CN104541445A - 电动机控制装置 - Google Patents

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Abstract

本发明的电动机控制装置具备：逆变器，其一方与直流电源连接，并且另一方与具有多相的驱动绕组的电动机连接；电流检测器，其配置于直流电源与逆变器之间；以及控制电路，其通过对由电流检测器检测的逆变器母线电流进行转换来检测流过驱动绕组的电流，对逆变器所具备的多个开关元件对输出多相PWM信号，在该电动机控制装置中，控制电路在用于驱动电动机的电动机驱动用PWM信号上施加用于检测逆变器母线电流的电流检测用PWM信号，来生成PWM信号。

Description

电动机控制装置
技术领域
本发明涉及一种高效地驱动无刷DC电动机等的电动机控制装置。
背景技术
近年来，从保护地球环境的观点出发，强烈要求各电气设备降低耗电。作为降低耗电的技术之一，广泛使用以任意的频率来驱动效率高的电动机的逆变器控制等。在效率高的电动机中存在无刷DC电动机等。下面，也有时将无刷DC电动机记述为“电动机”。另外，作为驱动电动机的技术方式，存在利用矩形波状的电流来驱动电动机的矩形波驱动方式。还存在能够与矩形波驱动方式相比使效率更高且使噪音也低的正弦波驱动方式。特别是正弦波驱动方式受到关注。
为了高效地以正弦波驱动方式驱动无刷DC电动机，需要适当地控制向无刷DC电动机流通的绕组电流的相位。下面，也有时将绕组电流记述为“电流”。为了适当地控制绕组电流的相位，需要对电动机所具有的三相中的至少两相的绕组电流进行检测。作为廉价地检测该两相的电流的电流检测方式，提出了单分路(one-shunt)电流检测方式。
图11是表示以往的电动机控制装置的电路结构的结构图。如图11所示，使用以往的单分路电流检测方式的电动机控制装置具备逆变器23、直流电源25以及电流检测器22。
在逆变器23与直流电源25之间设置有一个电流检测器22。只要根据被提供至逆变器23的PWM信号适当地对来自电流检测器22的信号进行采样，就能够检测两相的电流。
逆变器23的一端与直流电源25的高电压侧电极连接。逆变器23的另一端与直流电源25的低电压侧电极连接。逆变器23具有与三相相应的数量的成对的开关元件。一对开关元件具有高电压侧的开关元件和低电压侧的开关元件。高电压侧的开关元件与低电压侧的开关元件串联连接。对高电压侧的开关元件附加后缀“H”。对低电压侧的开关元件附加后缀“L”。也就是说，作为使用于U相的一对开关元件，具有高电压侧开关元件23UH和低电压侧开关元件23UL。同样地，作为使用于V相的一对开关元件，具有高电压侧开关元件23VH和低电压侧开关元件23VL。作为使用于W相的一对开关元件，具有高电压侧开关元件23WH和低电压侧开关元件23WL。
图12是表示电角度和电动机绕组中流动的电流的方向的说明图。在图12中示出了电动机21所具有的各相的绕组中流动的相电流的状态。另外，在图12中示出了按60°对电角度进行划分所得的各区间中的各相的绕组中流动的电流的方向。如图12所示，将从逆变器23流向电动机中性点的方向定义为正，将从电动机21流向逆变器23的方向定义为负。例如，在电角度0°～60°的区间中，在U相绕组21U和W相绕组21W中流动正的电流，在V相绕组21V中流动负的电流。如图12所示，在电动机21中流动正弦波状的电流。正弦波状的电流每隔60°的电角度就有各相的电流的方向发生切换。由于这种正弦波状的电流流动，因此电动机21被高效地驱动。
为了向电动机21流通图12所示的正弦波状的电流，进行以下的控制。即，由控制电路24所具有的驱动电压指令运算器26来运算针对电动机21的驱动电压指令。基于运算得到的驱动电压指令来生成用于控制各开关元件的PWM信号。PWM信号是由脉冲调制器27生成的。利用图13所示的所生成的各相的PWM信号的组合来驱动逆变器23。
图13是表示单分路电流检测方式中的PWM信号与能够检测的相电流的关系的关系图。在图13中，“0”表示PWM信号的低电平。以“0”表示的PWM信号其对应的开关元件为“断开(OFF)”的状态。“1”表示PWM信号的高电平。以“1”表示的PWM信号其对应的开关元件为“接通(ON)”的状态。在图13中，利用PWM信号的组合来表示能够由电流检测器22检测的电动机21的电流。例如，在组合(b)的PWM信号的情况下，能够检测流过W相的电流Iw。另外，在组合(c)的PWM信号的情况下，能够检测流过V相的电流Iv。
在此，如果针对各相的驱动电压指令彼此相离得足够远，则可以确保呈现各PWM信号的组合的状态的保持时间。因此，在PWM信号变化一个周期的期间内能够按照图13所示的PWM信号的组合来检测两相的电流。下面，也将PWM信号的一个周期称为“PWM周期”。
但是，当针对两相或三相的驱动电压指令接近时，呈现各PWM信号的组合的状态的保持时间变短。因此，产生无法检测两相的电流这样的问题。在专利文献1中记载了解决该问题的方法。专利文献1在无法检测两相的电流这样的期间，对PWM信号的脉宽进行校正。
图14A、图14B是用于说明以往的单分路电流检测方式中的PWM方式的波形图。
在图14A、图14B中，示出了对PWM信号的脉宽进行校正前后的三相的驱动电压指令VuS、VvS、VwS和三相的PWM信号UH、VH、WH的波形。
将在各PWM信号中为了正确地检测电流而需要的最低限度的保持时间设为时间t。时间t是将从PWM信号发生变化起到由电流检测器22检测出的电流稳定为止的等待时间与取入所检测出的电流的电流值的时间相加所得的时间。为了正确地检测电流，需要将PWM信号的状态(“1”或“0”)保持时间t。但是，如图14A所示，在三相的驱动电压指令值中的两个以上的驱动电压指令值接近的情况下，产生无法确保时间t的PWM信号。当产生无法确保时间t的PWM信号时，无法检测电流。
为了避免该状态，进行以下的应对。如图11所示，驱动电压指令运算器26判断为由于针对两相的驱动电压指令值接近而无法检测两相的电流。此时，如图14B所示，驱动电压指令运算器26例如对驱动电压指令VwS进行调制使得在PWM信号的周期T1内将PWM信号的各组合保持时间t。其结果，使PWM信号WH的脉宽从30减少到20。另外，在下一个PWM信号的周期T2内对驱动电压指令VwS进行调制，使PWM信号WH的脉宽从30增加到40。
这样，在PWM信号的两个周期内，PWM信号WH的脉宽的平均值保持30不变。而且，能够确保用于检测电流的时间t，因此能够稳定地检测电流。在此，在家电产品等噪音会成为问题的用途中，PWM信号的频率一般被设定为16～20kHz左右，使得因PWM产生的噪音不会进入听觉范围。下面，也有时将PWM信号的频率记述为“PWM频率”。
专利文献1：日本专利第3931079号公报
发明内容
为了达到上述目的，本发明的电动机控制装置具备逆变器、电流检测器以及控制电路。
逆变器的一方与直流电源连接，并且逆变器的另一方与具有多相的驱动绕组的电动机连接。逆变器具备多个开关元件对，该开关元件对具有配置于直流电源的高电压侧的上臂开关元件和配置于直流电源的低电压侧的下臂开关元件。在逆变器中，上臂开关元件与下臂开关元件的连接点连接于形成电动机的各相的驱动绕组。逆变器对多相的驱动绕组施加多相的驱动电压来驱动电动机。
电流检测器配置于直流电源与逆变器之间。
控制电路通过对由电流检测器检测的逆变器母线电流进行转换来检测流过驱动绕组的电流。控制电路对逆变器所具备的多个开关元件对输出多相的PWM信号。
控制电路在用于驱动电动机的电动机驱动用PWM信号上施加用于检测逆变器母线电流的电流检测用PWM信号，来生成PWM信号。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式1中的电动机控制装置的电路结构的结构图。
图2是说明本发明的实施方式1中的单分路电流检测方式的PWM方式的波形图。
图3A是用于说明本发明的实施方式1中的电流检测器中流动的电流的说明图。
图3B是用于说明本发明的实施方式1中的电流检测器中流动的电流的说明图。
图3C是用于说明本发明的实施方式1中的电流检测器中流动的电流的说明图。
图3D是用于说明本发明的实施方式1中的电流检测器中流动的电流的说明图。
图3E是用于说明本发明的实施方式1中的电流检测器中流动的电流的说明图。
图4是表示能够利用本发明的实施方式1中的电流检测用PWM信号检测的电动机电流的关系图。
图5是用于说明本发明的实施方式2中的单分路电流检测方式的PWM方式的波形图。
图6A是用于说明本发明的实施方式2中的电流检测器中流动的电流的说明图。
图6B是用于说明本发明的实施方式2中的电流检测器中流动的电流的说明图。
图6C是用于说明本发明的实施方式2中的电流检测器中流动的电流的说明图。
图6D是用于说明本发明的实施方式2中的电流检测器中流动的电流的说明图。
图7是表示本发明的实施方式3中的电动机控制装置的电路结构的结构图。
图8A是用于说明本发明的实施方式3中的电动机控制装置在电动机负荷小时的动作的波形图。
图8B是用于说明本发明的实施方式3中的电动机控制装置在电动机负荷小时的动作的波形图。
图8C是用于说明本发明的实施方式3中的电动机控制装置在电动机负荷大时的动作的波形图。
图8D是用于说明本发明的实施方式3中的电动机控制装置在电动机负荷大时的动作的波形图。
图9A是用于说明本发明的实施方式3中的单分路电流检测方式的PWM方式的波形图。
图9B是用于说明本发明的实施方式3中的单分路电流检测方式的PWM方式的波形图。
图9C是用于说明本发明的实施方式3中的单分路电流检测方式的PWM方式的波形图。
图10是表示能够利用本发明的实施方式3中的电流检测用PWM信号检测的电动机电流的关系图。
图11是表示以往的电动机控制装置的电路结构的结构图。
图12是表示电角度和电动机绕组中流动的电流的方向的说明图。
图13是表示单分路电流检测方式中的PWM信号与能够检测的相电流的关系的关系图。
图14A是用于说明以往的单分路电流检测方式的PWM方式的波形图。
图14B是用于说明以往的单分路电流检测方式的其它PWM方式的波形图。
具体实施方式
在本发明中，通过后述的各实施方式中的电动机控制装置，能够根据与电流检测用PWM信号相应地在电流检测器中流动的电流稳定地检测电动机电流。另外，对三相均施加相同时宽的电流检测用PWM信号，因此对电动机的驱动绕组施加的电压不会产生偏差。由于对电动机的驱动绕组施加的电压不会产生偏差，因此无需再次校正驱动电压。因而，能够抑制因PWM信号的低次的频率成分产生的噪音，能够避免听觉范围内的噪音问题。
换言之，能够以简单的结构在PWM信号的频率下抑制因低次的频率成分产生的噪音。
也就是说，在以往的电动机的控制方法中存在以下的改善点。即，如图14所示，在PWM信号的两个周期的期间，驱动电压指令值被调制，脉宽被校正。当PWM信号的脉宽被校正、即PWM信号的脉宽被增减时，产生以PWM信号的两个周期为周期来变化的成分。因此，在PWM频率的1/2的成分中产生噪音。例如，在将PWM频率设定为20kHz的情况下，产生频率为10kHz的噪音。10kHz的频率处于听觉范围内，因此寻求对该噪音的应对。特别是在所指示的驱动电压指令小时，针对各相的电压电平相互接近。因此，驱动电压指令被频繁地调制，因此PWM信号的脉宽也被频繁地校正。当PWM信号的脉宽被频繁地校正时，容易产生噪音问题。
下面，使用附图来说明发挥特别显著的效果的三相无刷DC电动机。
此外，以下的实施方式是将本发明具体化的一例，并不对本发明的技术范围进行限定。
另外，对与在背景技术中说明的结构要素相同的结构要素标注相同的标记并引用说明。
(实施方式1)
图1是表示本发明的实施方式1中的电动机控制装置的电路结构的结构图。如图1所示，本发明的实施方式1中的电动机控制装置具备与直流电源5连接的逆变器3、电流检测器2以及控制电路4。
逆变器3的一方与直流电源5连接，并且逆变器3的另一方与具有多相的驱动绕组的电动机1连接。逆变器3具备多个开关元件对，该开关元件对具有配置于直流电源5的高电压侧的上臂开关元件和配置于直流电源的低电压侧的下臂开关元件。在逆变器3中，上臂开关元件与下臂开关元件的连接点连接于形成电动机1的各相的驱动绕组。逆变器3对多相的驱动绕组施加多相的驱动电压来驱动电动机1。
电流检测器2配置于直流电源5与逆变器3之间。
控制电路4具有驱动电压指令运算器11、电流检测PWM生成器12、脉冲调制器13以及PWM合成器14。
控制电路4通过对由电流检测器2检测的逆变器母线电流进行转换来检测流过驱动绕组的电流。控制电路4对逆变器3所具备的多个开关元件对输出多相的PWM信号。
控制电路4在用于驱动电动机1的电动机驱动用PWM信号上施加用于检测逆变器母线电流的电流检测用PWM信号，来生成PWM信号。
并且，本发明的实施方式1中的电动机控制装置也可以具有以下的特征。即，控制电路4以不打乱PWM信号的一个周期内的驱动电压的平衡的方式在电动机驱动用PWM信号上施加电流检测用PWM信号。
特别是，本发明的实施方式1中的电动机控制装置也可以具有以下的特征。即，控制电路4在其它相的PWM信号不变化的定时在电动机驱动用PWM信号上逐相地按顺序施加电流检测用PWM信号。
进一步使用图1来详细地说明。
逆变器3具备三相的开关元件对。U相的开关元件对3U具有上臂开关元件3UH和下臂开关元件3UL。上臂开关元件3UH与直流电源5连接，配置于直流电源5的高电压侧。下臂开关元件3UL与直流电源5连接，配置于直流电源5的低电压侧。上臂开关元件3UH与下臂开关元件3UL串联连接。上臂开关元件3UH与下臂开关元件3UL的连接点连接于形成电动机1的U相的驱动绕组1u。下面，也有时将电动机的驱动绕组记述为“绕组”。逆变器3对U相的驱动绕组1u施加U相的驱动电压。
同样地，V相的开关元件对3V具有上臂开关元件3VH和下臂开关元件3VL。上臂开关元件3VH与直流电源5连接，配置于直流电源5的高电压侧。下臂开关元件3VL与直流电源5连接，配置于直流电源5的低电压侧。上臂开关元件3VH与下臂开关元件3VL串联连接。上臂开关元件3VH与下臂开关元件3VL的连接点连接于形成电动机1的V相的驱动绕组1v。逆变器3对V相的驱动绕组1v施加V相的驱动电压。
并且，W相的开关元件对3W具有上臂开关元件3WH和下臂开关元件3WL。上臂开关元件3WH与直流电源5连接，配置于直流电源5的高电压侧。下臂开关元件3WL与直流电源5连接，配置于直流电源5的低电压侧。上臂开关元件3WH与下臂开关元件3WL串联连接。上臂开关元件3WH与下臂开关元件3WL的连接点连接于形成电动机1的W相的驱动绕组1w。逆变器3对W相的驱动绕组1w施加W相的驱动电压。
逆变器3对U相、V相、W相的各相施加各相的驱动电压来驱动电动机1。
电流检测器2连接在直流电源5与逆变器3之间。电流检测器2检测逆变器母线电流。能够通过对逆变器母线电流进行转换来检测驱动绕组1u、1v、1w中流动的电流。下面，也有时将驱动绕组1u、1v、1w中流动的电流记述为“电动机电流”。逆变器3根据从控制电路4输出的PWM信号来施加各相的驱动电压，以驱动电动机1。
控制电路4具有驱动电压指令运算器11、电流检测PWM生成器12、脉冲调制器13以及PWM合成器14。
驱动电压指令运算器11根据由电流检测器2检测出的逆变器母线电流的电流值以及来自动作指令器6的指示内容来运算驱动电压指令。
脉冲调制器13将驱动电压指令转换为电动机驱动用PWM信号。
电流检测PWM生成器12生成电流检测用PWM信号。
PWM合成器14将电动机驱动用PWM信号与电流检测用PWM信号进行合成，来生成PWM信号。
所生成的三相PWM信号从PWM合成器14被输出到逆变器3。具体地说，三相的PWM信号被输出到各相的开关元件对3U、3V、3W。
在本实施方式1中的电动机控制装置中，例示电角度120～180°的情况来说明其动作。
图2是说明本发明的实施方式1中的单分路电流检测方式的PWM方式的波形图。如图2所示，在本实施方式1中的电动机控制装置中，电动机驱动用PWM信号UH1、VH1、WH1与以斜线部表示的电流检测用PWM信号UH2、VH2、WH2被合成而生成PWM信号UH、VH、WH。如图1所示，所生成的PWM信号UH、VH、WH从控制电路4被输出到逆变器3。利用该PWM信号UH、VH、WH驱动电动机1。
电动机驱动用PWM信号UH1、VH1、WH1是将驱动电压指令VuS、VvS、VwS与三角波TAW进行比较的结果所决定的。电流检测用PWM信号UH2、VH2、WH2具有检测电流所需的时宽。
在本实施方式1中，在电动机驱动用PWM信号UH1、VH1、WH1全部为低电平的定时施加电流检测用PWM信号UH2、VH2、WH2。引用图13来说明。在图13中以(a)来表示电动机驱动用PWM信号UH1、VH1、WH1全部变为低电平(“0”)的定时。该定时被称为“同极性定时”。
也就是说，在其它相的PWM信号UH、VH、WH不变化的定时，将电流检测用PWM信号UH2、VH2、WH2按顺序以相同的脉宽施加在针对U相、V相、W相的电动机驱动用PWM信号UH1、VH1、WH1上。
因此，这样生成的PWM信号与应该根据进行期望的电动机驱动所需的驱动电压指令的值生成的PWM信号在瞬间上不同。但是，这样生成的PWM信号虽然与原本应该生成的PWM信号不同，但是由于脉宽短，因此不会对电动机转矩产生影响。另外，PWM信号的一个周期的平均电压如进行期望的电动机驱动所需的驱动电压指令那样。
换言之，以不打乱PWM信号的一个周期内的驱动电压的平衡的方式在电动机驱动用PWM信号上施加电流检测用PWM信号。
此外，虽然在图2中没有示出，但是PWM信号UL、VL、WL分别是PWM信号UH、VH、WH的反转信号。
在此，说明在图2所示的施加电流检测用PWM信号UH2、VH2、WH2的期间前后的期间ta1～te1内电流检测器2中流动的电流。
图3A～图3E中示出了电流检测器2中流动的电流。也就是说，图3A～图3E是用于说明本发明的实施方式1中的电流检测器中流动的电流的说明图。图3A～图3E与图2中示出的期间ta1～te1对应。此外，在后述的说明中还引用图12、图13来说明。
如图12所示，在电角度120～180°时，控制电路4进行控制使得正的电流流过U相绕组1u、V相绕组1v。同样地，控制电路4进行控制使得负的电流流过W相绕组1w。
如图2所示，在期间ta1内，PWM信号UH、VH、WH全部为低电平(“0”)。如上所述，PWM信号UL、VL、WL分别是PWM信号UH、VH、WH的反转信号。因此，PWM信号UL、VL、WL全部为高电平(“1”)。因此，下臂开关元件3UL、3VL、3WL变为接通。图3A中示出了该状态。如图3A所示，在电流检测器2中不会检测出电流。
如图2所示，在期间tb1内，PWM信号UH、VL、WL变为高电平(“1”)。因此，上臂开关元件3UH和下臂开关元件3VL、3WL变为接通。图3B中示出了该状态。如图3B所示，在电流检测器2中检测出U相电流Iu。
下面，同样地，如图2所示，在期间tc1内，PWM信号UL、VH、WL变为高电平(“1”)。因此，上臂开关元件3VH和下臂开关元件3UL、3WL变为接通。图3C中示出了该状态。如图3C所示，在电流检测器2中检测出V相电流Iv。
如图2所示，在期间td1内，PWM信号UL、VL、WH变为高电平(“1”)。因此，上臂开关元件3WH和下臂开关元件3UL、3VL变为接通。图3D中示出了该状态。如图3D所示，在电流检测器2中检测出W相电流-Iw。
如图2所示，期间te1为与期间ta1同样的PWM信号。也就是说，PWM信号UL、VL、WL全部变为高电平(“1”)。因此，与期间ta1同样地，在电流检测器2中不会检测出电流。
这样，通过在电角度120～180°的情况下分别施加图2所示的电流检测用PWM信号UH2、VH2、WH2，可知以下的情况。即，图2所示的施加了电流检测用PWM信号UH2、VH2、WH2的状态为以箭头表示的定时tu、tv、tw。定时tu、tv、tw与tb1、tc1、td1相当。因而，可知在施加了电流检测用PWM信号UH2、VH2、WH2的状态下检测出U相电流Iu、V相电流Iv、W相电流Iw。
在图4中，按电角度汇总地示出了通过施加电流检测用PWM信号而检测出的电流。图4是表示能够利用本发明的实施方式1中的电流检测用PWM信号检测的电动机电流的关系图。图4所示的组合(i)、(j)、(k)与图2所示的期间tb1、tc1、td1对应。
根据以上的说明可以明确的是，根据本实施方式1，不使电动机驱动用PWM信号的脉宽增减，而能够在PWM信号的一个周期内稳定地检测电动机电流。因此，能够抑制因PWM信号的低次的频率成分产生的噪音。
通过设为本实施方式1，即使在两相以上的驱动电压指令变为接近的值的情况下，也能够通过施加电流检测用PWM信号来在PWM信号的一个周期内稳定地检测电动机电流。
其结果，无需按每个PWM周期对驱动电压指令进行调制或进行脉宽的校正。因此，能够实现抑制了噪音问题的单分路电流检测方式。
此外，在上述的说明中，在图2中例示按U相、V相、W相的顺序施加电流检测用PWM信号的情况来进行了说明。但是，无论以什么样的顺序施加电流检测用PWM信号，都能够起到利用本发明能够得到的效果。
另外，也能够使本实施方式1中的电动机控制装置如下。即，对三相按U相、V相、W相的顺序施加电流检测用PWM信号。而且，也能够仅针对两相进行电流检测，通过运算来求出与剩余的一相有关的电流检测。
(实施方式2)
接着说明本发明的实施方式2。本实施方式2的电动机控制装置的电路结构与图1所示的实施方式1相同。
除了上述的实施方式1以外，本发明的实施方式2中的电动机控制装置还具有以下的特征。
即，在本发明的实施方式2中的电动机控制装置中，PWM信号由三相构成。
特别是，控制电路4在其它相的PWM信号不变化的定时施加电流检测用PWM信号。控制电路4在该定时，对于两相的电动机驱动用PWM信号，与电动机驱动用PWM信号相独立地按顺序施加电流检测用PWM信号。控制电路4在该定时，对于剩余的一相的电动机驱动用PWM信号，以扩大电动机驱动用PWM信号的通电期间的方式追加地施加电流检测用PWM信号。
并且，在本发明的实施方式2中的电动机控制装置中，控制电路4将追加电流检测用PWM信号来生成的一相的PWM信号偏移PWM信号的半个周期的相位后输出。
在驱动三相电动机的情况下，无需将三相的电动机电流全部检测出。在驱动三相电动机的情况下，只要能够检测出两相的电动机电流，就能够通过运算来求出剩余的一相的电动机电流。
图5是用于说明本发明的实施方式2中的单分路电流检测方式的PWM方式的波形图。图6A～图6D是用于说明本发明的实施方式2中的电流检测器中流动的电流的说明图。图6A、图6B、图6C、图6D分别与图5的期间ta2、tc2、td2、te2对应。
下面，使用附图来详细地说明。
如图5所示，针对V相和W相这两相生成PWM信号VH、WH。PWM信号VH、WH具有电动机驱动用PWM信号VH1、WH1和电流检测用PWM信号VH2、WH2。作为PWM信号VH、WH，施加电动机驱动用PWM信号VH1、WH1。并且，对于PWM信号VH、WH，与电动机驱动用PWM信号VH1、WH1相独立地施加电流检测用PWM信号VH2、WH2。
针对三相电动机的作为剩余的一相的U相，生成PWM信号UH。PWM信号UH具有电动机驱动用PWM信号UH1和电流检测用PWM信号UH2。作为PWM信号UH，施加电动机驱动用PWM信号UH1。并且，对于PWM信号UH，对电动机驱动用PWM信号UH1追加地施加电流检测用PWM信号UH2。
在此，“与电动机驱动用PWM信号相独立地施加电流检测用PWM信号”是指以两方的信号变为高电平(“1”)的期间不会相互重叠的方式施加信号。
在图5中例示了以下的状态。即，对于V相、W相，与电动机驱动用PWM信号VH1、WH1相独立地按顺序施加电流检测用PWM信号VH2、WH2。对于U相，以扩大电动机驱动用PWM信号UH1的方式追加地施加电流检测用PWM信号UH2。
与实施方式1同样地，在本实施方式2中，例示电角度120°～180°的情况来说明。
根据图5、图6A～图6D的记载可以明确各相中流动的电流。
如图5所示，对于V相，在期间tc2施加电流检测用PWM信号VH2。图6B中示出了此时的各开关元件的状态。如图6B所示，上臂开关元件3VH和下臂开关元件3UL、3WL变为接通。其结果，在施加了电流检测用PWM信号VH2的期间tc2检测出V相电流Iv。
接着，如图5所示，对于W相，在期间td2施加电流检测用PWM信号WH2。图6C中示出了此时的各开关元件的状态。如图6C所示，上臂开关元件3WH和下臂开关元件3UL、3VL变为接通。其结果，在施加了电流检测用PWM信号WH2的期间td2检测出W相电流-Iw。
当检测出V相电流Iv、W相电流-Iw时，根据这些检测结果通过运算来求出U相电流Iu。
根据以上的说明可以明确的是，在本实施方式2中，即使在驱动电压指令VuS、VvS、VwS的两相以上变为接近的值的情况下，也能够通过施加电流检测用PWM信号来在PWM信号的一个周期内稳定地检测电动机电流。
其结果，无需按每个PWM周期对驱动电压指令进行调制或进行脉宽的校正。因此，能够实现抑制了噪音问题的单分路电流检测方式。
此外，在上述的说明中，在图5中，对各相施加了以下的电流检测用PWM信号。即，对于V相、W相，与电动机驱动用PWM信号VH1、WH1相独立地施加了电流检测用PWM信号VH2、WH2。对于U相，对电动机驱动用PWM信号UH1追加地施加了电流检测用PWM信号UH2。
只要起到同样的效果，则实现本实施方式2的组合不限定于上述的具体例。实现本实施方式2的组合也可以是其它组合。
(实施方式3)
接着说明本发明的实施方式3。图7是表示本发明的实施方式3中的电动机控制装置的电路结构的结构图。图8A～图8D是用于说明本发明的实施方式3中的电动机控制装置的与电动机负荷相应的动作的波形图，图8A、图8B是低负荷时的波形图，图8C、图8D是高负荷时的波形图。
除了上述的实施方式1、2以外，本发明的实施方式3中的电动机控制装置还具有以下的特征。
即，在本发明的实施方式3中的电动机控制装置中，追加电流检测用PWM信号而得到的一相的PWM信号是最大电压相。
另外，在本发明的实施方式3中的电动机控制装置中，控制电路40具备驱动电压指令运算器11、脉冲调制器13、电流检测PWM生成器12以及PWM合成器14。
驱动电压指令运算器11对逆变器母线电流和从控制电路40的外部得到的动作指令进行运算，来输出驱动电压指令。
脉冲调制器13基于驱动电压指令来生成电动机驱动用PWM信号。
电流检测PWM生成器12基于驱动电压指令来生成电流检测用PWM信号。
PWM合成器14在电动机驱动用PWM信号上施加电流检测用PWM信号来生成PWM信号。
并且，本发明的实施方式3中的电动机控制装置具备最大电压相判定器15和最大相PWM半周期操作器16。
最大电压相判定器15判定最大电压相。
最大相PWM半周期操作器16基于最大电压相判定器15的判定结果，将最大电压相的PWM信号偏移半个周期的相位。
控制电路40也可以具备最大电压相判定器15和最大相PWM半周期操作器16。
下面，使用附图来详细地说明。
如图7所示，在本实施方式3中的电动机控制装置中，对实施方式1、2所记载的控制电路4追加了最大电压相判定器15和最大相PWM半周期操作器16。
如实施方式1、2所示，需要在其它相的PWM信号不变化的定时在电动机驱动用PWM信号上施加电流检测用PWM信号。如图8A、图8B到图8C、图8D所示，对电动机1施加的负荷变大。如图8C、图8D所示，例如在驱动电压指令VuS变大的情况下，电动机驱动用PWM信号UH1的脉宽变大。
在该情况下，难以在其它相的PWM信号不变化的定时输出电流检测用PWM信号。因此，无法利用电流检测器2来检测电动机电流。
为了消除该问题，在本实施方式3中进行以下的应对。
即，在本实施方式3中，将实施方式2中示出的要将电流检测用PWM信号追加到电动机驱动用PWM信号的相设为由最大电压相判定器15判定出的驱动电压指令最大的相。图7中示出了最大电压相判定器15。
最大相PWM半周期操作器16针对由最大电压相判定器15选择出的相输出偏移了半个周期的PWM信号。在本实施方式3中，PWM信号仅偏移了半个周期。因此，在PWM信号的一个周期内，电动机1的驱动状态不变。
例示图9A所示的区间A来说明本实施方式3中的电动机控制装置的动作。
图9A～图9C是说明在本发明的实施方式3中的电动机控制装置中采用单分路电流检测方式来对三相电动机进行PWM驱动时的动作的波形图。具体地说，图9A是表示高负荷时的驱动电压指令的波形图。图9B是将PWM信号偏移半个周期的操作前的波形图。图9C是将PWM信号偏移半个周期的操作后的波形图。
在区间A中，电动机1的驱动电压指令最大的最大电压相是U相。此时，放大后的PWM信号如图9B所示。
根据图9B可以明确的是，驱动电压指令VuS大。因此，在如实施方式2那样施加电流检测用PWM信号的情况下，在施加V相、W相的电流检测用PWM信号VH2、WH2的中途，U相的PWM信号UH发生变化。因而，无法检测V相、W相中流动的电流。
因此，在本实施方式3中，针对作为最大电压相的U相的PWM信号UH，进行偏移PWM信号的半个周期的操作。图9C中示出了偏移PWM信号的半个周期后的状态。
如图9B所示，在使用实施方式2的控制方法的情况下，PWM信号UH在三角波TAW的峰侧变为低电平(“0”)。与此相对，如图9C所示，在使用本实施方式3的控制方法的情况下，PWM信号UH在三角波TAW的谷侧变为低电平(“0”)。另外，如图9C所示，在使用本实施方式3的控制方法的情况下，PWM信号UH在三角波TAW的峰侧变为高电平(“1”)。即可知，如果是图9C所示的本实施方式3，则PWM信号UH变为与图9B所示的实施方式2相比被偏移半个周期的波形。
如果设为这种PWM信号，则即使在V相、W相的电流检测用PWM信号VH2、WH2的施加过程中，包括U相的PWM信号UH在内的其它相的PWM信号也不会发生变化。其结果，能够利用电流检测器2稳定地检测电动机电流。
图10是表示在施加本实施方式3中的电流检测用PWM信号时能够检测的电动机电流的关系图。如图10所示，最大电压相每隔电角度120°就发生变化。因此，在本实施方式3中，使用最大电压相判定器15来判定最大电压相。基于该判定结果来切换是否使输出的PWM信号偏移半个周期的相位。
如图10所示，在组合(l)中，最大电压相为U相，检测出W相电流。同样地，在组合(m)中，最大电压相为U相，检测出V相电流。
以下同样地，在组合(n)中，最大电压相为V相，检测出W相电流。另外，在组合(o)中，最大电压相为V相，检测出U相电流。
并且，在组合(p)中，最大电压相为W相，检测出V相电流。另外，在组合(q)中，最大电压相为W相，检测出U相电流。
这样，根据本实施方式3，即使在电动机负荷变大而驱动电压指令值变大的情况下，也能够通过施加电流检测用PWM信号来在PWM信号的一个周期内稳定地检测电动机电流。
其结果，无需按每个PWM周期对驱动电压指令进行调制或进行脉宽的校正。因此，能够以简单的结构来实现抑制了噪音问题的单分路电流检测方式。
产业上的可利用性
根据本发明的电动机控制装置，即使使用以廉价的结构实现的单分路电流检测方式，也可以抑制噪音问题。因此，除无刷DC电动机以外还能够广泛地应用。
附图标记说明
1、21：电动机；2、22：电流检测器；3、23：逆变器；3U、3V、3W：开关元件对；3UH、3VH、3WH：上臂开关元件；3UL、3VL、3WL：下臂开关元件；4、24、40：控制电路；5、25：直流电源；6：动作指令器；11、26：驱动电压指令运算器；12：电流检测PWM生成器；13、27：脉冲调制器；14：PWM合成器；15：最大电压相判定器；16：最大相PWM半周期操作器；23UH、23VH、23WH：高电压侧开关元件；23UL、23VL、23WL：低电压侧开关元件。

Claims (8)

1.一种电动机控制装置，具备：
逆变器，其一方与直流电源连接，并且另一方与具有多相的驱动绕组的电动机连接，该逆变器具备多个开关元件对，该开关元件对具有配置于上述直流电源的高电压侧的上臂开关元件和配置于上述直流电源的低电压侧的下臂开关元件，上述上臂开关元件与上述下臂开关元件的连接点连接于形成上述电动机的各相的驱动绕组，该逆变器对上述多相的驱动绕组施加多相的驱动电压来驱动上述电动机；
电流检测器，其配置于上述直流电源与上述逆变器之间；以及
控制电路，其通过对由上述电流检测器检测的逆变器母线电流进行转换来检测流过上述驱动绕组的电流，对上述逆变器所具备的上述多个开关元件对输出多相的PWM信号，
其中，上述控制电路在用于驱动上述电动机的电动机驱动用PWM信号上施加用于检测上述逆变器母线电流的电流检测用PWM信号，来生成上述PWM信号。
2.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，
上述控制电路以不打乱上述PWM信号的一个周期内的上述驱动电压的平衡的方式在上述电动机驱动用PWM信号上施加上述电流检测用PWM信号。
3.根据权利要求2所述的电动机控制装置，其特征在于，
上述控制电路在其它相的上述PWM信号不变化的定时在上述电动机驱动用PWM信号上逐相地按顺序施加上述电流检测用PWM信号。
4.根据权利要求3所述的电动机控制装置，其特征在于，
上述PWM信号由三相构成，
上述控制电路在其它相的上述PWM信号不变化的定时，对于两相的上述电动机驱动用PWM信号，与上述电动机驱动用PWM信号相独立地按顺序施加上述电流检测用PWM信号，对于剩余的一相的上述电动机驱动用PWM信号，以扩大上述电动机驱动用PWM信号的通电期间的方式追加地施加上述电流检测用PWM信号。
5.根据权利要求4所述的电动机控制装置，其特征在于，
上述控制电路将追加上述电流检测用PWM信号来生成的一相的上述PWM信号偏移上述PWM信号的半个周期的相位后输出。
6.根据权利要求5所述的电动机控制装置，其特征在于，
追加上述电流检测用PWM信号而得到的一相的上述PWM信号是最大电压相。
7.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，
上述控制电路具备：
驱动电压指令运算器，其对上述逆变器母线电流和从外部得到的动作指令进行运算，来输出驱动电压指令；
脉冲调制器，其基于上述驱动电压指令来生成上述电动机驱动用PWM信号；
电流检测PWM生成器，其基于上述驱动电压指令来生成上述电流检测用PWM信号；以及
PWM合成器，其在上述电动机驱动用PWM信号上施加上述电流检测用PWM信号，来生成上述PWM信号。
8.根据权利要求7所述的电动机控制装置，其特征在于，还具备：
最大电压相判定器，其判定最大电压相；以及
最大相PWM半周期操作器，其基于上述最大电压相判定器的判定结果，将上述最大电压相的上述PWM信号偏移半个周期的相位。
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