CN104638964A - 驱动电源转换系统的方法、电源转换系统、及开关控制器 - Google Patents

驱动电源转换系统的方法、电源转换系统、及开关控制器 Download PDF

Info

Publication number
CN104638964A
CN104638964A CN201410645714.8A CN201410645714A CN104638964A CN 104638964 A CN104638964 A CN 104638964A CN 201410645714 A CN201410645714 A CN 201410645714A CN 104638964 A CN104638964 A CN 104638964A
Authority
CN
China
Prior art keywords
switching
vector
inverter
switches
state
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN201410645714.8A
Other languages
English (en)
Inventor
西蒙·大卫·哈特
安东尼·约翰·韦伯斯特
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Nidec Control Techniques Ltd
Original Assignee
Control Techniques Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Control Techniques Ltd filed Critical Control Techniques Ltd
Publication of CN104638964A publication Critical patent/CN104638964A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
    • H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53873—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with digital control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
    • H02M7/53876—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output based on synthesising a desired voltage vector via the selection of appropriate fundamental voltage vectors, and corresponding dwelling times

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

提供了驱动电源转换系统的方法、电源转换系统、及开关控制器。该系统包括彼此耦合的直流源和逆变器，逆变器接收来自直流源的直流电源，并包括交流端子和逆变器开关网络，交流端子用于以输出频率供给交流电，逆变器开关网络包括用于将直流电转换成交流电的多个转换开关。该方法包括：根据选定切换顺序，将控制信号施加到逆变器切换网络上，其中对应于需求矢量当前所处的切换方案中的需要部分实施切换顺序，切换方案对应于空间矢量调制方案中的需求矢量，在空间矢量调制方案中，静态活跃矢量在外围，静态零矢量在原点；存储多个同步切换方案；在低输出频率时，根据与静态活跃矢量有关的需求矢量的位置，通过应用第一同步切换方案实施同步切换顺序。

Description

驱动电源转换系统的方法、电源转换系统、及开关控制器
技术领域
本发明涉及一种用于控制电源转换器的方法和控制系统，该方法和控制系统通过调制电源转换器的开关设备中的开关信号实现，并且特别电源转换器中开关信号的调制。
背景技术
图1示出了众所周知的用于转换直流(DC)电101至交流(AC)输出103的三相电源逆变器100，此交流输出然后可连接至负载(未示出)。该逆变器包括逆变器切换网络102，逆变器切换网络102包括三个独立的相200，300，400(也分别称为相U，V，W)。每一相包含两个串联的开关：相200/U中的200a，200b；相300/V中的300a，300b；和相400/W中的400a，400b。开关200a，300a，和400a连接至正轨105(也可称为“上”开关)，开关200b，300b，和400b连接至负轨107(也可称为“下”开关)。在图1中，每个开关是一个IGBT(绝缘栅双极型晶体管)，并且，对于每一个IGBT，可看出与一个反并行的二极管并联。然而，具有快速切换功能的任何开关可被使用。控制系统108(例如处理器)提供驱动信号p，q，r(和反向信号p’，q’，r’)控制开关200a，200b，300a，300b，400a，400b的切换来控制逆变器100的交流输出。一个例子示出在US2012/0075892中。
通过组合六个开关的开关状态，可在交流输出端103产生正弦输出电流。但是，为了同一时间位于同一相位的两个开关不同时开启，逆变器100必须被控制，这样直流源101才不会短路。因此，如果200a处于打开状态，那么200b必须处于关闭状态，反之亦然；如果300a处于打开状态，那么300b必须处于关闭状态，反之亦然；如果400a处于打开状态，那么400b必须处于关闭状态，反之亦然。这导致逆变器有八种可能的切换矢量，如表1所示。在表1中，矢量值是三个上开关200a，300a，400a的状态，三个下开关200b，300b，400b必然处于相反状态以避免直流源短路。
表1
Vector 200a 300a 400a 200b 300b 400b VUW VWV VVU
V0＝{000} OFF OFF OFF ON ON ON 0 0 0 Zero
V1＝{100} ON OFF OFF OFF ON ON +Vdc 0 -Vdc Active
V2＝{110} ON ON OFF OFF OFF ON 0 +Vdc -Vdc Active
V3＝{010} OFF ON OFF ON OFF ON -Vdc +Vdc 0 Active
V4＝{011} OFF ON ON ON OFF OFF -Vdc 0 +Vdc Active
V5＝{001} OFF OFF ON ON ON OFF 0 -Vdc +Vdc Active
V6＝{101} ON OFF ON OFF ON OFF +Vdc -Vdc 0 Active
V7＝{111} ON ON ON OFF OFF OFF 0 0 0 Zero
图2示出了表1的六个活跃矢量和两个零电压矢量，并生动描绘在逆变器电压开关六边形中。这种三相系统的矢量表示对于本领域技术人员是公知的，在此将不做细节描述。但是，一般而言，三相系统中的任何电压能够用旋转矢量VS唯一表示，如图2所示。旋转矢量VS包括表1和图2示出的六个活跃矢量成份。这就是所谓的空间矢量调制(SWM:SpaceVector Modulation)。AC输出端103的电压能够通过脉冲宽度调制(PWM：pulse width modulation)技术改变两个零电压矢量V0和V7与活跃矢量VS(包括V1至V6的成份)之间的比率(调制系数)而变化。通过组合八个开关矢量SVM的目标接近于需要的电压矢量VS。一种接近方式是控制逆变器的平均输出值(在一小的时间段t内)等于相同时间段内的平均所需输出电压。因此，对于图2所示的VS(在V1和V2之间)，在各自时间期间的时间段t内应用了切换矢量V1和V2。
图3示出了根据现有技术的脉冲宽度空间矢量调制切换控制时间模式在两个PWM切换周期的一个实施例。每个上开关200a，300a，400a的切换函数是时间波形，当上开关处于打开状态时时间波形取值为1，当上开关处于关闭状态时时间波形取值为0，同样将认识到，每个低开关200b，300b，400b的切换函数将是相应上开关的相反值，用空载时间来防止短路。这样低表示相(例如200b，300b，400b)的低开关处于打开(ON)状态，高表示相(例如200a，300a，400a)的高开关处于打开(ON)状态(忽略空载时间保护)。参考图3，在第一期间t_0，所有的三个上开关200a，300a，400a都处于关闭(OFF)状态(值为0)，这生成了表1的矢量V0。V0是一个零矢量，因此时间期间t_0是一个非活跃期间。在第二期间t_1，开关200a取值为1，开关300a和400a取值为0，这生成了矢量V1，V1是一个活跃矢量。在第三期间t_2，开关200a和300a取值为1，开关400a取值为0，这生成了矢量V2，V2也是一个活跃矢量。最后，在第四期间t_3，所有的三个上开关200a，300a，400a都处于打开(ON)状态(值为1)，这生成了表1的零电压矢量V7。这样，切换循环的活跃期间ta是t_1和t_2，切换循环的非活跃期间ti是t_0和t_3。整个活跃期间ta(在该例中，t_1+t_2)与整个非活跃期间ti(在该例中，t_0+t_3＝ti)的比率决定了AC输出端的平均输出电压。图3示出了50％占空比(也就是50％活跃)的例子。其它占空比也是可实施的。
图3示出了两个PWM周期的典型的空间矢量调制(SVM：spacevector modulation)时间模式，用对称的切换(即t_0＝t_3)。图3中所示的t_0和t_3的比率是1:1.
图4示出了与输出电压角度相对的两个电压输出波形周期所需输出电压的D和Q轴成份。图5示出了一个循环的输出电压波形按照标刻在X和Y轴的所需输出电压的D和Q轴成份。
图6示出了对称切换(t_0＝t_3)与输出电压角度(直流线是250V，峰值需求是200Vll)相对的相电压Vu，Vv and Vw(关于图1所示的0V线，它是直流线的一半)。图7示出了在电动机负载下看到的线电压V_uw，V_vu和V_wv的结果线。
图8示出了D，Q图，该图显示了当U相上IGBT比其它IGBTs的导电时间长时的每相矢量电压Vu，Vv和Vw以及结果矢量V(粗体)，例如图3所示的开关控制时间模式。图8示出了每相电压矢量Vu，Vv和Vw如何产生30度的矢量V。注意W相是零电压，U相供给的电压(导电时间)高于V相。这可导致逆变器切换网络102的开关压力。
在低输出频率下(例如输出频率小于2Hz)，切换控制时间模式变化相对缓慢，每个独立开关200a，200b，300a，300b，400a，400b的温度可能变得过高，即使驱动器传送的电流低于逆变器额定输出电流，因为每个独立开关可能打开一段充足的时间以致开关产生过高的温度。
因为上述描述问题，以及其它的问题，开关电源转换器的控制是一增长的兴趣领域。
描述技术的一个目的是提供用于电源转换器的一种改进的方法和控制系统。
发明内容
本发明提供了一种驱动电源转换系统的方法，电源转换系统包括直流源和逆变器，所述逆变器连接至所述直流源，并被配置为接收来自于所述直流源的直流电源，所述逆变器包括一个或多个交流端子和逆变器切换网络，所述交流端子用于以输出频率供给交流电，所述逆变器切换网络包括用于将直流电转换成交流电的多个转换开关。根据第一实施例，所述方法包括：根据选定的切换顺序，对所述逆变器切换网络施加控制信号，其中对应于需求矢量当前所处的切换方案中的需要部分实施切换顺序，所述切换方案对应于空间矢量调制方案中的所述需求矢量，在所述空间矢量调制方案中，静态活跃矢量在外围，静态零矢量在原点；存储多个同步切换方案，在所述同步切换方案中，对于一个单独的切换周期，逆变器切换网络中至少两相的每一个中的开关从第一状态同时切换至第二状态，所述逆变器切换网络中至少一个其它相的相应开关处于指定状态，并且，所述至少两相的每一个中的开关从第二状态同时切换至第一状态，所述至少一个其它相的开关处于指定状态；以及在低输出频率时，依赖与所述静态活跃矢量有关的所述需求矢量的位置，通过应用所述同步切换方案中的第一同步切换方案来实施同步切换顺序。
对于特定的同步切换方案，每相的电压值可以是相同的，但是同步切换方案之间可以是不同的。
在低输出频率时，依赖与所述静态活跃矢量有关的所述需求矢量的位置，通过应用所述同步切换方案中的第一同步切换方案和第二同步切换方案来实施同步切换顺序。该方法进一步包括在所述第一同步切换方案和所述第二同步切换方案之间交替。所述第一同步切换方案和所述第二同步切换方案的实施顺序可从存储信息中读取，例如在查找表里。
实施的同步切换方案可以是为在所述当前需求矢量之前的静态矢量的同步切换方案。
在本申请中，低输出频率是指在0Hz与10Hz之间的输出频率，尤其是在0Hz与2Hz之间。
在一个实施例中，所述电源转换系统是三相电源转换系统，所述逆变器切换网络的每一相包括两个转换开关，有六个静态活跃矢量在外围，两个静态零矢量在原点，以及有六种同步切换方案。
对于每个同步切换方案，可生成等量的相电压。在不同的同步切换方案之间可实施不同的相电压量值。
本发明还提供了一种电源转换系统，包括：直流源；逆变器，所述逆变器连接至所述直流源，并被配置为接收来自于所述直流源的直流电源，所述逆变器包括一个或多个交流端子和逆变器切换网络，所述交流端子用于以输出频率供给交流电，所述逆变器切换网络包括用于将直流电转换成交流电的多个转换开关；以及，开关控制器，被设置用于根据选定的切换顺序，对所述逆变器切换网络实施控制信号，其中所述开关控制器设置用于对应于需求矢量当前所处的切换方案中的需要部分实施切换顺序，所述切换方案对应于空间矢量调制方案中的所述需求矢量，在所述空间矢量调制方案中，静态活跃矢量在外围，静态零矢量在原点；其中，所述开关控制器设置用于存储同步切换方案，在所述同步切换方案中，对于一个单独的切换周期，逆变器切换网络中至少两相的每一个中的开关从第一状态同时切换至第二状态，所述逆变器切换网络中至少一个其它相的相应开关处于指定状态，并且，所述至少两相的每一个中的开关从第二状态同时切换至第一状态，所述至少一个其它相的开关处于指定状态；其中，所述开关控制器被设置为：在低频率时，依赖与所述静态活跃矢量有关的所述需求矢量的位置，通过应用所述同步切换方案中的第一同步切换方案来实施同步切换顺序。
本发明还提供了一种用于电源转换系统的开关控制器，所述电源转换系统包括直流源和逆变器，所述逆变器连接至所述直流源，并被配置为接收来自于所述直流源的直流电源，所述逆变器包括一个或多个交流端子和逆变器切换网络，所述交流端子用于以输出频率供给交流电，所述逆变器切换网络包括用于将直流电转换成交流电的多个转换开关；所述开关控制器被设置为：在使用中，根据选定的切换顺序，对所述逆变器切换网络实施控制信号，其中所述开关控制器设置用于对应于需求矢量当前所处的切换方案中的需要部分实施切换顺序，所述切换方案对应于空间矢量调制方案中的所述需求矢量，在所述空间矢量调制方案中，静态活跃矢量在外围，静态零矢量在原点；其中，所述开关控制器设置用于存储同步切换方案，在所述同步切换方案中，对于一个单独的切换周期，逆变器切换网络中至少两相的每一个中的开关从第一状态同时切换至第二状态，所述逆变器切换网络中至少一个其它相的相应开关处于指定状态，并且，所述至少两相的每一个中的开关从第二状态同时切换至第一状态，所述至少一个其它相的开关处于指定状态；其中，所述开关控制器被设置为：在低频率时，依赖与所述静态活跃矢量有关的所述需求矢量的位置，通过应用所述同步切换方案中的第一同步切换方案来实施同步切换顺序。与所描述技术一个方面有关的特点和优点也适用于所描述技术的另一方面。
附图说明
现有技术的描述请参考附图1至附图8，其中：
图1示出了根据现有技术的三相逆变器；
图2示出了图1的三相逆变器的电压开关六边形；
图3示出了根据现有技术的遍布两个切换周期的空间矢量调制实施例；
图4示出了根据现有技术的与输出电压角度相对的两个电压输出波形周期所需输出电压的D和Q轴成份的实施例；
图5示出了根据现有技术的按照标刻在X和Y轴的所需输出电压的D和Q轴成份的实施例；
图6示出了根据现有技术的对称切换(t_0＝t_3)与输出电压角度相对的相电压(是直流总线的一半)的实施例；
图7示出了根据现有技术的在电动机负载下看到的线电压的结果线实施例；
图8是D，Q图，示出了每相矢量电压Vu，Vv和Vw以及结果输出矢量(粗体)；
现在将参考图9-23仅通过实施例进一步描述所述技术，其中：
图9示出了根据本发明一种实施方式的遍布两个切换周期的空间矢量调制的一个实施例；
图10示出了根据本发明一种实施方式的遍布两个切换周期的空间矢量调制的一个实施例；
图11示出了根据本发明一种实施方式的遍布两个切换周期的空间矢量调制的一个实施例；
图12示出了根据本发明一种实施方式的遍布两个切换周期的空间矢量调制的一个实施例；
图13示出了根据本发明一种实施方式的遍布两个切换周期的空间矢量调制的一个实施例；
图14示出了根据本发明一种实施方式的遍布两个切换周期的空间矢量调制的一个实施例；
图15在D，Q图上示出了同步的开关矢量(编号0-6)；
图16示出了两个循环的输出电压波形的同步开关矢量(如箭头指示)；
图17示出了每相矢量电压如何产生同步的开关矢量0；
图18根据本发明的一种实施方式在D，Q图上示出了同步的开关矢量，D，Q图显示了需求矢量和选定的同步开关矢量；
图19示出了根据图18实施方式在两个电周期的相相间电压和原始需求的量化；
图20根据本发明的另一实施方式在D，Q图上示出了同步的开关矢量，D，Q图示出了需求矢量和选定的同步开关矢量；
图21根据本发明的又一实施方式在D，Q图上示出了同步的开关矢量，D，Q图示出了需求矢量和选定的同步开关矢量；
图22示出了根据本发明一种实施方式的控制三相逆变器的流程图；
图23示出了根据本发明一种实施方式的三相逆变器。
具体实施方式
对于电源转换器，例如如图1所示，在低输出频率时(例如输出频率低于大约2Hz)，开关控制定时模式变化相对缓慢，任何单独开关200a，200b，300a，300b，400a，400b的温度变得过高。使用提出的技术，在低频时，特定的空间矢量调制定时模式在此称为“同步切换”矢量时间模式或者“同步切换方案”。这些定时模式导致输出电压角度量化为矢量位置，其中，在这些矢量位置所述半导体开关的压力是最平衡的。典型地，两相的切换是同时发生的(即t_1＝0或者t_2＝0)。在每个同步切换方案里每相的电压的幅值也是相等的。
现在将描述同步切换矢量角。在低输出频率，即数万赫兹或者更低频率时(例如少于大约2Hz)，输出电压角量化于波形中没有单个开关(例如IGBT)在峰值压力下的位置，这旨在避免一相的开关比另一相的开关导电时长而产生的矢量，包括电压与特定相对准时的角度，特定相是指该相中开关的打开(ON)时间是其它相的两倍。
图9示出了一种“同步切换”矢量定时模式。这是切换矢量V1{100}。V和W相的上切换装置和下切换装置在两个切换方向上同时切换(t_2等于零)。也就是说，在示出的切换模式中，至少两相中每一相的开关同时从第一状态切换至第二状态。至少两相中每一相的开关也可同时从第二状态切换至第一状态。在活跃期间ta，U相切换装置控制模式接近V和W相切换装置控制模式的反相。在这种情况下，在半个PWM周期，活跃期间ta等于t_1，t_2等于零，非活跃期间等于t_0加t_3。
对于对称切换(图9中t_0等于t_3)，A的长度等于B的长度加活跃期间2*(t_1)(忽略死区时间)。也就是说，对于一个单独的PWM切换周期，相U的一个开关(比如上开关)处于高状态的时间长度等于V和W两相中相应开关(即上开关)处于高状态的时间长度加活跃期间2*(t_1)，反之亦然，即：对于一个单独的PWM切换周期，V和W两相中两个开关(比如上开关)处于高状态的时间长度等于相U的相应开关(即上开关)处于高状态的时间长度加活跃期间2*(t_1)。
图10示出了另一种“同步切换”矢量定时模式。这是切换矢量V2{110}。当t_1等于零时，U和V相上切换装置和下切换装置同时切换。W相切换装置控制模式的活跃期间是U和V相开关装置控制模式的反相。在这种情况下，在半个PWM周期，活跃期间等于t_2，t_1等于零，非活跃期间等于t_0加t_3。
每个电周期有六个“同步切换”矢量定时模式，有三相切换顺序，每个切换顺序中t_1或者t_2等于零。
在描述的技术中，Vs的量值由V0(或者V7)与Vu的比值控制，Vv和Vw和Vw是相等的(尽管它们可能是不同符号的)。
这样，忽略死区时间，两个上开关(200a，300a，400a)和一个下开关(200b，300b，400b)将同时切换，另一个上开关和两个下开关将同时切换。这在每一组三个IGBT上产生相似的压力(假设在很低输出频率下有减小的电流滞后影响)。
图11示出了开关矢量V3{010}的“同步切换”矢量定时模式。
图12示出了开关矢量V4{011}的“同步切换”矢量定时模式。
图13示出了开关矢量V5{001}的“同步切换”矢量定时模式。
图14示出了开关矢量V6{101}的“同步切换”矢量定时模式。
可以理解的是，每个上开关200a，300a，400a的切换定时模式可以是所示切换模式的反转，每个下开关200b，300b，400b的开关函数将是相应上开关的反转。
图15在D，Q图上示出了三相驱动的六种同步开关矢量角(编号0至5)。图15也示出了每相矢量方向；
图16示出了相输出电压波形的两个循环周期的同步开关矢量角(由箭头指示)。图16示出了图15中所示的六种同步开关矢量角使用时的相输出电压波形的两个循环周期。有六种矢量角，在每种矢量角下所有相以同步方式切换，从零角开始，步长是60度。
图17是一幅D，Q图，示出了同步开关矢量(编号0至5，由图9至14分别示出)。图17示出了每相矢量电压Vu，Vv和Vw如何产生“同步的切换”矢量0(粗体)。注意每相电压Vu，Vv和Vw中的每一个都是相同长度(即相同量值)以便IGBT导通时间是均衡的。
因此开关控制器108设置用于存储同步切换方案，包括：对于一个单独的切换周期，一个活跃周期中，至少两相处于第一状态，至少一相处于第二状态，并且至少两相大体上从第一状态同步切换至第二状态，至少一相保持在第二状态，并且至少两相大体上从第二状态同步切换至第一状态，至少一相保持在第二状态(如图9，11和13所示)，并且同步切换方案包括：对于一个单独的切换周期，一个相位都处于第一状态的非活跃周期中，至少两相大体上从第一状态同步切换至第二状态，至少一相在第一状态，并且至少两相大体上从第二状态同步切换至第一状态，至少一相在第一状态(如图10，12和14所示)。对于给定的同步切换方案，每一相电压的量值是相同的，但是在各个同步切换方案之间可是不同的。
因此多个同步切换方案被存储，其中逆变器切换网络中至少两相的每一个相中的开关大体从第一状态同时切换至第二状态，逆变器切换网络中至少一个其它相的一个相应开关不被同时切换，并且，所述至少两相的每一个中的开关从第二状态同时切换至第一状态，至少一个其它相的开关不被同时切换。
这些同步切换方案应用在低频时，对于给定的同步切换方案，每相电压的量值是相同的，因此提供均衡的开关导通时间。根据选定的切换顺序，将控制信号应用在逆变器切换网络中，其中对应于需求矢量当前所在位置的切换方案的所需部分实施切换顺序，该切换方案对应于空间矢量调制方案中的需求矢量，在该空间矢量调制方案中，静态活跃矢量在外围，静态零矢量在原点。
在本文中展示了三种相关的方法，这三种方法应用的是同一基本原理。这些方法使用“同步切换”矢量定时模式，但是有不同的计算需求和角度量化。
方法一——最大角量化简易选择法
该方法需要最低数量的计算，但在输出电压矢量位置导致最大量化步长，产生梯形电压，梯形电压导致大电流和转矩波动。
图18在D，Q图上示出了“同步切换”矢量角(编号0至5)，D，Q图显示了需求矢量和选定的粗体“同步切换”矢量。在第一实施方式中，选定的“同步切换”矢量是在需求电压之前产生的。
图19示出了根据图18实施方式在两个电周期的相相间电压(粗线显示)和原始需求(轻线显示)的量化。
随着需求矢量角旋转，实际的输出电压矢量从六个“同步切换”矢量中的一个移到下一个。仅当需求通过所述“同步切换”矢量时变化发生，以在停止点(0Hz)避免振荡。例如，当需求矢量角在1与60度之间时，对逆变器切换网络的控制信号显示在图9中。当需求矢量角在61与120度之间时，对逆变器切换网络的控制信号显示在图10中。当需求矢量角在121与180度之间时，对逆变器切换网络的控制信号显示在图11中。当需求矢量角在181与240度之间时，对逆变器切换网络的控制信号显示在图12中。当需求矢量角在241与300度之间时，对逆变器切换网络的控制信号显示在图13中。当需求矢量角在301与360度之间时，对逆变器切换网络的控制信号显示在图14中。
该方法也延伸至额外的低频(<0.1Hz)和在0Hz时，以减少各个IGBT的导通时间。这也能够通过省略“同步切换”矢量实现，在此期间，最热的IGBT将比互补的低IGBT切换较长的时间。这种方法可产生变化的电压矢量输出，甚至在零需求频率下，因为不同的IGBT变成最热的。时间常数(例如一秒)和温度滞后可被使用。
根据第一实施方式，在低频时，根据一旦所需需求通过电流“同步切换”矢量产生的切换模式之间切换所需的电压，图9至14所示的切换模式被连续使用。应当理解的是，这会导致相对粗的量化，并且在低频时，这可足够避免在仍提供低频输出时所涉及的开关过热。
方法二——基于时隙的增强矢量和模式选择
该方法需要中等量的计算，并减少角量化步长的大小。
根据第二实施方式，依然使用电压“同步切换”矢量定时模式时，在“同步切换”矢量之间产生平均电压矢量角。这可通过使用交替的模式来选择两个“同步切换”矢量而实现，“同步切换”矢量为边界框60度内的扇形，所需输出矢量角位于其中。
在设定的期间提供交替的模式，设定的期间为：在60度扇区内两条边界线“同步切换”矢量中的每一个的序号比正比于输出矢量角。
根据第二实施方式，输出矢量在两个“同步切换”矢量之间交替。在60度扇区内应用的两条边界线“同步切换”矢量中的每一个的数量的比值正比于输出矢量角。
考虑到图20所示的简单例子，其中所需输出电压矢量Vd在箭头指示的角度——在矢量1与矢量2之间的60度扇区的中间。
与图18和19讨论的第一实施方式相比，在第二实施方式中，通过交替“同步切换”矢量1与2产生需求矢量，由图形示出。对于图20所示的角度(位于60度扇区的中线)，以1:1的比率进行交替。注意结果合成的“需求矢量”在量值上小于“同步切换”矢量，以致矢量1和2的量值能被增加而进行补偿。图20示出了从上述实施例合成的需求矢量。
当需求矢量通过“同步切换”矢量时，使用的“同步切换”矢量可被选择，这与上述的第一种方法相似。交替“同步切换”矢量的模式和误差补偿可使用简单的查找表来提供。
这种方法产生的附加矢量的量化取决于PWM切换周期和附加矢量产生的时间周期。例如，在16kHz的切换频率(PWM周期＝62.5us)时，在1ms模式期间有16次循环，在此期间输出矢量在两个“同步开关”矢量之间交替。因此(对于16kHz的切换循环)在1ms期间每个矢量有8次。
根据第二实施方式，在低频时，基于需求电压在60度扇区内交替使用两种连贯的同步切换模式(例如如图9至14所示)。一旦所需需求通过电流“同步切换”矢量，就会在切换模式之间产生切换，将被认识到，相比第一种方法，这会导致精细的量化，并且在低频时，这可足够避免在仍提供低频输出信号时所涉及的开关过热。
一种实施方式可以采用在每个“同步切换”矢量上花费最小量的连续切换周期时间来减少纹波。例如，当输出矢量角是在矢量1与矢量2之间的30度时(图20所示)，交替应用的切换定时模式由图10和11示出。装置可在这些矢量之间切换以致在60度扇区(例如1，2，1，2，1，2)内使用相同时间量的矢量。
可替代地，如果一个开关的温度高于其它开关的温度，这种方式下所应用的定时模式可被相应改变。例如，相U的上开关比其它开关热。在图10所示的切换模式的活跃期间t_2，相U和V的上开关是打开的。在图11所示的切换模式的活跃期间t_2，仅仅相V的上开关是打开的。装置因此在这两种模式之间切换，在图10示出的模式之前支持图11所示的切换模式，以便相U的上开关有机会冷却。装置因此可在如下方式的这些矢量之间交替变化，例如：2，2，2，2，2，1，1，1，1，1。比值保持在1:1，但以不同的顺序应用切换模式。也可应用其它方法，例如2，2，1，2，2，1，2，1，1，1，等。
交替“同步开关”矢量的模式和误差补偿可使用简单的查找表来提供。量化等级也可使用相关的查找表来选择。
在第二实施方式中，依然使用电压“同步切换”矢量定时模式时，在“同步切换”矢量之间产生平均电压矢量角。这可通过使用交替的模式来选择两个“同步切换”矢量而实现，“同步切换”矢量为边界框60度内的扇区，所需输出矢量角位于其中。“同步切换”矢量的量值是相同的。
方法三——基于矢量长度比值的增强矢量和模式选择
这种方法需要最高数量的计算，但在平均输出电压矢量上能够提供很小的量化步长。
根据第三实施方式，使用不等量值交替变换“同步切换”，以产生所用的“同步开关”矢量之间角度的平均矢量。图21示出了使用不等量值交替的“同步切换”矢量产生的平均需求矢量，也就是说，对于每个同步切换矢量，每相电压的量值是相等的但是在同步切换矢量之间相电压可是不同的。
该方法使用一个“同步切换”矢量定义d轴来减少计算。另一个“同步切换”矢量因此与所定义的d轴成60度。
把需求矢量转化成d和q分量。使用这些分量为两个“同步切换”矢量R和S提供量值，应用的R和S如上述第二实施方式所讨论。
| R | = 4 * Demand Q 3
| S | = ( 2 * Demand D ) - ( 2 * Demand Q 3 )
上述方程为交替变换的“同步切换”矢量R和S生成矢量长度(即量值)。d轴设置为矢量R的角度。下表给出了由“同步切换”矢量R和S围成的扇区以一度为步长的“同步切换”矢量量值。
例如，如果需求矢量与切换矢量R成51度角，那么控制108使切换矢量S为1.79的相量值，切换矢量R为0.36的相量值。用合适的相电压量值同步切换矢量R和S可被每次实施一个，或者以交替模式实施，例如R-S-R-S-R-S-R-S等。这种信息可被存储，第一和第二同步切换方案的实施顺序可从存储的信息里读出。例如，每单位查找表可被用于减少计算量。
图22是根据本公开一种实施方式的控制三相逆变器的流程图。该过程从操作220开始，首先确定电源转换系统所需的输出电压频率是否是低的，操作221。关于此点低输出频率意为低于10Hz，尤其是低于2Hz(包括0Hz)。如果答案为否，那么该过程返回开始，操作220。如果对操作221的答案为是，那么该过程继续操作222，实施由所需输出电压角确定的同步切换方案。例如，根据以上描述并参考描述的第一方法和图9和17，当所需输出电压角在1和60度之间时，实施图9所示的同步切换方案0，当所需输出电压角如以上描述时，实施其它的同步切换方案0至5(分别由图10至14所示)。在操作223，确定所需输出电压角是否导致同步切换方案的变化。如果对操作223的答案为否定的，那么该过程返回操作221。如果对操作223的回答是肯定的，那么根据所需输出电压角实施新的同步切换方案。该过程然后返回操作221。
在此描述的技术旨在提供基于空间矢量选取的热控制。这种热控制被提供用于在低输出频率时延迟必需的电流速率减少。该技术使用特定的输出电压矢量(叫“同步切换”矢量)，这些矢量导致输出电压角度量化为矢量位置，矢量位置的半导体开关压力是最平衡的。对于每一个同步切换矢量(或者同步切换方案)，每相电压的量值在给定的PWM开关循环里是相同的，也就是说，相U中电压的量值与相V中的是一样的，同样与相W中的也一样。
当驱动在低输出频率下供给时，现有技术的方法简单减少了电流速率。该技术延迟、或者移除需求以在低输出频率下降低电流速率。最后，该技术由于过度的转换温度降低了驱动脱扣的概率。
图23示出了根据本发明一种实施方式的三相逆变器。与图1一样，图23示出了用于转换直流(DC)电101至交流(AC)输出103的三相电源逆变器100，此交流输出然后可连接至电机负载。该逆变器包括逆变器切换网络，逆变器切换网络包括三个独立的相200，300，400。每一相包含两个串联的开关：相200中的200a，200b；相300中的300a，300b；以及相400中的400a，400b。开关200a，300a，和400a连接至正轨105(也可称为“上”开关)，开关200b，300b，和400b连接至负轨107(也可称为“下”开关)。在图8中，每个开关是一个IGBT(绝缘栅双极型晶体管)。然而，具有快速切换功能的任何开关可被使用。
图23也示出了温度传感器500a，500b，500c，500d，500e和500f，用于感知相联的开关200a，200b，300a，300b，400a，400b的温度。这些温度传感器可以是任何适用于感知各个开关200a，200b，300a，300b，400a，400b温度的传感器。例如温度传感器500可包括在相关PCB上靠近每个开关200a，200b，300a，300b，400a，400b放置的热电偶。如上所述，实施的同步切换方案可根据各个温度传感器感知的温度改变。例如，涉及过热开关的同步切换方案可被忽略。
该技术描述涉及到多个个同步切换方案的存储，在该同步切换方案中，逆变器切换网络中至少两相的每一个相中的开关大体从第一状态同时切换至第二状态(考虑到死区时间以防止短路)。不是所有相被同时切换。在至少两相中的开关从第一状态切换至第二状态时，逆变器切换网络中至少一个其它相在指定状态，即：同时其它相不被切换。相似地，当至少两相的每一个中的开关从第二状态同时切换至第一状态时，至少一个其它相的开关处于指定状态。
在前述说明书中，参考具体实施方式描述了该技术。很显然，不背离本技术的范围，会有各种修改和变化。因此，说明书和附图应看作是阐明而不是限制意义。
请注意，描述的方法在特定的顺序实施。但是，对本领域技术人员来说，很清楚根据环境的不同任何执行的操作可以变化，因此不限制于在此描述的顺序。
也请注意，描述方法的地方也意在寻求设备的保护，该设备用于执行方法以及相互独立保护的技术特征的地方，这些技术特征可连同其它权利要求的技术特征使用。
在此描述的实施方式与IGBT开关有关。但是描述的方法和装置不限制于开关的这些类型，也可适用于其它开关。

Claims (13)

1.一种驱动电源转换系统的方法，其特征在于，所述电源转换系统包括：直流源和逆变器，所述逆变器耦合至所述直流源，并被配置为接收来自于所述直流源的直流电源，所述逆变器包括一个或多个交流端子和逆变器切换网络，所述一个或多个交流端子用于以输出频率供给交流电，所述逆变器切换网络包括用于将直流电转换成交流电的多个逆变器开关；所述方法包括：
根据选定的切换顺序，将控制信号施加到所述逆变器切换网络上，其中，对应于需求矢量当前所处的切换方案中的期望部分施加切换顺序，所述切换方案对应于空间矢量调制方案中的所述需求矢量，在所述空间矢量调制方案中，静态活跃矢量在外围，静态零矢量在原点；
存储多个同步切换方案，在所述多个同步切换方案中，对于单独的切换周期，逆变器切换网络中至少两相的每一相中的开关从第一状态同时切换至第二状态，所述逆变器切换网络中至少一个其它相的相应开关处于给定状态，并且，所述至少两相的每一相中的开关从第二状态同时切换至第一状态，所述至少一个其它相的开关处于所述给定状态；以及
在低输出频率时，根据与所述静态活跃矢量有关的所述需求矢量的位置，通过应用所述多个同步切换方案中的第一同步切换方案来实施同步切换顺序。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括：在低输出频率时，根据与所述静态活跃矢量有关的所述需求矢量的位置，通过所述多个同步切换方案中的第一同步切换方案和所述多个同步切换方案中的第二同步切换方案来施加同步切换顺序。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，还包括：在所述第一同步切换方案和所述第二同步切换方案之间交替。
4.根据权利要求2或3所述的方法，其特征在于，还包括：从存储信息中读取所述第一同步切换方案和所述第二同步切换方案的实施顺序。
5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述信息存储在查找表里。
6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，实施的同步切换方案是为得到在当前需求矢量之前的静态矢量的同步切换方案。
7.根据任一前述权利要求所述的方法，其特征在于，所述低输出频率是指在0Hz与10Hz之间的输出频率。
8.根据任一前述权利要求所述的方法，其特征在于，所述低输出频率是指在0Hz与2Hz之间的输出频率。
9.根据任一前述权利要求所述的方法，其特征在于，所述电源转换系统是三相电源转换系统，所述逆变器切换网络的每一相包括两个转换开关，有六个静态活跃矢量在外围，两个静态零矢量在原点，以及有六种同步切换方案。
10.根据任一前述权利要求所述的方法，其特征在于，还包括：为每一个同步切换方案生成等量的相电压。
11.根据任一前述权利要求所述的方法，其特征在于，在不同的同步切换方案之间实施不同的相电压量值。
12.一种电源转换系统，其特征在于，包括：
直流源；
逆变器，所述逆变器连接至所述直流源，并被配置为接收来自于所述直流源的直流电源，所述逆变器包括一个或多个交流端子和逆变器切换网络，所述交流端子用于以输出频率供给交流电，所述逆变器开关网络包括用于将直流电转换成交流电的多个转换开关；以及
开关控制器，设置用于根据选定的切换顺序，对所述逆变器切换网络实施控制信号，其中所述开关控制器设置用于对应于需求矢量当前所处的切换方案中的需要部分实施切换顺序，所述切换方案对应于空间矢量调制方案中的所述需求矢量，在所述空间矢量调制方案中，静态活跃矢量在外围，静态零矢量在原点；
其中，所述开关控制器设置用于存储同步切换方案，在所述同步切换方案中，对于一个单独的切换周期，逆变器切换网络中至少两相的每一个中的开关从第一状态同时切换至第二状态，所述逆变器切换网络中至少一个其它相的相应开关处于指定状态，并且，所述至少两相的每一个中的开关从第二状态同时切换至第一状态，所述至少一个其它相的开关处于指定状态；和
其中，所述开关控制器被设置为：在低频率时，依赖与所述静态活跃矢量有关的所述需求矢量的位置，通过应用所述同步切换方案中的第一同步切换方案来实施同步切换顺序。
13.一种用于电源转换系统的开关控制器，所述电源转换系统包括直流源和逆变器，所述逆变器连接至所述直流源，并被配置为接收来自于所述直流源的直流电源，所述逆变器包括一个或多个交流端子和逆变器切换网络，所述交流端子用于以输出频率供给交流电，所述逆变器切换网络包括用于将直流电转换成交流电的多个转换开关；其中，
所述开关控制器被设置为：在使用中，根据选定的切换顺序，将控制信号施加到所述逆变器切换网络上，其中，对应于需求矢量当前所处的切换方案中的需要部分施加切换顺序，所述切换方案对应于空间矢量调制方案中的所述需求矢量，在所述空间矢量调制方案中，静态活跃矢量在外围，静态零矢量在原点；
其中，所述开关控制器设置用于存储同步切换方案，在所述同步切换方案中，对于一个单独的切换周期，逆变器切换网络中至少两相的每一相中的开关从第一状态同时切换至第二状态，所述逆变器切换网络中至少一个其它相的相应开关处于给定状态，并且，所述至少两相的每一相中的开关从第二状态同时切换至第一状态，所述至少一个其它相的开关处于指定状态；以及
其中，所述开关控制器被设置为：在低频率时，根据与所述静态活跃矢量有关的所述需求矢量的位置，通过应用所述同步切换方案中的第一同步切换方案来实施同步切换顺序。
CN201410645714.8A 2013-11-12 2014-11-12 驱动电源转换系统的方法、电源转换系统、及开关控制器 Pending CN104638964A (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
GB1319921.1 2013-11-12
GB1319921.1A GB2520089B (en) 2013-11-12 2013-11-12 Modulation of switching signals in power converters

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN104638964A true CN104638964A (zh) 2015-05-20

Family

ID=49818476

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201410645714.8A Pending CN104638964A (zh) 2013-11-12 2014-11-12 驱动电源转换系统的方法、电源转换系统、及开关控制器

Country Status (5)

Country Link
US (1) US20150131351A1 (zh)
EP (1) EP2871767A3 (zh)
CN (1) CN104638964A (zh)
GB (1) GB2520089B (zh)
IN (1) IN2014MU02992A (zh)

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102012210641A1 (de) * 2012-06-22 2013-12-24 Robert Bosch Gmbh Verfahren und Vorrichtung zum Ansteuern eines Wechselrichters
DE102012210667A1 (de) * 2012-06-22 2013-12-24 Robert Bosch Gmbh Verfahren und Vorrichtung zum Ansteuern eines Wechselrichters
FR3050336B1 (fr) * 2016-04-15 2018-05-04 Continental Automotive France Procede de diagnostic de la commande en courant d'un moteur electrique d'un vehicule automobile
CN111541358B (zh) * 2020-03-25 2023-07-07 西安电子科技大学 变频开关序列控制方法、系统、存储介质、装置及应用
GB2602338B (en) * 2020-12-23 2023-03-15 Yasa Ltd A Method and Apparatus for Cooling One or More Power Devices
CN116054620A (zh) * 2021-10-28 2023-05-02 台达电子工业股份有限公司 功率转换器的控制方法与功率转换器
CN116032269B (zh) * 2023-03-28 2023-07-25 中国电子科技集团公司第十研究所 一种电流量化矢量插值阵列和有源矢量调制架构

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2006022142A1 (ja) * 2004-08-27 2006-03-02 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha ３相ｐｗｍ信号発生装置
DE602008000801D1 (de) * 2008-05-13 2010-04-22 St Microelectronics Srl Strangstrommessungen an einer Drehstrombrücke mit einem einzigen, gemeinsamen Stromsensor im Gleichspannungszwischenkreis
CN101783608A (zh) * 2010-03-16 2010-07-21 浙江大学 最小电压有源箝位三相并网逆变器
US8503207B2 (en) * 2010-09-29 2013-08-06 Rockwell Automation Technologies, Inc. Discontinuous pulse width drive modulation method and apparatus for reduction of common-mode voltage in power conversion systems

Also Published As

Publication number Publication date
US20150131351A1 (en) 2015-05-14
EP2871767A3 (en) 2015-12-23
GB2520089B (en) 2016-07-13
EP2871767A2 (en) 2015-05-13
IN2014MU02992A (zh) 2015-10-09
GB201319921D0 (en) 2013-12-25
GB2520089A (en) 2015-05-13

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN104638964A (zh) 驱动电源转换系统的方法、电源转换系统、及开关控制器
US10291174B2 (en) Control apparatus for power conversion apparatus
JP4582168B2 (ja) 回転機の制御装置、及び回転機の制御システム
EP2923438B1 (en) Multilevel converter
US8233294B2 (en) Method and system for controlling a power converter system connected to a DC-bus capacitor
JP2009232530A (ja) 回転機の制御装置、及び回転機の制御システム
US9543868B2 (en) Apparatus for controlling rotary electric machine
JP2007282297A (ja) 多相回転電機の制御装置
JP5449441B2 (ja) 同期機制御装置
EP3343758B1 (en) Semiconductor device and power conversion device
JP4085976B2 (ja) インバータの制御装置及び制御方法
CN107710596B (zh) 旋转电机控制装置
JP2004350491A (ja) ３相モーター駆動用インバーターの制御装置及び制御方法
JP2005057995A (ja) ゼロ・ベクトル変調手法を利用して低出力周波数で動作する電源インバータの改善された熱管理のための方法とシステム
JP5042512B2 (ja) 電力制御装置
JP2021112072A (ja) 回転電機制御装置
JP2009131021A (ja) モータ駆動システム
US11303224B2 (en) Inverter device with high follow-up capability
Kashani et al. Reduction of torque ripple in an electrolytic capacitor-less BLDC motor drive by simultaneous speed and torque control method
CN104038116A (zh) 采用功耗均衡式pwm调制的无刷直流电机控制方法
JP2003209976A (ja) Ｐｗｍインバータ装置及びその電流検出方法
JP2005312274A (ja) 交流電動機の制御装置
JP2006121877A (ja) モータ制御装置
JP2004072954A (ja) モーター制御装置および方法
JP5447136B2 (ja) 多相インバータ装置

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication

Application publication date: 20150520

WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication