JP2012157140A - モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Abstract

【課題】演算負荷の増加を抑えつつ、インバータ出力の高い状態においても、精度良く、検出される各相電流値に基づいて異常検出を行うことのできるモータ制御装置を提供すること。
【解決手段】異常検出部は、所定数αの電流検出周期に亘って、検出された各相電流値Ｉx（ｘ＝ｕ，ｖ，ｗ）をその電流検出周期毎に記憶する（Ｉx_１，…，Ｉx_n、但し、「ｎ」は自然数）。そして、当該所定数αの電流検出周期が経過した後、まとめて、その記憶領域に記憶した各相電流値Ｉx_１，…，Ｉx_nについて、三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の総和に基づく異常判定をまとめて実行する。
【選択図】図６

Description

本発明は、モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置に関するものである。

従来、電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）等に用いられるモータ制御装置には、その駆動回路（ＰＷＭインバータ）を構成する各スイッチング素子対（スイッチングアーム）の低電位側（接地側）に、モータの各相に対応する電流センサが設けられたものがある（例えば、特許文献１参照）。

即ち、上記のようなモータ制御装置は、図９に示すように、各相の出力電圧に対応する各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，ＤwをＰＷＭキャリア（搬送波）である三角波（δ１，δ２）と比較することによりモータ制御信号を生成する。そして、そのモータ制御信号に基づいて、駆動回路を構成する各スイッチング素子がオン／オフすることにより、モータに対して三相の駆動電力を供給する。

尚、同図に示す例では、各スイッチングアームにおける高電位側（上段）のスイッチング素子と低電位側（下段）のスイッチング素子との間の短絡（アーム短絡）を防ぐデッドタイムｔdを設定するために、上下方向にシフトされた二つの三角波δ１，δ２（δ１＞δ２）が用いられている。そして、上記各電流センサを用いた各相電流値の検出は、その下段スイッチング素子が全てオンとなるタイミングで、当該各電流センサの出力信号を取得（サンプリング）することにより行われる。

ここで、「低電位側のスイッチング素子が全てオンとなるタイミングで電流検出を行なう」とはいえ、実際には、その電流検出にもある程度の時間を要する。このため、各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwの上昇時には、そのうちの最大値Ｄ_hiに対応する相（同図に示す例ではＵ相）において、その電流検出に要する時間（電流検出時間ｔs）よりも下段スイッチング素子のオン時間ｔ０が短くなるという事態が生ずる。つまり、その電流検出を行うことのできない相（電流検出不能相）が発生することになる。

ただし、モータ及び駆動回路間の電力供給経路が正常であるならば、理論上、検出される各相電流値の総和は「０」になる（Ｉu＋Ｉv＋Ｉw＝０）。従って、上記のように電流検出不能相が存在する状況においても、残る二相、即ち各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwのうちの中間値Ｄ_md及び最小値Ｄ_loに対応する二相（同図に示す例では、Ｖ相及びＷ相）の相電流値に基づいて、当該電流検出不能相の相電流値を推定することができる。

特開２００９−１０５５号公報 特開２００６−２５４５３２号公報

しかしながら、このように残る二相の相電流値に基づいて電流検出不能相の相電流値を推定する状況においては、当然ながら、上記各相電流値の総和に基づく異常判定を行うことはできなくなる。そして、近年は、モータの小型化等により、駆動回路の出力（インバータ出力）が高くなりやすい傾向にある、即ち高いオンＤＵＴＹを示すモータ制御信号が出力されやすくなっている。更に、その電圧利用率を高めべく、例えば、特許文献２に記載のモータ制御装置のように、三次高調波或いは擬似三次高調波重畳正弦波通電制御を実行して幅広い回転角度範囲で高いインバータ出力を維持するようにしたものもある。このため、従来、こうしたインバータ出力の高い状態における異常検出性能の改善が喫緊の課題となっている。

尚、ＥＰＳのような円滑なモータ回転及び高い静粛性が要求される用途では、各相の出力電圧波形を正弦波状に変化させる所謂正弦波通電を採用する構成が一般的である。即ち、そのインバータ出力が高い状態であっても、上記のような三相の総和に基づく推定を用いることなく、全ての相電流値を実測可能な回転角度範囲は存在する。従って、電流検出周期及び異常検出周期を短縮化することにより、こうした全ての相電流値を実測可能な回転角度範囲において、その異常判定が実行される機会を増やすことができる。

しかしながら、こうした電流検出周期及び異常判定周期の短縮化により演算負荷は増大する。そして、これが製造コストを押し上げる要因になるという問題があり、この点において、なお改善の余地を残すものとなっていた。

本発明は、上記問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、演算負荷の増加を抑えつつ、インバータ出力の高い状態においても、精度良く、検出される各相電流値に基づいて異常検出を行うことのできるモータ制御装置及び電動パワーステアリング装置を提供することにある。

上記問題点を解決するために、請求項１に記載の発明は、モータに通電される三相の相電流値を検出する電流検出手段と、前記各相電流値に基づいてモータ制御信号を出力するモータ制御信号出力手段と、前記モータ制御信号に基づいて三相の駆動電力を出力する駆動回路と、前記各相電流値に基づき異常を検出する異常検出手段とを備え、前記駆動回路は、前記モータ制御信号に基づきオン／オフする一対のスイッチング素子を直列に接続してなるスイッチングアームを各相に対応して並列に接続することにより形成されるとともに、各スイッチングアームの低電位側には、該各スイッチングアームに対応する各相の相電流値を検出するための電流センサが設けられ、前記電流検出手段は、前記各スイッチングアームにおける低電位側のスイッチング素子の全てがオンとなるタイミングで前記各電流センサの出力信号を取得することにより前記各相電流値を検出するとともに、前記各低電位側のスイッチング素子の何れかのオン時間が電流検出時間よりも短くなる場合には、その電流検出不能相以外の二相の相電流値に基づいて該電流検出不能相の相電流値を推定するモータ制御装置において、前記異常検出手段は、所定数の電流検出周期に亘り該電流検出周期毎の前記各相電流値を記憶するとともに、前記所定数の電流検出周期が経過した後、まとめて、その記憶した前記各電流検出周期における各相電流値について、三相の総和に基づく異常判定を行うこと、を要旨とする。

即ち、低電位側のスイッチング素子の何れかのオン時間が電流検出時間よりも短くなる状況が生じるようなインバータ出力の高い状態においても、三相の総和に基づく推定を用いることなく、全ての相電流値を実測可能な回転角度範囲は存在する。このため、連続した複数の電流検出周期の何れかについては、各相電流値の総和に基づく異常判定が有効である可能性が高い。そして、その異常判定を、複数の電流検出周期についてまとめて実行することにより、演算負荷の軽減を図る余地ができる。従って、上記構成によれば、演算負荷の増加を抑えつつ、インバータ出力の高い状態においても、精度良く、検出される各相電流値に基づいて異常検出を行うことができる。

請求項２に記載の発明は、前記異常検出手段による異常の検出は、複数回の該異常の検出により確定されるものであって、前記モータ制御信号出力手段は、前記三相の総和に基づく前記異常判定により前記異常が検出された場合には、前記各低電位側のスイッチング素子のオン時間が全て前記電流検出時間よりも長くなるような前記モータ制御信号を出力すること、を要旨とする。

上記構成によれば、一度異常が検出された後は、全ての電流検出周期において、各相電流値が実測値として検出される。これにより、三相の総和に基づく異常検出の信頼性が高くなる。その結果、速やかに、その異常検出の結果を確定させることができる。

請求項３に記載の発明は、請求項１又は請求項２に記載のモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置であること、を要旨とする。
上記構成によれば、インバータ出力の高い状態においても、演算負荷の増加を抑えつつ、精度良く異常検出を実行して、速やかにフェールセーフを図ることができるようになる。

本発明によれば、演算負荷の増加を抑えつつ、インバータ出力の高い状態においても、精度良く、検出される各相電流値に基づいて異常検出を行うことが可能なモータ制御装置及び電動パワーステアリング装置を提供することができる。

電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）の概略構成図。 ＥＰＳの電気的構成を示すブロック図。 三角波をＰＷＭキャリヤとした電流制御の態様及び電流検出タイミングを示す説明図。 電流検出の処理手順を示すフローチャート。 電流検出周期と異常検出周期との関係を示す説明図。 異常検出の処理手順を示すフローチャート。 異常検出結果の確定処理及び当該異常検出に応じた制御形態の変更の処理手順を示すフローチャート。 別例の異常検出の処理手順を示すフローチャート。 電流検出の態様を示す説明図。

以下、本発明を具体化した一実施形態を図面に従って説明する。
図１に示すように、本実施形態の電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）１において、ステアリング２が固定されたステアリングシャフト３は、ラックアンドピニオン機構４を介してラック軸５と連結されており、ステアリング操作に伴うステアリングシャフト３の回転は、ラックアンドピニオン機構４によりラック軸５の往復直線運動に変換される。尚、本実施形態のステアリングシャフト３は、コラムシャフト３ａ、インターミディエイトシャフト３ｂ、及びピニオンシャフト３ｃを連結してなる。そして、このステアリングシャフト３の回転に伴うラック軸５の往復直線運動が、同ラック軸５の両端に連結されたタイロッド６を介して図示しないナックルに伝達されることにより、転舵輪７の舵角、即ち車両の進行方向が変更される。

また、ＥＰＳ１は、操舵系にステアリング操作を補助するためのアシスト力を付与する操舵力補助装置としてのＥＰＳアクチュエータ１０と、該ＥＰＳアクチュエータ１０の作動を制御する制御手段としてのＥＣＵ１１とを備えている。

本実施形態のＥＰＳアクチュエータ１０は、駆動源であるモータ１２が減速機構１３を介してコラムシャフト３ａと駆動連結された所謂コラム型のＥＰＳアクチュエータとして構成されている。尚、本実施形態のモータ１２には、ブラシレスモータが採用されており、同モータ１２は、ＥＣＵ１１から三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の駆動電力の供給を受けることにより回転する。そして、ＥＰＳアクチュエータ１０は、同モータ１２の回転を減速してコラムシャフト３ａに伝達することにより、そのモータトルクをアシスト力として操舵系に付与する構成となっている。

一方、ＥＣＵ１１には、トルクセンサ１４及び車速センサ１５が接続されており、同ＥＣＵ１１は、これら各センサの出力信号に基づいて操舵トルクτ及び車速Ｖを検出する。そして、ＥＣＵ１１は、これら操舵トルクτ及び車速Ｖに基づいて目標アシスト力を演算し、当該目標アシスト力をＥＰＳアクチュエータ１０に発生させるべく、その駆動源であるモータ１２への駆動電力の供給を通じて、該ＥＰＳアクチュエータ１０の作動、即ち操舵系に付与するアシスト力を制御する（パワーアシスト制御）。

次に、本実施形態のＥＰＳの電気的構成について説明する。
図２は、本実施形態のＥＰＳの制御ブロック図である。同図に示すように、ＥＣＵ１１は、モータ制御信号を出力するマイコン１７と、同マイコン１７の出力するモータ制御信号に基づいてモータ１２に三相の駆動電力を供給する駆動回路１８とを備えている。

本実施形態の駆動回路１８は、ＦＥＴ１８ａ，１８ｄ、ＦＥＴ１８ｂ，１８ｅ、及びＦＥＴ１８ｃ，１８ｆの各組の直列回路を並列に接続することにより形成されている。そして、ＦＥＴ１８ａ，１８ｄ、ＦＥＴ１８ｂ，１８ｅ、ＦＥＴ１８ｃ，１８ｆの各接続点１９ｕ，１９ｖ，１９ｗは、それぞれモータ１２の各相のモータコイル１２ｕ，１２ｖ，１２ｗに接続されている。

即ち、本実施形態の駆動回路１８は、直列に接続された一対のスイッチング素子を基本単位（スイッチングアーム）として、各相に対応する３つのスイッチングアーム１８ｕ，１８ｖ，１８ｗを並列に接続してなる周知のＰＷＭインバータとして構成されている。そして、マイコン１７の出力するモータ制御信号は、駆動回路１８を構成する各ＦＥＴ１８ａ〜１８ｆのスイッチング状態（オン／オフ作動）を規定するゲートオン／オフ信号となっている。

つまり、上記各ＦＥＴ１８ａ〜１８ｆは、そのゲート端子に対して、上記モータ制御信号に基づく制御電圧が印加されることによりオン／オフする。そして、駆動回路１８は、これら各ＦＥＴ１８ａ〜１８ｆのスイッチング状態に応じて各相のモータコイル１２ｕ，１２ｖ，１２ｗに対する通電パターンが切り替わることにより、三相の駆動電力をモータ１２に供給する構成になっている。

詳述すると、本実施形態のマイコン１７は、図３に示すように、各相のモータコイル１２ｕ，１２ｖ，１２ｗに印加すべき相電圧に対応する各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，ＤwとＰＷＭキャリア（搬送波）である三角波との比較に基づいて、その駆動回路１８に出力するモータ制御信号を生成する。そして、本実施形態では、上下にシフトされた位相の等しい二つの三角波δ１，δ２を用いることにより（δ１＞δ２）、所謂アーム短絡による貫通電流の発生を回避するためのデッドタイムが設定されている。

即ち、マイコン１７は、同図中、上側に位置する三角波δ１との比較において、当該三角波δ１の値よりも各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwの方が高い場合には、当該相に対応する高電位側（上段）の各ＦＥＴ１８ａ，１８ｂ，１８ｃをオンし、低い場合には、これらの各ＦＥＴ１８ａ，１８ｂ，１８ｃをオフするようなモータ制御信号を生成する。そして、同図中、下側の三角波δ２との比較において、当該三角波δ２の値よりもＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwの方が低い場合には、当該相に対応する低電位側（下段）の各ＦＥＴ１８ｄ，１８ｅ，１８ｆをオンし、高い場合には、これらの各ＦＥＴ１８ｄ，１８ｅ，１８ｆをオフとするようなモータ制御信号を生成する構成になっている。

また、図２に示すように、本実施形態では、駆動回路１８を構成する各スイッチングアーム１８ｕ，１８ｖ，１８ｗの低電位側（接地側、図２中下側）には、それぞれ、各相に対応する電流センサ２０ｕ，２０ｖ，２０ｗが設けられている。尚、これらの各電流センサ２０ｕ，２０ｖ，２０ｗは、各スイッチングアーム１８ｕ，１８ｖ，１８ｗに対して直列に接続されたシャント抵抗の端子間電圧を増幅して出力する周知の構成を有している。そして、本実施形態のマイコン１７は、これら各電流センサ２０ｕ，２０ｖ，２０ｗの出力信号Ｓi_u，Ｓi_v，Ｓi_wに基づいて、モータ１２に通電される各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwを検出する。

詳述すると、マイコン１７に設けられた電流検出部２１は、所定のサンプリングタイミングで、各電流センサ２０ｕ，２０ｖ，２０ｗの出力信号Ｓi_u，Ｓi_v，Ｓi_wを取得する。具体的には、図３に示すように、そのＰＷＭキャリアとしての三角波（δ１，δ２）が、「谷」となるタイミング（同図中、Ｔ１）及び「山」となるタイミング（同図中、Ｔ２）で、各電流センサ２０ｕ，２０ｖ，２０ｗの出力信号Ｓi_u，Ｓi_v，Ｓi_wを取得する。尚、この場合において、「山となるタイミング」「谷となるタイミング」とは、言うまでもなく、それぞれ、三角波（δ１，δ２）の値が「最大」「最小」となるピークタイミングである。そして、電流検出部２１は、これら二つのタイミングで取得した出力信号Ｓi_u，Ｓi_v，Ｓi_wに基づいて、モータ１２の各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwを検出する。

さらに詳述すると、図４のフローチャートに示すように、電流検出手段としての電流検出部２１は、上記の各サンプリングタイミングで各電流センサ２０ｕ，２０ｖ，２０ｗの出力信号Ｓi_u，Ｓi_v，Ｓi_wを取得すると（ステップ１０１）、続いて、当該各出力信号Ｓi_u，Ｓi_v，Ｓi_wをＡ／Ｄ変換する（ステップ１０２）。そして、そのＡ／Ｄ変換値Ｄi_u，Ｄi_v，Ｄi_wに基づいて、その各サンプリングタイミングに対応した山読み電流値Ｉu_hp，Ｉv_hp，Ｉw_hp及び谷読み電流値Ｉu_lp，Ｉv_lp，Ｉw_lpを検出する（ステップ１０３）。

次に、電流検出部２１は、上記連続する二つのサンプリングタイミング（図２参照、Ｔ１，Ｔ２）で検出された各相の山読み電流値Ｉu_hp，Ｉv_hp，Ｉw_hpから各谷読み電流値Ｉu_lp，Ｉv_lp，Ｉw_lpを減算する。そして、これにより得られた値を各相の相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwとして検出する（Ｉu＝Ｉu_hp−Ｉu_lp、Ｉv＝Ｉv_hp−Ｉv_lp、Ｉw＝Ｉw_hp−Ｉw_lp、ステップ１０４）。

また、本実施形態の電流検出部２１は、更に上記モータ制御信号の基礎となる各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwを取得して（ステップ１０５）、そのうちの最大値Ｄ_hiが所定の閾値Ｄthを超えるか否かを判定する（ステップ１０６）。尚、例えば、図９に示す例では、Ｕ相のＤＵＴＹ指示値Ｄuが最大値Ｄ_hi、Ｖ相のＤＵＴＹ指示値Ｄvが中間値Ｄ_md、Ｗ相のＤＵＴＹ指示値Ｄwが最小値Ｄ_loとなる。そして、その最大値Ｄ_hiが閾値Ｄthを超える場合（Ｄ_hi＞Ｄth、ステップ１０６：ＹＥＳ）には、残る中間値Ｄ_md及び最小値Ｄ_loに対応する二相の相電流値Ｉ_md，Ｉ_loに基づいて、最大値Ｄ_hiに対応する相電流値Ｉ_hiを推定し、その推定した値を当該相の相電流値とする（Ｉ_hi´＝０−Ｉ_md−Ｉ_lo，Ｉ_hi＝Ｉ_hi´、ステップ１０７）。

即ち、上記ステップ１０６の判定処理に用いる閾値Ｄthは、下段ＦＥＴのオン時間ｔ０が電流検出時間ｔsよりも短くなる値に対応して設定されている（例えば、９５％程度）。そして、本実施形態の電流検出部２１は、各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwのうちの最大値Ｄ_hiがその閾値Ｄthを超える状態、即ち電流検出不能相が存在する状態においても、残る二相の相電流値から当該電流検出不能相の相電流値を推定する。つまり、理論上、三相の総和が「０」になることを利用することにより、安定的に各相の相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwを検出することが可能となっている。

図２に示すように、本実施形態のマイコン１７において、上記電流検出部２１により検出された各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwは、上記操舵トルクτ及び車速Ｖとともに、モータ制御信号出力手段としてのモータ制御部２２に入力される。また、同モータ制御部２２には、モータレゾルバ２３により検出されたモータ回転角θが入力される。そして、マイコン１７は、このモータ制御部２２において、これらの各状態量に基づいて、電流フィードバック制御を実行することにより、上記駆動回路１８に出力するモータ制御信号を生成する。

詳述すると、モータ制御部２２は、上記操舵トルクτ及び車速Ｖに基づいて、操舵系に付与すべきアシスト力（目標アシスト力）に対応した電流指令値を演算する。詳しくは、検出される操舵トルクτが大きいほど、また車速Ｖが低いほど、より大きなアシスト力が発生するような電流指令値を演算する。そして、同モータ制御部２２は、その電流指令値に実電流値を追従させるべく、電流フィードバック制御を実行することにより、モータ制御信号を生成する。

具体的には、本実施形態のモータ制御部２２は、上記モータ回転角θに基づいて、その実電流値として検出される上記各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwをｄ／ｑ座標系のｄ軸電流値及びｑ軸電流値に変換する。即ち、同モータ制御部２２は、上記電流指令値としてｑ軸電流指令値を演算し（ｄ軸電流指令値はゼロ）、当該ｑ軸電流指令値にｑ軸電流値を追従させるべくｄ／ｑ座標系において電流フィードバック制御演算を実行する。そして、その演算結果として得られるｄ／ｑ座標系の電圧指令値を逆変換（二相／三相変換）することにより、三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の相電圧指令値を演算する。

モータ制御部２２は、これらの各相電圧指令値に基づいて各相のＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwを生成する。そして、ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，ＤwとＰＷＭキャリアである三角波（δ１，δ２）とを比較することによりモータ制御信号を生成し（図３参照）、駆動回路１８に出力する。

（異常検出機能）
次に、本実施形態のマイコンに備えられた異常検出機能について説明する。
図２に示すように、本実施形態のマイコン１７には、モータ１２及び駆動回路１８間の電力供給経路に生じた異常を検出する異常検出部２５が設けられている。尚、電力供給経路に起こりうる異常としては、例えば、電力供給線２６ｕ，２６ｖ，２６ｗの断線や駆動回路１８を構成する各ＦＥＴ１８ａ〜１８ｆの故障等がある。そして、上記モータ制御部２２には、この異常検出部２５による異常検出の結果が、異常検出信号Ｓtrとして入力されるようになっている。

詳述すると、本実施形態の異常検出部２５には、上記電流検出部２１により検出された各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwが入力される。また、図５に示すように、異常検出部２５は、所定数（α）の電流検出周期に亘って、これらの各相電流値Ｉx（ｘ＝ｕ，ｖ，ｗ）をその電流検出周期毎に記憶する（Ｉx_１，…，Ｉx_n、但し、「ｎ」は自然数）。尚、本実施形態の異常検出部２５は、一の異常検出周期において、所定数（α＝５）に対応する「５周期分（ｎ＝１〜５）」の各相電流値Ｉx_nを記憶する。そして、当該所定数の電流検出周期が経過した後、まとめて、その記憶領域２７内に記憶した各電流検出周期における各相電流値Ｉx_１，…，Ｉx_nについて、三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の総和に基づく異常判定を実行する。

即ち、本実施形態の異常検出部２５は、理論上、検出される各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwの総和は「０」になる（Ｉu＋Ｉv＋Ｉw＝０）ことを利用して、その電力供給経路に異常があるか否かを判定する。しかしながら、インバータ出力の上昇に伴い電流検出不能相が発生するような状況において、残る二相から当該電流検出不能相の相電流値を推定する場合（図４参照、ステップ１０７）には、当然、この各相電流値の総和に基づく異常判定は、何ら意味を持たなくなる。

そこで、本実施形態の異常検出部２５は、連続した複数の電流検出周期について、その各相電流値の総和に基づく異常判定をまとめて実行する。そして、これにより、その演算負荷の増大を抑えつつ、インバータ出力が高い状態にある状態においても、三相全てに実測値を用いて上記異常判定が実行される機会を増やす構成となっている。

さらに詳述すると、図６のフローチャートに示すように、異常検出部２５は、上記電流検出部２１から各相電流値Ｉxを取得すると（ステップ２０１）、先ず、当該各相電流値Ｉxが、一の異常検出周期における「ｎ番目」の電流検出周期において検出されたものであるかを示すカウンタをインクリメントする（ｎ＝ｎ＋１、ステップ２０２、図５参照）。そして、その記憶領域２７に、その「第ｎ周期」の各相電流値Ｉx_nを記憶する（ステップ２０３）。

次に、異常検出部２５は、上記のカウンタ値ｎが所定数αに達したか否かを判定し（ステップ２０４、図５参照）、所定数αに達している場合（ｎ≧α、ステップ２０４：ＹＥＳ）には、その記憶領域２７に記憶した全電流検出周期分（ｎ＝１〜α）の各相電流値Ｉx_１〜Ｉx_nを読み出す（ステップ２０５）。尚、カウンタ値ｎが所定数αに達していない場合（ｎ＜α、ステップ２０４：ＮＯ）には、このステップ２０５以下の処理は実行されない。そして、その記憶した電流検出周期毎に、三相の相電流値Ｉu_n，Ｉv_n，Ｉw_nの総和を演算し（ステップ２０６）、その総和の絶対値（|Ｉadd_n|）が「０」に対応する所定の閾値Ｉ０を超えるものが少なくとも一つあるか否かを判定する（ステップ２０７）。

即ち、本実施形態の異常検出部２５は、各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwを記憶した上記所定数αの電流検出周期のうちの何れかに、上記三相の総和に基づく異常判定条件に該当するものがある場合（|Ｉadd_n|＞Ｉ０あり、ステップ２０７：ＹＥＳ）には、その電力供給経路に異常があると判定する（ステップ２０８）。尚、該当するものがない場合（|Ｉadd_n|＞Ｉ０なし、ステップ２０７：ＮＯ）には、便宜上、「異常なし」と判定する（ステップ２０９）。そして、その異常検出の結果を異常検出信号Ｓtrとして上記モータ制御部２２に出力した後（ステップ２１０）、上記カウンタをリセットし（ｎ＝０、ステップ２１１）、その記憶領域２７に記憶された全電流検出周期分（ｎ＝１〜α）の各相電流値Ｉx_１〜Ｉx_nを消去（更新）する（記憶値クリア、ステップ２１２）。

また、本実施形態のモータ制御部２２は、この異常検出部２５から入力される異常検出信号Ｓtrが、複数回の異常検出周期に亘り、連続して「異常あり」を示す場合に、その異常を確定する。そして、その異常が確定した場合には、異常発生時の制御形態として、モータ１２に対する駆動電力の供給を停止する。

更に、本実施形態のモータ制御部２２は、一度「異常あり」を示す異常検出信号Ｓtrが入力された後は、異常が確定するまで、又はその異常検出信号Ｓtrが「異常なし」を示すまで、下段ＦＥＴのオン時間ｔ０が全て電流検出時間ｔsよりも長くなるようなモータ制御信号を出力する。

具体的には、上記三相の総和に基づく推定により電流検出不能相の相電流値を検出する否かを判定する際に用いる閾値Ｄth（図４参照、ステップ１０６，１０７）との比較において、モータ制御信号の基礎となる各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwの最大値Ｄ_hiの方が低くなるように当該各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwを補正する。

即ち、一度異常が検出された後は、全ての電流検出周期において、各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwが実測値として検出される。従って、その三相の総和に基づく異常検出（図６参照、ステップ２０６〜ステップ２０９）の信頼性が高くなる。そして、本実施形態では、これにより、速やかに、その異常検出の結果を確定させる構成になっている。

次に、異常検出結果の確定処理及び当該異常検出に応じた制御形態の変更の処理手順について説明する。
図７のフローチャートに示すように、本実施形態のモータ制御部２２は、上記異常検出部２５から異常検出信号Ｓtrが入力されると（ステップ３０１）、先ず、当該異常検出信号Ｓtrが「異常あり」を示すものであるか否かを判定する（ステップ３０２）。そして、「異常あり」を示す場合（ステップ３０２：ＹＥＳ）には、当該「異常あり」を示す異常検出信号Ｓtrが入力された回数を示すカウンタをインクリメントする（Ｎ＝Ｎ＋１、ステップ３０３）。

次に、モータ制御部２２は、そのカウンタ値Ｎが閾値Ｎ０を超えるか否かを判定する（ステップ３０４）。そして、カウンタ値Ｎが閾値Ｎ０に満たない場合（Ｎ＜Ｎ０、ステップ３０４：ＮＯ）には、その下段ＦＥＴのオン時間ｔ０が全て電流検出時間ｔsよりも長くなるようなモータ制御信号を出力すべく、上記のような各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwを制限する暫定的な制御を実行する（ＤＵＴＹ制限制御、ステップ３０５）。

尚、本実施形態のモータ制御部２２は、上記ステップ３０２において、異常検出信号Ｓtrが「異常あり」を示さない場合（ステップ３０２：ＮＯ）には、正常であると判定し、上記カウンタをリセットして（ステップ３０６）、通常の制御を実行する（ステップ３０７）。そして、上記ステップ３０４において、カウンタ値Ｎが閾値Ｎ０を超える場合（Ｎ≧Ｎ０、ステップ３０４：ＹＥＳ）には、その電力供給経路における異常の発生を確定して、モータ１２に対する駆動電力の供給を停止させる制御を実行する（異常時制御、ステップ３０８）。

以上、本実施形態によれば、以下のような効果を得ることができる。
（１）異常検出部２５は、所定数αの電流検出周期に亘って、検出された各相電流値Ｉx（ｘ＝ｕ，ｖ，ｗ）をその電流検出周期毎に記憶する（Ｉx_１，…，Ｉx_n、但し、「ｎ」は自然数）。そして、当該所定数αの電流検出周期が経過した後、まとめて、その記憶領域２７内に記憶した各相電流値Ｉx_１，…，Ｉx_nについて、三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の総和に基づく異常判定を実行する。

即ち、インバータ出力の高い状態においても、三相の総和に基づく推定を用いることなく、全ての相電流値を実測可能な回転角度範囲は存在する。このため、連続した複数の電流検出周期の何れかについては、各相電流値の総和に基づく異常判定が有効である可能性が高い。そして、その異常判定を、複数の電流検出周期についてまとめて実行することにより、演算負荷の軽減を図る余地ができる。従って、上記構成によれば、演算負荷の増加を抑えつつ、インバータ出力の高い状態においても、精度良く、検出される各相電流値に基づいて異常検出を行うことができる。

（２）モータ制御部２２は、この異常検出部２５から入力される異常検出信号Ｓtrが、複数回の異常検出周期に亘り、連続して「異常あり」を示す場合に、その異常を確定する。そして、モータ制御部２２は、最初に「異常あり」を示す異常検出信号Ｓtrが入力された後、異常が確定するまで、又はその異常検出信号Ｓtrが「異常なし」を示すまで、下段ＦＥＴのオン時間ｔ０が電流検出時間ｔsよりも長くなるようなモータ制御信号を出力する。

上記構成によれば、一度異常が検出された後は、全ての電流検出周期において、各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwが実測値として検出される。これにより、三相の総和に基づく異常検出の信頼性が高くなる。その結果、速やかに、その異常検出の結果を確定させることができる。

なお、上記各実施形態は以下のように変更してもよい。
・上記実施形態では、本発明をＥＰＳアクチュエータ１０の駆動源であるモータ１２の作動を制御するモータ制御装置としてのＥＣＵ１１に具体化した。しかし、これに限らず、ＥＰＳ以外の用途に適用してもよい。

・また、ＥＰＳの形式についても所謂コラム型に限らず、所謂ピニオン型やラックアシスト型であってもよい。
・上記実施形態では特に言及しなかったが、本発明は、例えば、駆動回路の出力電圧波形が三次高調波重畳正弦波又は擬似三次高調波重畳正弦波となるようにモータ制御信号を出力するもの等、より幅広い回転角度範囲において電流検出不能相が存在する構成に適用するとよい。これにより、より顕著な効果を得ることができる。

・上記実施形態では、所定数αの電流検出周期が経過した後、その記憶した電流検出周期毎に、それぞれ、三相の相電流値Ｉu_n，Ｉv_n，Ｉw_nの総和を演算する。そして、その総和の絶対値（|Ｉadd_n|）が「０」に対応する所定の閾値Ｉ０を超えるものが、少なくとも一つある場合に「異常あり」と判定することとした。しかし、これに限らず、複数の電流検出周期について、その各相電流値Ｉu_n，Ｉv_n，Ｉw_nの総和（|Ｉadd_n|）が閾値Ｉ０を超える場合に「異常あり」と判定する構成であってもよい。

・上記実施形態では、異常検出信号Ｓtrが、複数回の異常検出周期に亘り、連続して「異常あり」を示す場合に、その異常が確定されることとした。しかし、これに限らず、各異常検出の結果を、それぞれ「確定した結果」として扱う構成であってもよい。また、「複数回」を条件とする場合であっても、必ずしも連続でなくともよい。

・更に、所定数αの電流検出周期が経過した後、全記憶値、即ちその記憶した全ての相電流値Ｉx_nの合計を演算する。そして、その合算の絶対値（|Ｉadd_all|）が「０」に対応して設定された閾値Ｉ１よりも小さい場合には、上記三相の総和に基づく異常判定（図６参照、ステップ２０６〜ステップ２０９）を行わない構成としてもよい。

即ち、連続した複数の電流検出周期の全てにおいて、三相の総和に基づく相電流値の推定が行われる可能性もある。そして、このような場合、各電流検出周期における各相電流値の総和は全て「０」である。つまり、複数回の異常検出周期に亘って検出された各相電流値の全てを考慮しても、上記三相の総和に基づく異常検出を行う意味がない場合もありうる。しかしながら、上記構成によれば、このような状況における不要な異常判定の実行を回避することができる。その結果、その演算負荷の更なる軽減を図ることができる。

具体的には、図８のフローチャートに示すように、所定数αの電流検出周期の経過後（ｎ≧α、ステップ４０４：ＹＥＳ）、その記憶した全電流検出周期分（ｎ＝１〜α）の各相電流値Ｉx_１〜Ｉx_nを読み出して（ステップ４０５）、その全ての値、即ち全記憶値の合計を演算する（全記憶値演算：Ｉadd_all、ステップ４０６）。そして、その合計の絶対値（|Ｉadd_all|）が上記閾値Ｉ１よりも小さいか否かを判定する（ステップ４０７）
そして、その合計の絶対値が閾値Ｉ１以上である場合（|Ｉadd_all|≧Ｉ１、ステップ４０７：ＮＯ）である場合には、上記「三相の総和に基づく異常判定」を実行し（ステップ４０８）、閾値Ｉ１よりも小さい場合（|Ｉadd_all|＜Ｉ１、ステップ４０７：ＹＥＳ）には、その「三相の総和に基づく異常判定」を実行しない（ステップ４０９）。

尚、ステップ４０１〜ステップ４０３、及びステップ４１０〜４１２の各処理は、それぞれ、図６のフローチャートにおけるステップ２０１〜ステップ２０３、及びステップ２１０〜２１２の各処理と同一であるため、その説明は省略する。また、「三相の総和に基づく異常判定」を実行しない場合には、便宜上、「異常なし」として処理するとよい。

次に、以上の実施形態から把握することのできる技術的思想を効果とともに記載する。
（イ）前記異常検出手段は、前記所定数の電流検出周期が経過した後、その記憶した全ての相電流値の合計を演算し、該合計の絶対値が、ゼロに対応する所定の閾値よりも小さい場合には、前記三相の総和に基づく異常判定を行わないこと、を特徴とするモータ制御装置。即ち、連続した複数の電流検出周期の全てにおいて、三相の総和に基づく相電流値の推定が行われる可能性もある。しかしながら、上記構成によれば、このような状況における不要な異常判定の実行を回避して、その演算負荷の更なる軽減を図ることができる。

（ロ）前記モータ制御信号出力手段は、駆動回路の出力電圧波形が、三次高調波重畳正弦波、又は擬似三次高調波重畳正弦波となるようなモータ制御信号を出力すること、を特徴とするモータ制御装置。このような構成では、より幅広い回転角度範囲において電流検出不能相が存在する。従って、このような構成に適用することで、より顕著な効果を得ることができる。

１…電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）、１０…ＥＰＳアクチュエータ、１１…ＥＣＵ、１２…モータ、１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ…モータコイル、１７…マイコン、１８…駆動回路、１８ａ〜１８ｆ…ＦＥＴ、１８ｕ，１８ｖ，１８ｗ…スイッチングアーム、２０ｕ，２０ｖ，２０ｗ…電流センサ、２１…電流検出部、２２…モータ制御部、２５…異常検出部、２６ｕ，２６ｖ，２６ｗ…電力供給線、２７…記憶領域、Ｓi_u，Ｓi_v，Ｓi_w…出力信号、Ｉu_hp，Ｉv_hp，Ｉw_hp…山読み電流値、Ｉu，Ｉv，Ｉw，Ｉx，Ｉ_hi，Ｉ_md，Ｉ_lo，Ｉx_１〜Ｉx_n，Ｉu_n，Ｉv_n，Ｉw_n…相電流値、Ｉadd_n…総和、Ｉadd_all…合計、Ｉ０，Ｉ１…閾値、Ｄu，Ｄv，Ｄw…ＤＵＴＹ指示値、Ｄ_hi…最大値、Ｄ_md…中間値、Ｄ_lo…最小値、Ｄth…閾値、ｔ０…オン時間、ｔs…電流検出時間、α…所定数、ｎ…カウンタ値、Ｎ…カウンタ値、Ｎ０…閾値、Ｓtr…異常検出信号、δ１，δ２…三角波。

Claims (3)

1. モータに通電される三相の相電流値を検出する電流検出手段と、前記各相電流値に基づいてモータ制御信号を出力するモータ制御信号出力手段と、前記モータ制御信号に基づいて三相の駆動電力を出力する駆動回路と、前記各相電流値に基づき異常を検出する異常検出手段とを備え、前記駆動回路は、前記モータ制御信号に基づきオン／オフする一対のスイッチング素子を直列に接続してなるスイッチングアームを各相に対応して並列に接続することにより形成されるとともに、各スイッチングアームの低電位側には、該各スイッチングアームに対応する各相の相電流値を検出するための電流センサが設けられ、前記電流検出手段は、前記各スイッチングアームにおける低電位側のスイッチング素子の全てがオンとなるタイミングで前記各電流センサの出力信号を取得することにより前記各相電流値を検出するとともに、前記各低電位側のスイッチング素子の何れかのオン時間が電流検出時間よりも短くなる場合には、その電流検出不能相以外の二相の相電流値に基づいて該電流検出不能相の相電流値を推定するモータ制御装置において、
   前記異常検出手段は、所定数の電流検出周期に亘り該電流検出周期毎の前記各相電流値を記憶するとともに、前記所定数の電流検出周期が経過した後、まとめて、その記憶した前記各電流検出周期における各相電流値について、三相の総和に基づく異常判定を行うこと、を特徴とするモータ制御装置。
2. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記異常検出手段による異常の検出は、複数回の該異常の検出により確定されるものであって、
   前記モータ制御信号出力手段は、前記三相の総和に基づく前記異常判定により前記異常が検出された場合には、前記各低電位側のスイッチング素子のオン時間が全て前記電流検出時間よりも長くなるような前記モータ制御信号を出力すること、
   を特徴とするモータ制御装置。
3. 請求項１又は請求項２に記載のモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置。

Images