JP5428688B2 - モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置に関するものである。

従来、電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）等に用いられるモータ制御装置には、三角波をＰＷＭキャリヤとした電流制御の実行により、その各相電流値及び回転角（モータ回転角）に基づく三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の駆動電力をモータに出力するものがある。

通常、このようなモータ制御装置において、その各相に対応する動力線の途中には、電流検出用の抵抗（シャント抵抗）が設けられている。そして、各相電流値の検出は、これら各シャント抵抗の端子間電圧に基づいて行なわれる。

例えば、特許文献１に示されるように、多くの場合、各シャント抵抗は、その駆動回路（ＰＷＭインバータ）を構成する各スイッチング素子対（スイッチングアーム）の接地側において直列に接続される。そして、その各端子間電圧は、電流検出回路により増幅された後、電流検出手段を構成する電子回路（マイコン）へと入力される。尚、このようにシャント抵抗の端子間電圧を増幅して出力する電流検出回路の構成は、例えば、特許文献２に開示されている。そして、各相電流値の検出は、そのモータを駆動すべく実行する電流制御の基礎となるＰＷＭキャリヤ、即ち三角波が「山」となるタイミングで取得（サンプリング）した電流検出回路の出力電圧（山読み電圧）と、その直前に三角波が「谷」となったタイミングでサンプリングした電流検出回路の出力電圧（谷読み電圧）との差分に基づいて行なわれる。

即ち、通常、三角波が「谷」となるタイミングにおいて、ＰＷＭインバータを構成する接地側（下段側）の各スイッチング素子は、その全てがオフとなる。つまり、理論上、このタイミングで取得する各出力電圧は接地電圧となる。また、これら接地側の各スイッチング素子は、三角波が「山」となるタイミングにおいて、その全てがオンとなる。従って、これら山読み電圧と谷読み電圧との差分を用いることにより、そのスイッチングノイズの影響を抑えて、精度よく各相電流値を検出することができるのである。

また、上記のような三相の駆動電力に基づき作動するモータ（ブラシレスモータ）には、回転角センサとしてレゾルバ（モータレゾルバ）を備えたものがある。そして、このようなモータを制御対象とする場合には、そのモータレゾルバに励磁電流を出力することにより得られる二相の出力信号（正弦信号及び余弦信号）に基づいて、その回転角の検出が行なわれる。

尚、このようなモータレゾルバの構成、及びその出力信号に基づく回転角の検出方法の詳細については、例えば、特許文献３を参照されたい。そして、モータレゾルバに励磁電流を出力する励磁回路の構成は、例えば、特許文献４に開示されている。

特開２００９−１０５５号公報 特開２００７−２９５７５３号公報 特開平１１−１６００９９号公報 特開平５−５２５８７号公報

ところで、近年、製造技術の向上に伴い、比較的大きな電流を扱う回路についても、そのパッケージ化が可能となっており、上記のようなモータ制御装置においてもまた、その各相電流の検出に用いる電流検出回路及びモータレゾルバの励磁回路が一のパッケージ内に形成されたものが増えている。

しかしながら、このように電流検出回路と励磁回路とを一のパッケージにまとめることで、これら電流検出回路及び励磁回路は、その接地配線を共有することになり、これにより、電流検出回路による上記抵抗端子間電圧の増幅出力における基準電圧（電位）が変動してしまう。そして、その基準電圧の変動分が励磁ノイズとして電流検出回路の出力電圧に混入（重畳）することによって、その電流検出精度が低下するおそれがある。

即ち、上記のように、電流検出回路による抵抗端子間電圧の増幅出力、及びその出力電圧に基づく各相電流値の検出は、理論上、ともに接地電圧を基準として行なわれる。しかしながら、現実には、電流検出回路を接地する接地配線にも抵抗（インピーダンス）は存在する。また、通常、励磁回路や駆動回路のような電流出力回路は、電流検出手段を構成するマイコンから離れた位置に配置される。従って、実際に電流検出回路が基準とする電圧は、その接地配線を共有する励磁回路との接続点の電圧となる。そして、この接続点の電圧は、励磁回路による励磁電流の出力に伴って、その接地配線のインピーダンスに基づき変動する。

つまり、電流検出手段を構成するマイコンと同様、接地電圧を基準とした場合、電流検出回路の出力電圧は、当該電流検出回路が基準とする上記接続点における電圧の変動分に相当する励磁ノイズが重畳された状態となる。そのため、図６に示すように、一の電流検出処理で行う各サンプリングタイミング（Ｌ１，Ｈ１、Ｌ２，Ｈ２、…）において取得される電流検出回路の出力電圧を比較すると、その各山読み電圧の値は、対応する各谷読み電圧の値の値から上記励磁ノイズの変化分（ΔＶ）だけオフセットされた値となり、その結果、電流検出精度が低下するのである。

本発明は、上記問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、電流検出回路とモータレゾルバの励磁回路とが接地配線を共有する場合において、より高精度に電流検出を行なうことのできるモータ制御装置及び電動パワーステアリング装置を提供することにある。

上記問題点を解決するために、請求項１に記載の発明は、モータの各相に対応して設けられた電流検出抵抗の端子間電圧を増幅して出力する電流検出回路と、接地電圧を基準として前記電流検出回路の出力電圧に基づき前記モータの各相電流値を検出する電流検出手段と、前記モータの回転角を検出すべく設けられたモータレゾルバに励磁電流を出力する励磁回路と、前記各相電流値及び前記回転角に基づいて三角波をＰＷＭキャリヤとした電流制御を実行するモータ駆動手段とを備え、前記電流検出手段は、前記三角波が山となるタイミングで取得される前記電流検出回路の出力電圧とその直前に前記三角波が谷となったタイミングで取得された前記電流検出回路の出力電圧との差分に基づき前記各相電流値を検出するとともに、前記電流検出回路及び前記励磁回路が接地配線を共有するモータ制御装置であって、前記電流検出手段が一の電流検出処理で前記電流検出回路の出力電圧を取得する各タイミングにおいて、前記励磁電流の出力レベルが等しくなるように、前記励磁電流の位相を設定したこと、を要旨とする。

請求項２に記載の発明は、前記電流検出回路及び前記励磁回路は、前記電流検出手段を構成する電子回路とは異なる一のパッケージ内に形成されること、を要旨とする。
上記各構成によれば、その山読み電圧と谷読み電圧との差分演算により、励磁ノイズがキャンセルされる。その結果、電流検出回路とモータレゾルバの励磁回路とが接地配線を共有する場合においても、より高精度に電流検出を行なうことができるようになる。

特に、請求項２のように、電流検出回路及び励磁回路が一のパッケージにまとめられた構成では、その電流検出回路の構成要素から励磁回路との接続点までの配線長に対して、電流検出回路及び励磁回路が共有する接地配線の長さが極端に大きくなる。その結果、励磁電流の出力により生ずる励磁ノイズもまた大となる。しかしながら、請求項１に記載の発明によれば、このような励磁ノイズは、その大きさに関わらず上記差分演算によりキャンセルされる。従って、このような構成に適用することで、より顕著な効果を得ることができる。

請求項３に記載の発明は、請求項１又は請求項２に記載のモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置であること、を要旨とする。
上記構成によれば、その駆動源であるモータの制御における高精度の電流検出を担保して、静粛性及び操舵フィーリングに優れた電動パワーステアリング装置を提供することができる。

本発明によれば、電流検出回路とモータレゾルバの励磁回路とが接地配線を共有する場合において、より高精度に電流検出を行なうことが可能なモータ制御装置及び電動パワーステアリング装置を提供することができる。

電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）の概略構成図。 ＥＰＳの電気的構成を示すブロック図。 三角波をＰＷＭキャリヤとした電流制御の態様を示す説明図。 一のパッケージ内に形成された電流検出回路及び励磁回路の概略構成図。 電流検出タイミング、及び励磁電流の位相と電流検出回路の出力電圧に重畳される励磁ノイズとの関係を示す説明図。 電流検出回路の出力電圧に重畳される励磁ノイズの影響を示す説明図。

以下、本発明を具体化した一実施形態を図面に従って説明する。
図１に示すように、本実施形態の電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）１において、ステアリング２が固定されたステアリングシャフト３は、ラックアンドピニオン機構４を介してラック軸５と連結されており、ステアリング操作に伴うステアリングシャフト３の回転は、ラックアンドピニオン機構４によりラック軸５の往復直線運動に変換される。尚、本実施形態のステアリングシャフト３は、コラムシャフト３ａ、インターミディエイトシャフト３ｂ、及びピニオンシャフト３ｃを連結してなる。そして、このステアリングシャフト３の回転に伴うラック軸５の往復直線運動が、同ラック軸５の両端に連結されたタイロッド６を介して図示しないナックルに伝達されることにより、転舵輪７の舵角、即ち車両の進行方向が変更される。

また、ＥＰＳ１は、操舵系にステアリング操作を補助するためのアシスト力を付与する操舵力補助装置としてのＥＰＳアクチュエータ１０と、該ＥＰＳアクチュエータ１０の作動を制御する制御手段としてのＥＣＵ１１とを備えている。

本実施形態のＥＰＳアクチュエータ１０は、駆動源であるモータ１２が減速機構１３を介してコラムシャフト３ａと駆動連結された所謂コラム型のＥＰＳアクチュエータとして構成されている。尚、本実施形態では、減速機構１３には、周知のウォーム＆ホイールが採用されている。また、モータ１２には、ブラシレスモータが採用されており、同モータ１２は、ＥＣＵ１１から三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の駆動電力の供給を受けることにより回転する。そして、ＥＰＳアクチュエータ１０は、同モータ１２の回転を減速してコラムシャフト３ａに伝達することにより、そのモータトルクをアシスト力として操舵系に付与する構成となっている。

一方、ＥＣＵ１１には、トルクセンサ１４及び車速センサ１５が接続されている。尚、本実施形態のトルクセンサ１４は、コラムシャフト３ａの途中、上記ＥＰＳアクチュエータ１０を構成する減速機構１３よりもステアリング２側に設けられている。そして、ＥＣＵ１１は、これらトルクセンサ１４及び車速センサ１５によりそれぞれ検出される操舵トルクτ及び車速Ｖに基づいて、ＥＰＳアクチュエータ１０の作動、詳しくは、駆動源であるモータ１２の発生するモータトルクを制御することにより、そのパワーアシスト制御を実行する構成になっている。

また、本実施形態のモータ１２には、その回転角（電気角）θを検出するためのモータレゾルバ１６が設けられており、同モータレゾルバ１６は、ＥＣＵ１１が出力する励磁電流Ｉeに基づいて、位相の異なる二相の信号（正弦信号及び余弦信号）を出力する。即ち、本実施形態のモータレゾルバ１６は、一相励磁二相出力型のレゾルバとして構成されている。そして、モータ駆動手段としてのＥＣＵ１１は、このモータレゾルバ１６が出力する二相の出力信号Ｖsin，Ｖcosに基づき検出されるモータ１２の回転角θ、及びその各相電流値（Ｉu，Ｉv，Ｉw）に基づいて、モータ１２に対する駆動電流の供給を実行する。

次に、本実施形態のＥＰＳの電気的構成について説明する。
図２は、本実施形態のＥＰＳの制御ブロック図である。同図に示すように、ＥＣＵ１１は、モータ制御信号を出力するマイコン１７と、同マイコン１７の出力するモータ制御信号に基づいてモータ１２に三相の駆動電力を供給する駆動回路１８とを備えている。

本実施形態の駆動回路１８は、スイッチング素子としての複数のＦＥＴ１８ａ〜１８ｆを接続してなる。具体的には、駆動回路１８は、ＦＥＴ１８ａ，１８ｄ、ＦＥＴ１８ｂ，１８ｅ、及びＦＥＴ１８ｃ，１８ｆの各組の直列回路を並列に接続してなり、ＦＥＴ１８ａ，１８ｄ、ＦＥＴ１８ｂ，１８ｅ、ＦＥＴ１８ｃ，１８ｆの各接続点１９ｕ，１９ｖ，１９ｗはそれぞれモータ１２の各相のモータコイル１２ｕ，１２ｖ，１２ｗに接続されている。

即ち、本実施形態の駆動回路１８は、直列に接続された一対のスイッチング素子を基本単位（スイッチングアーム）として、各相に対応する３つのスイッチングアーム１８ｕ，１８ｖ，１８ｗを並列に接続してなる周知のＰＷＭインバータとして構成されている。そして、マイコン１７の出力するモータ制御信号は、駆動回路１８を構成する各ＦＥＴ１８ａ〜１８ｆのスイッチング状態を規定するゲートオン／オフ信号となっている。

そして、それぞれのゲート端子に印加されるモータ制御信号に応答して各ＦＥＴ１８ａ〜１８ｆがオン／オフし、各相のモータコイル１２ｕ，１２ｖ，１２ｗへの通電パターンが切り替わることにより、その印加される電源電圧が三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の駆動電力に変換され、モータ１２へと出力されるようになっている。

また、本実施形態では、これら同駆動回路１８を構成する各スイッチングアーム１８ｕ，１８ｖ，１８ｗの低電位側（接地側、図２中下側）には、それぞれ、電流検出抵抗としてのシャント抵抗２０ｕ，２０ｖ，２０ｗが直列接続されている。そして、本実施形態のマイコン１７は、これら各シャント抵抗２０ｕ，２０ｖ，２０ｗの端子間電圧Ｖtm_u，Ｖtm_v，Ｖtm_wに基づき検出されるモータ１２の各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw、及び上記モータレゾルバ１６の各出力信号Ｖsin，Ｖcosに基づき検出されるモータ１２の回転角θを用いて駆動回路１８に対するモータ制御信号の出力を実行する。

詳述すると、本実施形態のマイコン１７には、上記トルクセンサ１４及び車速センサ１５により検出された操舵トルクτ及び車速Ｖが入力されるようになっており、マイコン１７は、これら操舵トルクτ及び車速Ｖに基づいて、操舵系に付与すべきアシスト力（目標アシスト力）を決定する。具体的には、マイコン１７は、その検出される操舵トルクτが大きいほど、また車速Ｖが小さいほど、より大きな目標アシスト力を演算する。そして、この目標アシスト力に相当するモータトルクを発生させるべく、上記検出された各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw及び回転角θに基づく電流制御の実行により上記モータ制御信号を生成する。

さらに詳述すると、本実施形態のマイコン１７は、上記目標アシスト力に対応する電流指令値にモータ１２の実電流値を追従させるべく電流フィードバック制御（演算）を実行する。尚、本実施形態では、この電流フィードバック制御は、モータ１２の回転角θに応じて、その検出される各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwを座標変換（三相／二相変換）することにより、ｄ／ｑ座標系において行なわれる。即ち、ブラシレスモータの発生するモータトルクは、ｑ軸電流により制御することができるため、本実施形態では、上記目標アシスト力に対応する電流指令値は、ｑ軸電流指令値として演算される。そして、その演算結果として得られるｄ／ｑ座標系の電圧指令値を逆変換（二相／三相変換）することにより、三相座標系（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の各相電圧指令値を得る。

更に、マイコン１７は、上記のように演算された各相電圧指令値に対応する各ＤＵＴＹ指示値とＰＷＭキャリア（搬送波）である三角波との比較に基づいて、駆動回路１８を構成する各ＦＥＴ１８ａ〜１８ｆのスイッチング状態（オン／オフ作動）を規定するモータ制御信号を生成する。

具体的には、図３に示すように、本実施形態では、駆動回路１８を構成する各スイッチングアーム１８ｕ，１８ｖ，１８ｗにおいて、その高電位側（上段）のＦＥＴと低電位側（下段）のＦＥＴとの間の短絡（アーム短絡）を防止するデッドタイムを設定するために、上下方向にシフトされた二つの三角波δ１，δ２（δ１＞δ２）が用いられている。

即ち、本実施形態のマイコン１７は、三角波δ１の値との比較において、各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwの方が高い場合には、当該相に対応する高電位側の各ＦＥＴ１８ａ，１８ｂ，１８ｃをオンし、低い場合には、各ＦＥＴ１８ａ，１８ｂ，１８ｃをオフするようなモータ制御信号を生成する。同様に、三角波δ２の値との比較において、ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwの方が低い場合には、当該相に対応する低電位側（下段）の各ＦＥＴ１８ｄ，１８ｅ，１８ｆをオンし、高い場合には、各ＦＥＴ１８ｄ，１８ｅ，１８ｆをオフとするようにモータ制御信号を生成する。そして、そのモータ制御信号に基づき駆動回路１８が作動することにより、上記電流指令値に対応した実電流がモータ１２に発生するようになっている。

このように、モータ駆動手段としてのＥＣＵ１１は、検出される各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw及びモータ１２の回転角θに基づいて、三角波をＰＷＭキャリヤとした電流制御を実行する。そして、これにより、その目標アシスト力に対応したモータトルクを発生させるべく、モータ１２の作動を制御することが可能となっている。

次に、本実施形態における電流検出及び励磁電流出力の態様について説明する。
図２に示すように、本実施形態のＥＣＵ１１には、アンプＩＣ２１が設けられており、上記のように電流検出抵抗として設けられた各シャント抵抗２０ｕ，２０ｖ，２０ｗの端子間電圧Ｖtm_u，Ｖtm_v，Ｖtm_wは、このアンプＩＣ２１内に形成された電流検出回路（２２）により増幅される。そして、本実施形態のマイコン１７は、その電流検出回路の出力電圧に基づいて、モータ１２の各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwを検出する構成となっている。

詳述すると、図４に示すように、本実施形態の電流検出回路２２は、モータ１２の各相に対応するように、その各電源供給線２３ｕ，２３ｖ，２３ｗが並列接続されたオペアンプ２４ｕ，２４ｖ，２４ｗの各入力端子を、それぞれ、その対応する各シャント抵抗２０ｕ，２０ｖ，２０ｗの電源側及び接地側の各端子に接続することにより形成されている。そして、電流検出手段としてのマイコン１７は、これら各オペアンプ２４ｕ，２４ｖ，２４ｗがその動作電圧Ｖ１に基づき増幅して出力する各シャント抵抗２０ｕ，２０ｖ，２０ｗの各端子間電圧Ｖtm_u，Ｖtm_v，Ｖtm_wを、所定のタイミングで取得することにより、その各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwの検出を実行する。

具体的には、図３に示すように、本実施形態のマイコン１７は、上記電流制御の基礎となるＰＷＭキャリヤとしての三角波（δ１，δ２）が、「谷」となるタイミング（同図中、時間Ｔ１）及び「山」となるタイミング（同図中、時間Ｔ２）で、電流検出回路２２の出力電圧を取得（サンプリング）する。尚、この場合において、「山となるタイミング」「谷となるタイミング」とは、言うまでもなく、それぞれ、三角波の値が「最大」「最小」となるタイミングを示す。そして、マイコン１７は、その三角波が「山」となるタイミングで取得した電流検出回路の出力電圧（山読み電圧）と、その直前に三角波が「谷」となったタイミングでサンプリングした電流検出回路の出力電圧（谷読み電圧）との差分に基づいて、各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwを検出する構成となっている。

また、図４に示すように、本実施形態のＥＣＵ１１では、アンプＩＣ２１内には、この電流検出回路２２とともに、上記モータレゾルバ１６に励磁電流Ｉeを出力する励磁回路２５が形成されている。

詳述すると、励磁回路２５は、二つのトランジスタ２６，２７を正負対称に接続してなるプッシュプル回路２８を備えている。尚、本実施形態のプッシュプル回路２８は、ＰＮＰトランジスタ及びＮＰＮトランジスタのコレクタ端子同士を接続することにより形成されている。そして、本実施形態の励磁回路２５は、このプッシュプル回路２８を構成する各トランジスタ２６，２７の各ベース端子に正弦波状の励磁信号Ｓeを入力し、その電源供給線２９を介して印加される動作電圧Ｖ２に基づき同励磁信号Ｓeを増幅することにより、上記モータレゾルバ１６の励磁電流Ｉeを生成する。

ここで、本実施形態のマイコン１７は、矩形波状のＳＩＮ波ＰＷＭ信号Ｓsin_pwmを出力する機能を有している。そして、励磁回路２５には、そのＳＩＮ波ＰＷＭ信号Ｓsin_pwmが入力されるローパスフィルタ（ＬＰＦ）３０が設けられている。

即ち、本実施形態の励磁回路２５では、マイコン１７の出力するＳＩＮ波ＰＷＭ信号Ｓsin_pwmが、そのローパスフィルタ３０を通過することにより、上記のような正弦波状の励磁信号Ｓeが生成されるようになっている。そして、その励磁信号Ｓeがバッファ３１を介してプッシュプル回路２８に入力されることにより、モータレゾルバ１６に励磁電流Ｉeが出力される。

本実施形態では、アンプＩＣ２１内において、上記電流検出回路２２（の各電源供給線２３ｕ，２３ｖ，２３ｗ）と励磁回路２５（の電源供給線２９）は並列に接続されている。また、本実施形態では、ＥＣＵ１１では、このように電流検出回路２２及び励磁回路２５が一のパッケージ内に形成されたアンプＩＣ２１は、マイコン１７から離れた位置に配置されている。そして、アンプＩＣ２１は、その接地配線３３の一端が、マイコン１７の接地配線３４に接続されることにより接地されている。

しかしながら、このように電流検出回路２２と励磁回路２５とが一の接地配線３３を共有することで、電流検出回路２２の出力電圧に、励磁回路２５が励磁電流Ｉeを出力することにより生ずる励磁ノイズが重畳されてしまうという問題が生ずる。

即ち、電流検出回路２２による各シャント抵抗２０ｕ，２０ｖ，２０ｗの端子間電圧Ｖtm_u，Ｖtm_v，Ｖtm_wの増幅出力は、理論上、電流検出手段を構成するマイコン１７と同じく、接地電圧Ｖ０を基準とする。しかしながら、現実には、その接地配線３３にも抵抗（インピーダンス）が存在する。従って、上記のように、同接地配線３３を励磁回路２５と共有する構成では、実際に、電流検出回路２２が基準とする電圧は、励磁回路２５との接続点Ｐにおける電圧となる。そして、励磁回路２５による励磁電流Ｉeの出力に伴い、実際の基準電圧Ｖ３が変動することにより、その電圧変動分が励磁ノイズとして励磁回路２５の出力電圧に重畳されるのである。

この点を踏まえ、本実施形態のＥＣＵ１１では、図５に示すように、そのＰＷＭキャリヤである三角波が「山」となるタイミング（Ｈ１,Ｈ２，…）と、その直前に三角波が「谷」となったタイミング（Ｌ１，Ｌ２，…）において、その励磁電流Ｉeの出力レベルが等しくなるように、同励磁電流Ｉeの位相が設定されている。

具体的には、本実施形態では、励磁電流Ｉeの一周期は、ＰＷＭキャリヤである三角波の二倍となっている。従って、正弦波形を有する励磁電流Ｉeが「０°」である場合に三角波が谷となる位相が基準の位相となる（同図中、破線に示される波形）。そして、本実施形態では、その基準となる位相から同励磁電流Ｉeの位相が「４５°」進むように、マイコン１７がＳＩＮ波ＰＷＭ信号Ｓsin_pwmを出力することにより、その一の電流検出処理で電流検出回路２２の出力電圧を取得する各タイミング（Ｌ１，Ｈ１、Ｌ２，Ｈ２、…）において、当該出力電圧に重畳される励磁ノイズの値が等しくなるように設定されている。

そして、以上の構成により、本実施形態のＥＣＵ１１は、次のような作用・効果を得ることが可能となっている。
（１）即ち、モータレゾルバ１６の励磁電流Ｉeは、ＰＷＭキャリヤである三角波と同期したものとなっている。このため、上記のように電流検出回路２２の出力電圧に励磁ノイズが重畳した場合、その各山読み電圧の値は、対応する各谷読み電圧の値の値からその励磁ノイズの変化分（ΔＶ）だけオフセットされた値となり（図６参照）、その結果、電流検出精度が低下する。

しかしながら、上記のように、電流検出手段としてのマイコン１７が一の電流検出処理で電流検出回路２２の出力電圧を取得する各タイミング（Ｌ１，Ｈ１、Ｌ２，Ｈ２、…）において、その出力電圧に重畳された励磁ノイズの値を等しくすることにより、その山読み電圧と谷読み電圧との差分演算によって、当該励磁ノイズがキャンセルされる。その結果、電流検出回路２２とモータレゾルバ１６の励磁回路２５とが接地配線３３を共有する場合においても、より高精度に電流検出を行なうことができるようになる。

（２）特に、電流検出回路２２及び励磁回路２５が、アンプＩＣ２１のような一のパッケージにまとめられた構成では、その電流検出回路２２を構成する各オペアンプ２４ｕ，２４ｖ，２４ｗから励磁回路２５との接続点Ｐまでの配線長に対して、電流検出回路２２及び励磁回路２５が共有する接地配線３３の長さが極端に大きい。そのため、励磁電流Ｉeの出力により生ずる励磁ノイズも大となる。しかしながら、上記構成によれば、励磁ノイズの大きさに関わらず、その影響を差分演算によりキャンセルすることができる。従って、このようにパッケージ化された構成に適用することで、より顕著な効果を得ることができる。

なお、上記実施形態は以下のように変更してもよい。
・上記実施形態では、本発明をＥＰＳアクチュエータ１０の駆動源であるモータ１２の作動を制御するモータ制御装置としてのＥＣＵ１１に具体化した。しかし、これに限らず、ＥＰＳ以外の用途に適用してもよい。

・また、ＥＰＳの形式についても所謂コラム型に限らず、所謂ピニオン型やラックアシスト型であってもよい。
・上記実施形態では、電流検出回路２２及び励磁回路２５は、アンプＩＣ２１内に形成されることにより一のパッケージにまとめられることとした。しかし、これに限らず、その接地配線を共有する構成であれば、必ずしも一のパッケージ内に形成されるものに限らない。尚、この場合においても、電流検出回路の構成要素から励磁回路との接続点までの配線長に対して、接地配線の長さが大きいほど、より顕著な効果を得ることができる。

・上記実施形態では、励磁回路２５を構成するプッシュプル回路２８は、ＰＮＰトランジスタ及びＮＰＮトランジスタのコレクタ端子間を接続することにより形成されることとしたが、プッシュプル回路の構成は、これに限るものではない。

・上記実施形態では、マイコン１７が出力するＳＩＮ波ＰＷＭ信号Ｓsin_pwmをローパスフィルタ３０に通過させることにより正弦波状の励磁信号Ｓeを生成することとした。しかし、これに限らず、その他の方法で生成された励磁信号Ｓeをプッシュプル回路２８に入力する構成であってもよい。

・上記実施形態では、基準となる位相から励磁電流Ｉeの位相を「４５°」進めることにより、一の電流検出処理で電流検出回路２２の出力電圧を取得する各タイミングにおいて、その出力電圧に重畳された励磁ノイズの値を等しくすることとした。しかし、これに限らず、同様に一の電流検出処理で電流検出回路２２の出力電圧を取得する各タイミングにおいて、その出力電圧に重畳された励磁ノイズの値を等しくすることが可能であれば、励磁電流Ｉeの位相は、どのようにずらしてもよい。具体的には、励磁電流Ｉeの位相を「２２５°」進めてもよく、また「１３５°」或いは「３１５°」遅らせてもよい。

次に、以上の実施形態から把握することのできる技術的思想を効果とともに記載する。
（イ）請求項１に記載のモータ制御装置において、前記励磁電流の一周期は、前記三角波の一周期の二倍であって、前記励磁電流の位相を４５°又は２２５°ずらしたこと、を特徴とするモータ制御装置。これにより、一の電流検出処理で電流検出回路の出力電圧を取得する各タイミングにおいて、当該出力電圧に重畳される励磁ノイズの値が等しくなる。

（ロ）請求項１又は請求項２、若しくは上記（イ）に記載のモータ制御装置において、
請求項１〜請求項３の何れか一項に記載のモータ制御装置において、前記励磁回路は、二つのトランジスタを正負対称に接続してなるプッシュプル回路を備えてなること、を特徴とするモータ制御装置。このような励磁回路では、その励磁電流の出力により生ずる励磁ノイズが大きい。従って、このような構成に適用することで、より顕著な効果を得ることができる。

１…電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）、１０…ＥＰＳアクチュエータ、１１…ＥＣＵ、１２…モータ、１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ…モータコイル、１６…モータレゾルバ、１７…マイコン、１８…駆動回路、１８ａ〜１８ｆ…ＦＥＴ、１８ｕ，１８ｖ，１８ｗ…スイッチングアーム、２０ｕ，２０ｖ，２０ｗ…シャント抵抗、２１…アンプＩＣ、２２…電流検出回路、２３ｕ，２３ｖ，２３ｗ…電源供給線、２４ｕ，２４ｖ，２４ｗ…オペアンプ、２５…励磁回路、２６，２７…トランジスタ、２８…プッシュプル回路、２９…電源供給線、３３…接地配線、Ｐ…接続点、Ｖ０…接地電圧、Ｖ１，Ｖ２…動作電圧、Ｖ３…基準電圧、Ｖtm_u，Ｖtm_v，Ｖtm_w…端子間電圧、Ｉu，Ｉv，Ｉw…相電流値、δ１，δ２…三角波、Ｄu，Ｄv，Ｄw…ＤＵＴＹ指示値、θ…回転角、Ｖsin，Ｖcos…出力信号、Ｉe…励磁電流、Ｓe…励磁信号、Ｓsin_pwm…ＳＩＮ波ＰＷＭ信号。

Claims (3)

1. モータの各相に対応して設けられた電流検出抵抗の端子間電圧を増幅して出力する電流検出回路と、接地電圧を基準として前記電流検出回路の出力電圧に基づき前記モータの各相電流値を検出する電流検出手段と、前記モータの回転角を検出すべく設けられたモータレゾルバに励磁電流を出力する励磁回路と、前記各相電流値及び前記回転角に基づいて三角波をＰＷＭキャリヤとした電流制御を実行するモータ駆動手段とを備え、前記電流検出手段は、前記三角波が山となるタイミングで取得される前記電流検出回路の出力電圧とその直前に前記三角波が谷となったタイミングで取得された前記電流検出回路の出力電圧との差分に基づき前記各相電流値を検出するとともに、前記電流検出回路及び前記励磁回路が接地配線を共有するモータ制御装置であって、
   前記電流検出手段が一の電流検出処理で前記電流検出回路の出力電圧を取得する各タイミングにおいて、前記励磁電流の出力レベルが等しくなるように、前記励磁電流の位相を設定したこと、を特徴とするモータ制御装置。
2. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記電流検出回路及び前記励磁回路は、前記電流検出手段を構成する電子回路とは異なる一のパッケージ内に形成されること、を特徴とするモータ制御装置。
3. 請求項１又は請求項２に記載のモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置。

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