JP3935543B2

JP3935543B2 - Ｐｍモータの制御装置

Info

Publication number: JP3935543B2
Application number: JP01060197A
Authority: JP
Inventors: 啓之 ▲榊▼原; 倫也奥野; 和良大林
Original assignee: Denso Corp; Nippon Soken Inc
Current assignee: Denso Corp; Soken Inc
Priority date: 1996-02-01
Filing date: 1997-01-23
Publication date: 2007-06-27
Anticipated expiration: 2017-01-23
Also published as: JPH09271198A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はＰＭモータの制御装置に関し、特にインバータによる交流モータの制御システムにおいて、ＰＭモータに印加される電圧を正確に知る必要がある場合に、ＰＭモータに流れる電流値とインバータの制御信号からＰＭモータ各相電圧の平均値を検出し、インバータのデッドタイム電圧の補正を可能とするＰＭモータの制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
インバータのデッドタイムに起因する誤差電圧の補正方法については、例えば、特開平２─１７９２７７号公報に開示されている。この方法では、インバータを離散時間系システムによりフィードバックする制御方法において、離散的に得られる電流値に対して、電流方向を実電流と等しくするオフセット電流を加え、オフセット電流が加えられた電流値に基づいて電流の方向を判別し、電流の方向に基づいてデッドタイム補償を行うものである。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
通常、誘導モータや同期モータをインバータにより回転センサを使用せずに制御する回転センサレス制御システムや、広範囲の回転数又はトルクを高精度に制御するシステムでは、インバータを構成するスイッチング素子の短絡防止のために設けられているデッドタイム（一対のスイッチング素子の導通期間を若干ずらせてスイッチング動作させる場合のずれ時間、即ち、何れのスイッチング素子もオフ状態の期間）に起因する誤差電圧の補正が必要である。
【０００４】
例えば上記の文献に記載のように、従来、このデッドタイムに起因する誤差電圧の補正のためにスイッチング前の電流値からスイッチング時の誤差電圧を予測して補正する等の方法や、上述の文献の方法のようにオフセット電流が加えられた電流値に基づいて電流の方向を判別し、電流の方向に基づいてデッドタイム補償を行う方法等がとられてきた。
【０００５】
しかしながら、これらの方法では必ずしも正確なデッドタイム補償が行えないばかりか、構成が複雑化する問題や、スイッチングノイズが発生する問題や、さらに電圧測定等のために例えば絶縁増幅器等の高価な装置を多数必要とする問題があった。
本発明の目的は、上記の従来の問題点に鑑み、簡素化された構成で、かつ絶縁増幅器等の高価な装置を必要とせずに、デッドタイムに起因する誤差電圧を高い精度で補償可能なＰＭモータの制御装置を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載の発明によれば、電流符号記録回路３において、例えばＵ相の電流の向きを表す電流符号信号３３１ａを電圧比較器３３１により生成し、インバータ１のスイッチング素子を制御するスイッチ制御信号９２の立上がりと立下がりに引き続くデッドタイム期間のタイミングを遅延回路３２１により生成して電流符号信号を記録する。この電流符号信号を情報処理部に入力し、情報処理部にて実際のＰＷＭデューティを算出することにより、正確な平均電圧を算出する。そしてこの算出結果を回転子の角度計算等に使用する。なお、他の２相のＶ相及びＷ相も同様である。
【０００７】
このように構成することにより、簡素化された構成で、かつ絶縁増幅器等の高価な装置を使用せずにデッドタイムに起因する誤差電圧を補正することができ、その結果、制御システムの制御精度を向上させることができる。
【０００８】
【発明の実施の形態】
図１は本発明によるＰＭモータの制御装置のブロック図である。図示のように、本発明のＰＭモータの制御装置は、基本的に、ＰＭモータ（Ｍ）を制御するインバータ１と、このインバータ１を制御する情報処理部２と、ＰＭモータ（Ｍ）に供給する電流の方向を記録する電流符号記録回路３と、インバータ１のスイッチング素子を駆動制御するスイッチ駆動回路６と、デッドタイム付加回路７とにより構成される。
【０００９】
インバータ１は６個のスイッチング素子（１１１，１１２等）で構成される３相インバータである。情報処理部２はインバータ１の電源電圧信号８ａと、Ｕ相の電流信号４１ａと、Ｗ相の電流信号４２ａと、後述するインバータ１の出力電圧の推定値とからセンサレス制御理論によりＰＭモータの回転子の位置（角度）を推定し、図示しない外部から入力されるトルク指令に従ってインバータ１のスイッチング制御信号を生成する。電流符号記録回路３はスイッチ制御信号９２と、Ｕ相とＷ相の電流信号からスイッチング時の電流の向きを記録するものである。
【００１０】
４１は３相モータＭのＵ相の電流を検出するＵ相電流センサであり、４２は３相モータＭのＷ相の電流を検出するＷ相電流センサである。５１は突極形のＰＭモータ（突極形の永久磁石界磁の同期モータ）の電機子コイルである。
スイッチ駆動回路６はインバータ１内の６個のスイッチング素子を駆動するためのものである。
【００１１】
デッドタイム付加回路７は、情報処理部２からのスイッチ制御信号９２に基づきインバータ１内の上側及び下側配線間の短絡防止用のデッドタイムを付加してオーバーラップの無い３対の遅延付加スイッチ制御信号９６を生成する。
さらにインバータ１内にはインバータ１の電源の電圧を検出する電源検出回路８が設けられる。
【００１２】
図２は図１の電流符号記録回路３の詳細ブロック図である。図２において、３１は利得が−１の加算回路である。加算回路３１にはＵ相電流センサ４１からの電流値とＷ相電流センサ４２からの電流値が入力され、その出力は後述する電圧比較器に供給される。
３２１〜３２３は遅延回路であり、各遅延回路の入力には情報処理部２からの対応するスイッチ制御信号が供給され、各遅延回路の出力は後述する対応するＤ形フリップフロップ回路に供給される。
【００１３】
３３１〜３３３は電圧比較器であり、電圧比較器３３１はＵ相電流センサ４１からの検知電流値を受け、電圧比較器３３３はＷ相電流センサ４２からの検知電流値を入力する。これらの電圧比較器３３１，３３３の比較結果の出力は対応するＤ形フリップフロップ回路に供給される。一方、電圧比較器３３２は加算回路３１の出力電圧を受け、比較結果の出力をＤ形グリップフロップ３４３，３４４に供給する。
【００１４】
３４１〜３４６はＤ形フリップフロップ回路であり、各電圧比較器毎に１対設けられている。また、３５１〜３５３はＮＯＴ回路である。ＮＯＴ回路は遅延回路のＱ出力を反転し一方のＤ形フリップフロップ回路に供給するものである。
例えば、Ｕ相について、遅延回路３２１はシフトレジスタで構成され、その遅延時間はスイッチ駆動回路６とインバータ１内のスイッチング素子とＵ相電流センサ４１と電圧比較器３３１とによる伝搬遅延時間の総和と、デッドタイム付加回路７で付加するデッドタイムの１／２を加算した時間とする。そしてこの遅延回路３２１はインバータ１内のＵ相電圧の立上りと立下りのデッドタイムの中央での相電流の符号がＤ形フリップフロップ回路に記録できるように調整する。なお、Ｗ相についても上述のＵ相と同様にＷ相の電流の符号をフリップフロップ回路に記録できるように構成する。一方、Ｖ相については、Ｕ相電流値ＩｕとＷ相電流Ｉｗを加算回路３１で算出してＶ相電流とする以外は上述のＵ相、Ｗ相の場合と同様である。
【００１５】
本図のＩｕ，Ｉｗ，Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ等の記号は図１の電流符号記録回路３の記号に対応する。また、本図の端子９３からの各電流符号信号（Ｆｕ１，Ｆｕ２，Ｆｖ１，Ｆｖ２，Ｆｗ１，Ｆｗ２等）は、図１の電流符号記録回路３のＦｉｊに対応する。即ち、“ｉｊ”は“Ｕ１”，“Ｕ２”．．．．等の何れかに対応する。ここで、ｊ＝１はスイッチ制御信号の立上り、ｊ＝２は立下りのタイミングに対応する。
【００１６】
図３は図１の情報処理部２の詳細ブロック図である。本図において、２１は高速演算可能なデジタル信号処理装置（ＤＳＰ: Digital Signal Processor) であり、２２はＤＳＰ２１の各電圧指令２１ａ〜２１ｃに従って３相のＰＷＭ信号を生成可能なＰＷＭ回路であり、２３〜２５はＡ／Ｄコンバータ（アナログ／デジタル変換器）である。
【００１７】
Ａ／Ｄコンバータ２４と２５は、ＰＷＭ回路２２から入力された変調周期信号２２ａに同期して、入力されたＵ相とＷ相の電流Ｉｕ及びＩｗをサンプリングし、後述するようにＡ／Ｄ変換の後にＤＳＰ２１に割込みをかけて割込み処理を開始させるように構成してある。図中のＶＢは図１の電圧検出回路８からの出力を受ける端子であり、Ｆｉｊは図１の電流符号記録回路３からの電流符号信号Ｆｉｊに対応する。
【００１８】
図４（Ａ），（Ｂ）は図１及び図２の情報処理部のフローチャートである。（Ａ）は起動直後に実行されるリセット割込みルーチンであり（Ｓ２１）、（Ｂ）はインバータのＰＷＭ制御周期で電流をサンプリングするＡ／Ｄコンバータからの割込み信号で起動する割込み処理ルーチンである（Ｓ２２）。
（Ａ）において、まずハードウェアを初期化し（Ｓ２１０）、次に制御変数を初期化し（Ｓ２１１）、回転子の初期の角度位置を検出し（Ｓ２１２）、磁極の極性を判別する（Ｓ２１３）、等のモータ制御の準備を行う。
【００１９】
その後に、外部からトルク指令を入力し（Ｓ２１４）、電流指令を計算し（Ｓ２１５）、電源電圧を入力した（Ｓ２１６）後、固定子コイルの温度を測定し（Ｓ２１７）、固定子コイルの抵抗を計算する（Ｓ２１８）。以下Ｓ２１４から再度繰り返し実行する。
（Ｂ）において、Ｕ相，Ｗ相電流センサにより検出された相電流検出値を入力し（Ｓ２２０）、固定座標上の電流ベクトルを算出し（Ｓ２２１）、電流符号記録回路３から電流方向を示す電流符号信号Ｆｉｊを入力し（Ｓ２２２）、電流符号信号Ｆｉｊにより電圧指令のデッドタイムにおける電圧を補正し（Ｓ２２３）、固定座標上の電圧ベクトルを計算し（Ｓ２２４）、補正された電圧ベクトルと電流ベクトルからセンサレス制御理論に基づいて回転子の位置を計算する（Ｓ２２５）。
【００２０】
さらに回転座標（ｄ−ｑ座標）上の電流ベクトルを計算し（Ｓ２２６）、回転子の速度を計算し（Ｓ２２７）、ベクトル制御方式により電流指令を計算し、現在の電流をＰＩ制御方式で制御する電圧指令を計算し（Ｓ２２８）、固定座標上の３相の第１の電圧指令に変換し、最後にデッドタイムの影響を現在の電流値から推定し（Ｓ２２９）、補正して第２の電圧指令として出力する（Ｓ２２９）。
【００２１】
上記の各ステップにおいて電圧指令の補正（Ｓ２２３）が本発明の特徴とするものであり、その他のステップについてはステップＳ２２３を導出するための段階及び導出結果を用いて電圧指令を発生する段階を説明している。
以下に、ＰＭモータの場合の回転子の位置と速度を、電機子電圧と電流から計算する計算式について説明する。
【００２２】
ＰＭモータの電圧方程式を、
ｖ_d= (R_d+ pL_d )i_d- ωL_qi_q
v_q= ωL_di_d + (R_q+ pL_q)i_q+ ωφ_f
とする。
ここで、ｖ_dは回転座標のｄ軸方向の電圧成分、
v_qは回転座標のｑ軸方向の電圧成分、
i_dは回転座標のｄ軸方向の電流成分、
i_qは回転座標のｑ軸方向の電流成分、
R_d,R_qは電機子抵抗、
L_dはｄ軸方向のインダクタンス、
L_qはｑ軸方向のインダクタンス、
Ｐは微分演算子、
ωは回転子の速度、
φ_fは界磁磁束、
である。
【００２３】
さらに下記の如き固定座標（ｘｙ座標）と回転座標（ｄｑ座標）の関係式、
ｖ_d= cosθv_y+ sin θv_x
ｖ_q= - sinθv_y+ cos θv_x
i_d= cosθi_y+ sin θi_x
i_q= - sinθi_y+ cos θi_x
をｄ軸に関する電圧方程式に代入し、整理すると、
tan θ= ｛v_y- (R_d+ pL_d)i_y + ω(L_q - L_d)i_x｝
/ ｛-v_x + (R_d+ pL_d)i_x +ω(L_q - L_d)i_y｝
を得る。
【００２４】
回転子の位置θから電流、電圧のｄｑ座標上での値がわかるので、ｑ軸に関する電圧方程式から、回転子の速度ωは、
ω＝｛ｖ_q- (R_q + pL_q)i_q｝/ (L_di_d+ φ_f)
よなる。
上述以外の説明、例えば、起動時の回転子の磁極の極性判別等、ＰＭモータのセンサレス制御に関する詳細は文献、渡辺他「永久磁石界磁同期電動機の回転子位置と速度のセンサレス検出の方法」（電気学会論文誌Ｄ，１１０巻１１号、平成２年）に記載されている。
【００２５】
図５は図１及び図２の電流符号記録回路３の動作をＵ相に関して説明するタイミング・チャートである。図中、ＴＤはデッドタイムであり、Ｕ相下側スイッチング素子の立下がりと上側スイッチング素子の立上がりの期間若しくはＵ相上側スイッチング素子の立下がりとＵ相下側スイッチング素子の立上がりの期間を示す。
【００２６】
また、Ｔ１は図２の遅延回路の遅延時間であり、ｔ１はＵ相電圧の仮の立ち上がり時刻、ｔ２はＵ相電圧の仮の立ち下がり時刻（ｔ１，ｔ２は図示のように実際の立上がり／立下がりではない）である。また、Ｉ１は時刻ｔ１における相電流Ｉｕの値、Ｉ２は時刻ｔ２における相電流Ｉｕの値である。本発明では遅延回路により遅延時間Ｔ１を調整して時刻ｔ１，ｔ２をデッドタイムＴＤの中央に設定するようにし、電流をサンプリングする方法をとる。
【００２７】
また、電流符号信号Ｆｕ１，Ｆｕ２に示される斜線の部分は論理が不定であることを示す。また、上記以外の図中の符号は図１と図２の対応部分の信号に対応している。
図６は図４のフローチャートの処理ステップＳ２２３の詳細をＵ相に関して説明する図である。図中、図５に示すようにＴはインバータ１を制御するスイッチ制御信号Ｓｕのパルス幅、ＴＤはデッドタイム、ＶＤはデッドタイムに対応するＰＷＭ制御周期当たりの平均電圧の変動である。平均電圧の変動ＶＤは、
ＶＤ＝（電源電圧ＶＢ）×（デッドタイムＴＤ）／（ＰＷＭ制御周期）
の関係がある。
【００２８】
なお、電圧ＶＢは図５に示すようにインバータＵ相出力電圧であるが、このＶＢは図１に示すインバータ１内の電圧検出回路８の出力でもあり情報処理部２に供給されるものである。
本図は電流符号信号Ｆｕ１とＦｕ２とデッドタイム補正後の第２の電圧指令値Ｖからこの制御周期における相電圧の平均電圧がどのように変化するかを示している。各デッドタイムＴＤではＵ相上側スイッチング素子１１１とＵ相下側スイッチング素子１１２が同時にオフとなるので、電流が負（モータからインバータの向き）の場合にはＵ相上側ダイオード１２１が導通して電圧はＶＢに、電流が正の場合にはＵ相下側ダイオード１２２が導通して電圧は０となる。
【００２９】
従って、上記処理ステップＳ２２３では前回インバータに出力した第２の電圧指令Ｖに対して、Ｆｕ１＝Ｆｕ２＝０の場合は＋ＶＤ、Ｆｕ１＝Ｆｕ２＝１の場合は−ＶＤの補正を加えて前回の電圧の出力の平均値として（Ｖ＋ＶＤ又はＶ−ＶＤ）回転子の位置の計算（ステップＳ２２５）に使用する。Ｆｕ１≠Ｆｕ２の場合には補正は不要である（Ｖを使用する）。
【００３０】
本発明の作用を以下により詳細に説明する。なお、以下ではＵ相を中心に説明するが、他の２相も同様である。
上記構成によれば、ＰＷＭ制御周期中のインバータ出力電圧の立ち上がりエッジと立ち下がりエッジのデッドタイムＴＤの中央の時刻のＵ相電流Ｉｕの符号が図２の電流符号記録回路３のフリップフロップ３４１と３４２に記録されて情報処理部２に出力され、情報処理部２は電流のサンプリング時に同時に前回のＰＷＭ制御周期における立ち上がりエッジと立ち下がりエッジのデッドタイムの電流の符号を入力してこの電流の符号から電圧指令値を図６に基づいて正しく補正する。従って、制御周期以前の電流符号からデッドタイムでの電圧を補正する従来の回転子の位置計算に比べて精度が向上し、最終的にはトルク制御精度が向上することになる。
【００３１】
例えば、図５のように制御周期中に電流の符号が変化する場合、従来の方式では制御周期の直前の電流の符号から２つのデッドタイムでの電圧は０Ｖである（即ち、インバータ出力の平均電圧がＶＤだけ減少する）と予測して第１の指令電圧Ｖに対してＶ＋ＶＤをインバータに指示する。
しかし、電流符号がＰＷＭ周期中に途中で変化する場合にはインバータでは誤差が加わらないのでＶＤだけ出力が過大となる。従来の方式ではこの過大な電圧を回転子の計算に使用することになるので、位置の計算精度が悪化していた。
【００３２】
一方、本発明ではインバータの出力電圧は従来と同様にしか補正されないが、実際の出力電圧が出力後に電圧指令値からどのように変動したかを補正できるのでセンサレス方式で最も重要な位置の計算精度が向上するのである。
上述のように本発明の補正方式の効果は電流の符号がＰＷＭ制御期間中に変化する場合に発揮されるが、これは電流振幅に対してリップルが大きい場合で、かつデッドタイムによる電圧誤差ＶＤがＰＷＭによる平均電圧に対して無視できない場合であり、モータの制御状態に換言すると、低速度かつ低トルクの場合となる。
【００３３】
なお、以上の補正はデッドタイムの間に電流符号の変化がないと仮定しているが、デッドタイム中に電流符号の変化がある場合にも、推定誤差の統計的な期待値を最小とするようにデッドタイムの中央の時刻での電流符号を記録するのである。
さらに、第２の実施形態としては図２の電流符号記録回路３の遅延回路３２１としてアナログ的なパルス遅延回路を使用したものを提示する。パルスを遅延させるという機能の実現方法を置き換えただけであるので詳細説明を省略する。
【００３４】
さらに、第３の実施形態として図２の電流符号記録回路３の加算回路３１を削除し、図１のインバータ出力のＶ相にＶ相電流センサ（図示せず）を付加してその出力を電圧比較器３３２に入力することもできる。図２で説明したＶ相電流値を得る手段を置き換えただけであるから詳細説明を省略する。
さらに、上述の実施形態では電流符号を得るために電流をサンプリングするタイミングとしてデッドタイムＴＤの中央を指定しているが、制御精度が許せば中央以外（例えばスイッチング後）でも適用可能である。
【００３５】
さらに、上述の説明では３相のＰＭモータのセンサレス制御方式に関して説明したが、一般の多相交流での拡張は容易である。即ち、図２の電流符号記録回路を相数に合わせて増設すればよい。
【００３６】
図７は情報処理部の他の構成例ブロック図である。上述の説明では電流符号記録手段はハードウェアによって実現したが、以下に説明するように情報処理手段における演算プログラムによって実現することもできる。
【００３７】
図示のように、情報処理部２は、各相のスイッチ制御信号の立上がりによって起動し、前述の遅延回路３２１〜３２３の遅延時間と同一の時間後に対応するＡ／Ｄコンバータに電流値のサンプリングを指示するタイマ２６１、２６３及び２６５で構成された第１の計時手段と、
各相のスイッチ制御信号の立下がりによって起動し、遅延回路３２１〜３２３の遅延時間と同一の時間後に対応するＡ／Ｄコンバータに電流値のサンプリングを指示するタイマで構成された第２の計時手段と、
Ｕ相電流値とＷ相電流値からＶ相電流値を算出する演算増幅器で構成された加算回路２８と、
タイマ２６１〜２６６によりサンプリング動作を起動するＡ／Ｄコンバータ２７１〜２７６と、により構成され、
Ａ／Ｄコンバータ２７１〜２７６は変換終了直後にデジタル信号処理装置２１に割込みをかけるように構成される。
【００３８】
図８（Ａ）〜（Ｆ）は図７のデジタル信号処理装置における割込み処理フローチャートである。デジタル信号処理装置２１は、Ａ／Ｄコンバータ２７１〜２７６におけるＡ／Ｄ変換終了後に図示の割込み処理プログラムが起動するようなプログラムを持つ。なお、図中、sign(x) は x の符号を返す関数である。
このような構成において、Ａ／Ｄコンバータ２７１〜２７６は図５と同様のタイミングｔ１又はｔ２で各相の電流値を記録する。その直後に起動する割込み処理プログラムは、各ステップ（Ｓ２３０，Ｓ２４０，．．．，Ｓ２８０）で示すように、図５に示す各相のデッドタイム期間の中央での電流値（相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を、対応するＡ／Ｄコンバータ（２７１〜２７６）から読み込む。
そして、各ステップ（２３１，Ｓ２４１，．．．，Ｓ２８１）で示すように、その正負を判定することにより各相の電流の符号が得られ、図１に示す電流符号記録手段と同一の機能を実現することができる。即ち、得られた電流符号信号Ｆｉｊに基づいてデジタル信号処理装置２１は図４（Ｂ）に示す処理を実行する。この処理については既に説明しているのでここでは省略する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるＰＭモータの制御装置のブロック図である。
【図２】図１の電流符号記録回路の詳細ブロック図である。
【図３】図１の情報処理部の詳細ブロック図である。
【図４】図１及び図２の情報処理部のフローチャート（Ａ，Ｂ）である。
【図５】図１及び図２の電流符号記録回路の動作をＵ相について説明するタイミング・チャートである。
【図６】図４のフローチャートの処理ステップＳ２２３の詳細をＵ相について説明する図である。
【図７】図１の情報処理部の他の構成例ブロック図である。
【図８】図７のデジタル信号処理装置における割込み処理フローチャート（Ａ〜Ｆ）である。
【符号の説明】
１…インバータ
２…情報処理部
３…電流符号記録回路
６…スイッチ駆動回路
７…デッドタイム付加回路
２１…デジタル信号処理装置（ＤＳＰ）
２２…ＰＷＭ回路
２３〜２５，２７１〜２７６…Ａ／Ｄ変換器
３１…加算回路
４１…Ｕ相電流センサ
４２…Ｗ相電流センサ
５１…ＰＭモータ
２６１〜２６６…タイマ
３２１〜３２３…遅延回路
３３１〜３３３…電圧比較器
３４１〜３４６…Ｄ形フリップフロップ回路
３５１〜３５３…ＮＯＴ回路

Claims

インバータの出力に接続されたモータの回転を制御するＰＭモータの制御装置であって、
前記ＰＭモータ（Ｍ）を前記インバータを介してＰＷＭ制御する情報処理手段（２）と、
前記情報処理手段から出力させたスイッチ制御信号にデッドタイムを付加するデッドタイム付加手段（７）と、
前記デッドタイム付加手段の出力により前記インバータ（１）のスイッチング素子を駆動制御するスイッチ駆動手段（６）と、
前記ＰＭモータの相電流を検出する電流検出手段（４１，４２）と、
前記電流検出手段からの出力と、前記スイッチ制御信号に基づいて、前記デッドタイムにおける前記ＰＭモータの各相の電流の符号を記録する電流符号記録手段（３）とを備え、
前記情報処理手段は、前記電流符号記録手段の出力に基づいて、前記デッドタイムにおける電圧を算出し、前記算出された電圧によりＰＷＭ周期全体の相電圧の平均値を算出し、算出された平均値に基づいて前記ＰＭモータの回転子の位置を算出することを特徴とするＰＭモータの制御装置。
前記電流符号記録手段（３）は、
前記電流検出手段からのＵ相電流値とＷ相電流値を受け、これらを加算して出力する加算回路（３１）と、
前記情報処理手段からのスイッチ制御信号を受け、所定の遅延を行う各相ごとの遅延回路（３２１〜３２３）と、
前記電流検出手段からのＵ相電流値とＷ相電流値の正負の符号を検出するＵ相／Ｗ相電圧比較回路（３３１，３３３）と、
前記加算回路の出力電圧の正負の符号を検出するＶ相電圧比較回路（３３２）と、
前記電圧比較回路の出力と前記遅延回路の出力を受ける一方のＤ形フリップフロップ回路及び前記電圧比較回路の出力と前記遅延回路の反転出力を受ける他方のＤ形フリップフロップ回路とで構成され、各々の回路から電流符号信号（Ｆｕ１，Ｆｕ２，Ｆｖ１，Ｆｖ２，Ｆｗ１，Ｆｗ２）を前記情報処理部（２）に出力する各相ごとのＤ形フリップフロップ回路対と、
を具備する請求項１に記載のＰＭモータの制御装置。
前記情報処理手段（２）は、
前記インバータの電源電圧信号（８ａ）を受け、アナログ─デジタル変換する第１のＡ／Ｄ変換回路（２３）と、
Ｕ相電流値を受け、アナログ─デジタル変換する第２のＡ／Ｄ変換回路（２４）と、
Ｗ相電流値を受け、アナログ─デジタル変換する第３のＡ／Ｄ変換回路（２５）と、
前記第１〜第３のＡ／Ｄ変換回路からのデジタル信号と前記電流符号記録手段からの電流符号信号（Ｆｉｊ）を受け、所定の処理後に各相毎の電圧指令値（２１ａ〜２１ｃ）を出力するデジタル信号処理部（２１）と、
前記電圧指令値に基づいて各相毎のパルス幅変調を行ってスイッチ制御信号を生成し、かつパルス幅変調の変調周期信号を前記第２及び第３のＡ／Ｄ変換回路に出力するＰＷＭ回路（２２）と、
を具備する請求項１に記載のＰＭモータの制御装置。
前記電流符号記録手段（３）は、前記デッドタイムの中央で電流のサンプリングをする請求項１に記載のＰＭモータの制御装置。
前記電流符号記録手段（３）は、
各相のスイッチ制御信号の立上がりで起動する相数個の第１の計時手段と、
各相のスイッチ制御信号の立下がりで起動する相数個の第２の計時手段と、
前記相数の２倍の数の計時手段によって起動して各相の電流値をサンプリングする記録手段と、
前記記録手段で記録した電流の符号を求める演算プログラムと、
を具備する請求項１に記載のＰＭモータの制御装置。