JPWO2014024460A1 - モータ制御装置 - Google Patents

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裕二 濱田
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Abstract

本発明のモータ制御装置は、一方を直流電源に接続するとともに、他方を複数相の駆動巻線を有するモータに接続されるインバータと、直流電源とインバータとの間に配置された電流検出器と、電流検出器が検出するインバータ母線電流を変換することで、駆動巻線に流れる電流を検出し、インバータが備える複数のスイッチング素子対に対して複数相のＰＷＭ信号を出力する制御回路と、を備えたモータ制御装置において、制御回路は、モータを駆動するためのモータ駆動用ＰＷＭ信号に対して、インバータ母線電流を検出するための電流検出用ＰＷＭ信号を印加して、ＰＷＭ信号を生成する。

Description

本発明は、ブラシレスＤＣモータなどを効率的に駆動するモータ制御装置に関する。
近年、各電気機器は、地球環境保護の観点から、消費電力を低減することが強く求められている。消費電力を低減する技術の一つとして、効率が高いモータを任意の周波数で駆動する、インバータ制御などが広く使用されている。効率が高いモータには、ブラシレスＤＣモータなどがある。以下、ブラシレスＤＣモータを、「モータ」と記すこともある。また、モータを駆動する技術方式として、矩形波状の電流によりモータを駆動する矩形波駆動方式がある。矩形波駆動方式と比べて、より効率が高く、騒音も低くすることができる正弦波駆動方式もある。特に、正弦波駆動方式が注目されている。
ブラシレスＤＣモータを効率よく正弦波駆動方式で駆動するためには、ブラシレスＤＣモータに流される巻線電流の位相を、適切に制御する必要がある。以下、巻線電流を、「電流」と記すこともある。巻線電流の位相を適切に制御するためには、モータが有する３相のうち、最低でも２相分の巻線電流を検出する必要がある。この２相分の電流を安価に検出する電流検出方式として、１シャント電流検出方式が提案されている。
図１１は、従来のモータ制御装置の回路構成を示す構成図である。図１１に示すように、従来の１シャント電流検出方式が用いられたモータ制御装置は、インバータ２３と、直流電源２５と、電流検出器２２を備える。
電流検出器２２は、インバータ２３と直流電源２５との間に１つ設けられる。インバータ２３に供給されるＰＷＭ信号に応じて、適切に電流検出器２２からの信号をサンプリングすれば、２相分の電流が検出できる。
インバータ２３の一端は、直流電源２５の高電圧側電極と接続される。インバータ２３の他端は、直流電源２５の低電圧側電極と接続される。インバータ２３は、３相分の１対のスイッチング素子を有する。１対のスイッチング素子は、高電圧側のスイッチング素子と低電圧側のスイッチング素子とを有する。高電圧側のスイッチング素子と低電圧側のスイッチング素子とは、直列に接続される。高電圧側のスイッチング素子には、「Ｈ」の添え字を付す。低電圧側のスイッチング素子には、「Ｌ」の添え字を付す。つまり、Ｕ相に用いられる１対のスイッチング素子として、高電圧側スイッチング素子２３ＵＨと、低電圧側スイッチング素子２３ＵＬとを有する。同様に、Ｖ相に用いられる１対のスイッチング素子として、高電圧側スイッチング素子２３ＶＨと、低電圧側スイッチング素子２３ＶＬとを有する。Ｗ相に用いられる１対のスイッチング素子として、高電圧側スイッチング素子２３ＷＨと、低電圧側スイッチング素子２３ＷＬとを有する。
図１２は、電気角とモータ巻線に流される電流の方向とを示す説明図である。図１２には、モータ２１が有する各相の巻線に流される相電流の状態が示される。また、図１２には、電気角を６０°毎に区切った、各区間における各相の巻線に流される電流の方向が示される。図１２に示すように、インバータ２３からモータ中性点に流れる方向を正、モータ２１からインバータ２３に流れる方向を負と定義する。例えば、電気角０〜６０°の区間においては、Ｕ相巻線２１ＵとＷ相巻線２１Ｗには正の電流が流されており、Ｖ相巻線２１Ｖには負の電流が流れている。図１２に示すように、モータ２１には、正弦波状の電流が流される。正弦波状の電流は、電気角が６０°毎に、各相の電流の向きが切り替わる。このような正弦波状の電流が流されるため、モータ２１は効率よく駆動される。
図１２に示された正弦波状の電流をモータ２１に流すために、つぎの制御がなされる。すなわち、制御回路２４が有する駆動電圧指令演算器２６によって、モータ２１に対する駆動電圧指令が演算される。演算された駆動電圧指令に基いて、各スイッチング素子を制御するＰＷＭ信号が生成される。ＰＷＭ信号は、パルス変調器２７によって生成される。図１３に示される、生成された各相のＰＷＭ信号の組合せにより、インバータ２３が駆動される。
図１３は、１シャント電流検出方式におけるＰＷＭ信号と検出できる相電流の関係を示す関係図である。図１３において、「０」は、ＰＷＭ信号のロウレベルを示す。「０」で示されるＰＷＭ信号は、対応するスイッチング素子が「ＯＦＦ」の状態である。「１」は、ＰＷＭ信号のハイレベルを示す。「１」で示されるＰＷＭ信号は、対応するスイッチング素子が「ＯＮ」の状態である。図１３には、ＰＷＭ信号の組合せにより、電流検出器２２で検出できるモータ２１の電流が示される。例えば、組合せ（ｂ）のＰＷＭ信号の場合、Ｗ相に流れる電流Ｉｗが検出できる。また、組合せ（ｃ）のＰＷＭ信号の場合、Ｖ相に流れる電流Ｉｖが検出できる。
ここで、各相に対する駆動電圧指令が互いに十分離れていれば、各ＰＷＭ信号の組合せを示す状態の保持時間が確保される。よって、ＰＷＭ信号が１周期分、変化する間に、図１３に示したＰＷＭ信号の組合せに従って、２相分の電流が検出できる。以下、ＰＷＭ信号の１周期を「ＰＷＭ周期」ともいう。
しかし、２相あるいは３相に対する駆動電圧指令が近接すると、各ＰＷＭ信号の組合せを示す状態の保持時間が短くなる。よって、２相分の電流が、検出できなくなるという課題が発生する。この課題を解決する方法が、特許文献１に記載されている。特許文献１は、２相分の電流が検出できなくなるような期間には、ＰＷＭ信号のパルス幅を補正するというものである。
図１４Ａ、図１４Ｂは、従来の１シャント電流検出方式におけるＰＷＭ方式を説明するための波形図である。
図１４Ａ、図１４Ｂには、ＰＷＭ信号のパルス幅を補正する前後における、３相の駆動電圧指令ＶｕＳ、ＶｖＳ、ＶｗＳと、３相のＰＷＭ信号ＵＨ、ＶＨ、ＷＨの波形が示される。
各ＰＷＭ信号において、正しく電流を検出するために、最低限必要とされる保持時間を時間ｔとする。時間ｔとは、ＰＷＭ信号が変化してから、電流検出器２２で検出される電流が安定するまでの待ち時間と検出された電流の電流値が取り込まれる時間とを合わせた時間である。正しく電流を検出するためには、時間ｔだけＰＷＭ信号の状態（「１」または「０」）を保持する必要がある。しかし、図１４Ａに示すように、３相の駆動電圧指令値のうち、２つ以上が近接した場合、時間ｔを確保できなくなるＰＷＭ信号が発生する。時間ｔを確保できないＰＷＭ信号が発生すると、電流を検出できなくなる。
この状態を回避するために、つぎの対応を行う。図１１に示すように、駆動電圧指令演算器２６は、２相に対する駆動電圧指令値が近いため、２相分の電流を検出できないと判断する。このとき、図１４Ｂに示すように、駆動電圧指令演算器２６は、ＰＷＭ信号の周期Ｔ１でＰＷＭ信号の各組合せを時間ｔだけ保持するように、例えば駆動電圧指令ＶｗＳを変調する。この結果、ＰＷＭ信号ＷＨのパルス幅を３０から２０に減少させる。また、次のＰＷＭ信号の周期Ｔ２で駆動電圧指令ＶｗＳを変調して、ＰＷＭ信号ＷＨのパルス幅を３０から４０に増加させる。
このように、ＰＷＭ信号の２周期において、ＰＷＭ信号ＷＨのパルス幅の平均は、３０のままで変っていない。しかも、電流を検出するための時間ｔは確保できるので、安定して電流を検出できる。ここで、家電製品など騒音が問題になる用途において、ＰＷＭ信号の周波数は、ＰＷＭによる騒音が可聴域に入らないように、１６〜２０ｋＨｚ程度に設定されることが一般的である。以下、ＰＷＭ信号の周波数を「ＰＷＭ周波数」と記すこともある。
特許第３９３１０７９号公報
上記の目的を達成するために、本発明のモータ制御装置は、インバータと、電流検出器と、制御回路と、を備える。
インバータは、一方を直流電源に接続するとともに、他方を複数相の駆動巻線を有するモータに接続する。インバータは、直流電源の高電圧側に配置する上アームスイッチング素子と直流電源の低電圧側に配置する下アームスイッチング素子とを有する複数のスイッチング素子対を備える。インバータは、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子との接続点がモータの各相を成す駆動巻線と接続される。インバータは、複数相の駆動巻線に対して複数相の駆動電圧を印加してモータを駆動する。
電流検出器は、直流電源とインバータとの間に配置される。
制御回路は、電流検出器が検出するインバータ母線電流を変換することで、駆動巻線に流れる電流を検出する。制御回路は、インバータが備える複数のスイッチング素子対に対して複数相のＰＷＭ信号を出力する。
制御回路は、モータを駆動するためのモータ駆動用ＰＷＭ信号に対して、インバータ母線電流を検出するための電流検出用ＰＷＭ信号を印加して、ＰＷＭ信号を生成する。
図１は、本発明の実施の形態１におけるモータ制御装置の回路構成を示す構成図である。 図２は、本発明の実施の形態１における１シャント電流検出方式のＰＷＭ方式を説明する波形図である。 図３Ａは、本発明の実施の形態１における電流検出器に流される電流を説明するための説明図である。 図３Ｂは、本発明の実施の形態１における電流検出器に流される電流を説明するための説明図である。 図３Ｃは、本発明の実施の形態１における電流検出器に流される電流を説明するための説明図である。 図３Ｄは、本発明の実施の形態１における電流検出器に流される電流を説明するための説明図である。 図３Ｅは、本発明の実施の形態１における電流検出器に流される電流を説明するための説明図である。 図４は、本発明の実施の形態１における電流検出用ＰＷＭ信号で検出できるモータ電流を示す関係図である。 図５は、本発明の実施の形態２における１シャント電流検出方式のＰＷＭ方式を説明するための波形図である。 図６Ａは、本発明の実施の形態２における電流検出器に流れる電流を説明するための説明図である。 図６Ｂは、本発明の実施の形態２における電流検出器に流れる電流を説明するための説明図である。 図６Ｃは、本発明の実施の形態２における電流検出器に流れる電流を説明するための説明図である。 図６Ｄは、本発明の実施の形態２における電流検出器に流れる電流を説明するための説明図である。 図７は、本発明の実施の形態３におけるモータ制御装置の回路構成を示す構成図である。 図８Ａは、本発明の実施の形態３におけるモータ制御装置のモータ負荷小時の動作を説明するための波形図である。 図８Ｂは、本発明の実施の形態３におけるモータ制御装置のモータ負荷小時の動作を説明するための波形図である。 図８Ｃは、本発明の実施の形態３におけるモータ制御装置のモータ負荷大時の動作を説明するための波形図である。 図８Ｄは、本発明の実施の形態３におけるモータ制御装置のモータ負荷大時の動作を説明するための波形図である。 図９Ａは、本発明の実施の形態３における１シャント電流検出方式のＰＷＭ方式を説明するための波形図である。 図９Ｂは、本発明の実施の形態３における１シャント電流検出方式のＰＷＭ方式を説明するための波形図である。 図９Ｃは、本発明の実施の形態３における１シャント電流検出方式のＰＷＭ方式を説明するための波形図である。 図１０は、本発明の実施の形態３における電流検出用ＰＷＭ信号で検出できるモータ電流を示す関係図である。 図１１は、従来のモータ制御装置の回路構成を示す構成図である。 図１２は、電気角とモータ巻線に流される電流の方向とを示す説明図である。 図１３は、１シャント電流検出方式におけるＰＷＭ信号と検出できる相電流の関係を示す関係図である。 図１４Ａは、従来の１シャント電流検出方式のＰＷＭ方式を説明するための波形図である。 図１４Ｂは、従来の１シャント電流検出方式の他のＰＷＭ方式を説明するための波形図である。
本発明は、後述する各実施の形態におけるモータ制御装置により、電流検出用ＰＷＭ信号に応じて、電流検出器に流される電流から安定してモータ電流が検出できる。また、３相共に同じ時間幅の電流検出用ＰＷＭ信号が印加されるため、モータの駆動巻線に加えられる電圧にずれが発生しない。モータの駆動巻線に加えられる電圧にずれが発生しないため、改めて駆動電圧を補正する必要はない。従って、ＰＷＭ信号の低次の周波数成分に起因する騒音を抑制でき、可聴域における騒音問題を回避できる。
換言すれば、簡単な構成で、ＰＷＭ信号の周波数において、低次の周波数成分に起因する騒音を抑制できる。
つまり、従来のモータの制御方法には、つぎの改善点があった。すなわち、図１４に示すように、ＰＷＭ信号の２周期の間で、駆動電圧指令値が変調されて、パルス幅が補正される。ＰＷＭ信号のパルス幅が補正、すなわち、ＰＷＭ信号のパルス幅が増減されると、ＰＷＭ信号の２周期で変化する成分が発生する。このため、ＰＷＭ周波数の１／２の成分において、騒音が発生する。例えば、ＰＷＭ周波数を２０ｋＨｚに設定した場合、周波数が１０ｋＨｚの騒音が発生する。１０ｋＨｚの周波数は可聴域であるため、この騒音への対応が求められる。特に、指示する駆動電圧指令が小さいときには、各相に対する電圧レベルが互いに接近する。よって、駆動電圧指令が頻繁に変調されるため、ＰＷＭ信号のパルス幅も頻繁に補正される。ＰＷＭ信号のパルス幅が頻繁に補正されると、騒音の問題が発生しやすくなる。
以下、特に顕著な効果を発揮する３相のブラシレスＤＣモータについて、図面を用いて説明する。
なお、以下の実施の形態は、本発明を具体化した一例であって、本発明の技術的範囲を限定するものではない。
また、背景技術で説明したものと同じ構成要素については、同一の符号を付し、説明を援用する。
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１におけるモータ制御装置の回路構成を示す構成図である。図１に示すように、本発明の実施の形態１におけるモータ制御装置は、直流電源５に接続されるインバータ３と、電流検出器２と、制御回路４と、を備える。
インバータ３は、一方を直流電源５に接続するとともに、他方を複数相の駆動巻線を有するモータ１に接続する。インバータ３は、直流電源５の高電圧側に配置する上アームスイッチング素子と直流電源の低電圧側に配置する下アームスイッチング素子とを有する複数のスイッチング素子対を備える。インバータ３は、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子との接続点がモータ１の各相を成す駆動巻線と接続される。インバータ３は、複数相の駆動巻線に対して複数相の駆動電圧を印加してモータ１を駆動する。
電流検出器２は、直流電源５とインバータ３との間に配置される。
制御回路４は、駆動電圧指令演算器１１と、電流検出ＰＷＭ生成器１２と、パルス変調器１３と、ＰＷＭ合成器１４と、を有する。
制御回路４は、電流検出器２が検出するインバータ母線電流を変換することで、駆動巻線に流れる電流を検出する。制御回路４は、インバータ３が備える複数のスイッチング素子対に対して複数相のＰＷＭ信号を出力する。
制御回路４は、モータ１を駆動するためのモータ駆動用ＰＷＭ信号に対して、インバータ母線電流を検出するための電流検出用ＰＷＭ信号を印加して、ＰＷＭ信号を生成する。
さらに、本発明の実施の形態１におけるモータ制御装置は、つぎの特徴を有してもよい。すなわち、制御回路４は、ＰＷＭ信号の１周期における駆動電圧のバランスを崩さないように、モータ駆動用ＰＷＭ信号に対して電流検出用ＰＷＭ信号を印加する。
特に、本発明の実施の形態１におけるモータ制御装置は、つぎの特徴を有してもよい。すなわち、制御回路４は、他の相のＰＷＭ信号が変化しないタイミングで、モータ駆動用ＰＷＭ信号に対して１相ずつ順番に電流検出用ＰＷＭ信号を印加する。
さらに、図１を用いて、詳細に説明する。
インバータ３は、３相のスイッチング素子対を備える。Ｕ相のスイッチング素子対３Ｕは、上アームスイッチング素子３ＵＨと下アームスイッチング素子３ＵＬとを有する。上アームスイッチング素子３ＵＨは、直流電源５と接続され、直流電源５の高電圧側に配置される。下アームスイッチング素子３ＵＬは、直流電源５と接続され、直流電源５の低電圧側に配置される。上アームスイッチング素子３ＵＨと下アームスイッチング素子３ＵＬとは、直列に接続される。上アームスイッチング素子３ＵＨと下アームスイッチング素子３ＵＬとの接続点は、モータ１のＵ相を成す駆動巻線１ｕと接続される。以下、モータの駆動巻線を「巻線」と記すこともある。インバータ３は、Ｕ相の駆動巻線１ｕに対して、Ｕ相の駆動電圧を印加する。
同様に、Ｖ相のスイッチング素子対３Ｖは、上アームスイッチング素子３ＶＨと下アームスイッチング素子３ＶＬとを有する。上アームスイッチング素子３ＶＨは、直流電源５と接続され、直流電源５の高電圧側に配置される。下アームスイッチング素子３ＶＬは、直流電源５と接続され、直流電源５の低電圧側に配置される。上アームスイッチング素子３ＶＨと下アームスイッチング素子３ＶＬとは、直列に接続される。上アームスイッチング素子３ＶＨと下アームスイッチング素子３ＶＬとの接続点は、モータ１のＶ相を成す駆動巻線１ｖと接続される。インバータ３は、Ｖ相の駆動巻線１ｖに対して、Ｖ相の駆動電圧を印加する。
さらに、Ｗ相のスイッチング素子対３Ｗは、上アームスイッチング素子３ＷＨと下アームスイッチング素子３ＷＬとを有する。上アームスイッチング素子３ＷＨは、直流電源５と接続され、直流電源５の高電圧側に配置される。下アームスイッチング素子３ＷＬは、直流電源５と接続され、直流電源５の低電圧側に配置される。上アームスイッチング素子３ＷＨと下アームスイッチング素子３ＷＬとは、直列に接続される。上アームスイッチング素子３ＷＨと下アームスイッチング素子３ＷＬとの接続点は、モータ１のＷ相を成す駆動巻線１ｗと接続される。インバータ３は、Ｗ相の駆動巻線１ｗに対して、Ｗ相の駆動電圧を印加する。
インバータ３は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対して、各相の駆動電圧を印加して、モータ１を駆動する。
電流検出器２は、直流電源５とインバータ３との間に接続される。電流検出器２は、インバータ母線電流を検出する。駆動巻線１ｕ、１ｖ、１ｗに流される電流は、インバータ母線電流を変換することで、検出できる。以下、駆動巻線１ｕ、１ｖ、１ｗに流される電流を「モータ電流」と記すこともある。インバータ３は、制御回路４から出力されるＰＷＭ信号に応じて、各相の駆動電圧を印加して、モータ１を駆動する。
制御回路４は、駆動電圧指令演算器１１と、電流検出ＰＷＭ生成器１２と、パルス変調器１３と、ＰＷＭ合成器１４と、を有する。
駆動電圧指令演算器１１は、電流検出器２で検出されたインバータ母線電流の電流値と、動作指令器６からの指示内容により駆動電圧指令を演算する。
パルス変調器１３は、駆動電圧指令をモータ駆動用ＰＷＭ信号に変換する。
電流検出ＰＷＭ生成器１２は、電流検出用ＰＷＭ信号を生成する。
ＰＷＭ合成器１４は、モータ駆動用ＰＷＭ信号と電流検出用ＰＷＭ信号とを合成し、ＰＷＭ信号を生成する。
生成された３相のＰＷＭ信号は、ＰＷＭ合成器１４からインバータ３に出力される。具体的には、３相のＰＷＭ信号は、各相のスイッチング素子対３Ｕ、３Ｖ、３Ｗに出力される。
本実施の形態１におけるモータ制御装置において、電気角１２０〜１８０°の場合を例示して、その動作を説明する。
図２は、本発明の実施の形態１における１シャント電流検出方式のＰＷＭ方式を説明する波形図である。図２に示すように、本実施の形態１におけるモータ制御装置では、モータ駆動用ＰＷＭ信号ＵＨ１、ＶＨ１、ＷＨ１と、斜線部で示された電流検出用ＰＷＭ信号ＵＨ２、ＶＨ２、ＷＨ２とが合成され、ＰＷＭ信号ＵＨ、ＶＨ、ＷＨが生成される。図１に示すように、生成されたＰＷＭ信号ＵＨ、ＶＨ、ＷＨは、制御回路４からインバータ３に出力される。このＰＷＭ信号ＵＨ、ＶＨ、ＷＨにより、モータ１が駆動される。
モータ駆動用ＰＷＭ信号ＵＨ１、ＶＨ１、ＷＨ１は、駆動電圧指令ＶｕＳ、ＶｖＳ、ＶｗＳと三角波ＴＡＷとが比較された結果、決定される。電流検出用ＰＷＭ信号ＵＨ２、ＶＨ２、ＷＨ２は、電流を検出するために必要とする、時間幅を有する。
本実施の形態１において、電流検出用ＰＷＭ信号ＵＨ２、ＶＨ２、ＷＨ２は、モータ駆動用ＰＷＭ信号ＵＨ１、ＶＨ１、ＷＨ１が全てロウレベルのタイミングで印加される。図１３を援用して説明する。モータ駆動用ＰＷＭ信号ＵＨ１、ＶＨ１、ＷＨ１が全てロウレベル（「０」）となるタイミングは、図１３中、（ａ）で示される。このタイミングは、「同極性のタイミング」と呼ばれる。
つまり、電流検出用ＰＷＭ信号ＵＨ２、ＶＨ２、ＷＨ２は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に対するモータ駆動用ＰＷＭ信号ＵＨ１、ＶＨ１、ＷＨ１に、他相のＰＷＭ信号ＵＨ、ＶＨ、ＷＨが変化しないタイミングで、順番に同じパルス幅で印加される。
よって、こうして生成されるＰＷＭ信号は、所望のモータ駆動を行うために必要とされる駆動電圧指令の値から生成されるべきＰＷＭ信号とは、瞬時的に異なる。しかし、本来、生成されるべきＰＷＭ信号とは異なるものの、パルス幅が短いために、モータトルクには影響を与えない。また、ＰＷＭ信号の１周期の平均電圧は、所望のモータ駆動を行うために必要とされる駆動電圧指令どおりとなる。
換言すれば、ＰＷＭ信号の１周期における駆動電圧のバランスが崩れないように、モータ駆動用ＰＷＭ信号に対して、電流検出用ＰＷＭ信号が印加される。
なお、図２には示していないが、ＰＷＭ信号ＵＬ、ＶＬ、ＷＬは、各々、ＰＷＭ信号ＵＨ、ＶＨ、ＷＨの反転信号である。
ここで、図２に示した、電流検出用ＰＷＭ信号ＵＨ２、ＶＨ２、ＷＨ２が印加された期間の前後である期間ｔａ１〜ｔｅ１において、電流検出器２に流される電流について説明する。
図３Ａ〜図３Ｅには、電流検出器２に流される電流が示される。つまり、図３Ａ〜図３Ｅは、本発明の実施の形態１における電流検出器に流される電流を説明するための説明図である。図３Ａ〜図３Ｅは、図２中で示す期間ｔａ１〜ｔｅ１と対応している。なお、後述する説明には、図１２、図１３も援用して説明する。
図１２に示すように、電気角１２０〜１８０°において、制御回路４は、Ｕ相巻線１ｕ、Ｖ相巻線１ｖには正の電流が流れるように制御する。同様に、制御回路４は、Ｗ相巻線１ｗには負の電流が流れるように制御する。
図２に示すように、期間ｔａ１において、ＰＷＭ信号ＵＨ、ＶＨ、ＷＨは、すべてロウレベル（「０」）である。上述したように、ＰＷＭ信号ＵＬ、ＶＬ、ＷＬは、各々、ＰＷＭ信号ＵＨ、ＶＨ、ＷＨの反転信号である。よって、ＰＷＭ信号ＵＬ、ＶＬ、ＷＬは、すべてハイレベル（「１」）となる。よって、下アームスイッチング素子３ＵＬ、３ＶＬ、３ＷＬは、ＯＮとなる。この状態を、図３Ａに示す。図３Ａに示すように、電流検出器２では、電流が検出されない。
図２に示すように、期間ｔｂ１において、ＰＷＭ信号ＵＨ、ＶＬ、ＷＬは、ハイレベル（「１」）となる。よって、上アームスイッチング素子３ＵＨと、下アームスイッチング素子３ＶＬ、３ＷＬとは、ＯＮとなる。この状態を、図３Ｂに示す。図３Ｂに示すように、電流検出器２では、Ｕ相電流Ｉｕが検出される。
以下、同様に、図２に示すように、期間ｔｃ１において、ＰＷＭ信号ＵＬ、ＶＨ、ＷＬは、ハイレベル（「１」）となる。よって、上アームスイッチング素子３ＶＨと、下アームスイッチング素子３ＵＬ、３ＷＬとは、ＯＮとなる。この状態を、図３Ｃに示す。図３Ｃに示すように、電流検出器２では、Ｖ相電流Ｉｖが検出される。
図２に示すように、期間ｔｄ１において、ＰＷＭ信号ＵＬ、ＶＬ、ＷＨは、ハイレベル（「１」）となる。よって、上アームスイッチング素子３ＷＨと、下アームスイッチング素子３ＵＬ、３ＶＬとは、ＯＮとなる。この状態を、図３Ｄに示す。図３Ｄに示すように、電流検出器２では、Ｗ相電流−Ｉｗが検出される。
図２に示すように、期間ｔｅ１は、期間ｔａ１と同様のＰＷＭ信号となる。つまり、ＰＷＭ信号ＵＬ、ＶＬ、ＷＬは、すべてハイレベル（「１」）となる。よって、期間ｔａ１と同様、電流検出器２では、電流が検出されない。
このように、電気角１２０〜１８０°の場合において、図２に示した電流検出用ＰＷＭ信号ＵＨ２、ＶＨ２、ＷＨ２を各々、印加することで、つぎのことがわかる。すなわち、図２に示す、電流検出用ＰＷＭ信号ＵＨ２、ＶＨ２、ＷＨ２が印加された状態は、矢印で示したタイミングｔｕ、ｔｖ、ｔｗとなる。タイミングｔｕ、ｔｖ、ｔｗは、ｔｂ１、ｔｃ１、ｔｄ１に相当する。従って、電流検出用ＰＷＭ信号ＵＨ２、ＶＨ２、ＷＨ２が印加された状態で、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗが検出されることがわかる。
図４には、電流検出用ＰＷＭ信号を印加することで検出される電流が、電気角毎にまとめて示される。図４は、本発明の実施の形態１における電流検出用ＰＷＭ信号で検出できるモータ電流を示す関係図である。図４に示す、組合せ（ｉ）、（ｊ）、（ｋ）は、図２で示す、期間ｔｂ１、ｔｃ１、ｔｄ１に対応している。
以上の説明から明らかなように、本実施の形態１によれば、モータ駆動用ＰＷＭ信号のパルス幅を増減させることなく、ＰＷＭ信号の１周期において、安定してモータ電流を検出できる。よって、ＰＷＭ信号の低次の周波数成分に起因する騒音を抑制できる。
本実施の形態１とすることで、駆動電圧指令の２相以上が近接した値になった場合であっても、電流検出用ＰＷＭ信号を印加することにより、ＰＷＭ信号の１周期内において、安定してモータ電流を検出することができる。
この結果、ＰＷＭ周期ごとに、駆動電圧指令を変調したり、パルス幅の補正をしたりする必要がなくなる。よって、騒音の問題が抑制された１シャント電流検出方式を実現できる。
なお、上述した説明において、図２では、電流検出用ＰＷＭ信号が、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の順番で印加した場合を例示して説明した。しかし、電流検出用ＰＷＭ信号は、どの順番で印加したとしても、本発明にて得ることができる効果を奏することができる。
また、本実施の形態１におけるモータ制御装置は、つぎのようにすることも可能である。すなわち、電流検出用ＰＷＭ信号は、３相に対して、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の順番に印加する。そして、電流検出は２相分のみ行い、残りの１相に関する電流検出は、演算にて求めることも可能である。
（実施の形態２）
次に本発明の実施の形態２について説明する。本実施の形態２のモータ制御装置の回路構成については、図１に示した実施の形態１と同様である。
本発明の実施の形態２におけるモータ制御装置は、上述した実施の形態１に加えて、つぎの特徴を有する。
すなわち、本発明の実施の形態２におけるモータ制御装置において、ＰＷＭ信号は３相からなる。
特に、制御回路４は、他の相のＰＷＭ信号が変化しないタイミングで、電流検出用ＰＷＭ信号を印加する。制御回路４は、該タイミングで、モータ駆動用ＰＷＭ信号とは独立して２相のモータ駆動用ＰＷＭ信号に対して、順番に電流検出用ＰＷＭ信号を印加する。制御回路４は、該タイミングで、残りの１相のモータ駆動用ＰＷＭ信号にはモータ駆動用ＰＷＭ信号の通電期間を広げるように追加して電流検出用ＰＷＭ信号を印加する。
さらに、本発明の実施の形態２におけるモータ制御装置において、制御回路４は、電流検出用ＰＷＭ信号を追加して生成される１相のＰＷＭ信号は、ＰＷＭ信号の半周期分の位相をずらして出力する。
３相モータを駆動する場合、３相のモータ電流をすべて検出する必要はない。３相モータを駆動する場合、２相分のモータ電流を検出できれば、残りの１相のモータ電流は演算で求めることができる。
図５は、本発明の実施の形態２における１シャント電流検出方式のＰＷＭ方式を説明するための波形図である。図６Ａ〜図６Ｄは、本発明の実施の形態２における電流検出器に流れる電流を説明するための説明図である。図６Ａ、図６Ｂ、図６Ｃ、図６Ｄは、それぞれ図５の期間ｔａ２、ｔｃ２、ｔｄ２、ｔｅ２に対応している。
以下、図面を用いて、詳細に説明する。
図５に示すように、Ｖ相とＷ相という２相に対して、ＰＷＭ信号ＶＨ、ＷＨが生成される。ＰＷＭ信号ＶＨ、ＷＨは、モータ駆動用ＰＷＭ信号ＶＨ１、ＷＨ１と、電流検出用ＰＷＭ信号ＶＨ２、ＷＨ２と、を有する。ＰＷＭ信号ＶＨ、ＷＨとして、モータ駆動用ＰＷＭ信号ＶＨ１、ＷＨ１が印加される。さらに、ＰＷＭ信号ＶＨ、ＷＨには、モータ駆動用ＰＷＭ信号ＶＨ１、ＷＨ１とは独立して、電流検出用ＰＷＭ信号ＶＨ２、ＷＨ２が印加される。
３相モータの残りの１相となるＵ相に対して、ＰＷＭ信号ＵＨが生成される。ＰＷＭ信号ＵＨは、モータ駆動用ＰＷＭ信号ＵＨ１と、電流検出用ＰＷＭ信号ＵＨ２と、を有する。ＰＷＭ信号ＵＨとして、モータ駆動用ＰＷＭ信号ＵＨ１が印加される。さらに、ＰＷＭ信号ＵＨには、モータ駆動用ＰＷＭ信号ＵＨ１に追加して、電流検出用ＰＷＭ信号ＵＨ２が印加される。
ここで、「モータ駆動用ＰＷＭ信号とは独立して、電流検出用ＰＷＭ信号を印加する」とは、両方の信号がハイレベル（「１」）となる期間が、お互いに重ならないように信号が印加されることを意味する。
図５には、つぎの状態が例示されている。すなわち、Ｖ相、Ｗ相には、電流検出用ＰＷＭ信号ＶＨ２、ＷＨ２が、順番に、モータ駆動用ＰＷＭ信号ＶＨ１、ＷＨ１とは独立して印加される。Ｕ相には、モータ駆動用ＰＷＭ信号ＵＨ１を広げるように、電流検出用ＰＷＭ信号ＵＨ２が追加して印加される。
実施の形態１と同様、本実施の形態２において、電気角１２０°〜１８０°の場合を例示して、説明する。
図５、図６Ａ〜図６Ｄの記載から、各相に流される電流が明らかになる。
図５に示すように、Ｖ相には、期間ｔｃ２において、電流検出用ＰＷＭ信号ＶＨ２が印加される。図６Ｂには、このときの各スイッチング素子の状態が示される。図６Ｂに示すように、上アームスイッチング素子３ＶＨと、下アームスイッチング素子３ＵＬ、３ＷＬとは、ＯＮとなる。この結果、電流検出用ＰＷＭ信号ＶＨ２が印加された期間ｔｃ２において、Ｖ相電流Ｉｖが検出される。
つぎに、図５に示すように、Ｗ相には、期間ｔｄ２において、電流検出用ＰＷＭ信号ＷＨ２が印加される。図６Ｃには、このときの各スイッチング素子の状態が示される。図６Ｃに示すように、上アームスイッチング素子３ＷＨと、下アームスイッチング素子３ＵＬ、３ＶＬとは、ＯＮとなる。この結果、電流検出用ＰＷＭ信号ＷＨ２が印加された期間ｔｄ２において、Ｗ相電流−Ｉｗが検出される。
Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流−Ｉｗが検出されると、Ｕ相電流Ｉｕは、これらの検出結果から演算で求められる。
以上の説明から明らかなように、本実施の形態２において、駆動電圧指令ＶｕＳ、ＶｖＳ、ＶｗＳの２相以上が近接した値になった場合であっても、電流検出用ＰＷＭ信号を印加することにより、ＰＷＭ信号の１周期内において、安定してモータ電流を検出することができる。
この結果、ＰＷＭ周期ごとに、駆動電圧指令を変調したり、パルス幅の補正をしたりする必要がなくなる。よって、騒音の問題が抑制された１シャント電流検出方式を実現できる。
なお、上述した説明において、図５では、各相につぎの電流検出用ＰＷＭ信号を印加した。すなわち、Ｖ相、Ｗ相には、モータ駆動用ＰＷＭ信号ＶＨ１、ＷＨ１とは独立して、電流検出用ＰＷＭ信号ＶＨ２、ＷＨ２を印加した。Ｕ相には、モータ駆動用ＰＷＭ信号ＵＨ１に追加して、電流検出用ＰＷＭ信号ＵＨ２を印加した。
同様の効果を奏するものであれば、本実施の形態２を実現する組合せは、上述した具体例に限定されない。本実施の形態２を実現する組合せは、他の組合せでもよい。
（実施の形態３）
次に本発明の実施の形態３について説明する。図７は、本発明の実施の形態３におけるモータ制御装置の回路構成を示す構成図である。図８Ａ〜図８Ｄは、本発明の実施の形態３におけるモータ制御装置のモータ負荷に応じた動作を説明するための波形図であり、図８Ａ、図８Ｂは低負荷時の波形図、図８Ｃ、図８Ｄは高負荷時の波形図である。
本発明の実施の形態３におけるモータ制御装置は、上述した実施の形態１、２に加えて、つぎの特徴を有する。
すなわち、本発明の実施の形態３におけるモータ制御装置において、電流検出用ＰＷＭ信号を追加した１相のＰＷＭ信号は、最大電圧相である。
また、本発明の実施の形態３におけるモータ制御装置において、制御回路４０は、駆動電圧指令演算器１１と、パルス変調器１３と、電流検出ＰＷＭ生成器１２と、ＰＷＭ合成器１４と、を備える。
駆動電圧指令演算器１１は、制御回路４０の外部から得る動作指令と、インバータ母線電流と、を演算して駆動電圧指令を出力する。
パルス変調器１３は、駆動電圧指令に基づいて、モータ駆動用ＰＷＭ信号を生成する。
電流検出ＰＷＭ生成器１２は、駆動電圧指令に基づいて、電流検出用ＰＷＭ信号を生成する。
ＰＷＭ合成器１４は、モータ駆動用ＰＷＭ信号に対して電流検出用ＰＷＭ信号を印加して、ＰＷＭ信号を生成する。
さらに、本発明の実施の形態３におけるモータ制御装置は、最大電圧相判定器１５と、最大相ＰＷＭ半周期操作器１６と、を備える。
最大電圧相判定器１５は、最大電圧相を判定する。
最大相ＰＷＭ半周期操作器１６は、最大電圧相判定器１５の判定結果に基づいて、最大電圧相のＰＷＭ信号について半周期分の位相をずらす。
制御回路４０は、最大電圧相判定器１５と、最大相ＰＷＭ半周期操作器１６と、を備えてもよい。
以下、図面を用いて、詳細に説明する。
図７に示すように、本実施の形態３におけるモータ制御装置では、実施の形態１、２に記載された制御回路４に対して、最大電圧相判定器１５と、最大相ＰＷＭ半周期操作器１６と、が追加される。
実施の形態１、２で示したように、電流検出用ＰＷＭ信号は、他相のＰＷＭ信号が変化しないタイミングで、モータ駆動用ＰＷＭ信号に印加する必要がある。図８Ａ、図８Ｂから図８Ｃ、図８Ｄに掛けて示したように、モータ１に加えられる負荷が、大きくなる。図８Ｃ、図８Ｄに示すように、例えば、駆動電圧指令ＶｕＳが大きくなった場合、モータ駆動用ＰＷＭ信号ＵＨ１のパルス幅は、大きくなる。
この場合、電流検出用ＰＷＭ信号を、他相のＰＷＭ信号が変化しないタイミングで出力することが困難となる。よって、電流検出器２にて、モータ電流を検出することができない。
この不具合を解消するために、本実施の形態３では、つぎの対応を行う。
すなわち、実施の形態２で示した、電流検出用ＰＷＭ信号をモータ駆動用ＰＷＭ信号に追加する相を、本実施の形態３では、最大電圧相判定器１５により判定された駆動電圧指令が、最大になる相とする。図７には、最大電圧相判定器１５が示される。
最大電圧相判定器１５により選ばれた相に対して、最大相ＰＷＭ半周期操作器１６は、半周期ずらしたＰＷＭ信号を出力する。本実施の形態３において、ＰＷＭ信号は、半周期ずらしただけである。よって、ＰＷＭ信号の１周期において、モータ１の駆動状態は変化しない。
本実施の形態３におけるモータ制御装置の動作について、図９Ａに示された区間Ａを例示して、説明する。
図９Ａ〜図９Ｃは、本発明の実施の形態３におけるモータ制御装置において、１シャント電流検出方式を採用して、３相モータをＰＷＭ駆動する際の動作を説明する波形図である。具体的には、図９Ａは、高負荷時の駆動電圧指令を示す波形図である。図９Ｂは、ＰＷＭ信号を半周期ずらす操作前の波形図である。図９Ｃは、ＰＷＭ信号を半周期ずらす操作後の波形図である。
区間Ａにおいて、モータ１の駆動電圧指令が最大となる最大電圧相は、Ｕ相である。このとき、拡大したＰＷＭ信号を図９Ｂに示す。
図９Ｂから明らかなように、駆動電圧指令ＶｕＳは大きい。よって、実施の形態２のように、電流検出用ＰＷＭ信号を印加した場合、Ｖ相、Ｗ相の電流検出用ＰＷＭ信号ＶＨ２、ＷＨ２を印加している最中に、Ｕ相のＰＷＭ信号ＵＨが変化する。従って、Ｖ相、Ｗ相に流される電流は、検出できない。
そこで、本実施の形態３では、最大電圧相であるＵ相のＰＷＭ信号ＵＨについて、ＰＷＭ信号の半周期分をずらす操作を行う。図９Ｃには、ＰＷＭ信号の半周期分をずらした状態を示す。
図９Ｂに示すように、実施の形態２の制御方法を用いた場合、ＰＷＭ信号ＵＨは、三角波ＴＡＷの山側でロウレベル（「０」）となっている。これに対して、図９Ｃに示すように、本実施の形態３の制御方法を用いた場合、ＰＷＭ信号ＵＨは、三角波ＴＡＷの谷側でロウレベル（「０」）となっている。また、図９Ｃに示すように、本実施の形態３の制御方法を用いた場合、ＰＷＭ信号ＵＨは、三角波ＴＡＷの山側でハイレベル（「１」）となっている。つまり、図９Ｂに示す実施の形態２に比べて、図９Ｃに示す本実施の形態３であれば、ＰＷＭ信号ＵＨが、半周期ずらされた波形となっていることがわかる。
このようなＰＷＭ信号とすれば、Ｖ相、Ｗ相の電流検出用ＰＷＭ信号ＶＨ２、ＷＨ２の印加中であっても、Ｕ相のＰＷＭ信号ＵＨを含む、他相のＰＷＭ信号が変化することはない。その結果、電流検出器２により、安定してモータ電流を検出することができる。
図１０は、本実施の形態３における電流検出用ＰＷＭ信号の印加時において、検出できるモータ電流を示す関係図である。図１０に示すとおり、最大電圧相は、電気角１２０°毎に変化する。そこで、本実施の形態３では、最大電圧相判定器１５を用いて最大電圧相を判定する。この判定結果に基いて、出力するＰＷＭ信号について、半周期分の位相をずらすか、否かを切替える。
図１０に示すように、組合せ（ｌ）では、最大電圧相がＵ相となり、Ｗ相電流が検出される。同様に、組合せ（ｍ）では、最大電圧相がＵ相となり、Ｖ相電流が検出される。
以下、同様に、組合せ（ｎ）では、最大電圧相がＶ相となり、Ｗ相電流が検出される。また、組合せ（ｏ）では、最大電圧相がＶ相となり、Ｕ相電流が検出される。
さらに、組合せ（ｐ）では、最大電圧相がＷ相となり、Ｖ相電流が検出される。また、組合せ（ｑ）では、最大電圧相がＷ相となり、Ｕ相電流が検出される。
このように、本実施の形態３によれば、モータ負荷が大きくなり、駆動電圧指令値が大きくなった場合であっても、電流検出用ＰＷＭ信号を印加することにより、ＰＷＭ信号の１周期内において、安定してモータ電流を検出することができる。
この結果、ＰＷＭ周期ごとに、駆動電圧指令を変調したり、パルス幅の補正をしたりする必要がなくなる。よって、簡単な構成で、騒音の問題が抑制された１シャント電流検出方式を実現できる。
本発明のモータ制御装置によれば、安価な構成で実現された１シャント電流検出方式を用いたとしても、騒音の問題が抑制される。よって、ブラシレスＤＣモータ以外にも幅広く適用が可能となる。
１，２１ モータ
２，２２ 電流検出器
３，２３ インバータ
３Ｕ，３Ｖ，３Ｗ スイッチング素子対
３ＵＨ，３ＶＨ，３ＷＨ 上アームスイッチング素子
３ＵＬ，３ＶＬ，３ＷＬ 下アームスイッチング素子
４，２４，４０ 制御回路
５，２５ 直流電源
６ 動作指令器
１１，２６ 駆動電圧指令演算器
１２ 電流検出ＰＷＭ生成器
１３，２７ パルス変調器
１４ ＰＷＭ合成器
１５ 最大電圧相判定器
１６ 最大相ＰＷＭ半周期操作器
２３ＵＨ，２３ＶＨ，２３ＷＨ 高電圧側スイッチング素子
２３ＵＬ，２３ＶＬ，２３ＷＬ 低電圧側スイッチング素子
本発明は、ブラシレスＤＣモータなどを効率的に駆動するモータ制御装置に関する。
近年、各電気機器は、地球環境保護の観点から、消費電力を低減することが強く求められている。消費電力を低減する技術の一つとして、効率が高いモータを任意の周波数で駆動する、インバータ制御などが広く使用されている。効率が高いモータには、ブラシレスＤＣモータなどがある。以下、ブラシレスＤＣモータを、「モータ」と記すこともある。また、モータを駆動する技術方式として、矩形波状の電流によりモータを駆動する矩形波駆動方式がある。矩形波駆動方式と比べて、より効率が高く、騒音も低くすることができる正弦波駆動方式もある。特に、正弦波駆動方式が注目されている。
ブラシレスＤＣモータを効率よく正弦波駆動方式で駆動するためには、ブラシレスＤＣモータに流される巻線電流の位相を、適切に制御する必要がある。以下、巻線電流を、「電流」と記すこともある。巻線電流の位相を適切に制御するためには、モータが有する３相のうち、最低でも２相分の巻線電流を検出する必要がある。この２相分の電流を安価に検出する電流検出方式として、１シャント電流検出方式が提案されている。
図１１は、従来のモータ制御装置の回路構成を示す構成図である。図１１に示すように、従来の１シャント電流検出方式が用いられたモータ制御装置は、インバータ２３と、直流電源２５と、電流検出器２２を備える。
電流検出器２２は、インバータ２３と直流電源２５との間に１つ設けられる。インバータ２３に供給されるＰＷＭ信号に応じて、適切に電流検出器２２からの信号をサンプリングすれば、２相分の電流が検出できる。
インバータ２３の一端は、直流電源２５の高電圧側電極と接続される。インバータ２３の他端は、直流電源２５の低電圧側電極と接続される。インバータ２３は、３相分の１対のスイッチング素子を有する。１対のスイッチング素子は、高電圧側のスイッチング素子と低電圧側のスイッチング素子とを有する。高電圧側のスイッチング素子と低電圧側のスイッチング素子とは、直列に接続される。高電圧側のスイッチング素子には、「Ｈ」の添え字を付す。低電圧側のスイッチング素子には、「Ｌ」の添え字を付す。つまり、Ｕ相に用いられる１対のスイッチング素子として、高電圧側スイッチング素子２３ＵＨと、低電圧側スイッチング素子２３ＵＬとを有する。同様に、Ｖ相に用いられる１対のスイッチング素子として、高電圧側スイッチング素子２３ＶＨと、低電圧側スイッチング素子２３ＶＬとを有する。Ｗ相に用いられる１対のスイッチング素子として、高電圧側スイッチング素子２３ＷＨと、低電圧側スイッチング素子２３ＷＬとを有する。
図１２は、電気角とモータ巻線に流される電流の方向とを示す説明図である。図１２には、モータ２１が有する各相の巻線に流される相電流の状態が示される。また、図１２には、電気角を６０°毎に区切った、各区間における各相の巻線に流される電流の方向が示される。図１２に示すように、インバータ２３からモータ中性点に流れる方向を正、モータ２１からインバータ２３に流れる方向を負と定義する。例えば、電気角０〜６０°の区間においては、Ｕ相巻線２１ＵとＷ相巻線２１Ｗには正の電流が流されており、Ｖ相巻線２１Ｖには負の電流が流れている。図１２に示すように、モータ２１には、正弦波状の電流が流される。正弦波状の電流は、電気角が６０°毎に、各相の電流の向きが切り替わる。このような正弦波状の電流が流されるため、モータ２１は効率よく駆動される。
図１２に示された正弦波状の電流をモータ２１に流すために、つぎの制御がなされる。すなわち、制御回路２４が有する駆動電圧指令演算器２６によって、モータ２１に対する駆動電圧指令が演算される。演算された駆動電圧指令に基いて、各スイッチング素子を制御するＰＷＭ信号が生成される。ＰＷＭ信号は、パルス変調器２７によって生成される。図１３に示される、生成された各相のＰＷＭ信号の組合せにより、インバータ２３が駆動される。
図１３は、１シャント電流検出方式におけるＰＷＭ信号と検出できる相電流の関係を示す関係図である。図１３において、「０」は、ＰＷＭ信号のロウレベルを示す。「０」で示されるＰＷＭ信号は、対応するスイッチング素子が「ＯＦＦ」の状態である。「１」は、ＰＷＭ信号のハイレベルを示す。「１」で示されるＰＷＭ信号は、対応するスイッチング素子が「ＯＮ」の状態である。図１３には、ＰＷＭ信号の組合せにより、電流検出器２２で検出できるモータ２１の電流が示される。例えば、組合せ（ｂ）のＰＷＭ信号の場合、Ｗ相に流れる電流Ｉｗが検出できる。また、組合せ（ｃ）のＰＷＭ信号の場合、Ｖ相に流れる電流Ｉｖが検出できる。
ここで、各相に対する駆動電圧指令が互いに十分離れていれば、各ＰＷＭ信号の組合せを示す状態の保持時間が確保される。よって、ＰＷＭ信号が１周期分、変化する間に、図１３に示したＰＷＭ信号の組合せに従って、２相分の電流が検出できる。以下、ＰＷＭ信号の１周期を「ＰＷＭ周期」ともいう。
しかし、２相あるいは３相に対する駆動電圧指令が近接すると、各ＰＷＭ信号の組合せを示す状態の保持時間が短くなる。よって、２相分の電流が、検出できなくなるという課題が発生する。この課題を解決する方法が、特許文献１に記載されている。特許文献１は、２相分の電流が検出できなくなるような期間には、ＰＷＭ信号のパルス幅を補正するというものである。
図１４Ａ、図１４Ｂは、従来の１シャント電流検出方式におけるＰＷＭ方式を説明するための波形図である。
図１４Ａ、図１４Ｂには、ＰＷＭ信号のパルス幅を補正する前後における、３相の駆動電圧指令ＶｕＳ、ＶｖＳ、ＶｗＳと、３相のＰＷＭ信号ＵＨ、ＶＨ、ＷＨの波形が示される。
各ＰＷＭ信号において、正しく電流を検出するために、最低限必要とされる保持時間を時間ｔとする。時間ｔとは、ＰＷＭ信号が変化してから、電流検出器２２で検出される電流が安定するまでの待ち時間と検出された電流の電流値が取り込まれる時間とを合わせた時間である。正しく電流を検出するためには、時間ｔだけＰＷＭ信号の状態（「１」または「０」）を保持する必要がある。しかし、図１４Ａに示すように、３相の駆動電圧指令値のうち、２つ以上が近接した場合、時間ｔを確保できなくなるＰＷＭ信号が発生する。時間ｔを確保できないＰＷＭ信号が発生すると、電流を検出できなくなる。
この状態を回避するために、つぎの対応を行う。図１１に示すように、駆動電圧指令演算器２６は、２相に対する駆動電圧指令値が近いため、２相分の電流を検出できないと判断する。このとき、図１４Ｂに示すように、駆動電圧指令演算器２６は、ＰＷＭ信号の周期Ｔ１でＰＷＭ信号の各組合せを時間ｔだけ保持するように、例えば駆動電圧指令ＶｗＳを変調する。この結果、ＰＷＭ信号ＷＨのパルス幅を３０から２０に減少させる。また、次のＰＷＭ信号の周期Ｔ２で駆動電圧指令ＶｗＳを変調して、ＰＷＭ信号ＷＨのパルス幅を３０から４０に増加させる。
このように、ＰＷＭ信号の２周期において、ＰＷＭ信号ＷＨのパルス幅の平均は、３０のままで変っていない。しかも、電流を検出するための時間ｔは確保できるので、安定して電流を検出できる。ここで、家電製品など騒音が問題になる用途において、ＰＷＭ信号の周波数は、ＰＷＭによる騒音が可聴域に入らないように、１６〜２０ｋＨｚ程度に設定されることが一般的である。以下、ＰＷＭ信号の周波数を「ＰＷＭ周波数」と記すこともある。
特許第３９３１０７９号公報
上記の目的を達成するために、本発明のモータ制御装置は、インバータと、電流検出器と、制御回路と、を備える。
インバータは、一方を直流電源に接続するとともに、他方を複数相の駆動巻線を有するモータに接続する。インバータは、直流電源の高電圧側に配置する上アームスイッチング素子と直流電源の低電圧側に配置する下アームスイッチング素子とを有する複数のスイッチング素子対を備える。インバータは、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子との接続点がモータの各相を成す駆動巻線と接続される。インバータは、複数相の駆動巻線に対して複数相の駆動電圧を印加してモータを駆動する。
電流検出器は、直流電源とインバータとの間に配置される。
制御回路は、電流検出器が検出するインバータ母線電流を変換することで、駆動巻線に流れる電流を検出する。制御回路は、インバータが備える複数のスイッチング素子対に対して複数相のＰＷＭ信号を出力する。
制御回路は、モータを駆動するためのモータ駆動用ＰＷＭ信号に対して、インバータ母線電流を検出するための電流検出用ＰＷＭ信号を印加して、ＰＷＭ信号を生成する。
図１は、本発明の実施の形態１におけるモータ制御装置の回路構成を示す構成図である。 図２は、本発明の実施の形態１における１シャント電流検出方式のＰＷＭ方式を説明する波形図である。 図３Ａは、本発明の実施の形態１における電流検出器に流される電流を説明するための説明図である。 図３Ｂは、本発明の実施の形態１における電流検出器に流される電流を説明するための説明図である。 図３Ｃは、本発明の実施の形態１における電流検出器に流される電流を説明するための説明図である。 図３Ｄは、本発明の実施の形態１における電流検出器に流される電流を説明するための説明図である。 図３Ｅは、本発明の実施の形態１における電流検出器に流される電流を説明するための説明図である。 図４は、本発明の実施の形態１における電流検出用ＰＷＭ信号で検出できるモータ電流を示す関係図である。 図５は、本発明の実施の形態２における１シャント電流検出方式のＰＷＭ方式を説明するための波形図である。 図６Ａは、本発明の実施の形態２における電流検出器に流れる電流を説明するための説明図である。 図６Ｂは、本発明の実施の形態２における電流検出器に流れる電流を説明するための説明図である。 図６Ｃは、本発明の実施の形態２における電流検出器に流れる電流を説明するための説明図である。 図６Ｄは、本発明の実施の形態２における電流検出器に流れる電流を説明するための説明図である。 図７は、本発明の実施の形態３におけるモータ制御装置の回路構成を示す構成図である。 図８Ａは、本発明の実施の形態３におけるモータ制御装置のモータ負荷小時の動作を説明するための波形図である。 図８Ｂは、本発明の実施の形態３におけるモータ制御装置のモータ負荷小時の動作を説明するための波形図である。 図８Ｃは、本発明の実施の形態３におけるモータ制御装置のモータ負荷大時の動作を説明するための波形図である。 図８Ｄは、本発明の実施の形態３におけるモータ制御装置のモータ負荷大時の動作を説明するための波形図である。 図９Ａは、本発明の実施の形態３における１シャント電流検出方式のＰＷＭ方式を説明するための波形図である。 図９Ｂは、本発明の実施の形態３における１シャント電流検出方式のＰＷＭ方式を説明するための波形図である。 図９Ｃは、本発明の実施の形態３における１シャント電流検出方式のＰＷＭ方式を説明するための波形図である。 図１０は、本発明の実施の形態３における電流検出用ＰＷＭ信号で検出できるモータ電流を示す関係図である。 図１１は、従来のモータ制御装置の回路構成を示す構成図である。 図１２は、電気角とモータ巻線に流される電流の方向とを示す説明図である。 図１３は、１シャント電流検出方式におけるＰＷＭ信号と検出できる相電流の関係を示す関係図である。 図１４Ａは、従来の１シャント電流検出方式のＰＷＭ方式を説明するための波形図である。 図１４Ｂは、従来の１シャント電流検出方式の他のＰＷＭ方式を説明するための波形図である。
本発明は、後述する各実施の形態におけるモータ制御装置により、電流検出用ＰＷＭ信号に応じて、電流検出器に流される電流から安定してモータ電流が検出できる。また、３相共に同じ時間幅の電流検出用ＰＷＭ信号が印加されるため、モータの駆動巻線に加えられる電圧にずれが発生しない。モータの駆動巻線に加えられる電圧にずれが発生しないため、改めて駆動電圧を補正する必要はない。従って、ＰＷＭ信号の低次の周波数成分に起因する騒音を抑制でき、可聴域における騒音問題を回避できる。
換言すれば、簡単な構成で、ＰＷＭ信号の周波数において、低次の周波数成分に起因する騒音を抑制できる。
つまり、従来のモータの制御方法には、つぎの改善点があった。すなわち、図１４Ａ、図１４Ｂに示すように、ＰＷＭ信号の２周期の間で、駆動電圧指令値が変調されて、パルス幅が補正される。ＰＷＭ信号のパルス幅が補正、すなわち、ＰＷＭ信号のパルス幅が増減されると、ＰＷＭ信号の２周期で変化する成分が発生する。このため、ＰＷＭ周波数の１／２の成分において、騒音が発生する。例えば、ＰＷＭ周波数を２０ｋＨｚに設定した場合、周波数が１０ｋＨｚの騒音が発生する。１０ｋＨｚの周波数は可聴域であるため、この騒音への対応が求められる。特に、指示する駆動電圧指令が小さいときには、各相に対する電圧レベルが互いに接近する。よって、駆動電圧指令が頻繁に変調されるため、ＰＷＭ信号のパルス幅も頻繁に補正される。ＰＷＭ信号のパルス幅が頻繁に補正されると、騒音の問題が発生しやすくなる。
以下、特に顕著な効果を発揮する３相のブラシレスＤＣモータについて、図面を用いて説明する。
なお、以下の実施の形態は、本発明を具体化した一例であって、本発明の技術的範囲を限定するものではない。
また、背景技術で説明したものと同じ構成要素については、同一の符号を付し、説明を援用する。
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１におけるモータ制御装置の回路構成を示す構成図である。図１に示すように、本発明の実施の形態１におけるモータ制御装置は、直流電源５に接続されるインバータ３と、電流検出器２と、制御回路４と、を備える。
インバータ３は、一方を直流電源５に接続するとともに、他方を複数相の駆動巻線を有するモータ１に接続する。インバータ３は、直流電源５の高電圧側に配置する上アームスイッチング素子と直流電源５の低電圧側に配置する下アームスイッチング素子とを有する複数のスイッチング素子対を備える。インバータ３は、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子との接続点がモータ１の各相を成す駆動巻線と接続される。インバータ３は、複数相の駆動巻線に対して複数相の駆動電圧を印加してモータ１を駆動する。
電流検出器２は、直流電源５とインバータ３との間に配置される。
制御回路４は、駆動電圧指令演算器１１と、電流検出ＰＷＭ生成器１２と、パルス変調器１３と、ＰＷＭ合成器１４と、を有する。
制御回路４は、電流検出器２が検出するインバータ母線電流を変換することで、駆動巻線に流れる電流を検出する。制御回路４は、インバータ３が備える複数のスイッチング素子対に対して複数相のＰＷＭ信号を出力する。
制御回路４は、モータ１を駆動するためのモータ駆動用ＰＷＭ信号に、インバータ母線電流を検出するための電流検出用ＰＷＭ信号を印加して、ＰＷＭ信号を生成する。
さらに、本発明の実施の形態１におけるモータ制御装置は、つぎの特徴を有してもよい。すなわち、制御回路４は、ＰＷＭ信号の１周期における駆動電圧のバランスを崩さないように、モータ駆動用ＰＷＭ信号に対して電流検出用ＰＷＭ信号を印加する。
特に、本発明の実施の形態１におけるモータ制御装置は、つぎの特徴を有してもよい。すなわち、制御回路４は、他の相のＰＷＭ信号が変化しないタイミングで、モータ駆動用ＰＷＭ信号に対して１相ずつ順番に電流検出用ＰＷＭ信号を印加する。
さらに、図１を用いて、詳細に説明する。
インバータ３は、３相のスイッチング素子対を備える。Ｕ相のスイッチング素子対３Ｕは、上アームスイッチング素子３ＵＨと下アームスイッチング素子３ＵＬとを有する。上アームスイッチング素子３ＵＨは、直流電源５と接続され、直流電源５の高電圧側に配置される。下アームスイッチング素子３ＵＬは、直流電源５と接続され、直流電源５の低電圧側に配置される。上アームスイッチング素子３ＵＨと下アームスイッチング素子３ＵＬとは、直列に接続される。上アームスイッチング素子３ＵＨと下アームスイッチング素子３ＵＬとの接続点は、モータ１のＵ相を成す駆動巻線１ｕと接続される。以下、モータの駆動巻線を「巻線」と記すこともある。インバータ３は、Ｕ相の駆動巻線１ｕに対して、Ｕ相の駆動電圧を印加する。
同様に、Ｖ相のスイッチング素子対３Ｖは、上アームスイッチング素子３ＶＨと下アームスイッチング素子３ＶＬとを有する。上アームスイッチング素子３ＶＨは、直流電源５と接続され、直流電源５の高電圧側に配置される。下アームスイッチング素子３ＶＬは、直流電源５と接続され、直流電源５の低電圧側に配置される。上アームスイッチング素子３ＶＨと下アームスイッチング素子３ＶＬとは、直列に接続される。上アームスイッチング素子３ＶＨと下アームスイッチング素子３ＶＬとの接続点は、モータ１のＶ相を成す駆動巻線１ｖと接続される。インバータ３は、Ｖ相の駆動巻線１ｖに対して、Ｖ相の駆動電圧を印加する。
さらに、Ｗ相のスイッチング素子対３Ｗは、上アームスイッチング素子３ＷＨと下アームスイッチング素子３ＷＬとを有する。上アームスイッチング素子３ＷＨは、直流電源５と接続され、直流電源５の高電圧側に配置される。下アームスイッチング素子３ＷＬは、直流電源５と接続され、直流電源５の低電圧側に配置される。上アームスイッチング素子３ＷＨと下アームスイッチング素子３ＷＬとは、直列に接続される。上アームスイッチング素子３ＷＨと下アームスイッチング素子３ＷＬとの接続点は、モータ１のＷ相を成す駆動巻線１ｗと接続される。インバータ３は、Ｗ相の駆動巻線１ｗに対して、Ｗ相の駆動電圧を印加する。
インバータ３は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対して、各相の駆動電圧を印加して、モータ１を駆動する。
電流検出器２は、直流電源５とインバータ３との間に接続される。電流検出器２は、インバータ母線電流を検出する。駆動巻線１ｕ、１ｖ、１ｗに流される電流は、インバータ母線電流を変換することで、検出できる。以下、駆動巻線１ｕ、１ｖ、１ｗに流される電流を「モータ電流」と記すこともある。インバータ３は、制御回路４から出力されるＰＷＭ信号に応じて、各相の駆動電圧を印加して、モータ１を駆動する。
制御回路４は、駆動電圧指令演算器１１と、電流検出ＰＷＭ生成器１２と、パルス変調器１３と、ＰＷＭ合成器１４と、を有する。
駆動電圧指令演算器１１は、電流検出器２で検出されたインバータ母線電流の電流値と、動作指令器６からの指示内容により駆動電圧指令を演算する。
パルス変調器１３は、駆動電圧指令をモータ駆動用ＰＷＭ信号に変換する。
電流検出ＰＷＭ生成器１２は、電流検出用ＰＷＭ信号を生成する。
ＰＷＭ合成器１４は、モータ駆動用ＰＷＭ信号と電流検出用ＰＷＭ信号とを合成し、ＰＷＭ信号を生成する。
生成された３相のＰＷＭ信号は、ＰＷＭ合成器１４からインバータ３に出力される。具体的には、３相のＰＷＭ信号は、各相のスイッチング素子対３Ｕ、３Ｖ、３Ｗに出力される。
本実施の形態１におけるモータ制御装置において、電気角１２０°〜１８０°の場合を例示して、その動作を説明する。
図２は、本発明の実施の形態１における１シャント電流検出方式のＰＷＭ方式を説明する波形図である。図２に示すように、本実施の形態１におけるモータ制御装置では、モータ駆動用ＰＷＭ信号ＵＨ１、ＶＨ１、ＷＨ１と、斜線部で示された電流検出用ＰＷＭ信号ＵＨ２、ＶＨ２、ＷＨ２とが合成され、ＰＷＭ信号ＵＨ、ＶＨ、ＷＨが生成される。図１に示すように、生成されたＰＷＭ信号ＵＨ、ＶＨ、ＷＨは、制御回路４からインバータ３に出力される。このＰＷＭ信号ＵＨ、ＶＨ、ＷＨにより、モータ１が駆動される。
モータ駆動用ＰＷＭ信号ＵＨ１、ＶＨ１、ＷＨ１は、駆動電圧指令ＶｕＳ、ＶｖＳ、ＶｗＳと三角波ＴＡＷとが比較された結果、決定される。電流検出用ＰＷＭ信号ＵＨ２、ＶＨ２、ＷＨ２は、電流を検出するために必要とする、時間幅を有する。
本実施の形態１において、電流検出用ＰＷＭ信号ＵＨ２、ＶＨ２、ＷＨ２は、モータ駆動用ＰＷＭ信号ＵＨ１、ＶＨ１、ＷＨ１が全てロウレベルのタイミングで印加される。図１３を援用して説明する。モータ駆動用ＰＷＭ信号ＵＨ１、ＶＨ１、ＷＨ１が全てロウレベル（「０」）となるタイミングは、図１３中、（ａ）で示される。このタイミングは、「同極性のタイミング」と呼ばれる。
つまり、電流検出用ＰＷＭ信号ＵＨ２、ＶＨ２、ＷＨ２は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に対するモータ駆動用ＰＷＭ信号ＵＨ１、ＶＨ１、ＷＨ１に、他相のＰＷＭ信号ＵＨ、ＶＨ、ＷＨが変化しないタイミングで、順番に同じパルス幅で印加される。
よって、こうして生成されるＰＷＭ信号は、所望のモータ駆動を行うために必要とされる駆動電圧指令の値から生成されるべきＰＷＭ信号とは、瞬時的に異なる。しかし、本来、生成されるべきＰＷＭ信号とは異なるものの、パルス幅が短いために、モータトルクには影響を与えない。また、ＰＷＭ信号の１周期の平均電圧は、所望のモータ駆動を行うために必要とされる駆動電圧指令どおりとなる。
換言すれば、ＰＷＭ信号の１周期における駆動電圧のバランスが崩れないように、モータ駆動用ＰＷＭ信号に対して、電流検出用ＰＷＭ信号が印加される。
なお、図２には示していないが、ＰＷＭ信号ＵＬ、ＶＬ、ＷＬは、各々、ＰＷＭ信号ＵＨ、ＶＨ、ＷＨの反転信号である。
ここで、図２に示した、電流検出用ＰＷＭ信号ＵＨ２、ＶＨ２、ＷＨ２が印加された期間の前後である期間ｔａ１〜ｔｅ１において、電流検出器２に流される電流について説明する。
図３Ａ〜図３Ｅには、電流検出器２に流される電流が示される。つまり、図３Ａ〜図３Ｅは、本発明の実施の形態１における電流検出器２に流される電流を説明するための説明図である。図３Ａ〜図３Ｅは、図２中で示す期間ｔａ１〜ｔｅ１と対応している。なお、後述する説明には、図１２、図１３も援用して説明する。
図１２に示すように、電気角１２０°〜１８０°において、制御回路４は、Ｕ相巻線２１Ｕ、Ｖ相巻線２１Ｖには正の電流が流れるように制御する。このとき、制御回路４は、Ｗ相巻線２１Ｗには負の電流が流れるように制御する。
図２に示すように、期間ｔａ１において、ＰＷＭ信号ＵＨ、ＶＨ、ＷＨは、すべてロウレベル（「０」）である。上述したように、ＰＷＭ信号ＵＬ、ＶＬ、ＷＬは、各々、ＰＷＭ信号ＵＨ、ＶＨ、ＷＨの反転信号である。よって、ＰＷＭ信号ＵＬ、ＶＬ、ＷＬは、すべてハイレベル（「１」）となる。よって、下アームスイッチング素子３ＵＬ、３ＶＬ、３ＷＬは、ＯＮとなる。この状態を、図３Ａに示す。図３Ａに示すように、電流検出器２では、電流が検出されない。
図２に示すように、期間ｔｂ１において、ＰＷＭ信号ＵＨ、ＶＬ、ＷＬは、ハイレベル（「１」）となる。よって、上アームスイッチング素子３ＵＨと、下アームスイッチング素子３ＶＬ、３ＷＬとは、ＯＮとなる。この状態を、図３Ｂに示す。図３Ｂに示すように、電流検出器２では、Ｕ相電流Ｉｕが検出される。
以下、同様に、図２に示すように、期間ｔｃ１において、ＰＷＭ信号ＵＬ、ＶＨ、ＷＬは、ハイレベル（「１」）となる。よって、上アームスイッチング素子３ＶＨと、下アームスイッチング素子３ＵＬ、３ＷＬとは、ＯＮとなる。この状態を、図３Ｃに示す。図３Ｃに示すように、電流検出器２では、Ｖ相電流Ｉｖが検出される。
図２に示すように、期間ｔｄ１において、ＰＷＭ信号ＵＬ、ＶＬ、ＷＨは、ハイレベル（「１」）となる。よって、上アームスイッチング素子３ＷＨと、下アームスイッチング素子３ＵＬ、３ＶＬとは、ＯＮとなる。この状態を、図３Ｄに示す。図３Ｄに示すように、電流検出器２では、Ｗ相電流−Ｉｗが検出される。
図２に示すように、期間ｔｅ１は、期間ｔａ１と同様のＰＷＭ信号となる。つまり、ＰＷＭ信号ＵＬ、ＶＬ、ＷＬは、すべてハイレベル（「１」）となる。よって、期間ｔａ１と同様、電流検出器２では、電流が検出されない。
このように、電気角１２０°〜１８０°の場合において、図２に示した電流検出用ＰＷＭ信号ＵＨ２、ＶＨ２、ＷＨ２を各々、印加することで、つぎのことがわかる。すなわち、図２に示す、電流検出用ＰＷＭ信号ＵＨ２、ＶＨ２、ＷＨ２が印加された状態は、矢印で示したタイミングｔｕ、ｔｖ、ｔｗとなる。タイミングｔｕ、ｔｖ、ｔｗは、ｔｂ１、ｔｃ１、ｔｄ１に相当する。従って、電流検出用ＰＷＭ信号ＵＨ２、ＶＨ２、ＷＨ２が印加された状態で、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗが検出されることがわかる。
図４には、電流検出用ＰＷＭ信号を印加することで検出される電流が、電気角毎にまとめて示される。図４は、本発明の実施の形態１における電流検出用ＰＷＭ信号で検出できるモータ電流を示す関係図である。図４に示す、組合せ（ｉ）、（ｊ）、（ｋ）は、図２で示す、期間ｔｂ１、ｔｃ１、ｔｄ１に対応している。
以上の説明から明らかなように、本実施の形態１によれば、モータ駆動用ＰＷＭ信号のパルス幅を増減させることなく、ＰＷＭ信号の１周期において、安定してモータ電流を検出できる。よって、ＰＷＭ信号の低次の周波数成分に起因する騒音を抑制できる。
本実施の形態１とすることで、駆動電圧指令の２相以上が近接した値になった場合であっても、電流検出用ＰＷＭ信号を印加することにより、ＰＷＭ信号の１周期内において、安定してモータ電流を検出することができる。
この結果、ＰＷＭ周期ごとに、駆動電圧指令を変調したり、パルス幅の補正をしたりする必要がなくなる。よって、騒音の問題が抑制された１シャント電流検出方式を実現できる。
なお、上述した説明において、図２では、電流検出用ＰＷＭ信号が、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の順番で印加した場合を例示して説明した。しかし、電流検出用ＰＷＭ信号は、どの順番で印加したとしても、本発明にて得ることができる効果を奏することができる。
また、本実施の形態１におけるモータ制御装置は、つぎのようにすることも可能である。すなわち、電流検出用ＰＷＭ信号は、３相に対して、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の順番に印加する。そして、電流検出は２相分のみ行い、残りの１相に関する電流検出は、演算にて求めることも可能である。
（実施の形態２）
次に本発明の実施の形態２について説明する。本実施の形態２のモータ制御装置の回路構成については、図１に示した実施の形態１と同様である。
本発明の実施の形態２におけるモータ制御装置は、上述した実施の形態１に加えて、つぎの特徴を有する。
すなわち、本発明の実施の形態２におけるモータ制御装置において、ＰＷＭ信号は３相からなる。
特に、制御回路４は、他の相のＰＷＭ信号が変化しないタイミングで、電流検出用ＰＷＭ信号を印加する。制御回路４は、該タイミングで、モータ駆動用ＰＷＭ信号とは独立して２相のモータ駆動用ＰＷＭ信号に対して、順番に電流検出用ＰＷＭ信号を印加する。制御回路４は、該タイミングで、残りの１相のモータ駆動用ＰＷＭ信号にはモータ駆動用ＰＷＭ信号の通電期間を広げるように追加して電流検出用ＰＷＭ信号を印加する。
さらに、本発明の実施の形態２におけるモータ制御装置において、制御回路４は、電流検出用ＰＷＭ信号を追加して生成される１相のＰＷＭ信号は、ＰＷＭ信号の半周期分の位相をずらして出力する。
３相モータを駆動する場合、３相のモータ電流をすべて検出する必要はない。３相モータを駆動する場合、２相分のモータ電流を検出できれば、残りの１相のモータ電流は演算で求めることができる。
図５は、本発明の実施の形態２における１シャント電流検出方式のＰＷＭ方式を説明するための波形図である。図６Ａ〜図６Ｄは、本発明の実施の形態２における電流検出器に流れる電流を説明するための説明図である。図６Ａ、図６Ｂ、図６Ｃ、図６Ｄは、それぞれ図５の期間ｔａ２、ｔｃ２、ｔｄ２、ｔｅ２に対応している。
以下、図面を用いて、詳細に説明する。
図５に示すように、Ｖ相とＷ相という２相に対して、ＰＷＭ信号ＶＨ、ＷＨが生成される。ＰＷＭ信号ＶＨ、ＷＨは、モータ駆動用ＰＷＭ信号ＶＨ１、ＷＨ１と、電流検出用ＰＷＭ信号ＶＨ２、ＷＨ２と、を有する。ＰＷＭ信号ＶＨ、ＷＨとして、モータ駆動用ＰＷＭ信号ＶＨ１、ＷＨ１が印加される。さらに、ＰＷＭ信号ＶＨ、ＷＨには、モータ駆動用ＰＷＭ信号ＶＨ１、ＷＨ１とは独立して、電流検出用ＰＷＭ信号ＶＨ２、ＷＨ２が印加される。
３相モータの残りの１相となるＵ相に対して、ＰＷＭ信号ＵＨが生成される。ＰＷＭ信号ＵＨは、モータ駆動用ＰＷＭ信号ＵＨ１と、電流検出用ＰＷＭ信号ＵＨ２と、を有する。ＰＷＭ信号ＵＨとして、モータ駆動用ＰＷＭ信号ＵＨ１が印加される。さらに、ＰＷＭ信号ＵＨには、モータ駆動用ＰＷＭ信号ＵＨ１に追加して、電流検出用ＰＷＭ信号ＵＨ２が印加される。
ここで、「モータ駆動用ＰＷＭ信号とは独立して、電流検出用ＰＷＭ信号を印加する」とは、両方の信号がハイレベル（「１」）となる期間が、お互いに重ならないように信号が印加されることを意味する。
図５には、つぎの状態が例示されている。すなわち、Ｖ相、Ｗ相には、電流検出用ＰＷＭ信号ＶＨ２、ＷＨ２が、順番に、モータ駆動用ＰＷＭ信号ＶＨ１、ＷＨ１とは独立して印加される。Ｕ相には、モータ駆動用ＰＷＭ信号ＵＨ１を広げるように、電流検出用ＰＷＭ信号ＵＨ２が追加して印加される。
実施の形態１と同様、本実施の形態２において、電気角１２０°〜１８０°の場合を例示して、説明する。
図５、図６Ａ〜図６Ｄの記載から、各相に流される電流が明らかになる。
図５に示すように、Ｖ相には、期間ｔｃ２において、電流検出用ＰＷＭ信号ＶＨ２が印加される。図６Ｂには、このときの各スイッチング素子の状態が示される。図６Ｂに示すように、上アームスイッチング素子３ＶＨと、下アームスイッチング素子３ＵＬ、３ＷＬとは、ＯＮとなる。この結果、電流検出用ＰＷＭ信号ＶＨ２が印加された期間ｔｃ２において、Ｖ相電流Ｉｖが検出される。
つぎに、図５に示すように、Ｗ相には、期間ｔｄ２において、電流検出用ＰＷＭ信号ＷＨ２が印加される。図６Ｃには、このときの各スイッチング素子の状態が示される。図６Ｃに示すように、上アームスイッチング素子３ＷＨと、下アームスイッチング素子３ＵＬ、３ＶＬとは、ＯＮとなる。この結果、電流検出用ＰＷＭ信号ＷＨ２が印加された期間ｔｄ２において、Ｗ相電流−Ｉｗが検出される。
Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流−Ｉｗが検出されると、Ｕ相電流Ｉｕは、これらの検出結果から演算で求められる。
以上の説明から明らかなように、本実施の形態２において、駆動電圧指令ＶｕＳ、ＶｖＳ、ＶｗＳの２相以上が近接した値になった場合であっても、電流検出用ＰＷＭ信号を印加することにより、ＰＷＭ信号の１周期内において、安定してモータ電流を検出することができる。
この結果、ＰＷＭ周期ごとに、駆動電圧指令を変調したり、パルス幅の補正をしたりする必要がなくなる。よって、騒音の問題が抑制された１シャント電流検出方式を実現できる。
なお、上述した説明において、図５では、各相につぎの電流検出用ＰＷＭ信号を印加した。すなわち、Ｖ相、Ｗ相には、モータ駆動用ＰＷＭ信号ＶＨ１、ＷＨ１とは独立して、電流検出用ＰＷＭ信号ＶＨ２、ＷＨ２を印加した。Ｕ相には、モータ駆動用ＰＷＭ信号ＵＨ１に追加して、電流検出用ＰＷＭ信号ＵＨ２を印加した。
同様の効果を奏するものであれば、本実施の形態２を実現する組合せは、上述した具体例に限定されない。本実施の形態２を実現する組合せは、他の組合せでもよい。
（実施の形態３）
次に本発明の実施の形態３について説明する。図７は、本発明の実施の形態３におけるモータ制御装置の回路構成を示す構成図である。図８Ａ〜図８Ｄは、本発明の実施の形態３におけるモータ制御装置のモータ負荷に応じた動作を説明するための波形図であり、図８Ａ、図８Ｂは低負荷時の波形図、図８Ｃ、図８Ｄは高負荷時の波形図である。
本発明の実施の形態３におけるモータ制御装置は、上述した実施の形態１、２に加えて、つぎの特徴を有する。
すなわち、本発明の実施の形態３におけるモータ制御装置において、電流検出用ＰＷＭ信号を追加した１相のＰＷＭ信号は、最大電圧相である。
また、本発明の実施の形態３におけるモータ制御装置において、制御回路４０は、駆動電圧指令演算器１１と、パルス変調器１３と、電流検出ＰＷＭ生成器１２と、ＰＷＭ合成器１４と、を備える。
駆動電圧指令演算器１１は、制御回路４０の外部から得る動作指令と、インバータ母線電流と、を演算して駆動電圧指令を出力する。
パルス変調器１３は、駆動電圧指令に基づいて、モータ駆動用ＰＷＭ信号を生成する。
電流検出ＰＷＭ生成器１２は、駆動電圧指令に基づいて、電流検出用ＰＷＭ信号を生成する。
ＰＷＭ合成器１４は、モータ駆動用ＰＷＭ信号に対して電流検出用ＰＷＭ信号を印加して、ＰＷＭ信号を生成する。
さらに、本発明の実施の形態３におけるモータ制御装置は、最大電圧相判定器１５と、最大相ＰＷＭ半周期操作器１６と、を備える。
最大電圧相判定器１５は、最大電圧相を判定する。
最大相ＰＷＭ半周期操作器１６は、最大電圧相判定器１５の判定結果に基づいて、最大電圧相のＰＷＭ信号について半周期分の位相をずらす。
制御回路４０は、最大電圧相判定器１５と、最大相ＰＷＭ半周期操作器１６と、を備えてもよい。
以下、図面を用いて、詳細に説明する。
図７に示すように、本実施の形態３におけるモータ制御装置では、実施の形態１、２に記載された制御回路４に対して、最大電圧相判定器１５と、最大相ＰＷＭ半周期操作器１６と、が追加される。
実施の形態１、２で示したように、電流検出用ＰＷＭ信号は、他相のＰＷＭ信号が変化しないタイミングで、モータ駆動用ＰＷＭ信号に印加する必要がある。図８Ａ、図８Ｂから図８Ｃ、図８Ｄに掛けて示したように、モータ１に加えられる負荷が、大きくなる。図８Ｃ、図８Ｄに示すように、例えば、駆動電圧指令ＶｕＳが大きくなった場合、モータ駆動用ＰＷＭ信号ＵＨ１のパルス幅は、大きくなる。
この場合、電流検出用ＰＷＭ信号を、他相のＰＷＭ信号が変化しないタイミングで出力することが困難となる。よって、電流検出器２にて、モータ電流を検出することができない。
この不具合を解消するために、本実施の形態３では、つぎの対応を行う。
すなわち、実施の形態２で示した、電流検出用ＰＷＭ信号をモータ駆動用ＰＷＭ信号に追加する相を、本実施の形態３では、最大電圧相判定器１５により判定された駆動電圧指令が、最大になる相とする。図７には、最大電圧相判定器１５が示される。
最大電圧相判定器１５により選ばれた相に対して、最大相ＰＷＭ半周期操作器１６は、半周期ずらしたＰＷＭ信号を出力する。本実施の形態３において、ＰＷＭ信号は、半周期ずらしただけである。よって、ＰＷＭ信号の１周期において、モータ１の駆動状態は変化しない。
本実施の形態３におけるモータ制御装置の動作について、図９Ａに示された区間Ａを例示して、説明する。
図９Ａ〜図９Ｃは、本発明の実施の形態３におけるモータ制御装置において、１シャント電流検出方式を採用して、３相モータをＰＷＭ駆動する際の動作を説明する波形図である。具体的には、図９Ａは、高負荷時の駆動電圧指令を示す波形図である。図９Ｂは、ＰＷＭ信号を半周期ずらす操作前の波形図である。図９Ｃは、ＰＷＭ信号を半周期ずらす操作後の波形図である。
区間Ａにおいて、モータ１の駆動電圧指令が最大となる最大電圧相は、Ｕ相である。このとき、拡大したＰＷＭ信号を図９Ｂに示す。
図９Ｂから明らかなように、駆動電圧指令ＶｕＳは大きい。よって、実施の形態２のように、電流検出用ＰＷＭ信号を印加した場合、Ｖ相、Ｗ相の電流検出用ＰＷＭ信号ＶＨ２、ＷＨ２を印加している最中に、Ｕ相のＰＷＭ信号ＵＨが変化する。従って、Ｖ相、Ｗ相に流される電流は、検出できない。
そこで、本実施の形態３では、最大電圧相であるＵ相のＰＷＭ信号ＵＨについて、ＰＷＭ信号の半周期分をずらす操作を行う。図９Ｃには、ＰＷＭ信号の半周期分をずらした状態を示す。
図９Ｂに示すように、実施の形態２の制御方法を用いた場合、ＰＷＭ信号ＵＨは、三角波ＴＡＷの山側でロウレベル（「０」）となっている。これに対して、図９Ｃに示すように、本実施の形態３の制御方法を用いた場合、ＰＷＭ信号ＵＨは、三角波ＴＡＷの谷側でロウレベル（「０」）となっている。また、図９Ｃに示すように、本実施の形態３の制御方法を用いた場合、ＰＷＭ信号ＵＨは、三角波ＴＡＷの山側でハイレベル（「１」）となっている。つまり、図９Ｂに示す実施の形態２に比べて、図９Ｃに示す本実施の形態３であれば、ＰＷＭ信号ＵＨが、半周期ずらされた波形となっていることがわかる。
このようなＰＷＭ信号とすれば、Ｖ相、Ｗ相の電流検出用ＰＷＭ信号ＶＨ２、ＷＨ２の印加中であっても、Ｕ相のＰＷＭ信号ＵＨを含む、他相のＰＷＭ信号が変化することはない。その結果、電流検出器２により、安定してモータ電流を検出することができる。
図１０は、本実施の形態３における電流検出用ＰＷＭ信号の印加時において、検出できるモータ電流を示す関係図である。図１０に示すとおり、最大電圧相は、電気角１２０°毎に変化する。そこで、本実施の形態３では、最大電圧相判定器１５を用いて最大電圧相を判定する。この判定結果に基いて、出力するＰＷＭ信号について、半周期分の位相をずらすか、否かを切替える。
図１０に示すように、組合せ（ｌ）では、最大電圧相がＵ相となり、Ｗ相電流が検出される。同様に、組合せ（ｍ）では、最大電圧相がＵ相となり、Ｖ相電流が検出される。
以下、同様に、組合せ（ｎ）では、最大電圧相がＶ相となり、Ｗ相電流が検出される。また、組合せ（ｏ）では、最大電圧相がＶ相となり、Ｕ相電流が検出される。
さらに、組合せ（ｐ）では、最大電圧相がＷ相となり、Ｖ相電流が検出される。また、組合せ（ｑ）では、最大電圧相がＷ相となり、Ｕ相電流が検出される。
このように、本実施の形態３によれば、モータ負荷が大きくなり、駆動電圧指令値が大きくなった場合であっても、電流検出用ＰＷＭ信号を印加することにより、ＰＷＭ信号の１周期内において、安定してモータ電流を検出することができる。
この結果、ＰＷＭ周期ごとに、駆動電圧指令を変調したり、パルス幅の補正をしたりする必要がなくなる。よって、簡単な構成で、騒音の問題が抑制された１シャント電流検出方式を実現できる。
本発明のモータ制御装置によれば、安価な構成で実現された１シャント電流検出方式を用いたとしても、騒音の問題が抑制される。よって、ブラシレスＤＣモータ以外にも幅広く適用が可能となる。
１，２１ モータ
２，２２ 電流検出器
３，２３ インバータ
３Ｕ，３Ｖ，３Ｗ スイッチング素子対
３ＵＨ，３ＶＨ，３ＷＨ 上アームスイッチング素子
３ＵＬ，３ＶＬ，３ＷＬ 下アームスイッチング素子
４，２４，４０ 制御回路
５，２５ 直流電源
６ 動作指令器
１１，２６ 駆動電圧指令演算器
１２ 電流検出ＰＷＭ生成器
１３，２７ パルス変調器
１４ ＰＷＭ合成器
１５ 最大電圧相判定器
１６ 最大相ＰＷＭ半周期操作器
２３ＵＨ，２３ＶＨ，２３ＷＨ 高電圧側スイッチング素子
２３ＵＬ，２３ＶＬ，２３ＷＬ 低電圧側スイッチング素子

Claims (8)

  1. 一方を直流電源に接続するとともに、他方を複数相の駆動巻線を有するモータに接続し、
    前記直流電源の高電圧側に配置する上アームスイッチング素子と前記直流電源の低電圧側に配置する下アームスイッチング素子とを有する複数のスイッチング素子対を備え、
    前記上アームスイッチング素子と前記下アームスイッチング素子との接続点が前記モータの各相を成す駆動巻線と接続され、
    前記複数相の駆動巻線に対して複数相の駆動電圧を印加して前記モータを駆動するインバータと、
    前記直流電源と前記インバータとの間に配置された電流検出器と、
    前記電流検出器が検出するインバータ母線電流を変換することで、前記駆動巻線に流れる電流を検出し、前記インバータが備える前記複数のスイッチング素子対に対して複数相のＰＷＭ信号を出力する制御回路と、
    を備えたモータ制御装置において、
    前記制御回路は、前記モータを駆動するためのモータ駆動用ＰＷＭ信号に対して、前記インバータ母線電流を検出するための電流検出用ＰＷＭ信号を印加して、前記ＰＷＭ信号を生成するモータ制御装置。
  2. 前記制御回路は、前記ＰＷＭ信号の１周期における前記駆動電圧のバランスが崩されないように、前記モータ駆動用ＰＷＭ信号に対して前記電流検出用ＰＷＭ信号を印加する請求項１に記載のモータ制御装置。
  3. 前記制御回路は、他の相の前記ＰＷＭ信号が変化しないタイミングで、前記モータ駆動用ＰＷＭ信号に対して１相ずつ順番に前記電流検出用ＰＷＭ信号を印加する請求項２に記載のモータ制御装置。
  4. 前記ＰＷＭ信号は３相からなり、
    前記制御回路は、他の相の前記ＰＷＭ信号が変化しないタイミングで、前記モータ駆動用ＰＷＭ信号とは独立して２相の前記モータ駆動用ＰＷＭ信号に対して、順番に前記電流検出用ＰＷＭ信号を印加し、残りの１相の前記モータ駆動用ＰＷＭ信号には前記モータ駆動用ＰＷＭ信号の通電期間を広げるように追加して前記電流検出用ＰＷＭ信号を印加する請求項３に記載のモータ制御装置。
  5. 前記制御回路は、前記電流検出用ＰＷＭ信号を追加して生成される１相の前記ＰＷＭ信号は、前記ＰＷＭ信号の半周期分の位相をずらして出力する請求項４に記載のモータ制御装置。
  6. 前記電流検出用ＰＷＭ信号を追加した１相の前記ＰＷＭ信号は、最大電圧相である請求項５に記載のモータ制御装置。
  7. 前記制御回路は、外部から得る動作指令と前記インバータ母線電流とを演算して駆動電圧指令を出力する駆動電圧指令演算器と、
    前記駆動電圧指令に基づいて前記モータ駆動用ＰＷＭ信号を生成するパルス変調器と、
    前記駆動電圧指令に基づいて前記電流検出用ＰＷＭ信号を生成する電流検出ＰＷＭ生成器と、
    前記モータ駆動用ＰＷＭ信号に対して前記電流検出用ＰＷＭ信号を印加して、前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ合成器と、
    を備える請求項１に記載のモータ制御装置。
  8. 最大電圧相を判定する最大電圧相判定器と、
    前記最大電圧相判定器の判定結果に基づいて、前記最大電圧相の前記ＰＷＭ信号について半周期分の位相をずらす最大相ＰＷＭ半周期操作器と、をさらに備える請求項７に記載のモータ制御装置。
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