２１Ａの所定の出力比率（例えば５０％）に応じた軸トルクを発生するように設定される。
　減算部４５Ａは、ｄ軸電流指令値ＩｄＡ ＊とｄ軸実電流値ＩｄＡとの差分ΔＩｄＡを演算するとともに、ｑ軸電流指令値ＩｑＡ ＊とｑ軸実電流値ＩｑＡとの差分ΔＩｑＡを演算する。
　電流制御部４６Ａは、ロータ角度θＡ、ロータ角速度ωＡ、差分ΔＩｄＡ及び差分ΔＩｑＡに基づいて、ｄ軸電圧指令値ＶｄＡ ＊及びｑ軸電圧指令値ＶｑＡ ＊を演算する。具体的には、電流制御部４６Ａは、非干渉制御としてロータ角速度ωＡを考慮しつつ、ＰＩ制御等を用いた電流フィードバック制御によって、ｄ軸実電流値ＩｄＡをｄ軸電流指令値ＩｄＡ ＊に近づけ、かつ、ｑ軸実電流値ＩｑＡをｑ軸電流指令値ＩｑＡ ＊に近づけるように、ｄ軸電圧指令値ＶｄＡ ＊及びｑ軸電圧指令値ＶｑＡ ＊を演算する。
　ｄｑ／３相変換部４７Ａは、ロータ回転角θＡのデータを用いて、ｄ軸電圧指令値ＶｄＡ ＊及びｑ軸電圧指令値ＶｑＡ ＊を、下式（１）のように、Ｕ相電圧指令値ＶｕＡ ＊、Ｖ相電圧指令値ＶｖＡ ＊及びＷ相電圧指令値ＶｗＡ ＊の３相電圧指令値に変換する。３相電圧指令値ＶｕＡ ＊，ＶｖＡ ＊，ＶｗＡ ＊は、時間経過に伴うロータ回転角θＡの変化に応じて正弦波状に変化し、相互に１２０°の位相差を有する同一振幅の交流電圧として得られる。なお、３相電圧指令値ＶｕＡ ＊，ＶｖＡ ＊，ＶｗＡ ＊は、時間軸ではロータ角速度ωＡに比例する周波数（ωＡ／２π）で変化し、三角波の周波数（すなわちスイッチング周波数）は、３相電圧指令値ＶｕＡ ＊，ＶｖＡ ＊，ＶｗＡ ＊の周波数よりも高い値に予め設定されている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　クロック信号生成部４８Ａは、制御器２６Ａの外部に配置された、各系統に固有の、あるいは第１及び第２系統で共通の発振回路（図示省略）から出力された基本周波数の交流信号を入力して所定周波数に逓倍又は分周したクロック信号を生成するものである。
　タイマ信号生成部４９Ａは、クロック信号のパルス数のアップカウント及びダウンカウントによるカウント値をタイマ信号として生成する。具体的には、タイマ信号生成部４９Ａは、カウント値が所定の上限値に達したらダウンカウントを開始する一方、カウント値が所定の下限値に達したらアップカウントを開始し、アップカウントとダウンカウントとを繰り返す。上限値及び下限値は、アップカウント開始タイミング間の時間の逆数がスイッチング素子２９Ａ～３４Ａのスイッチング周波数となるように予め設定される。
　三角波生成部５０Ａは、タイマ信号に基づいて所定の電圧振幅を有するキャリア信号としての三角波を生成する。三角波は、タイマ信号がカウント値の下限値到達を示すものであるときに最小電圧値となり、タイマ信号がカウント値の上限値到達を示すものであるときに最大電圧値となる。
　駆動指令生成部５１Ａは、スイッチング素子２９Ａ～３４Ａに出力する駆動指令としてＰＷＭ（Pulse Width Modulation）パルスを生成する。ＰＷＭパルスは、Ｕ相電圧指令値ＶｕＡ＊、Ｖ相電圧指令値ＶｖＡ＊及びＷ相電圧指令値ＶｗＡ＊と三角波とが比較されることで、ハイレベル及びローレベルの相対的に異なる２つの電圧値で示されるパルス信号として生成される。例えば、Ｕ相電圧指令値ＶｕＡ＊、Ｖ相電圧指令値ＶｖＡ＊及びＷ相電圧指令値ＶｗＡ＊が三角波の電圧値以上の場合には各相のＰＷＭパルスはハイレベルで生成される。一方、Ｕ相電圧指令値ＶｕＡ＊、Ｖ相電圧指令値ＶｖＡ＊及びＷ相電圧指令値ＶｗＡ＊が三角波の電圧値未満の場合には各相のＰＷＭパルスはローレベルで生成される。要するに、駆動指令生成部５１Ａは、ＰＷＭパルスにおいて、ローレベルからハイレベルへ立ち上がる立ち上がりタイミングとハイレベルからローレベルへ立ち下がる立ち下がりタイミングとを決定している。
　図示省略するが、モータ２の逆起電力による環流ダイオードの発熱を抑制するために、相補ＰＷＭが用いられてもよい。相補ＰＷＭでは、上アームのスイッチング素子２９Ａ，３１Ａ，３３Ａと下アームのスイッチング素子３０Ａ，３２Ａ，３４Ａとでオン期間とオフ期間とを逆にしてスイッチングさせる。具体的には、相補ＰＷＭでは、上アームのスイッチング素子２９Ａ，３１Ａ，３３Ａに出力されるＰＷＭパルスと下アームのスイッチング素子３０Ａ，３２Ａ，３４Ａに出力されるＰＷＭパルスとが互いにレベルを反転して生成される。ところが、相補ＰＷＭにより生成されたＰＷＭパルスがスイッチング素子２９Ａ～３４Ａへ出力されると、同一のアームにおける２つのスイッチング素子の上アームと下アームとのオン期間が瞬間的にオーバーラップして短絡するおそれがある。このため、相補ＰＷＭにより生成されるＰＷＭパルスには、同一のアームにおける２つのスイッチング素子のターンオンとターンオフとを意図的にずらす所定のデッドタイムが設けられる。なお、相補ＰＷＭを用いない場合には、ＰＷＭパルスは、上アームのスイッチング素子２１Ａ，２３Ａ，２５Ａあるいは下アームのスイッチング素子２２Ａ，２４Ａ，２６Ａのいずれか一方に出力されてもよい。
　制御器２６Ａは、タイマ信号生成部４９Ａにおけるアップカウントの開始タイミング間を１つの制御周期としている。したがって、制御器２６Ａは、アップカウントの開始タイミング（好ましくはダウンカウントの開始タイミングも）を契機として、操舵トルクＴＡ、車速υＡ、ロータ回転角θＡ及び３相実電流値ＩｕＡ，ＩｖＡ，ＩｗＡのデータ取得を開始する。そして、制御器２６Ａは、取得したデータに基づいて３相電圧指令値ＶｕＡ ＊，ＶｖＡ ＊，ＶｗＡ ＊を算出して三角波と比較し、ＰＷＭパルスの立ち上がり及び立ち下がりタイミングを決定する。
　なお、図６において、制御器２６Ｂは制御器２６Ａと同様の機能を備え、制御器２６Ｂの機能に関しては、一部を除き、制御器２６Ａの機能に関する上記説明のうち機能ブロックや制御パラメータの参照符号を「Ａ」から「Ｂ」に置き換えたものに準じて説明可能である。このため、制御器２６Ｂの機能に関しては、重複説明を避けるため制御器２６Ａと同様の機能に関する説明を割愛し、主に制御器２６Ａの機能との相違点について説明する。
　制御器２６Ｂは、制御器２６Ａと制御周期が同期するように構成される。より詳しくは、制御器２６Ｂは、タイマ信号生成部４９Ｂにおけるアップカウント及びダウンカウントの開始タイミングがそれぞれ、タイマ信号生成部４９Ａにおけるアップカウント及びダウンカウントの開始タイミングと同期するように構成される。これにより、制御器２６Ｂは、操舵トルクＴＡ、車速υＡ、ロータ回転角θＡ及び３相実電流値ＩｕＡ，ＩｖＡ，ＩｗＡのデータ取得と同様のタイミングで、操舵トルクＴＢ、車速υＢ、ロータ回転角θＢ及び３相実電流値ＩｕＢ，ＩｖＢ，ＩｗＢのデータを取得している。したがって、操舵トルクＴＡと操舵トルクＴＢ、車速υＡとυＢ、ロータ回転角θＡとθＢ、３相実電流値ＩｕＡ，ＩｖＡ，ＩｗＡとＩｕＢ，ＩｖＢ，ＩｗＢのそれぞれの系統間のデータは、系統間の計測誤差を無視すれば、相互に略等しい値となる。
　制御器２６Ｂの制御周期と制御器２６Ａの制御周期とでは、限定するものではないが、以下のようにして同期可能である。例えば、クロック信号生成部４８Ｂは、制御器２６Ａから出力された同期信号に基づいて、クロック信号生成部４８Ａで生成したクロック信号と同期したクロック信号を生成する。タイマ信号生成部４９Ｂは、制御器２６Ａから出力された同期信号に基づいてアップカウント及びダウンカウントの開始タイミングをタイマ信号生成部４９Ａと同期させたうえで、クロック信号生成部４８Ｂで同期させたクロック信号を用いてタイマ信号を生成する。このタイマ信号を用いて三角波生成部５０Ｂは三角波を生成する。なお、クロック信号生成部４８Ａ，４８Ｂが第１及び第２系統で共通の発振回路（図示省略）から出力された基本周波数の交流信号を用いる場合には、クロック信号生成部４８Ｂは制御器２６Ａから出力される同期信号を用いなくてもよい。
　制御器２６Ｂは、三角波生成部５０Ｂで生成した三角波の位相を１８０°遅らせて又は進めて補正し逆相三角波を生成する三角波補正部５２Ｂを有する。三角波補正部５２Ｂは、三角波生成部５０Ｂで生成した三角波で正の電位における波形と負の電位における波形とが０（零）電位を対称軸として線対称である場合には、三角波を逆極性にする、すなわち、三角波の電圧値を正負逆にして逆相三角波を生成してもよい。
　また、制御器２６Ｂは、ｄｑ／３相変換部４７Ｂにおいて用いるロータ回転角θＢを、三角波補正部５１における位相反転に合わせて電気角で１８０°遅らせて又は進めて補正した補正ロータ回転角（θＢ±π）を取得するロータ回転角補正部５３Ｂを有する。
　ｄｑ／３相変換部４７Ｂは、補正ロータ回転角（θＢ±π）のデータを用いて、ｄ軸電圧指令値ＶｄＢ ＊及びｑ軸電圧指令値ＶｑＢ ＊を、下式（２）のように、Ｕ相電圧指令値ＶｕＢ ＊、Ｖ相電圧指令値ＶｖＢ ＊及びＷ相電圧指令値ＶｗＢ ＊の３相電圧指令値に変換する。３相電圧指令値ＶｕＢ ＊，ＶｖＢ ＊，ＶｗＢ ＊は、時間経過に伴うロータ回転角θＢの変化に応じて正弦波状に変化し、相互に１２０°の位相差を有する同一振幅の交流電圧として得られる。なお、３相電圧指令値ＶｕＢ ＊，ＶｖＢ ＊，ＶｗＢ ＊は、時間軸ではロータ角速度ωＢに比例する周波数（ωＢ／２π）で変化する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　駆動指令生成部５１Ｂは、３相電圧指令値ＶｕＢ＊，ＶｖＢ＊，ＶｗＢ＊と逆相三角波とを比較することで、スイッチング素子２９Ｂ～３３Ｂに出力する駆動指令としてＰＷＭパルスを生成する。
　なお、制御器２６Ａ，２６Ｂにおける上記の各機能は、その一部又は全部がソフトウェア処理によらずにハードウェアの構成により実現されてもよい。
　図７は、第１系統の制御器２６Ａで生成される３相電圧指令値ＶｕＡ ＊，ＶｖＡ ＊，ＶｗＡ ＊及び三角波と第２系統の制御器２６Ｂで生成される３相電圧指令値ＶｕＢ＊，ＶｖＢ＊，ＶｗＢ＊及び逆相三角波とを模式的に示す。
　図７（ａ）で示すように、三角波生成部５０Ａで生成される三角波において、最小電圧値となる下向きピーク（白抜き丸印参照）から最大電圧値となる上向きピーク（黒丸印参照）を経て再び下向きピークとなるまでの時間が制御器２６Ａの１つの制御周期に相当する。三角波の周波数はスイッチング素子２９Ａ～３４Ａのスイッチング周波数に相当する。
　図７（ｂ）で示すように、三角波補正部５２Ｂで生成される逆相三角波において、最大電圧値となる上向きピーク（黒丸印参照）から最小電圧値となる下向きピーク（白抜き丸印参照）を経て再び上向きピークとなるまでの時間が制御器２６Ｂの１つの制御周期に相当する。逆相三角波の周波数はスイッチング素子２９Ｂ～３４Ｂのスイッチング周波数に相当する。
　図７を参照すると、三角波生成部５０Ａで生成した三角波の下向きピーク（図７（ａ）の白抜き丸印参照）と三角波補正部５２Ｂで生成した逆相三角波の上向きピーク（図７（ｂ）の黒丸印参照）とが同期する。また、三角波生成部５０Ａで生成した三角波の上向きピーク（図７（ａ）の黒丸印参照）と三角波補正部５２Ｂで生成した逆相三角波の下向きピーク（図７（ｂ）の白抜き丸印参照）とが同期する。したがって、三角波生成部５０Ａで生成した三角波と三角波補正部５２Ｂで生成した逆相三角波とでは互いに逆位相の関係となっている。特に、三角波生成部５０Ｂで生成した三角波で、正の電位における波形と負の電位における波形とが０（零）電位を対称軸として線対称である場合には、三角波生成部５０Ａで生成した三角波に対して逆相三角波は逆極性となっている。
　また、ｄｑ／３相変換部４７Ａで変換して得られる３相電圧指令値ＶｕＡ ＊，ＶｖＡ ＊，ＶｗＡ ＊（図７（ａ）参照）とｄｑ／３相変換部４７Ｂで変換して得られる３相電圧指令値ＶｕＢ ＊，ＶｖＢ ＊，ＶｗＢ ＊（図７（ｂ）参照）とでは、互いに逆位相の関係となる。換言すれば、ｄｑ／３相変換部４７Ｂで変換して得られた３相電圧指令値ＶｕＢ ＊，ＶｖＢ ＊，ＶｗＢ ＊の各値はそれぞれ、ｄｑ／３相変換部４７Ａで変換して得られた３相電圧指令値ＶｕＡ ＊，ＶｖＡ ＊，ＶｗＡ ＊の各値を逆極性にした値に相当する（ＶｕＡ ＊≒－ＶｕＢ ＊，ＶｖＡ ＊≒－ＶｖＢ ＊，ＶｗＡ ＊≒－ＶｗＢ ＊）。これは、上記のように、各系統で同様のタイミングで各データを取得しているため、系統間の計測誤差等を無視すれば、上式（１）及び（２）において、ロータ回転角θＡ，θＢ、ｄ軸電圧指令値ＶｄＡ ＊，ＶｄＢ ＊、及び、ｑ軸電圧指令値ＶｑＡ ＊，ＶｑＢ ＊のそれぞれの系統間の計測値又は算出値が、相互に略等しい値となるからである。
　図８は、各系統のＰＷＭパルス及びコモンモード電流の一例を示す。図７に示すように、制御器２６Ａにおいて生成された三角波の電圧値及び３相電圧指令値ＶｕＡ ＊，ＶｖＡ ＊，ＶｗＡ ＊と制御器２６Ｂにおいて生成された逆相三角波の電圧値及び３相電圧指令値ＶｕＢ ＊，ＶｖＢ ＊，ＶｗＢ ＊とではそれぞれ相互に逆極性の関係にある。このため、Ｕ相電圧指令値ＶｕＡ ＊が三角波の電圧値と等しくなるタイミングは、Ｕ相電圧指令値ＶｕＢ ＊が逆相三角波の電圧値と等しくなるタイミングと同じとなるか、あるいは、これに極めて近くなる。したがって、図８（ａ）及び（ｂ）に示すように、駆動指令生成部５１Ａで生成するＵ相のＰＷＭパルスの立ち上がりタイミングは、駆動指令生成部５１Ｂで生成するＵ相のＰＷＭパルスの立ち下がりタイミングと同じとなるか、あるいは、これに極めて近くなる。また、図８（ａ）及び（ｂ）に示すように、駆動指令生成部５１Ａで生成するＵ相のＰＷＭパルスの立ち下がりタイミングは、駆動指令生成部５１Ｂで生成するＵ相のＰＷＭパルスの立ち上がりタイミングと同じとなるか、あるいは、これに極めて近くなる。このように系統間でＰＷＭパルスの立ち上がり及び立ち下がりタイミングが逆となるのは、Ｖ相及びＷ相についても同様である（図８（ａ）及び（ｂ）参照）。
　ところで、インバータ２１Ａ，２１Ｂと筐体２７との間には寄生容量Ｃ１が存在し、モータ２と筐体１７との間には寄生容量Ｃ２が存在する（図４参照）。ここで、図８（ａ），（ｃ）を参照すると、第１系統において、制御器２６Ａから出力されたＵ相のＰＷＭパルスの立ち上がりによりスイッチング素子２９Ａがターンオンしたときに、インバータ２１ＡのＵ相出力電圧ＶｕＡは顕著に上昇する。インバータ２１Ａと筐体２７との間に流れるコモンモード電流は（Ｃ１×ｄＶｕＡ／ｄｔ）に相当するため、このコモンモード電流は、正の値となってインバータ２１Ａから筐体２７へ漏洩する。また、モータ２と筐体１７との間に流れるコモンモード電流は（Ｃ２×ｄＶｕＡ／ｄｔ）に相当するため、このコモンモード電流も正の値となってモータ２から筐体１７へ漏洩する。第１系統では、Ｖ相及びＷ相のＰＷＭパルスの立ち上がりでも同様にして正のコモンモード電流が漏洩する。このように、制御器２６Ａから出力されるＰＷＭパルスの立ち上がりによりインバータ２１Ａの上アームのスイッチング素子２９Ａ，３１Ａ，３３Ａがターンオンしたときに、第１系統から正のコモンモード電流が漏洩する。
　一方、第２系統では、制御器２１Ｂから出力されるＵ相のＰＷＭパルスは、上記のように、制御器２１Ａから出力されたＵ相のＰＷＭパルスが立ち上がるときに立ち下がる。ここで、図８（ｂ），（ｄ）を参照すると、第２系統において、制御器２６Ｂから出力されたＵ相のＰＷＭパルスの立ち下がりによりスイッチング素子２９Ｂがターンオフしたときに、インバータ２１ＢのＵ相出力電圧ＶｕＢは顕著に低下する。インバータ２１Ｂと筐体２７との間に流れるコモンモード電流は（Ｃ１×ｄＶｕＢ／ｄｔ）に相当するため、このコモンモード電流は、負の値となって、筐体２７からインバータ２１Ｂへ漏洩する。また、モータ２と筐体１７との間に流れるコモンモード電流は上記のように（Ｃ２×ｄＶｕＡ／ｄｔ）に相当するため、このコモンモード電流も負の値となって筐体１７からモータ２へ漏洩する。第２系統では、Ｖ相及びＷ相のＰＷＭパルスの立ち下がりでも同様にして負のコモンモード電流が漏洩する。このように、制御器２６Ｂから出力されるＰＷＭパルスの立ち下がりによりインバータ２１Ｂの上アームのスイッチング素子２９Ｂ，３１Ｂ，３３Ｂがターンオフしたときに、第２系統から負のコモンモード電流が漏洩する。したがって、第１系統の正のコモンモード電流と第２の負のコモンモード電流とが互いに打ち消し合うので、両系統のコモンモード電流を合成した合成コモンモード電流は、各系統のコモンモード電流に比べれば顕著に零に近い値となる。
　また、図８（ａ），（ｃ）を参照すると、第１系統では、制御器２６Ａから出力されるＰＷＭパルスの立ち下がりにより上アームのスイッチング素子２９Ａ，３１Ａ，３３Ａがターンオフしたときに、負のコモンモード電流が漏洩する。一方、図８（ｂ），（ｄ）を参照すると、第２系統では、制御器２６Ｂから出力されるＰＷＭパルスは、上記のように、制御器２６Ａから出力されるＰＷＭパルスの立ち下がりと同様のタイミングで立ち上がる。これにより、上アームのスイッチング素子２９Ｂ，３１Ｂ，３３Ｂがターンオンすると、正のコモンモード電流が漏洩する。したがって、合成コモンモード電流は、各系統のコモンモード電流が互いに打ち消し合うことで、各系統のコモンモード電流に比べれば顕著に零に近い値となる。
　ここで図１４を参照して、制御器２６Ｂが三角波補正部５２Ｂ及びロータ回転角補正部５３Ｂを有していない場合のコモンモード電流について説明する。図１４は、制御器２６Ｂが三角波補正部５２Ｂ及びロータ回転角補正部５３Ｂを有していない従来のモータ駆動装置における各系統のＰＷＭパルス及びコモンモード電流の一例を示す。
　制御器２６Ｂは、三角波補正部５２Ｂ及びロータ回転角補正部５３Ｂを有していない場合には、制御器２６Ａと同様に、図７（ａ）の三角波及び３相電圧指令値ＶｕＡ ＊，ＶｖＡ ＊，ＶｗＡ ＊と同様の三角波及び３相電圧指令値ＶｕＢ ＊，ＶｖＢ ＊，ＶｗＢ ＊を生成する。このため、図１４（ａ），（ｂ）に示すように、制御器２６Ａの駆動指令生成部５１Ａが生成するＰＷＭパルスと制御器２６Ｂの駆動指令生成部５１Ｂが生成するＰＷＭパルスとは同様の波形となり、両ＰＷＭパルスで立ち上がり及び立ち下がりタイミングが相互に一致するようになる。したがって、図１４（ｃ）～（ｅ）に示すように、合成コモンモード電流は、ＰＷＭパルスの立ち上がりタイミングでは、各系統で発生した正のコモンモード電流が重畳する一方、ＰＷＭパルスの立ち下がりタイミングでは、各系統で発生した負のコモンモード電流が重畳してしまう。正のコモンモード電流は、筐体２７，１７へ漏洩した後、車体及び車載バッテリ４と筐体２８との間に存在する寄生容量Ｃ３を介して、車載バッテリ４の正極及び負極とモータ駆動装置３とを接続する電源ラインに同相で戻る。一方、負のコモンモード電流は、正のコモンモード電流と逆向きに流れる。これらのコモンモード電流は放射ノイズとして周辺の電装品の動作に著しい影響を及ぼすため、コモンモード電流の抑制を図るために、従来のモータ駆動装置の各系統にはＹコンデンサやチョークコイル等のノイズ対策用電気部品を設ける必要性が生じることになる。
　図９は、第１系統及び第２系統のそれぞれにおける３相電流の一例を示す。上記のように、ＰＷＭパルスの立ち上がり及び立ち下がりタイミングは系統間で逆となる。このため、第１系統の巻線組１３Ａの３相実電流値ＩｕＡ，ＩｖＡ，ＩｗＡと第２系統の巻線組１３Ｂの３相実電流値ＩｕＢ，ＩｖＢ，ＩｗＢとは、互いに逆位相あるいは逆極性の関係で変化している（ＩｕＡ≒－ＩｕＢ，ＩｖＡ≒－ＩｖＢ，ＩｗＡ≒－ＩｗＢ）。仮に、巻線組１３Ａのコイル１４Ａ～１６Ａの巻き方向と巻線組１３Ｂのコイル１４Ｂ～１６Ｂの巻き方向とが同一であれば、Ｕ相コイル１３Ａ，１３Ｂ、Ｖ相コイル１４Ａ，１４Ｂ、Ｗ相コイル１５Ａ，１５Ｂのそれぞれの同相コイル間で互いに逆向きの磁束が発生して、モータ２の回転駆動が困難となってしまう。しかし、モータ２では、図３で示すように、巻線組１３Ａと巻線組１３Ｂとでは巻き方向が相互に異なるため、巻線組１３Ａ及び巻線組１３Ｂの同相コイルに同じ向きで同様の磁束が発生する。このため、巻線組１３Ａ及び巻線組１３Ｂのそれぞれにおいて電気角で同一の方向に回転磁界が発生し、巻線組１３Ａの３相実電流値ＩｕＡ，ＩｖＡ，ＩｗＡと巻線組１３Ｂの３相実電流値ＩｕＢ，ＩｖＢ，ＩｗＢとが互いに逆位相又は逆極性の関係であっても、モータ２の円滑な回転駆動が可能となる。
　このように、モータ駆動装置３では、制御器２６Ａからインバータ２１Ａへ出力されるＰＷＭパルスの立ち上がりと制御器２６Ｂからインバータ２１Ｂへ出力されるＰＷＭパルスの立ち下がりとを一致させるようにしてモータ２を回転駆動させている。また、モータ駆動装置３では、制御器２６Ａからインバータ２１Ａへ出力されるＰＷＭパルスの立ち下がりと制御器２６Ｂからインバータ２１Ｂへ出力されるＰＷＭパルスの立ち上がりとを一致させるようにしてモータ２を回転駆動させている。このため、両系統のコモンモード電流が互いに打ち消し合って合成コモンモード電流が抑制されるので、耐ノイズ性能を維持しつつ、モータ駆動装置３の各系統におけるＹコンデンサやチョークコイル等のノイズ対策用電気部品の削減が可能となる。これにより、モータ駆動装置３ひいてはその適用対象である電動ステアリングシステム１の製品小型化を図ることができる。
（モータの第１変形例）
　図１０及び図１１を参照して、モータ２の第１変形例について説明する。図１０は、モータ２の第１変形例に係る概略構造を示す。なお、上記の実施形態と同様の構成については同一の符号を付して、その説明を省略ないし簡略化する。以下、同様である。
　本変形例に係るモータ５３は、モータ２におけるステータ１２が回転軸８の軸方向でステータ１２Ａとステータ１２Ｂとに分割され、ステータ１２Ａに巻線組１３Ａのみが配設され、ステータ１２Ｂに巻線組１３Ｂのみが配設される点でモータ２と異なる。
　図１１は、モータ５３の巻線配置を示す。ステータ１２Ａ及びステータ１２Ｂは、ステータ１２Ａのティース１１Ａとステータ１２Ｂのティース１１Ｂとがロータ１０の回転方向で同位置となるように、配置固定されている。図１１（ａ）に示すように、ステータ１２Ａのティース１１Ａには、ロータ１０の回転方向へティース１１Ａが移るに従って、巻線組１３Ａの各相コイル１４Ａ，１５Ａ，１６Ａは、この順番で順次配置されて、突極集中巻きで巻き回されている。図１１（ｂ）に示すように、ステータ１２Ｂのティース１１Ｂには、巻線組１３Ｂの各相コイル１４Ｂ，１５Ｂ，１６Ｂのうち、ロータ１０の回転方向で同位置にあるティース１１Ａに巻き回されるコイルの位相と対応させたものが配置されて、突極集中巻きで順次巻き回されている。ただし、巻線組１３Ａの各相コイル１４Ａ，１５Ａ，１６Ａと巻線組１３Ｂの各相コイル１４Ｂ，１５Ｂ，１６Ｂとでは巻き方向が相互に異なる。
　図１１の巻線配置でも、巻線組１３Ａ及び巻線組１３Ｂの同相コイルに同じ向きで同様の磁束を発生させているため、巻線組１３Ａ及び巻線組１３Ｂにおいて電気角で同一の方向に回転磁界が発生する。したがって、巻線組１３Ａの３相実電流値ＩｕＡ，ＩｖＡ，ＩｗＡと巻線組１３Ｂの３相実電流値ＩｕＢ，ＩｖＢ，ＩｗＢとが互いに逆位相あるいは逆極性の関係であっても、モータ５３の円滑な回転駆動が可能となる。
（モータの第２変形例）
　図１２を参照して、モータ２の第２変形例について説明する。図１２は、モータ２の第２変形例に係る概略構造を示す。
　本変形例に係るモータ５４は、モータ２におけるロータ１０が回転軸８の軸方向でロータ１０Ａとロータ１０Ｂとに分割され、ロータ１０Ａとロータ１０Ｂとが回転軸方向（例えば回転軸８）で連結されている点でモータ２と異なる。また、モータ５４は、モータ２におけるステータ１２が回転軸８の軸方向でステータ１２Ａとステータ１２Ｂとに分割され、ステータ１２Ａのティース１１Ａがロータ１０Ａの永久磁石９Ａと対向し、ステータ１２Ｂのティース１１Ｂがロータ１０Ｂの永久磁石９Ｂと対向するように配置固定される点でモータ２と異なる。さらに、モータ５４は、ステータ１２Ａに巻線組１３Ａのみが配設され、ステータ１２Ｂに巻線組１３Ｂのみが配設される点でモータ２と異なる。
　図１２の構造を有するモータ５４では、ロータ１０Ａの回転方向へティース１１Ａが移るに従って、巻線組１３Ａの各相コイル１４Ａ，１５Ａ，１６Ａが、この順番で順次配置されて、突極集中巻きで順次巻き回されている。また、モータ５４では、ロータ１０Ａの回転方向へティース１１Ｂが移るに従って、巻線組１３Ｂの各相コイル１４Ｂ，１５Ｂ，１６Ｂが、この順番で順次配置されて、突極集中巻きで順次巻き回されている。ところで、モータ５４では、ロータ１０Ａの永久磁石９Ａとロータ１０Ｂの永久磁石９Ｂとで、回転方向の位置を個別に決定することができる。そして、ロータ１０Ａの永久磁石９Ａとロータ１０Ｂの永久磁石９Ｂとの回転方向の相対位置は、ステータ１２Ａ，１２Ｂの回転磁界が同一の方向に回転するように決められればよい。このため、巻線組１３Ａの各相コイル１４Ａ，１５Ａ，１６Ａと巻線組１３Ｂの各相コイル１４Ｂ，１５Ｂ，１６Ｂとで回転方向の位置が互いにずれていてもよい。これに加えて、あるいは、これとは別に、巻線組１３Ａの各相コイル１４Ａ，１５Ａ，１６Ａと巻線組１３Ｂの各相コイル１４Ｂ，１５Ｂ，１６Ｂとで巻き方向を同一にしてもよい。このようにしても、ロータ１０Ａの永久磁石９Ａの回転方向の位置とロータ１０Ｂの永久磁石９Ｂの回転方向の位置とを調整して配置することで、ステータ１２Ａ，１２Ｂの回転磁界を同一の方向に回転させることができる。例えば、巻線組１３Ａの各相コイル１４Ａ，１５Ａ，１６Ａと巻線組１３Ｂの各相コイル１４Ｂ，１５Ｂ，１６Ｂとが回転方向で同じ位置に配設され、巻線組１３Ａと巻線組１３Ｂとでコイルの巻き方向を同じにする場合には、以下のようにすればよい。すなわち、ロータ１０Ｂの永久磁石９Ｂの回転方向の位置を、ロータ１０Ａの永久磁石９Ａの回転方向の位置に対して電気角で１８０°ずらせばよい。
（モータの第３変形例）
　図１３を参照してモータ２の第３変形例について説明する。図１３は、モータ２の第３変形例に係る巻線配置を示す。ステータ１２の全てのティース１１に、ロータ１０の回転方向へティース１１が移るに従って、順次、巻線組１３Ａの各相コイル１４Ａ，１５Ａ，１６Ａが、この順番で配置されて、突極集中巻きにより巻き回されている。また、ステータ１２の全てのティース１１に、巻線組１３Ａの各相コイル１４Ａ，１５Ａ，１６Ａと位相を対応させて、巻線組１３Ｂの各相コイル１４Ｂ，１５Ｂ，１６Ｂが突極集中巻きで順次巻き回されている。ただし、巻線組１３Ａの各相コイル１４Ａ，１５Ａ，１６Ａと巻線組１３Ｂの各相コイル１４Ｂ，１５Ｂ，１６Ｂとでは巻き方向が相互に異なる。
　図１３の巻線配置でも、巻線組１３Ａ及び巻線組１３Ｂの同相コイルに同じ向きで同様の磁束を発生するため、巻線組１３Ａ及び巻線組１３Ｂにおいて電気角で同一の方向に回転磁界が発生する。したがって、巻線組１３Ａの３相実電流値ＩｕＡ，ＩｖＡ，ＩｗＡと巻線組１３Ｂの３相実電流値ＩｕＢ，ＩｖＢ，ＩｗＢとが互いに逆位相あるいは逆極性の関係であっても、モータ２の円滑な回転駆動が可能となる。
　以上、好ましい実施形態を参照して本発明の内容を具体的に説明したが、本発明の基本的技術思想及び教示に基づいて、当業者であれば、以下のように種々の変形態様を採り得ることは自明である。
　制御器２６Ｂのｄｑ／３相変換部４７Ｂにおいて、３相電圧指令値ＶｕＢ ＊，ＶｖＢ ＊，ＶｗＢ ＊は、補正ロータ回転角（θＢ±π）を用いずに、ロータ回転角θＢを用いて電圧指令値ＶｄＢ ＊，ＶｑＢ ＊を変換した値を単に逆極性とするだけでもよい。
　電動ステアリングシステム１において、モータ駆動装置３は、冗長化された制御器２６Ａ，２６Ｂに代えて、両系統に共通の制御器を１つ備え、共通の制御器が巻線組１３Ａ，１３Ｂへの通電制御を行うようにしてもよい。共通の制御器では、共通のクロック信号を生成し、このクロック信号に基づいて両系統に共通の三角波を生成するので、制御器２６Ａ，２６Ｂ間で行っていた同期が不要となり通電制御に要する処理負担が軽減される。
　制御器２６Ａ，２６Ｂが相補ＰＷＭを用いる場合には、制御器２６Ｂが上アームのスイッチング素子２９Ｂ，３１Ｂ，３３Ｂに出力するＰＷＭパルスを、制御器２６Ａが下アームのスイッチング素子３０Ａ，３２Ａ，３４Ａに出力するＰＷＭパルス（ただしデッドタイム補償前）に基づいて生成してもよい。同様に、制御器２６Ｂが下アームのスイッチング素子３０Ｂ，３２Ｂ，３４Ｂに出力するＰＷＭパルスを、制御器２６Ａが上アームのスイッチング素子２９Ａ，３１Ａ，３３Ａに出力するＰＷＭパルス（ただしデッドタイム補償前）に基づいて生成してもよい。このようにすれば、制御器２６Ｂにおいて複雑な処理を行うことなく、第１系統のＰＷＭパルスの立ち上がりと第２系統のＰＷＭパルスの立ち下がりとを同タイミングにし、第１系統のＰＷＭパルスの立ち下がりと第２系統のＰＷＭパルスの立ち上がりとを同タイミングとすることができる。このようなＰＷＭパルス生成方法は、第１系統に異常が発生してインバータ２１Ａの出力を停止させるまで用いることができる。特に、両系統に共通の制御器を１つ備えた場合には、現実的なＰＷＭパルス生成方法の１つとすることができる。
　第１系統に異常が発生してインバータ２１Ａの出力を停止させた場合、制御器２６Ｂは、制御器２６Ａが同期信号を出力するか否かにかかわらず、独自にクロック信号ひいては三角波を生成してもよい。また、制御器２６Ｂは、処理負担を軽減すべく、三角波補正部５２Ｂ及びロータ回転角補正部５３Ｂの機能を停止してもよい。これにより、駆動指令生成部５１Ｂでは、ｄｑ／３相変換部４７Ａにより、ロータ回転角θＢのデータを用いてｄ軸電圧指令値ＶｄＢ ＊及びｑ軸電圧指令値ＶｑＢ ＊を変換した３相電圧指令値ＶｕＢ ＊，ＶｖＢ ＊，ＶｗＢ ＊と三角波生成部５０Ｂにより生成された三角波とを比較してＰＷＭパルスが生成される。
　電動ステアリングシステム１において、回転角センサ２３Ａ，２３Ｂ、トルクセンサ５Ａ，５Ｂ、及び、車速センサ７Ａ，７Ｂは、それぞれ両系統に共通の１つの計測センサで構成されてもよい。一方、上記の電動ステアリングシステム１において、システムの信頼性を向上させるべく、車載バッテリ４を冗長化して、インバータ２１Ａに電力供給を行う第１車載バッテリとインバータ２１Ｂに電力供給を行う第２車載バッテリとを備える構成にしてもよい。
　筐体１７，２７，２８のうち少なくとも１つは、車体等の基準グランドに電気的に接続していなくてもよい。このような場合でも、筐体１７，２７，２８と基準グランドとの間にはコモンモード電流が流れ得るので、電動ステアリングシステム１に対するモータ駆動装置３の適用は有意義である。
　モータ２，５３，５４では、巻線組１３Ａ及び巻線組１３Ｂを、突極集中巻きに代えて、分布巻きでステータ１２，１２Ａ，１２Ｂに配設してもよい。特に、モータ２，５３では、分布巻きで配設された巻線組１３Ａと巻線組１３Ｂとで巻き方向が相互に異なるようすることで同様の回転磁界を発生させることができる。
　モータ２及びモータ駆動装置３は筐体１７，２７に代えて、共通の筐体に収容されてもよい。また、キャリア信号として、三角波に代えてのこぎり波を用いてもよい。
　上記のモータ駆動装置３は、電動ステアリングシステム１が、パワーステアリングとしてではなく、車両１０００の自動運転ないし半自動運転に対応して操舵を自律的に行う自動操舵装置であっても、適用可能である。また、上記の実施形態において、モータ駆動装置３は、電動ステアリングシステム１に適用されるものとして説明したが、モータの通電系統が２系統に冗長化される車載システムであれば、いかなるシステムにも適用可能である。
　なお、上記の実施形態で説明した各技術的思想及びこれに基づく変形態様は、矛盾が生じない限りにおいて、適宜組み合せて使用することができる。
　２，５３，５４…モータ、３…モータ駆動装置、１０，１０Ａ，１０Ｂ…ロータ、１２，１２Ａ，１２Ｂ…ステータ、１３Ａ…巻線組（第１系統）、１３Ｂ…巻線組（第２系統）、１４Ａ…Ｕ相コイル（第１系統）、１４Ｂ…Ｕ相コイル（第２系統）、１５Ａ…Ｖ相コイル（第１系統）、１５Ｂ…Ｖ相コイル（第２系統）、１６Ａ…Ｗ相コイル（第１系統）、１６Ｂ…Ｗ相コイル（第２系統）、２１Ａ…インバータ（第１系統）、２１Ｂ…インバータ（第２系統）、２６Ａ…制御器（第１系統）、２６Ｂ…制御器（第２系統）

Claims (11)

  1. 　電気的に独立した第１巻線組及び第２巻線組を備えたモータを駆動するモータ駆動装置であって、
    　前記第１巻線組に３相交流電流を出力する第１インバータと、
    　前記第２巻線組に３相交流電流を出力する第２インバータと、
    　前記第１インバータ及び前記第２インバータへＰＷＭパルスで駆動指令を出力する制御器と、
    を備え、
    　前記制御器は、前記第１インバータから前記第１巻線組へ出力される３相交流電流と前記第２インバータから前記第２巻線組へ出力される３相交流電流とが各相で互いに逆極性となるように前記ＰＷＭパルスを生成する、モータ駆動装置。
  2. 　前記第１インバータへ出力される前記ＰＷＭパルスと前記第２インバータへ出力される前記ＰＷＭパルスとにおいて、それぞれのレベルが各相で相互に反転する、請求項１に記載のモータ駆動装置。
  3. 　前記第１インバータへ出力する前記ＰＷＭパルスは３相電圧指令値と三角波との比較に基づいて生成され、前記第２インバータへ出力する前記ＰＷＭパルスは前記３相電圧指令値及び前記三角波をそれぞれ反転させたものどうしの比較に基づいて生成される、請求項１に記載のモータ駆動装置。
  4. 　前記モータは、１つのロータと前記第１巻線組及び前記第２巻線組が配設された１つのステータと、を備え、前記第１巻線組及び前記第２巻線組により発生する回転磁界が同一方向となるように前記ステータに巻き回された、請求項１に記載のモータ駆動装置。
  5. 　前記第１巻線組の各相コイルの巻き方向と前記第２巻線組の各相コイルの巻き方向とが相互に逆向きとなる、請求項４記載のモータ駆動装置。
  6. 　前記第１巻線組の各相コイルは前記ステータの半分のティースに巻き回され、前記第２巻線組の各相コイルは前記ステータの残りの半分のティースに巻き回されている、請求項５に記載のモータ駆動装置。
  7. 　前記ステータの各ティースには、前記第１巻線組及び前記第２巻線組のそれぞれの同相コイルが巻き回されている、請求項５に記載のモータ駆動装置。
  8. 　前記モータは、１つのロータと、前記第１巻線組が配設された第１ステータと、前記第２巻線組が配設された第２ステータと、を備え、前記第１ステータにより発生する回転磁界と前記第２ステータにより発生する回転磁界とが同一方向となるように、前記第１巻線組の各相コイルが前記第１ステータに巻き回され、前記第２巻線組の各相コイルが前記第２ステータに巻き回された、請求項１に記載のモータ駆動装置。
  9. 　前記第１巻線組の各相コイルの巻き方向と前記第２巻線組の各相コイルの巻き方向とが相互に逆向きとなる、請求項８に記載のモータ駆動装置。
  10. 　前記モータは、前記第１巻線組が配設された第１ステータと、前記第２巻線組が配設された第２ステータと、前記第１ステータと対になる第１ロータと、前記第２ステータと対になる第２ロータと、を備え、前記第１ロータと前記第２ロータとが回転軸方向で互いに連結されている、請求項１に記載のモータ駆動装置。
  11. 　前記第１ステータにより発生する回転磁界と前記第２ステータにより発生する回転磁界とが同一方向に回転するように、前記第１ロータの永久磁石と前記第２ロータの永久磁石との回転方向の相対位置が決められている、請求項１０に記載のモータ駆動装置。
PCT/JP2021/048502 2021-03-12 2021-12-27 モータ駆動装置 WO2022190582A1 (ja)

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