JP2005312274A - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】三角波の周波数を上げることなく、また、より高速なマイクロコンピュータを使用することなく電流制御応答の向上を実現すること。
【解決手段】三角波の正および負の頂点時刻位置から所定時間前の時刻位置にて電流サンプルホールドを行った電流値に対して三角波の頂点時刻位置での電流値に近い値となるように補償を加えた電流値について電流制御演算を実行して電圧指令値を生成し、それを三角波の頂点時刻位置に同期して更新し、ＰＷＭパルスパターンの発生に供する。電流制御演算では、電流リプル成分が殆ど含まれない電流に基づいて演算を実行するので、三角波の周波数を上げることなく無駄時間の低減と電流制御応答の向上が図れる。電流補償処理では、マイクロコンピュータの負荷分散を図りながら実行することができるので、より高速なマイクロコンピュータを使用する必要もない。
【選択図】 図１

Description

この発明は、交流電動機の制御装置に関するものである。

ここでは、この発明の理解を容易にするため、図１３〜図２１を参照して、従来の交流電動機の制御装置の構成と動作について説明する。図１３は、交流電動機の制御装置の一般的な構成例を示すブロック図である。図１３に示すように、制御装置６０は、駆動制御する交流電動機６１への電力供給を行うＰＷＭインバータ６６を制御するように構成される。ＰＷＭインバータ６６の制御系は、電流検出部６２、電流サンプルホールド部６３、電流制御演算部６４、ＰＷＭパルスパターン発生部６７、三角波発生部６７、電圧指令更新タイミング発生部６８、および電流サンプルホールドタイミング発生部６９を備えている。

以上の構成において、三角波発生部６７は、ＰＷＭパルスパターン発生部６５に対して三角波を与え、また、電流サンプルホールドタイミング発生部６９および電圧指令更新タイミング発生部６８に対して同期信号を与える。電流サンプルホールドタイミング発生部６９と電圧指令更新タイミング発生部６８は、三角波発生部６７が発生する同期信号に従って互いの同期を取り、それぞれのタイミング信号を発生する。

電流検出部６２は、交流電動機６１を流れる駆動電流を検出し、それを電流サンプルホールド部６３に与える。電流サンプルホールド部６３は、電流検出部６２にて検出された電流値を電流サンプルホールドタイミング発生部６９からの電流サンプルホールドタイミング信号に従ってサンプリングし、それを電流制御演算部６４に保持出力する。電流制御演算部６４は、電流サンプルホールド部６３が保持出力するサンプル電流信号に電流制御演算を施して電圧指令を生成し、それを電圧指令更新タイミング発生部６８からの電圧指令更新タイミング信号に従って更新し、ＰＷＭパルスパターン発生部６７に与える。ＰＷＭパルスパターン発生部６７は、電流制御演算部６４が更新出力する電圧指令と三角波発生部６７からの三角波とに基づきパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）が施されたＰＷＭパルスパターンを発生し、ＰＷＭインバータ６６に与える。ＰＷＭインバータ６６では、このＰＷＭパルスパターンに従って半導体スイッチをオン動作またはオフ動作する制御が行われてＰＷＭ電圧が生成され、交流電動機６１に供給される。

ここで、電流サンプルホールドタイミングは、三角波の正と負の各頂点時刻と一致する時刻位置に設定するのが一般的である（例えば特許文献１参照）。また、電圧指令更新タイミングも同様に三角波の正と負の各頂点時刻と一致する時刻位置に設定するのが一般的である（例えば特許文献２参照）。これは、三角波を用いたパルス幅変調において、三角波の正の頂点から負の頂点までの時間区間および負の頂点から正の頂点までの時間区間がそれぞれ最小の基準区間となるので、三角波の正負の頂点以外の時刻位置で、検出電流をサンプルホールドし、電圧指令を更新すると、パルス幅の精度が低下し、交流電動機への出力電圧精度が低下する可能性があることによる措置である。なお、以降の説明では、三角波の頂点間の時間区間を「ハーフキャリア区間」と呼ぶこととする。

つまり、図１３では、電流サンプルホールドタイミング発生部６９と電圧指令更新タイミング発生部６８は、三角波発生部６７が発生する同期信号に従って互いの同期を取り、それぞれの信号を上記したように三角波の頂点時刻位置で発生する場合が示されている。なお、電流サンプルホールドタイミング発生部６９と電圧指令更新タイミング発生部６８との間の同期の取り方としては、三角波発生部６７から同期信号を受ける図１３に示す構成だけでなく、電流サンプルホールドタイミング発生部６９と電圧指令更新タイミング発生部６８の一方から他方に同期信号を出力する構成もある。

図１４は、以上のように動作する制御装置６０での動作タイムチャートである。図１４において、電圧指令７２は、三角波７１の各頂点時刻位置で階段状に増減変化しハーフキャリア区間内それを維持するように出力される。そして、電圧指令７２とハーフキャリア区間との交差する時点がＰＷＭインバータ６６でのスイッチングタイミング７６となる。この場合、三角波７１の負の頂点時刻位置で発生する電流サンプルホールドタイミング信号７３の立ち下がり時点からの所定期間内、電流制御演算７４が行われる。それによって生成された電圧指令は、次の三角波７１の正の頂点時刻位置で発生する電圧指令更新タイミング信号７５によって更新され出力されるので、正の傾きを持つハーフキャリア区間にて生成された電圧指令７２は、負の傾きを持つハーフキャリア区間においてＰＷＭインバータ６６でのスイッチング動作に反映される。したがって、図１４に示すように、電流サンプルホールドタイミング信号７３が発生して電流制御演算７４が終了するまでの時間と生成した電圧指令がＰＷＭインバータ６６でのスイッチング動作に反映されるまでの時間との和は、無駄時間７７となる。

次に、図１５〜図１８を参照してＰＷＭパルスパターンの発生方法について説明する。図１５は、ＰＷＭインバータ６６の構成例を示す図である。図１５では、２レベル３相ＰＷＭインバータの要部構成が示されている。図１５に示すように２レベル３相ＰＷＭインバータは、直列に接続した半導体スイッチ（Ｑ１，Ｑ２）（Ｑ３，Ｑ４）（Ｑ５，Ｑ６）の３組を直流電源であるコンバータの正極端Ｐと負極端Ｎとの間に並列に接続した構成である。各半導体スイッチにはフライホイールダイオードが設けられている。図１５では、半導体スイッチ（Ｑ１，Ｑ２）がＵ相、半導体スイッチ（Ｑ３，Ｑ４）がＶ相、半導体スイッチ（Ｑ５，Ｑ６）がＷ相であり、それぞれの接続端から三相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが出力される。以降、半導体スイッチＱ１，Ｑ３，Ｑ５を上側スイッチと称し、半導体スイッチＱ２，Ｑ４，Ｑ６を上側スイッチと称する。

図１６は、各相スイッチの状態に対応したＰＷＭ電圧ベクトルを説明する図である。図１６において、ＰＷＭ電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６は、π／３［ｒａｄ］毎の位相差を持ち、大きさがコンバータの出力電圧Ｖｄｃと等しいベクトルである。ＰＷＭ電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は、大きさがゼロのベクトルであり、零電圧ベクトルと呼ばれている。ＰＷＭ電圧ベクトルＶ１の位相はＵ相と一致し、ＰＷＭ電圧ベクトルＶ３の位相はＶ相と一致し、ＰＷＭ電圧ベクトルＶ５の位相はＷ相と一致している。

ＰＷＭパルスパターン発生部６５では、各相の電圧指令と三角波との大小関係を比較しＵ相の例で言えば、Ｕ相電圧指令が大きいときは上側スイッチＱ１をオン動作させ、下側スイッチをオフ動作させるパターンを発生し、Ｕ相電圧指令が小さいときは下側スイッチＱ２をオン動作させ、上側スイッチをオフ動作させるパターンを発生する。このように、ＰＷＭパルスパターン発生部６５では、各相の上側スイッチと下側スイッチとを互いに排他的にオン・オフ動作させるパターンを発生する。

したがって、図１５に示すＰＷＭインバータでの各半導体スイッチのオン・オフ制御状態は、上側スイッチＱ１，Ｑ３，Ｑ５がオンするか、下側スイッチＱ２，Ｑ４，Ｑ６がオンするかの２通りの状態があり、三相では、８通りの状態が存在する。図１７は、この８通りの状態における各相上側スイッチとＰＷＭ電圧ベクトルとの関係等を示す図である。

図１７において、ＰＷＭ電圧ベクトルＶ０は、上側スイッチＱ１，Ｑ３，Ｑ５がオフ動作しているときのベクトルである。ＰＷＭ電圧ベクトルＶ５は、上側スイッチＱ１，Ｑ３がオフ動作し、上側スイッチＱ５がオン動作しているときのベクトルである。ＰＷＭ電圧ベクトルＶ３は、上側スイッチＱ１，Ｑ５がオフ動作し、上側スイッチＱ３がオン動作しているときのベクトルである。ＰＷＭ電圧ベクトルＶ４は、上側スイッチＱ１がオフ動作し、上側スイッチＱ３，Ｑ５がオン動作しているときのベクトルである。ＰＷＭ電圧ベクトルＶ１は、上側スイッチＱ１がオン動作し、上側スイッチＱ３，Ｑ５がオフ動作しているときのベクトルである。ＰＷＭ電圧ベクトルＶ６は、上側スイッチＱ１，Ｑ５がオン動作し、上側スイッチＱ３がオフ動作しているときのベクトルである。ＰＷＭ電圧ベクトルＶ２は、上側スイッチＱ１，Ｑ３がオン動作し、上側スイッチＱ５がオフ動作しているときのベクトルである。ＰＷＭ電圧ベクトルＶ７は、上側スイッチＱ１，Ｑ３，Ｑ５がオン動作しているときのベクトルである。

図１７に示すように、各半導体スイッチをＰＷＭパルスパターンに基づきオン動作またはオフ動作させることで、ＰＷＭ電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を切り替えて平均的な指令電圧となるように、ＰＷＭパルスパターン発生部６５では、ＰＷＭパルスパターンの発生を制御する。このとき、ＰＷＭパルスパターン発生部６５では、最小の基準区間であるハーフキャリア区間での平均出力電圧ベクトルが指令電圧ベクトルと一致するようにＰＷＭパルスパターンが発生されるためである。

図１８は、ハーフキャリア区間でのＰＷＭ電圧ベクトルの推移を説明する図である。なお、図１８では、電圧指令の大小関係とＵ相電圧指令の位相も併せて示されている。図１８において、Ｕ相電圧指令の位相範囲は、０〜６０、６０〜１２０、１２０〜１８０、１８０〜２４０、２４０〜３００、３００〜３６０の６つである。各ハーフキャリア区間にて選択するＰＷＭ電圧ベクトルは、８つの中の４つであるが、その組み合わせが位相範囲毎に異なっている。但し、ＰＷＭ電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は、全ての組み合わせに含まれている。

このようにＰＷＭインバータ６６の各スイッチを高速にオン動作またはオフ動作させてＰＷＭ出力電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を切り替えていくことで、平均的な出力電圧の振幅と位相を制御することができる。すなわち、制御装置６０は、任意の周波数、任意の振幅の電圧と電流、つまり所望の電力を交流電動機６１に供給することができる。

ところで、交流電動機の制御装置では、電流制御応答を向上したいとの要請がある。例えば、サーボモータなどでは、電流制御応答を向上することで速度制御応答や位置制御応答の改善することができ、装置全体の性能向上が図れるためである。

図１３に示した制御装置６０において、電流制御応答を向上するには、図１４に示した電流制御系の無駄時間７７を短縮する方策や、三角波の周波数を高く設定する方策を採ることが考えられる。以下、それらについて検討する。

三角波の周波数を高く設定する方策では、パルス幅変調の特性上、高い周波数の三角波を確保することで、出力電圧の精度を高めることができるので、電流制御応答を向上させることができる。しかし、三角波の周波数を高く設定すると、ＰＷＭインバータ６６において、スイッチングノイズや半導体スイッチの損失が増加することになるので、三角波の周波数の上昇による電流制御応答向上には限界がある。

一方、電流制御系の無駄時間７７を短縮することによって電流制御応答の向上を図るには、一般的には、図１９に示す方法がある。図１９は、図１４に示した無駄時間を短縮する場合の動作例を示すタイムチャートである。すなわち、その方法は、図１９に示すように、電流制御演算７４の終了と同時に電圧指令７２を更新してＰＷＭパルスパターンを発生し、同じハーフキャリア区間においてＰＷＭインバータスイッチング７６を行う方法である。この方法によれば、電圧指令７２がＰＷＭインバータスイッチング７６に反映されるまでの時間を短縮することができ、図１４に示した無駄時間７７が無駄時間７８と短くなり、電流制御応答の向上が実現できる。

ところが、図１９に示した方法では、電圧指令の更新が三角波の正および負の頂点時刻位置で行われないので、図２０や図２１に示すような動作が行われる場合がある。図２０と図２１は、図１９に示した電圧指令の更新が三角波の正および負の頂点時刻位置で行われない場合に生ずる可能性のある問題となる動作例を示すタイムチャートである。

図２０に示すように、電圧指令７２の値によっては、三角波７１と交差しない電圧指令７９が生ずる場合がある。その場合には、三角波７１と交差しない電圧指令７９は、ＰＷＭインバータのスイッチング７６に反映されず、無駄時間が増加する。また、電圧指令を反映しないスイッチング８０が行われ、出力電圧精度が低下する。

また、図２１に示すように、電圧指令７２の値によっては、電圧指令と複数回交差するハーフキャリア区間８１が生ずる場合がある。その場合には、スイッチング回数の増加８２が起こる。

図２０や図２１に示した問題に対しては、次のような対策が考えられる。すなわち、三角波の頂点時刻位置よりも前の時刻位置にて電流サンプルを行い、三角波の頂点時刻に同期して電圧指令を更新する方法である。この方法を用いると、図１４に示した方法よりも電流制御系の無駄時間を短縮することができる。しかも、図２０や図２１に示したような問題も発生しない。しかし、この三角波の頂点時刻位置よりも前の時刻位置にて電流サンプルを行い、三角波の頂点時刻に同期して電圧指令を更新する方法では、ＰＷＭ電圧による電流リプルの影響を受けるので、電流制御精度が低下するという問題がある。

例えば、特許文献３では、三角波の頂点時刻位置よりも前の時刻位置にて電流をサンプルホールドする技術が開示されているが、上記した電流リプルを回避するため、電流サンプルホールドする相間の順番を三角波の頂点毎にに入れ替えるなどの工夫を必要とする。また、この特許文献３による技術では、三角波頂点時刻後にも電流のサンプルホールド実行を必要とするので、本来の目的である電流制御応答の向上には結びつかない。

一方、上記した特許文献２では、以上述べた方法とは異なったアプローチとして、ＰＷＭインバータのデッドタイムによる電圧降下の特性を利用して電流制御系の無駄時間の短縮を図る技術が開示されている。この技術では、１制御周期前の電圧指令更新から電流サンプルホールドまでの期間にデッドタイム補償値の演算を予め行い、それをデッドタイム補償に使用するが、デッドタイム補償値演算は電流の極性に基づくので１制御周期前の値でも問題とはならない。その結果、電流サンプルホールドから電圧指令更新までの期間にデッドタイム補償値演算がなくなり、電流制御系の無駄時間の短縮ができる。しかし、この技術では、電流制御演算においてデッドタイム演算量の割合は小さく、無駄時間の短縮効果はそれほど見込めない。

特開平３−２１５１８２号公報 特開平９−１２１５５８号公報 特開平８−２１４５８１号公報

以上、説明したように、交流電動機の制御装置において、電流制御応答の向上を図るため電流制御系の無駄時間を短縮する場合に、三角波の頂点時刻位置にて電流サンプルを行い電流制御演算後に電圧指令を即座に更新する方法では、電圧指令値によっては無駄時間が却って増加する、或いはＰＷＭインバータのスイッチング回数が増加し損失が増加するという問題がある。

一方、三角波の頂点時刻位置よりも前の時刻位置にて電流サンプルホールドを行い電流制御演算後に三角波の頂点時刻に同期して電圧指令を更新する方法では、サンプルホールド電流にＰＷＭ電圧による電流リプルが含まれるので電流制御精度が低下する。また、電流リプルを回避する対策が電流制御応答向上を結びつかない等の問題がある。

また、ＰＷＭインバータのデッドタイムによる電圧降下の特性を利用して電流制御系の無駄時間の短縮を図る方法では、電流制御演算においてデッドタイム演算量の割合は小さく、無駄時間の短縮効果はそれほど見込めないという問題がある。

したがって、従来では、図１３で示した交流電動機の制御装置において、電流制御応答の向上を図るためには、スイッチング損失低減を犠牲にして三角波の周波数を高く設定せざるを得ず、制御装置に加える冷却能力を高める必要があった。

また、従来では、電流制御演算などの信号処理はマイクロコンピュータを用いて実現することが一般的であるが、演算無駄時間を削減するため、より高速なマイクロコンピュータを使用せざるを得ない場合があった。その結果、図１３で示した交流電動機の制御装置において、電流制御応答の向上のために制御装置のコストアップを招いていた。

この発明は、上記に鑑みてなされたものであり、三角波の周波数を上げることなく、また、より高速なマイクロコンピュータを使用することなく電流制御応答の向上を可能にする交流電動機の制御装置を得ることを目的とする。

上述した目的を達成するために、この発明にかかる交流電動機の制御装置は、三角波を発生する三角波発生手段と、前記三角波発生手段にて発生された三角波と電圧指令とに基づいてＰＷＭパルスパターンを発生するＰＷＭパルスパターン発生手段と、前記ＰＷＭパルスパターンに基づいて駆動される複数の半導体スイッチのオン・オフ動作によって交流電動機にＰＷＭ電力を供給するＰＷＭインバータと、前記交流電動機に流れる駆動電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段にて検出された電流値を前記三角波の正および負の頂点時刻位置から所定時間前の時刻位置にてサンプルホールドする電流サンプルホールド手段と、電流サンプルホールド手段にてサンプルホールドされた電流信号に対して補償を加える電流補償手段と、前記電流補償手段にて補償されたサンプルホールド電流に基づき電圧指令値を演算しその電圧指令値を前記三角波の正および負の頂点時刻に同期して更新したものを前記ＰＷＭパルスパターン発生手段への電圧指令として出力する電流制御演算手段とを備えることを特徴とする。

この発明によれば、三角波の頂点時刻位置から所定時間前の時刻位置にてサンプルホールドした電流に対して三角波の頂点時刻位置における電流値に相当するように補償を加えるようにしたので、電流リプル成分が殆ど含まれない電流に基づいて電流制御演算を実行することができ、三角波の周波数を上げることなく、無駄時間の低減および電流制御応答の向上が図れる。電流補償処理は、マイクロコンピュータの負荷分散を図りながら実行することができるので、より高速なマイクロコンピュータを使用する必要もない。

この発明によれば、三角波の周波数を上げることなく、また、より高速なマイクロコンピュータを使用することなく電流制御応答の向上を図ることが可能になるという効果を奏する。

以下に図面を参照して、この発明にかかる交流電動機の制御装置の好適な実施の形態を詳細に説明する。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１による交流電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。図１に示すように、実施の形態１による制御装置１は、駆動制御する交流電動機２への電力供給を行うＰＷＭインバータ１６を制御するように構成される。ＰＷＭインバータ１６の制御系は、電流検出部１１、電流サンプルホールド部１２、電流補償部１３、電流制御演算部１４、ＰＷＭパルスパターン発生部１５、三角波発生部１７、電圧指令更新タイミング発生部１８、および電流サンプルホールドタイミング発生部１９を備えている。ここで、この実施形態１では、制御対象となる交流電動機２は誘導電動機２と表記する。

以上の構成において、三角波発生部１７は、ＰＷＭパルスパターン発生部１５に対して三角波ａを与え、また、電流サンプルホールドタイミング発生部１９および電圧指令更新タイミング発生部１８に対して同期信号ｂを与える。電流サンプルホールドタイミング発生部１９と電圧指令更新タイミング発生部１８は、三角波発生部１７が発生する同期信号ｂに従って互いの同期を取り、それぞれ、電流サンプルホールドタイミング信号ｃおよび電圧指令更新タイミング信号ｄを発生する。

ここで、この実施の形態１では、電圧指令更新タイミング発生部１８は、三角波ａの頂点時刻位置で電圧指令更新タイミング信号ｄを発生するが、電流サンプルホールドタイミング発生部１９は、三角波ａの頂点時刻よりも所定時間前の時刻位置で電流サンプルホールドタイミング信号ｃを発生するようになっている。

電流検出部１１は、誘導電動機２を流れる駆動電流を検出し、それを電流サンプルホールド部１２に与える。電流サンプルホールド部１２は、電流検出部１１にて検出された電流値を電流サンプルホールドタイミング信号ｃに従ってサンプリングし、それを保持出力する。電流サンプルホールド部１２にてサンプルホールドされた電流信号ｅは、電流補償部１３にて補償処理が施されて電流制御演算部１４に入力する。電流制御演算部１４は、電流補償部１３にて補償処理が施された電流信号ｆに電流制御演算を施して電圧指令を生成し、それを電圧指令更新タイミング信号ｄに従って更新し、その更新した電圧指令ｇを電流補償部１３とＰＷＭパルスパターン発生部１５とに与える。ＰＷＭパルスパターン発生部１５は、電流制御演算部１４が更新出力する電圧指令ｇと三角波ａとに基づきパルス幅変調（ＰＷＭ）が施されたＰＷＭパルスパターンを発生し、ＰＷＭインバータ１６に与える。ＰＷＭインバータ１６では、このＰＷＭパルスパターンに従って半導体スイッチをオン動作またはオフ動作する制御が行われてＰＷＭ電圧が生成され、誘導電動機２に供給される。

なお、図１では、電流サンプルホールドタイミング発生部１９と電圧指令更新タイミング発生部１８との間の同期の取り方としては、三角波発生部１７から同期信号ｃを受ける場合を示したが、電流サンプルホールドタイミング発生部１９と電圧指令更新タイミング発生部１８の一方から他方に同期信号を出力する構成でも良い。

図２は、電流補償部１３をパスした場合の制御装置１での動作タイムチャートである。図２において、電圧指令ｇは、三角波ａの各頂点時刻位置で階段状に増減変化し、ハーフキャリア区間内それを維持するように出力される。そして、電圧指令ｇとハーフキャリア区間との交差する時点がＰＷＭインバータ１６でのスイッチングタイミング２１となる。この場合、三角波ａの負の頂点時刻位置よりも所定時間Δｔｓ前の時刻位置で発生する電流サンプルホールドタイミング信号ｃの立ち下がり時点からの所定期間内、電流制御演算２０が行われる。それによって生成された電圧指令は、三角波ａの負の頂点時刻位置で発生する電圧指令更新タイミング信号ｄによって更新され出力されるので、正の傾きを持つハーフキャリア区間にて生成された電圧指令ｇは、同じハーフキャリア区間においてＰＷＭインバータ１６でのスイッチング動作に反映される。

したがって、図２に示すように、電流サンプルホールドタイミング信号ｃが発生して電流制御演算２０が終了するまでの時間と生成した電圧指令がＰＷＭインバータ１６でのスイッチング動作に反映されるまでの時間との和は、無駄時間２３となるが、図１４に示した無駄時間７７よりも大幅に短縮される。

また、電圧指令更新タイミング信号ｄは、三角波ａの頂点時刻に同期して発生し、ハーフキャリア区間では電圧指令ｇは更新されないので、ＰＷＭインバータ１６のスイッチング回数の上昇を防ぐことができる。また、更新された電圧指令ｇは、三角波ａと確実に交わるので、その同じハーフキャリア区間で確実にＰＷＭインバータスイッチング２１に反映させることができる。これによって、無駄時間２３が短縮される上に大きく変動することがなくなり、電流制御応答の向上が図れる。

ここで、図２に示すように、三角波ａの頂点時刻位置から所定時間Δｔｓ前の時刻位置にて発生する電流サンプルホールドタイミング信号ｃを用いると、ＰＷＭ電圧ベクトルによる電流リプルがサンプルホールドした電流信号ｅに含まれるので、電流の制御精度が低下する。このリプル成分は、オンラインでは基本波成分との分離が非常に困難である。そこで、三角波ａの頂点時刻位置でのサンプルホールド電流には電流リプル成分はほとんど含まれないことを利用する。

すなわち、電流補償部１３にて三角波の頂点時刻位置よりも所定時間Δｔｓ前にサンプルホールドした電流信号ｅに対して三角波ａの頂点時刻位置における電流値に相当する電流値となるような補償を加える。このように補償されたサンプルホールド電流信号ｆを電流制御演算部１４での制御に用いると、電流リプル成分が抑制されているので、電流制御精度が向上する。さらに見かけ上、図３に示すような動作タイミングを実行していることになる。

図３は、電流補償部１３を加入した場合の制御装置１での動作タイムチャートである。図３に示すように、電流補償部１３を加入すると、三角波ａの各頂点時刻位置にて、電流サンプルホールドタイミング信号ｃの発生と、電流制御演算２０と、電圧指令更新タイミング信号ｄの発生とが行われ、その頂点時刻位置を過ぎた時刻位置であって次の頂点時刻側に余り大きくは経過しない時刻位置において、ＰＷＭインバータスイッチング２１に反映される動作が見かけ上行われることになる。したがって、無駄時間２３を大幅に短縮でき、電流制御応答の向上が実現できる。

以下、電流補償部１３について詳細に説明する。まず、電流補償値ｆの演算法について説明する。この実施の携帯１では、電流補償値ｆの算出に誘導電動機モデルを利用する。誘導電動機２の回転座標上の回路方程式は式（１−１）で示される。

なお、式（１−１）において、Ｖｄはｄ軸電圧、Ｖｑはｑ軸電圧、ｉｄはｄ軸電流、ｉｑはｑ軸電流、Φｒｄはｄ軸２次磁束、Φｒｑはｑ軸２次磁束、Ｍは相互インダクタンス、Ｒｓは１次抵抗値、Ｒｒは２次抵抗値、Ｌｓは１次インダクタンス、Ｌｒは２次インダクタンス、ωは電源周波数、ωｓｅはすべり周波数、σは漏れ係数、Ｐは微分演算子である。

ｄ軸を誘導電動機２の２次磁束ベクトルと同一の方向に設定し、２次磁束の応答を１次電流の応答と比較して遅いと仮定すると、式（１−１）は式（１−２）に変形できる。

ここで、式（１−２）の左辺は電流の微分値である。これに電流サンプルホールドタイミング信号ｃの発生時刻から三角波頂点時刻までの時間Δｔｓをかけて電流差分値を推定すると式（１−３）となる。なお、式（１−３）において、添字ｓｍｐはサンプルホールド電流、添字ｄｉｆｆは電流差分値を示している。

式（１−３）の右辺第２項のＸｄ、Ｘｑは、電流サンプルホールドタイミング信号ｃの発生時刻位置から三角波ａの頂点時刻位置までのＰＷＭ電圧ベクトルとその発生時間によって定まる。図４は、式（１−３）の右辺第２項のＸｄ、Ｘｑの計算方法を説明する図である。図４において、Ｔｃ／２は、三角波ａのハーフキャリア区間であり、正の傾きを持つハーフキャリア区間が示されている。

図４おいて、電圧指令Ｖｍａｘ、Ｖｍｉｄ、ＶｍｉｎによってＰＷＭ電圧ベクトルＶｍおよびＰＷＭ電圧ベクトルＶｎが発生する。図４では、ＰＷＭ電圧ベクトルＶｍは、三角波ａの負の頂点時刻から正の傾きを持って上昇するハーフキャリア区間が時間Δｔｍｉｎ経過後に電圧指令Ｖｍｉｎと交わる時刻から時間Δｔｍｉｄ（区間（１）である）経過後に電圧指令Ｖｍｉｄと交わる時刻までの期間（２）内に発生している。ＰＷＭ電圧ベクトルＶｎは、三角波ａの負の頂点時刻から正の傾きを持って上昇するハーフキャリア区間が時間Δｔｍｉｄ経過後に電圧指令Ｖｍｉｄと交わる時刻から時間Δｔｍａｘ経過後に電圧指令Ｖｍａｘと交わる時刻までの期間（３）内に発生している。したがって、時間Δｔｍｉｎ、Δｔｍｉｄ、Δｔｍａｘは、電圧指令の更新直後に求められる。なお、区間（４）は、ハーフキャリア区間が時間Δｔｍａｘ経過後から正の頂点時刻に至る時間である。

式（１−３）の第２項のＸｄ、Ｘｑは、ＰＷＭ電圧ベクトルによる電圧値と発生時間との積であるので、図４に示すように、電流サンプルホールドタイミング２５が期間（３）内に設定されるときは、式（１−４）を用いて計算できる。

ＰＷＭ電圧ベクトルＶｎによる電圧値Ｖｄ（Ｖｎ）、Ｖｑ（Ｖｎ）は、図１７に示すように決定される。但し、図１７に示した電圧値は、２相αβ静止座標上の値であるので、式（１−４）に用いるには回転座標変換を施す必要がある。また、図１８に示すように、ＰＷＭ電圧ベクトルは、３相の電圧指令の大小関係によってテーブルを引いて求めるが、電圧指令の位相によるテーブルとしてもよい。また、図４では、電流サンプルホールドタイミング２５が区間（３）内に設定される場合を示しているが、他の区間に設定される場合でも同様に計算できる。すなわち、区間（１）の場合には式（１−５）を用いて計算でき、区間（２）の場合には式（１−６）を用いて計算できる。但し、区間（４）では、ＰＷＭ電圧ベクトルは発生しないのでＸｄ、Ｘｑは値０となる。なお、電圧指令に３次高調波が重畳されている場合や、ＰＷＭインバータが２相のみのスイッチングを行う２相変調動作時においても式（１−４）、式（１−５）または式（１−６）は同様に計算できることは言うまでもない。

以上求めたＸｄ、Ｘｑを用いて式（１−３）を演算する。式（１−３）からサンプルホールド電流に対する補償式は式（１−７）となる。なお、式（１−７）において添字ｃは補償後の電流ｆを示している。

ここで式（１−７）の第１項の係数行列において、ｄｑ軸の干渉成分は非常に小さい値となることが多い。また、ｄｑ軸の直達成分は１に近い値となることが多い。このため、式（１−７）の第１項の係数行列を単位行列と近似し、式（１−８）で演算してもよい。これによって演算量の削減が可能となる。

次に、電流補償部１３の構成について説明する。すなわち、電流補償部１３は、式（１−４）〜式（１−６）を用いたＸｄ、Ｘｑの演算、および、電流補償式｛式（１−７）または式（１−８）｝の演算を実行する。したがって、電流補償部１３は、例えば図５に示すように、Ｘｄ、Ｘｑの演算を行うＸｄＸｑ演算部２６と、電流補償式演算部２７とで構成される。

図５において、ＸｄＸｑ演算部２６は、電圧指令更新後から次回の電流サンプルホールドまでの間に、電圧指令ｇからＸｄ、Ｘｑを演算し、電流補償式演算部２７に与える。電流補償式演算部２７は、サンプルホールド電流信号ｅとＸｄ、Ｘｑとを式（１−７）または式（１−８）に適用して補償後の電流信号ｆを計算する。なお、電流補償式｛式（１−７）または式（１−８）｝の演算は、三角波の正および負の頂点時刻よりも所定時間後の時刻位置において実行するようになっている。

これによって、三角波頂点時刻から所定時間Δｔｓ前のサンプルホールド電流から三角波頂点時刻位置での電流に相当する値が得られる。補償された電流値ｆを電流制御演算に用いると、図３に示すように、見かけ上電流制御演算による無駄時間を非常に小さくでき、電流制御応答の大幅な向上が可能となる。また、電流リプルの影響が少ない電流値を制御に使用できるので、電流制御精度の向上する。

なお、式（１−７）および式（１−８）の第２項、第３項の演算量は少なくはない。しかし、式（１−７）や式（１−８）は、三角波の正および負の頂点時刻位置で行われる電圧指令更新後から次回の電流サンプルホールドまでの区間にて予め演算が可能である。すなわち、マイクロコンピュータが電流制御演算等を行っていない間に演算を行うことになるので、演算負荷が分散でき、より高速なマイクロコンピュータを用意する必要がない。もちろん、演算能力に余力がある場合には電流サンプルホールド後に実行しても問題がないことは言うまでもない。

また、式（１−７）および式（１−８）の導出には、回転座標上の誘導電動機モデルを使用し、回転座標上の電流に対する補償法について示したが、静止座標上のモデルを基づいても同様な手順で実行できる。

以上説明したように、この実施の形態１によれば、三角波周波数を高く設定したり、制御演算を行うマイクロコンピュータとしてより高速なものを使用したりすることなく、電流制御応答の向上が可能となる。このためコストアップすることなく性能向上を図ることが可能である。逆に、電流制御応答を維持したまま三角波周波数を低下させることも可能である。これによって、スイッチング損失が減少し、制御装置の冷却構造の簡易化が可能となり、装置の小型化、低コスト化が実現できる。

実施の形態２．
図６は、この発明の実施の形態２による交流電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。なお、図６では、図１（実施の形態１）に示した構成要素と同一ないしは同等である構成要素には同一の符号が付されている。ここでは、実施の形態２に関わる部分を中心に説明する。

すなわち、図６に示すように、この実施の形態２では、図１（実施の形態１）に示した構成において、制御対象である交流電動機が、交流電動機（誘導電動機）２に代えて、交流電動機（同期電動機）３１となっている。また、この実施の形態２による制御装置３０では、図１（実施の形態１）に示した制御装置１における電流補償部１３に代えて電流補償部３２が設けられている。電流補償部３２は、例えば図７に示すように構成され、図５に示した電流補償式演算部２７を電流補償式演算部３５に代えた構成となっている。

ここでは、同期電動機３１として表面磁石型永久磁石同期電動機を例に挙げて、電流補償部３２の動作について説明する。表面磁石型永久磁石同期電動機の回転座標上の回路方程式は、式（２−１）で示される。

なお、式（２−１）において、Ｖｄはｄ軸電圧、Ｖｑはｑ軸電圧、ｉｄはｄ軸電流、ｉｑはｑ軸電流、Ｒａは巻線抵抗値、Ｌａはインダクタンス、ωは電源周波数、Ｐは微分演算子である。そして、式（２−１）を変形すると、式（２−２）が得られる。

電流サンプルホールドタイミングから三角波頂点までの時間Δｔｓ（図４参照）を用いると、電流差分値は、式（２−３）となる。

式（２−３）で得られた電流差分値を補償に用いる。補償電流の計算式は、式（２−４）となる。

なお、式（２−４）の第１項の係数行列において、ｄｑ軸の干渉成分は非常に小さい値となることが多い。また、ｄｑ軸の直達成分は１に近い値となることが多い。そのため、式（２−４）の第１項の係数行列を単位行列と近似し、式（２−５）で演算してもよい。これによれば、演算量の削減が可能となる。

上記の式（２−４）および式（２−５）に用いられるＸｄ、Ｘｑは、実施の形態１にて説明したように、ＰＷＭインバータ１６のＰＷＭ電圧ベクトルとその発生時間との積で決定する値である。

要するに、電流補償部３２は、式（２−４）または式（２−５）を演算して電流を補償する。なお、電流補償式｛式（２−４）または式（２−５）｝の演算は、三角波の正および負の頂点時刻よりも所定時間後の時刻位置において実行するようになっている。これによって、三角波頂点時刻から所定時間Δｔｓ前のサンプルホールド電流から三角波頂点時刻位置での電流に相当する値が得られる。補償された電流値ｈを電流制御演算に用いると、実施の形態１と同様に、見かけ上電流制御演算による無駄時間が非常に小さくでき、電流制御応答の大幅な向上が可能となる。また、電流リプルの影響が少ない電流値を制御に使用できるので、電流制御精度の向上する。

また、実施の形態１で示した式（１−７）や式（１−８）と同様に、式（２−４）および式（２−５）の第２項、第３項の演算量は少なくはない。しかし、式（２−４）や式（２−５）は、三角波の正および負の頂点時刻に行われる電圧指令更新時刻から次回の電流サンプルホールドまでの区間にて予め演算が可能であるので、実施の形態１と同様に、演算負荷が分散でき、より高速なマイクロコンピュータを用意する必要がない。

なお、式（２−４）および式（２−５）の導出には、回転座標上の永久磁石同期電動機モデルを使用し、回転座標上の電流に対する補償法について示したが、静止座標上のモデルに基づいても同様な手順で実行できる。

以上説明したように、実施の形態２によれば、三角波周波数を高く設定したり、制御演算を行うマイクロコンピュータとしてより高速なものを使用したりすることなく、電流制御応答の向上が可能となる。このためコストアップすることなく性能向上を図ることが可能である。逆に、電流制御応答を維持したまま三角波周波数を低下させることも可能である。これによって、スイッチング損失が減少し、制御装置の冷却構造の簡易化が可能となり、装置の小型化、低コスト化が実現できる。

また、同期電動機の電流制御応答の向上によって、上位の速度制御応答や位置制御応答の向上も可能となる。特に、サーボなど高制御応答を要求される分野に適用される場合には有効である。なお、この実施の形態２では、表面磁石型永久磁石同期電動機を例に挙げて説明したが、埋込磁石型同期電動機や磁石を持たない巻線界磁型同期電動機、さらにシンクロナスリラクタンスモータの制御にも同様に適用できることは言うまでもない。

実施の形態３．
図８は、この発明の実施の形態３による交流電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。なお、図８では、図１（実施の形態１）に示した構成要素と同一ないしは同等である構成要素には同一の符号が付されている。ここでは、実施の形態３に関わる部分を中心に説明する。

すなわち、図８に示すように、この実施の形態３では、図１（実施の形態１）に示した構成において、制御対象である交流電動機が、交流電動機（誘導電動機）２に代えて、交流電動機４１となっている。つまり、交流電動機４１は、誘導電動機２や同期電動機３１である。

また、この実施の形態３による制御装置４０では、図１（実施の形態１）に示した制御装置１における電流サンプルホールドタイミング発生部１９に代えて電流サンプルホールドタイミング発生部４２が設けられ、電流補償部１３に代えて電流補償部４３が設けられている。電流補償部４３は、例えば図９に示すように構成され、図５に示した電流補償式演算部２７に代えて、ｉＤｉｆｆ（ｎ）演算部４４と加算器４５と減算器４６と増幅器４７と差分演算部４８とが設けられている。

図１０は、制御装置４１の動作を説明するタイムチャートである。この実施の形態３では、図１０に示すように、三角波頂点時刻よりも時間Δｔｓ前にてサンプルホールドした電流と三角波頂点時刻位置にてサンプルホールドした電流との差分値を用いて補償を行う場合の構成例が示されている。この補償方法によってもサンプルホールド電流は三角波頂点時刻での電流値に近い値となり、電流リプルの影響が抑制できる。同時に見かけ上の電流制御演算時間を非常に小さくすることができるので電流制御応答の向上が図れる。

まず、図１０を参照して、この実施の形態２に関わる部分のタイミング関係について説明する。図１０に示すように、電流サンプルホールドタイミング発生部４２が発生する電流サンプルホールドタイミング信号ｉは、三角波頂点時刻よりも時間Δｔｓ前にて発生する電流サンプルホールドタイミング信号Ｘと、三角波頂点時刻にて発生する電流サンプルホールドタイミング信号Ｙとからなる。図１０では、三角波頂点時刻よりも時間Δｔｓ前にて発生する電流サンプルホールドタイミング信号Ｘ（ｎ−１），Ｘ（ｎ），Ｘ（ｎ＋１）と、三角波頂点時刻にて発生する電流サンプルホールドタイミング信号Ｙ（ｎ−１），Ｙ（ｎ），Ｙ（ｎ＋１）とが示されている。

したがって、電流サンプルホールド部１２が出力するサンプルホールド電流ｊは、電流検出部１１が出力する検出電流（図１０に示す電流波形４９）を、タイミングＸでサンプルホールドした電流値とタイミングＹでサンプルホールドした電流値とからなる。図１０では、三角波頂点時刻よりも時間Δｔｓ前にてサンプルホールドした電流ｉｘ（ｎ−１），ｉｘ（ｎ），ｉｘ（ｎ＋１）と、三角波頂点時刻位置にてサンプルホールドした電流ｉｙ（ｎ−１），ｉｙ（ｎ），ｉｙ（ｎ＋１）とが示されている。

図９に示すｉＤｉｆｆ（ｎ）演算部４４では、電流サンプルホールド部１２が出力するサンプルホールド電流ｊに含まれる２つの電流値の差分を式（３−１）によって求めて、加算器４５の一方の入力端に与えるようになっている。図１０では、電流差分値ｉＤｉｆｆ（ｎ−１），ｉＤｉｆｆ（ｎ），ｉＤｉｆｆ（ｎ＋１）とが示されている。

図９に示すＸｄ、Ｘｑ演算部２６では、実施の形態１にて説明した方法で、Ｘｄ、Ｘｑの演算を行い、差分演算部４８に出力するが、図１０に示すように、三角波ａの各ハーフキャリア区間毎に、｛Ｘｄ（ｎ−１）、Ｘｑ（ｎ−１）｝、｛Ｘｄ（ｎ１）、Ｘｑ（ｎ）｝、｛Ｘｄ（ｎ＋１）、Ｘｑ（ｎ＋１）｝・・と順々に演算する。

次に、電流補償部４３の構成と動作について説明する。ｉＤｉｆｆ（ｎ）演算部４５にて得られた電流差分値ｉＤｉｆｆ（ｎ）は、交流電動機４１の電気時定数とＰＷＭ電圧ベクトルとによって決定される。すなわち、電流差分値ｉＤｉｆｆ（ｎ）には、時点ｎ−１にて更新された｛Ｘｄ（ｎ−１）、Ｘｑ（ｎ−１）｝による成分が含まれている。同様に電流差分値ｉＤｉｆｆ（ｎ＋１）には、時点ｎにて更新された｛Ｘｄ（ｎ）、Ｘｑ（ｎ）｝による成分が含まれている。

一般に、交流電動機４１の電気時定数は、三角波周期と比較して十分長いので、電流差分値ｉＤｉｆｆ（ｎ）と電流差分値ｉＤｉｆｆ（ｎ＋１）との違いは、主にＰＷＭ電圧ベクトルによるＸｄおよびＸｑの違いに依存する。すなわち、｛Ｘｄ（ｎ）、Ｘｑ（ｎ）｝と｛Ｘｄ（ｎ−１）、Ｘｑ（ｎ−１）｝との差によって電流差分値ｉＤｉｆｆ（ｎ＋１）が推定できる。

この実施の形態３では、電流差分値ｉＤｉｆｆ（ｎ）は、サンプルホールド電流ｉＸ（ｎ＋１）の補償に用いる。ここで、電流差分値ｉＤｉｆｆ（ｎ＋１）をサンプルホールド電流ｉＸ（ｎ＋１）の補償に用いることができれば、補償精度の向上が可能である。しかし、電流差分値ｉＤｉｆｆ（ｎ＋１）は、サンプルホールド電流ｉＹ（ｎ＋１）が得られた後にのみ求めることができるので、電流差分値ｉＤｉｆｆ（ｎ＋１）をサンプルホールド電流ｉＸ（ｎ＋１）の補償に使用することはできない。

そこで、電流差分値ｉＤｉｆｆ（ｎ＋１）の代替として、電流差分値ｉＤｉｆｆ（ｎ）から電流差分値ｉＤｉｆｆ（ｎ＋１）に相当する値ｉＤｉｆｆｃ（ｎ）を推定して補償を行う。前述したＸｄおよびＸｑの違いに基づき、ｉＤｉｆｆｃ（ｎ）の計算式は、式（３−２）となる。

図９に示す差分演算部４８では、現制御周期（ハーフキャリア区間）でのＸｄ、Ｘｑと１制御周期（ハーフキャリア区間）前でのＸｄ、Ｘｑとの差分を演算する。演算された差分値は、増幅器４７にて増幅され、加算器４５の他方の入力端に印加される。すなわち、差分電流値ｉＤｉｆｆと、差分Ｘｄ、Ｘｑとが加算器４５にて加算される。減算器４６では、サンプルホールド電流ｊから加算器４５での加算結果を引き算し、それを補償した電流ｋとして電流制御演算部１４に与える。

ここで、増幅器４７のゲインＫは、ＰＷＭ電圧ベクトルが電流差分に寄与する量を変化させるものである。ゲインＫが適切に設定されていれば、電流差分値ｉＤｉｆｆ（ｎ＋１）と推定差分値ｉＤｉｆｆｃ（ｎ）とは非常に近い値となる。もし、値が大きく離れている場合には、それを利用してゲインＫの自動調整を行うことも可能である。

なお、式（３−２）は、回転座標上の電流を対象として記述しているが静止座標上においても同様な演算が可能である。この場合Ｘｄ、Ｘｑの演算において回転座標変換を施した電圧を用いる必要はなく、図１７に示した電圧値を直接用いることができる。

また、式（３−２）による電流差分値ｉＤｉｆｆｃ（ｎ）を利用した補償について説明したが、電流差分値ｉＤｉｆｆｃ（ｎ）の代わりに電流差分値ｉＤｉｆｆ（ｎ−２）を用いてもよい。ＰＷＭ電圧ベクトルは同じ電圧指令値であっても、三角波の上りまたは下りによって発生時間が前後する。そのため電流差分値ｉＤｉｆｆ（ｎ−２）を補償に用いると三角波の上りまたは下りを区別して電流補償することができる。勿論、式（３−２）を利用する場合に比べて電流補償精度はやや低下するが、より簡易な補償が可能である。

さらに、ＰＷＭ電圧ベクトルの影響がない場合では推定差分値ｉＤｉｆｆｃ（ｎ）の代わりに電流差分値ｉＤｉｆｆ（ｎ）を用いても補償が可能であることは言うまでもない。加えて、式（３−２）の実行には、交流電動機モデルやパラメータは必要ない。また、特定電動機モデルに基づく演算ではないので、交流電動機が誘導電動機であるか同期電動機であるかを問わず、各種の交流電動機を駆動制御する制御装置に対して容易に適用が可能である。

以上説明したように、この実施の形態３によれば、三角波周波数を高く設定したり、制御演算を行うマイクロコンピュータとしてより高速なものを使用したりすることなく、電流制御応答の向上が可能となる。このためコストアップすることなく性能向上を図ることが可能である。逆に、電流制御応答を維持したまま三角波周波数を低下させることも可能である。これによって、スイッチング損失が減少し、制御装置の冷却構造の簡易化が可能となり、装置の小型化、低コスト化が実現できる。

加えて、実施の形態３によれば、交流電動機のモデルやパラメータを必要しない簡易な手法であるので、交流電動機全般に容易に適用できる。

実施の形態４．
図１１は、この発明の実施の形態４による交流電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。なお、図１１では、図１（実施の形態１）に示した構成要素と同一ないしは同等である構成要素には同一の符号が付されている。ここでは、実施の形態４に関わる部分を中心に説明する。

すなわち、図１１に示すように、この実施の形態４では、図１（実施の形態１）に示した構成において、制御対象である交流電動機が、交流電動機（誘導電動機）２に代えて、交流電動機４１となっている。つまり、交流電動機４１は、誘導電動機２や同期電動機３１である。

また、この実施の形態４による制御装置５０では、図１（実施の形態１）に示した制御装置１における電流補償部１３に代えて電流制御演算部５１が設けられ、電流制御演算部１４に代えて電圧指令補償部５２が設けられている。

電流制御演算部５１は、電流サンプルホールド部１２が三角波頂点時刻位置から時間Δｔｓ前の時刻位置でサンプルホールドした電流ｅに電流制御演算を施して電圧指令ｍを生成し、それを電圧指令補償部５２に与える。電圧指令補償部５２は、三角波頂点時刻位置から時間Δｔｓ前の時刻位置でサンプルホールドによって三角波頂点時刻位置における電流に相当する電流値が得られるように電圧指令ｍに補償を加えた電圧指令を生成し、それを電圧指令更新タイミング信号ｄに従って更新し、その更新した電圧指令ｎをＰＷＭパルスパターン発生部１５に与える。

以下、電圧指令補償部５２の動作について詳細に説明する。電圧指令補償部５２では、三角波ａが正の頂点から負の頂点に移行する負の傾きを持つハーフキャリア区間では、電圧指令値ｍに対して所定の正値を加算してＰＷＭパルスパターン発生部１５に出力する。一方、電圧指令補償部５２では、三角波ａが負の頂点から正の頂点に移行する正の傾きを持つハーフキャリア区間では、電圧指令値ｍから所定の正値を減算してＰＷＭパルスパターン発生１５に出力する。電圧指令値ｍに対して加算または減算する所定値ΔＶは、式（４−１）を用いて決定する。

なお、式（４−１）において、ＶｄｃはＰＷＭインバータ１６の直流リンク電圧（図１５参照）、Ｔｃｈはハーフキャリア区間の時間、Δｔｓは電流サンプリングポイントから三角波の頂点までの所定時間である。

図１２は、電圧指令補償部５２の動作を説明するタイムチャートである。なお、図１２では、理解を容易にするため電圧指令を単相としている。図１２において、三角波ａの頂点時刻位置から所定時間Δｔｓ前の時刻位置にて発生する電流サンプルホールドタイミング信号ｃに基づく補償前の電圧指令５５は、図１において電流補償部１３をパスした場合に得られる図２における電圧指令ｇに相当する。電圧指令補償前のＰＷＭ電圧ベクトル５６は、補償前の電圧指令５５と三角波ａの各ハーフキャリア期間との交差区間内に生成される。

一方、電圧指令補償部５２による補償後の電圧指令ｎは、電流サンプルホールドタイミング信号ｃが恰も三角波ａの頂点時刻位置にて発生したかのように出力されるので、電圧指令補償後のＰＷＭ電圧ベクトル５７は、電圧指令補償前のＰＷＭ電圧ベクトル５６を所定時間Δｔｓだけ早めたタイミングで発生することになり、三角波ａは、所定時間Δｔｓだけシフトした仮想的な三角波５８に置換されることになる。

このように、電圧指令補償部５２にて電圧指令が補償されると、ＰＷＭ電圧ベクトルの発生が早まり、見かけ上三角波の位相が移動する。その結果、三角波頂点よりΔｔｓだけ前に設定した電流サンプリングタイミングにおいて、三角波頂点にてサンプルホールドした電流値に相当する電流信号を得ることができる。このため、見かけ上の電流制御演算時間による無駄時間が非常に小さくなり、電流制御応答の向上が実現できる。

以上説明したように、この実施の形態４によれば、三角波周波数を高く設定したり、制御演算を行うマイクロコンピュータとしてより高速なものを使用したりすることなく、電流制御応答の向上が可能となる。このためコストアップすることなく性能向上を図ることが可能である。逆に、電流制御応答を維持したまま三角波周波数を低下させることも可能である。これによって、スイッチング損失が減少し、制御装置の冷却構造の簡易化が可能となり、装置の小型化、低コスト化が実現できる。

加えて、実施の形態４によれば、交流電動機のモデルやパラメータを必要しない簡易な手法であるので、交流電動機全般に容易に適用できる。

以上のように、この発明にかかる交流電動機の制御装置は、三角波周波数を高く設定したり、制御演算を行うマイクロコンピュータとしてより高速なものを使用したりすることなく、電流制御応答の向上を図るのに有用であり、特に、装置の小型化、低コスト化を実現するのに適している。

この発明の実施の形態１による交流電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。 図１に示す電流補償部をパスした場合の制御装置での動作タイムチャートである。 図１に示す電流補償部を加入した場合の制御装置での動作タイムチャートである。 式（１−３）の右辺第２項のＸｄ、Ｘｑの計算方法を説明する図である。 図１に示す電流補償部の構成例を示すブロック図である。 この発明の実施の形態２による交流電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。 図６に示す電流補償部の構成例を示すブロック図である。 この発明の実施の形態３による交流電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。 図８に示す電流補償部の構成例を示すブロック図である。 図８に示す制御装置の動作を説明するタイムチャートである。 この発明の実施の形態４による交流電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。 図１１に示す電圧指令補償部の動作を説明するタイムチャートである。 交流電動機の制御装置の一般的な構成例を示すブロック図である。 図１３に示す制御装置の動作を説明するタイミングチャートである。 図１３に示すＰＷＭインバータの構成例を示す図である。 図１５に示す２レベル３相ＰＷＭインバータでの各相スイッチの状態に対応したＰＷＭ電圧ベクトルを説明する図である。 ８通りの状態における各相上側スイッチとＰＷＭ電圧ベクトルとの関係等を示す図である。 ハーフキャリア区間でのＰＷＭ電圧ベクトルの推移、電圧指令の大小関係、Ｕ相電圧指令の位相を説明する図である。 図１４に示した無駄時間を短縮する場合の動作例を示すタイムチャートである。 図１９に示した電圧指令の更新が三角波の正および負の頂点時刻位置で行われない場合に生ずる可能性のある問題となる動作例（その１）を示すタイムチャートである。 図１９に示した電圧指令の更新が三角波の正および負の頂点時刻位置で行われない場合に生ずる可能性のある問題となる動作例（その２）を示すタイムチャートである。

符号の説明

１，３０，４０，５０ 制御装置
２ 交流電動機（誘導電動機）
１１ 電流検出部
１２ 電流サンプルホールド部
１３，３２，４３ 電流補償部
１４，５１ 電流制御演算部
１５ ＰＷＭパルスパターン発生部
１６ 三角波発生部
１８ 電圧指令更新タイミング発生部
１９，４２ 電流サンプルホールドタイミング発生部
２６，Ｘｄ，Ｘｑ 演算部
２７，３５ 電流補償式演算部
３１ 交流電動機（同期電動機）
４１ 交流電動機（誘導電動機、同期電動機）
４４ ｉＤｉｆｆ（ｎ）演算部
４５ 加算器
４６ 減算器
４７ 増幅器
４８ 差分演算部
５２ 電圧指令補償部

Claims (5)

1. 三角波を発生する三角波発生手段と、
   前記三角波発生手段にて発生された三角波と電圧指令とに基づいてＰＷＭパルスパターンを発生するＰＷＭパルスパターン発生手段と、
   前記ＰＷＭパルスパターンに基づいて駆動される複数の半導体スイッチのオン・オフ動作によって交流電動機にＰＷＭ電力を供給するＰＷＭインバータと、
   前記交流電動機に流れる駆動電流を検出する電流検出手段と、
   前記電流検出手段にて検出された電流値を前記三角波の正および負の頂点時刻位置から所定時間前の時刻位置にてサンプルホールドする電流サンプルホールド手段と、
   電流サンプルホールド手段にてサンプルホールドされた電流信号に対して補償を加える電流補償手段と、
   前記電流補償手段にて補償されたサンプルホールド電流に基づき電圧指令値を演算しその電圧指令値を前記三角波の正および負の頂点時刻に同期して更新したものを前記ＰＷＭパルスパターン発生手段への電圧指令として出力する電流制御演算手段と、
   を備えることを特徴とする交流電動機の制御装置。
2. 前記電流補償手段は、
   前記電流制御演算手段が更新出力する電圧指令に基づいて電流補償処理を実行する構成を備えることを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
3. 前記電流補償手段は、
   過去の電流サンプルホールド値に基づいて電流補償処理を実行する構成を備えることを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
4. 前記電流補償手段は、
   前記三角波の正および負の頂点時刻位置から所定時間後の時刻位置にて電流補償処理を実行する構成を備えることを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
5. 三角波を発生する三角波発生手段と、
   前記三角波発生手段にて発生された三角波と電圧指令とに基づいてＰＷＭパルスパターンを発生するＰＷＭパルスパターン発生手段と、
   前記ＰＷＭパルスパターンに基づいて駆動される複数の半導体スイッチのオン・オフ動作によって交流電動機にＰＷＭ電力を供給するＰＷＭインバータと、
   前記交流電動機に流れる駆動電流を検出する電流検出手段と、
   前記電流検出手段にて検出された電流値を前記三角波の正および負の頂点時刻位置から所定時間前の時刻位置にてサンプルホールドする電流サンプルホールド手段と、
   電流サンプルホールド手段にてサンプルホールドされた電流信号基づき電圧指令値を演算する電流制御演算手段と、
   前記電流制御演算手段が求めた電圧指令値に対して、前記三角波の正の傾きを持つハーフキャリア区間では所定の正値を減算する操作を行い、前記三角波の負の傾きを持つハーフキャリア区間では所定の正値を加算する操作を行い、そのように補償した電圧指令値を前記三角波の正および負の頂点時刻に同期して更新したものを前記ＰＷＭパルスパターン発生手段への電圧指令として出力する電圧指令補償手段と、
   を備えることを特徴とする交流電動機の制御装置。
   
   
   

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