JPH0947065A - モータ駆動制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】直流電源からディジタルＰＷＭ制御形インバー
タで波形歪みを補正した滑らかな可変周波数、可変電圧
の交流を出力して交流モータを駆動するモータ駆動制御
装置を提供することにある。 【解決手段】実行タイミング発生手段により出力される
各手段の動作タイミングで、電流サンプリング手段、デ
ッドタイム補正手段、ＰＷＭ指令更新手段、電流制御手
段の順に順次動作を実行するように指令する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の技術分野】本発明は、ディジタルＰＷＭ制御形
インバータを用いて直流電源から可変周波数、可変電圧
の交流を出力して交流モータを駆動する、特に出力電流
の波形歪みを補正して滑らかにした、モータ駆動装置に
関する。

【０００２】

【従来の技術】ＡＣサーボモータには、誘導電動機を用
いるものと永久磁石界磁の同期電動機を用いるものがあ
るが、いずれもＰＷＭインバータにより電圧指令制御を
実現するものが多い。従来、これらの制御システムでは
アナログ方式が用いられてきたが、ディジタルシグナル
プロセッサやワンチップマイクロコンピュータ等に代表
される半導体集積回路の発達に対応して、電流制御のみ
ならずＰＷＭパルス生成をも含めたディジタル化が図ら
れてきている。ディジタル化すると、コンピュータによ
る取扱などが容易になる反面、例えばサンプリングした
電流値に対してＡ／Ｄ変換する時間が必要になり、その
ための時間遅れなどが問題となってくる。

【０００３】図１１に、誘導電動機を用いた電気自動車
の制御システムのブロック図を示す。このシステムはア
クセル開度センサ１の出力であるアクセル開度２に基づ
いてトルク指令値４を演算するトルク指令演算器３、ト
ルク指令値４と誘導電動機１４の回転数を検出する回転
数検出器１５の出力であるモータ回転数１６とから電流
指令値６を演算する電流指令演算器５、電流指令値６と
モータ電流検出器１７の出力であるモータ実電流１８と
から電圧指令値８を演算する電流制御器７、電圧指令値
８からＰＷＭパルス１０を演算するＰＷＭ演算器９、直
流電源１１から供給される直流電圧をＰＷＭパルス１０
に基づいて三相交流電圧に変換するＰＷＭインバータ１
２からなり、誘導電動機１４はＰＷＭインバータ１２の
インバータ出力１３により所定電圧、所定周波数で駆動
される。

【０００４】ここで、電流制御器７とＰＷＭ演算器９を
マイコン等でディジタル処理する場合の電流サンプリン
グタイミングとＰＷＭパルスパターンの更新タイミング
について考えてみる。まず、ＰＷＭパルスパターンの更
新タイミングであるが、通常ＰＷＭパルス生成は、三角
波状にアップダウンカウント動作するカウンタと三相電
圧指令値とを比較することによって実現されるため、電
圧指令値を更新するタイミングとしては三角波の頂点に
限られる。それ以外のタイミングではパルス幅やスイッ
チング回数等が正確でなくなる。次に、電流サンプリン
グタイミングであるが、例えば特開平３―２１５１８２
に示される様に、電流リップルの影響を避け実電流を正
確に検出するために、出力電圧ベクトルの零ベクトル区
間の中間点が望ましい。零ベクトル区間の中間点とは上
記三角波の頂点に他ならない。つまり、両者とも同タイ
ミングで行われることになる。

【０００５】しかし、電流サンプリングおよび電流制御
演算時間等の、Ａ／Ｄ変換などに費やされ制御動作その
ものにとっては無駄な時間が発生するため、電流サンプ
リングからそれを反映するＰＷＭパルスの出力までの時
間は、電流制御における制御むだ時間となり、最低でも
ＰＷＭ周期の半周期となる。また、電流制御器７とＰＷ
Ｍ演算器９の処理時間がそれ以上かかる場合は、ＰＷＭ
周期の半周期では済まず、その整数倍となってしまう。
この電流制御における制御むだ時間の影響を改善するた
め、前述の特開平３―２１５１８２号公報の他、例えば
特開昭６３―４８１９６号公報等に開示されているよう
に、電流サンプリング値を補正することが知られてい
る。

【０００６】一方、ＰＷＭインバータにおいては、イン
バータを構成する正側および負側のスイッチング素子を
交互に導通制御して出力電圧を制御する。しかし、スイ
ッチング素子にはターンオフを指令した時刻に対して実
際のスイッチング動作が終了するまでに遅れがあるた
め、正側および負側のスイッチング素子が同時に導通し
て電源を短絡しない様に電源の短絡防止期間（以下デッ
ドタイムと呼ぶ）を設けている。このデッドタイムの影
響によりインバータの出力電圧に歪みが生じ、結果とし
て出力電流の波形も歪むと言う問題があり、この対策と
して、出力電流の極性に応じてインバータの出力電圧の
波形歪みを補正することが一般的に知られている。

【０００７】電流制御形インバータにおける電圧制御系
がアナログ方式で構成されている場合は、フィードバッ
クゲインが比較的高く設定できるため、デッドタイムに
よる電流波形の歪みが小さい。ところがディジタル方式
による電流制御ではフィードバックゲインがあまり取れ
ないため、デッドタイムの影響が大きくなり、上記電圧
補正が必須となる。以下、デッドタイムの影響について
説明する。

【０００８】まず、ディジタル方式で電流制御およびＰ
ＷＭ演算を行う場合の制御フローを図１２に示す。電流
制御は、三相交流座標系で行う方法と二相の回転磁界座
標系で行う方法があるが、後者で考えることとする。ス
テップ（１）ではモータ実電流をＡ／Ｄ変換し、ディジ
タル量として取り込む。ステップ（２）では三相交流座
標系のモータ実電流を二相の回転磁界座標系のモータ実
電流に座標変換する。ステップ（３）では回転磁界座標
系において、電流指令値とモータ実電流とを用い、例え
ば比例積分要素からなる電流制御演算を行うことにより
二相回転磁界座標系の電圧指令値を得る。ステップ
（４）では二相回転磁界座標系の電圧指令値を三相交流
座標系の電圧指令値に座標変換する。ステップ（５）で
は例えば三角波比較方式により三相交流座標系の電圧指
令値をＰＷＭパルスに変換する。三角波比較方式につい
ては、アナログ三角波に相当するアップダウンタイマの
値と三相交流座標系の電圧指令値に相当する時間データ
とを比較し、出力パルスの極性を切り換えるハードウエ
アにより容易に実現できる。この場合、ステップ（５）
の処理は例えばアウトプットコンペアレジスタへの電圧
指令値の書き込みというソフトウエア処理だけとなる。

【０００９】図１３は、デッドタイムを設定する必要が
ない理想的なインバータに対して上記制御を行ったとき
の三相の電圧指令およびモータ実電流を示した図であ
り、搬送波周波数は１０ｋＨｚである。また、電流制御
周期およびＰＷＭパルスの更新周期は１００μｓとして
いる。電圧指令値、モータ実電流とも正弦波となり良好
な制御が行われることが分かる。しかし、実際にはデッ
ドタイムを設けなければならず、その場合ステップ
（５）の処理にデッドタイム付加設置が追加されること
となる。例えばデッドタイムを５μｓとしたときの三相
の電圧指令値とモータ実電流は図１４に示すようにな
る。前述した様に、電流のフィードバックゲインが小さ
いため、デッドタイムの影響が電流の歪みとなって出て
しまい、その結果、トルク脈動が発生したり、効率が悪
化してしまう。

【００１０】ここで、デッドタイムの補正をステップ
（５）の処理に追加することとする。つまり、ステップ
（１）で得られた三相交流座標系のモータ実電流の極性
に応じて電圧指令値を補正することとする。Ｕ相につい
て具体的に述べると、Ｕ相実電流が正の場合、Ｕ相正側
のスイッチング素子の導通期間を長く（負側のスイッチ
ング素子の導通期間を短く）、Ｕ相実電流が負の場合、
Ｕ相正側のスイッチング素子の導通期間を短く（負側の
スイッチング素子の導通期間を長く）する様にＵ相電圧
指令を補正する。補正の量は、特開平３―１６４０７１
号公報に開示されている様に、デッドタイム幅だけ、あ
るいはデッドタイム幅にスイッチング素子のスイッチン
グ特性を考慮して決定すればよい。この様に制御した場
合の三相の電圧指令値とモータ実電流は図１５に示すよ
うになる。ディジタル方式においては、出力電流のサン
プリングからＰＷＭパルスが出力されるまでの制御遅れ
があり、前述した電流制御の場合と同様に制御むだ時間
により電圧補償が正しく行われずに出力電流の歪みが残
るという問題があった。

【００１１】従来、この問題を改善する技術として、特
開平６―６２５７９号公報に開示された技術が知られて
いる。これは、図１６に示すように、インバータの出力
電流を電流検出器８１〜８３で検出し、この検出した電
流信号の位相を制御むだ時間の分だけ進める演算を位相
進み補償器５９で行い、この位相進み補償で得られる補
正電流信号の極性により電圧指令を補償電圧演算回路６
１〜６３で補正するものである。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】上記従来技術では、モ
ータ実電流の検出からＰＷＭパルスの出力までの制御む
だ時間の分だけモータ実電流の位相を進ませる演算を行
っていたために、演算時間が増加するという問題があっ
た。また、デッドタイム補正のための実電流サンプリン
グタイミングを追加する方法も考えられるが、これには
Ａ／Ｄ変換器等も高速化しなければならず、回路が複雑
となりコストが高くなるという問題点があった。

【００１３】本発明は、デッドタイム補正を行うに際し
て、演算量や電流サンプリング回数を増加させることな
く、また、電流制御性能をほとんど悪化させることな
く、マイコン等でディジタル処理する方法を提供するこ
とを課題とする。

【００１４】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に本発明においては、モータ電流をサンプリングする電
流サンプリング手段、サンプリングして得られたサンプ
リング電流値を用いて電圧指令値を出力する電流制御手
段、電流制御手段から出力された電圧指令値をサンプリ
ング電流値を用いて補正するデッドタイム補正手段、デ
ッドタイム補正手段により得られた出力電圧値をＰＷＭ
指令として更新するＰＷＭ指令更新手段、及び上記各手
段を所定の周期毎に順次動作させるための動作タイミン
グ発生手段を備え、実行タイミング発生手段により出力
される各手段の動作タイミングが、電流サンプリング手
段、デッドタイム補正手段、ＰＷＭ指令更新手段、電流
制御手段の順に順次動作を実行させるようにした。即
ち、電流サンプリングのタイミングは、ＰＷＭパルス更
新タイミングより電流サンプリング時間とデッドタイム
補正演算時間との和の時間だけ前に設定することにし
た。

【００１５】次に、作用について説明する。

【００１６】デッドタイム補正演算は、サンプリングし
た各相の電流の極性に応じて出力電圧の補正量を選択
し、電圧指令値に加算するだけであるから、演算時間は
非常に小さい。また、ＰＷＭパルスの更新はＰＷＭ発生
用のレジスタへ其の加算値を書き込むことによって達成
できる。したがって、デッドタイム補正における制御む
だ時間は、ほとんど電流をＡ／Ｄ変換するのに要する時
間のみであるため、ＰＷＭ周期の１００μｓオーダの時
間から数μｓ程度に減少し、制御性能は大幅に向上す
る。つまり、トルク脈動は低減され、効率も向上する。

【００１７】電流制御におけるむだ時間は、ＰＷＭ周期
の１００μｓオーダの時間に高々数μｓ程度が加わるだ
けであるから、その影響は小さい。また、電流サンプリ
ングタイミングが出力電圧の零ベクトル区間の中間点か
ら数μｓ程度前にずれることになるが、電圧振幅が１０
０％近くにならない限り零ベクトル区間内であり、電流
リップルの影響がない電流検出が可能である。そのた
め、電流制御性能を悪化させることは殆どない。

【００１８】

【発明の実施の形態】図１は本発明の第１の実施の形態
を示す図である。このシステムはアクセル開度センサ１
の出力であるアクセル開度２に基づいてトルク指令値４
を演算するトルク指令演算器３、トルク指令値４と誘導
電動機１４の回転数を検出する回転数検出器１５の出力
であるモータ回転数１６とから電流指令値６を演算する
電流指令演算器５、モータ電流検出器１７の出力である
モータ実電流１８をＡ／Ｄ開始タイミング信号２２に従
ってＡ／Ｄ変換し、モータ電流サンプリング値２１とＡ
／Ｄ変換終了信号２３を出力するＡ／Ｄ変換器１９、モ
ータ電流サンプリング値２１の極性に応じて電圧補正量
を電圧指令値８に加算し、出力電圧値２５をＡ／Ｄ変換
終了信号２３に従って演算するデッドタイム補正演算器
２０、電流指令値６とモータ電流サンプリング値２１と
から電圧指令値８を出力電圧更新タイミング信号２４に
従って演算する電流制御器７、出力電圧値２５をデッド
タイムを付加したＰＷＭパルス１０に変換し、Ａ／Ｄ開
始タイミング信号２２と出力電圧更新タイミング信号２
４とを出力するＰＷＭ演算器９、直流電源１１から供給
される直流電圧をＰＷＭパルス１０に基づき三相交流電
圧に変換するＰＷＭインバータ１２からなり、誘導電動
機１４はＰＷＭインバータ１２の出力１３により所定の
交流電圧、所定の交流周波数で駆動される。

【００１９】まず、ＰＷＭ演算器９について説明する。
これは通常ハードウエアによって例えば図２に示すよう
に構成される。２つの搬送波発生用アップダウンカウン
タはデッドタイム分だけずれたカウント値をとりなが
ら、三角波を発生する。搬送波周波数が１０ｋＨｚ（搬
送波周期１００μｓ）で電流制御周期も１００μｓの場
合、三角波の最下点で出力電圧更新タイミング信号２４
を発生する。また、それより所定時間だけ前のタイミン
グでＡ／Ｄ開始タイミング信号２２を出力する。いま、
Ａ／Ｄ変換時間が３μｓ、デッドタイム補正処理時間が
１μｓとすると前記所定時間は例えば５μｓに設定す
る。出力電圧値２５はラッチに書き込まれ、２つのディ
ジタルコンパレータでそれぞれ搬送波発生用アップダウ
ンカウンタの値と比較され、デッドタイムを付加された
Ｕ相の正側と負側のＰＷＭパルスＵｐとＵｎを発生す
る。以上はＵ相一相分だけを説明したものであるが、他
の二相も同様の構成で実現できる。図３にＰＷＭ演算器
９の上記機能を説明するための波形図を示す。

【００２０】その他の処理は通常ソフトウエアで実現さ
れるが、ここでは高速処理が要求されるＡ／Ｄ変換器１
９、デッドタイム補正演算器２０、電流制御器７につい
てのみフローチャートに基づいて説明することにする。
まず、Ａ／Ｄ開始タイミング信号２２によって起動され
る処理のフローチャートを図４に示す。ここでは、Ａ／
Ｄ変換器１９とデッドタイム補正演算器２０の処理を行
う。次に、出力電圧更新タイミング信号２４によって起
動される処理のフローチャートを図５に示す。ここで
は、ＰＷＭ演算器９への出力電圧値２５の更新と電流制
御器７の処理を行う。

【００２１】図６に上記処理のタイミング図、図７に本
実施の形態で制御を行った場合の三相の出力電圧値２５
とモータ実電流１８を示す。デッドタイム補正における
制御むだ時間は５μｓとなり、デッドタイムによる電流
歪みは大幅に改善していることが分かる。また、電流制
御における制御むだ時間が５μｓ増加したことによる影
響はほとんど見られない。また、ＰＷＭ搬送波周波数が
小さい場合、あるいは電流制御周期が大きい場合、デッ
ドタイム補正における制御むだ時間の短縮幅が大きくな
るため、この効果は一層大きくなることが容易に理解さ
れる。

【００２２】次に、本発明の第２の実施の形態について
説明する。本実施の形態は、第１の実施の形態（図１）
における電流制御器７を改良することによって電流制御
性能を向上させ得るものである。図８に本第２の実施の
形態の電流制御器７を示す。電流制御器７はモータ電流
サンプリング値２１に対して電流制御における制御むだ
時間を考慮して補正を行い、モータ電流サンプリング補
正値７０１を出力する電流補正演算器７０２、電流指令
値６とモータ電流サンプリング補正値７０１とから電圧
指令値８を演算する電流制御器７００で構成される。電
流制御器７００の構成は、第１の実施の形態の電流制御
器７と同様である。また電流補正演算器７０２の補正方
法としては、前回の電流値を用いる方法、前回の電圧指
令値を用いる方法等が考えられる。出力電圧更新タイミ
ング信号２４によって起動される処理のフローチャート
を図９に示す。ここでは、ＰＷＭ演算器９への出力電圧
値２５の更新と電流制御器７の処理を行う。

【００２３】次に、本発明の第３の実施の形態について
説明する。本実施の形態は、第１の実施の形態（図１）
のＰＷＭ演算器９を改良することによって電流制御性能
を向上させるようにしたものである。図１０に本第３の
実施の形態のＰＷＭ演算器９を示す。これは、出力電圧
値２５がしきい値より大きい場合、Ａ／Ｄ変換開始タイ
ミング２２を出力電圧更新タイミング信号２４とするも
のである。Ａ／Ｄ変換開始タイミング２２は、第１ある
いは第２の実施の形態においては、出力電圧の零ベクト
ル区間の中間点よりＡ／Ｄ変換時間とデッドタイム補正
処理時間の和だけ前に設定されていた。その時間はＰＷ
Ｍ搬送波周期１００μｓに対して５μｓ程度なので、出
力電圧が直流電源１１の電圧の０〜９０％の範囲では、
電流サンプリングが零ベクトル区間で行われるが、９０
％を越えると零ベクトル区間ではなくなり、電流リップ
ルの影響を大きく受けるため、電流制御性能が悪化す
る。したがって、しきい値を例えば直流電源電圧の９０
％に設定すれば、出力電圧がそれを越えるときには、Ａ
／Ｄ変換タイミングが出力更新タイミング、つまり零ベ
クトル区間の中間点になるので、電流サンプリングは常
に零ベクトル区間で行われることになる。

【００２４】このようにすると、電圧が大きい範囲では
処理のタイミングや処理が従来例の場合と同様になるた
め、デッドタイム補正における制御むだ時間が大きくな
り、デッドタイムによるモータ電流の歪みが大きくな
る。しかし、デッドタイムによる電圧降下は出力電圧に
よらず一定であり、したがって出力電圧が大きくなるほ
どデッドタイムの影響は小さくなる。つまり、出力電圧
が大きい範囲では、電流制御性能を重視する方が有利で
ある。

【００２５】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、電
流制御とデッドタイム補正の処理タイミングに関して、
デッドタイム補正での制御むだ時間を短縮する様にした
ため、電流制御性能をほとんど悪化させることなく、ま
た処理時間を増加させることなく、デッドタイム補正制
御性能を大幅に改善することができるため、トルク脈動
の低減や効率の向上を図れる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態を示す図である。

【図２】第１の実施の形態のＰＷＭ演算器について説明
する図である。

【図３】第１の実施の形態のＰＷＭ演算器の機能を説明
するための波形図である。

【図４】第１の実施の形態でＡ／Ｄ開始タイミング信号
によって起動される処理のフローチャートを示す図であ
る。

【図５】第１の実施の形態で出力電圧更新タイミング信
号によって起動される処理のフローチャートを示す図で
ある。

【図６】第１の実施の形態の動作を示すタイミング図で
ある。

【図７】第１の実施の形態における電圧指令および出力
電流と三角波形との関係を説明するための図である。

【図８】第２の実施の形態における改良された電流制御
器を説明するための図である。

【図９】第２の実施の形態において出力電圧更新タイミ
ング信号によって起動される処理のフローチャートを示
す図である。

【図１０】第３の実施の形態における改良されたＰＷＭ
演算器を説明するための図である。

【図１１】ＰＷＭインバータにより誘導電動機を駆動す
る従来例を示す図である。

【図１２】ディジタル方式で電流制御およびＰＷＭ演算
を行う従来例の制御フローを示す図である。

【図１３】理想インバータを用いた従来例における電圧
指令および出力電流を示す波形図である。

【図１４】デッドタイムを設定したインバータを用いた
従来例における電圧指令および出力電流を示す波形図で
ある。

【図１５】デッドタイム補正を行った従来例における電
圧指令および出力電流を示す波形図である。

【図１６】電流信号の位相を制御むだ時間の分だけ進め
る演算を位相進み補償器で行うようにした従来例を示す
図である。

【符号の説明】

１…アクセル開度センサ ２…アクセル開
度 ３…トルク指令演算器 ４…トルク指令
値 ５…電流指令演算器 ６…電流指令値 ７…電流制御器 ８…電圧指令値 ９…ＰＷＭ演算器 １０…ＰＷＭパル
ス １１…直流電源 １２…ＰＷＭイ
ンバータ １４…誘導電動機 １５…回転数検
出器 １６…モータ回転数 １７…モータ電
流検出器 １８…モータ実電流 １９…Ａ／Ｄ変
換器 ２０…デッドタイム補正演算器 ２１…モータ電
流サンプリング値 ２２…Ａ／Ｄ開始タイミング信号 ２３…Ａ／Ｄ変
換終了信号 ２４…出力電圧更新タイミング信号 ２５…出力電圧
値

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】直流電源からディジタルＰＷＭ制御のイン
   バータで可変電圧、可変周波数の交流を出力してモータ
   を駆動し、帰還制御によりモータ電流を制御すると共
   に、インバータ用スイッチング素子による電源短絡を防
   止するために設けたデッドタイムにより発生する電圧降
   下を補償するデッドタイム補正手段を備えたモータ駆動
   制御装置おいて、モータ電流をサンプリングする電流サ
   ンプリング手段、サンプリングして得られたサンプリン
   グ電流値を用いて電圧指令値を出力する電流制御手段、
   電流制御手段から出力された電圧指令値をサンプリング
   電流値を用いて補正するデッドタイム補正手段、デッド
   タイム補正手段により得られた出力電圧値をＰＷＭ指令
   として更新するＰＷＭ指令更新手段、及び上記各手段を
   所定の周期毎に順次動作させるための動作タイミング発
   生手段を備え、実行タイミング発生手段により出力され
   る各手段の動作タイミングが、電流サンプリング手段、
   デッドタイム補正手段、ＰＷＭ指令更新手段、電流制御
   手段の順に順次動作を実行させることを特徴とするモー
   タ駆動制御装置。
2. 【請求項２】電流制御手段が、制御むだ時間に応じてサ
   ンプリング電流値を補正する手段を備えていることを特
   徴とする請求項１記載のモータ駆動制御装置。
3. 【請求項３】出力電圧が大きい場合には、実行タイミン
   グ発生手段により制御される動作順序を、電流サンプリ
   ング手段およびＰＷＭ指令更新手段、電流制御手段、デ
   ッドタイム補正手段の順に、あるいは電流サンプリング
   手段およびＰＷＭ指令更新手段、デッドタイム補正手
   段、電流制御手段の順とすることを特徴とする請求項１
   又は２記載のモータ駆動制御装置。