JPH09271198A - Ｐｍモータの制御装置 - Google Patents
Ｐｍモータの制御装置Info
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- JPH09271198A JPH09271198A JP9010601A JP1060197A JPH09271198A JP H09271198 A JPH09271198 A JP H09271198A JP 9010601 A JP9010601 A JP 9010601A JP 1060197 A JP1060197 A JP 1060197A JP H09271198 A JPH09271198 A JP H09271198A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 簡素化された構成で、かつ絶縁増幅器等の高
価な装置を必要とせずに、デッドタイムに起因する誤差
電圧を高い精度で補償可能なＰＭモータの制御装置を提
供することを目的とする。 【解決手段】 インバータに接続されたモータの回転を
制御するＰＭモータの制御装置に、電流符号を記録する
電流符号記録回路３を設け、例えばＵ相の電流の向きを
表す電流符号信号331aを電圧比較器331 により生成し、
インバータ１のスイッチング素子を制御するスイッチ制
御信号92の立上がりと立下がりに引き続くデッドタイム
期間の中央のタイミングを遅延回路321 により生成して
電流符号信号を記録し、この電流符号信号を情報処理部
２に入力し、情報処理部にて実際のＰＷＭデューティを
算出することにより、正確な平均電圧を算出しこの算出
結果を回転子の角度計算等に使用するように構成する。
価な装置を必要とせずに、デッドタイムに起因する誤差
電圧を高い精度で補償可能なＰＭモータの制御装置を提
供することを目的とする。 【解決手段】 インバータに接続されたモータの回転を
制御するＰＭモータの制御装置に、電流符号を記録する
電流符号記録回路３を設け、例えばＵ相の電流の向きを
表す電流符号信号331aを電圧比較器331 により生成し、
インバータ１のスイッチング素子を制御するスイッチ制
御信号92の立上がりと立下がりに引き続くデッドタイム
期間の中央のタイミングを遅延回路321 により生成して
電流符号信号を記録し、この電流符号信号を情報処理部
２に入力し、情報処理部にて実際のＰＷＭデューティを
算出することにより、正確な平均電圧を算出しこの算出
結果を回転子の角度計算等に使用するように構成する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はＰＭモータの制御装
置に関し、特にインバータによる交流モータの制御シス
テムにおいて、ＰＭモータに印加される電圧を正確に知
る必要がある場合に、ＰＭモータに流れる電流値とイン
バータの制御信号からＰＭモータ各相電圧の平均値を検
出し、インバータのデッドタイム電圧の補正を可能とす
るＰＭモータの制御装置に関する。
置に関し、特にインバータによる交流モータの制御シス
テムにおいて、ＰＭモータに印加される電圧を正確に知
る必要がある場合に、ＰＭモータに流れる電流値とイン
バータの制御信号からＰＭモータ各相電圧の平均値を検
出し、インバータのデッドタイム電圧の補正を可能とす
るＰＭモータの制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】インバータのデッドタイムに起因する誤
差電圧の補正方法については、例えば、特開平２─１７
９２７７号公報に開示されている。この方法では、イン
バータを離散時間系システムによりフィードバックする
制御方法において、離散的に得られる電流値に対して、
電流方向を実電流と等しくするオフセット電流を加え、
オフセット電流が加えられた電流値に基づいて電流の方
向を判別し、電流の方向に基づいてデッドタイム補償を
行うものである。
差電圧の補正方法については、例えば、特開平２─１７
９２７７号公報に開示されている。この方法では、イン
バータを離散時間系システムによりフィードバックする
制御方法において、離散的に得られる電流値に対して、
電流方向を実電流と等しくするオフセット電流を加え、
オフセット電流が加えられた電流値に基づいて電流の方
向を判別し、電流の方向に基づいてデッドタイム補償を
行うものである。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】通常、誘導モータや同
期モータをインバータにより回転センサを使用せずに制
御する回転センサレス制御システムや、広範囲の回転数
又はトルクを高精度に制御するシステムでは、インバー
タを構成するスイッチング素子の短絡防止のために設け
られているデッドタイム（一対のスイッチング素子の導
通期間を若干ずらせてスイッチング動作させる場合のず
れ時間、即ち、何れのスイッチング素子もオフ状態の期
間）に起因する誤差電圧の補正が必要である。
期モータをインバータにより回転センサを使用せずに制
御する回転センサレス制御システムや、広範囲の回転数
又はトルクを高精度に制御するシステムでは、インバー
タを構成するスイッチング素子の短絡防止のために設け
られているデッドタイム（一対のスイッチング素子の導
通期間を若干ずらせてスイッチング動作させる場合のず
れ時間、即ち、何れのスイッチング素子もオフ状態の期
間）に起因する誤差電圧の補正が必要である。
【０００４】例えば上記の文献に記載のように、従来、
このデッドタイムに起因する誤差電圧の補正のためにス
イッチング前の電流値からスイッチング時の誤差電圧を
予測して補正する等の方法や、上述の文献の方法のよう
にオフセット電流が加えられた電流値に基づいて電流の
方向を判別し、電流の方向に基づいてデッドタイム補償
を行う方法等がとられてきた。
このデッドタイムに起因する誤差電圧の補正のためにス
イッチング前の電流値からスイッチング時の誤差電圧を
予測して補正する等の方法や、上述の文献の方法のよう
にオフセット電流が加えられた電流値に基づいて電流の
方向を判別し、電流の方向に基づいてデッドタイム補償
を行う方法等がとられてきた。
【０００５】しかしながら、これらの方法では必ずしも
正確なデッドタイム補償が行えないばかりか、構成が複
雑化する問題や、スイッチングノイズが発生する問題
や、さらに電圧測定等のために例えば絶縁増幅器等の高
価な装置を多数必要とする問題があった。本発明の目的
は、上記の従来の問題点に鑑み、簡素化された構成で、
かつ絶縁増幅器等の高価な装置を必要とせずに、デッド
タイムに起因する誤差電圧を高い精度で補償可能なＰＭ
モータの制御装置を提供することにある。
正確なデッドタイム補償が行えないばかりか、構成が複
雑化する問題や、スイッチングノイズが発生する問題
や、さらに電圧測定等のために例えば絶縁増幅器等の高
価な装置を多数必要とする問題があった。本発明の目的
は、上記の従来の問題点に鑑み、簡素化された構成で、
かつ絶縁増幅器等の高価な装置を必要とせずに、デッド
タイムに起因する誤差電圧を高い精度で補償可能なＰＭ
モータの制御装置を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】請求項１に記載の発明に
よれば、電流符号記録回路３において、例えばＵ相の電
流の向きを表す電流符号信号３３１ａを電圧比較器３３
１により生成し、インバータ１のスイッチング素子を制
御するスイッチ制御信号９２の立上がりと立下がりに引
き続くデッドタイム期間のタイミングを遅延回路３２１
により生成して電流符号信号を記録する。この電流符号
信号を情報処理部に入力し、情報処理部にて実際のＰＷ
Ｍデューティを算出することにより、正確な平均電圧を
算出する。そしてこの算出結果を回転子の角度計算等に
使用する。なお、他の２相のＶ相及びＷ相も同様であ
る。
よれば、電流符号記録回路３において、例えばＵ相の電
流の向きを表す電流符号信号３３１ａを電圧比較器３３
１により生成し、インバータ１のスイッチング素子を制
御するスイッチ制御信号９２の立上がりと立下がりに引
き続くデッドタイム期間のタイミングを遅延回路３２１
により生成して電流符号信号を記録する。この電流符号
信号を情報処理部に入力し、情報処理部にて実際のＰＷ
Ｍデューティを算出することにより、正確な平均電圧を
算出する。そしてこの算出結果を回転子の角度計算等に
使用する。なお、他の２相のＶ相及びＷ相も同様であ
る。
【０００７】このように構成することにより、簡素化さ
れた構成で、かつ絶縁増幅器等の高価な装置を使用せず
にデッドタイムに起因する誤差電圧を補正することがで
き、その結果、制御システムの制御精度を向上させるこ
とができる。
れた構成で、かつ絶縁増幅器等の高価な装置を使用せず
にデッドタイムに起因する誤差電圧を補正することがで
き、その結果、制御システムの制御精度を向上させるこ
とができる。
【０００８】
【発明の実施の形態】図１は本発明によるＰＭモータの
制御装置のブロック図である。図示のように、本発明の
ＰＭモータの制御装置は、基本的に、ＰＭモータ（Ｍ）
を制御するインバータ１と、このインバータ１を制御す
る情報処理部２と、ＰＭモータ（Ｍ）に供給する電流の
方向を記録する電流符号記録回路３と、インバータ１の
スイッチング素子を駆動制御するスイッチ駆動回路６
と、デッドタイム付加回路７とにより構成される。
制御装置のブロック図である。図示のように、本発明の
ＰＭモータの制御装置は、基本的に、ＰＭモータ（Ｍ）
を制御するインバータ１と、このインバータ１を制御す
る情報処理部２と、ＰＭモータ（Ｍ）に供給する電流の
方向を記録する電流符号記録回路３と、インバータ１の
スイッチング素子を駆動制御するスイッチ駆動回路６
と、デッドタイム付加回路７とにより構成される。
【０００９】インバータ１は６個のスイッチング素子
（１１１，１１２等）で構成される３相インバータであ
る。情報処理部２はインバータ１の電源電圧信号８ａ
と、Ｕ相の電流信号４１ａと、Ｗ相の電流信号４２ａ
と、後述するインバータ１の出力電圧の推定値とからセ
ンサレス制御理論によりＰＭモータの回転子の位置（角
度）を推定し、図示しない外部から入力されるトルク指
令に従ってインバータ１のスイッチング制御信号を生成
する。電流符号記録回路３はスイッチ制御信号９２と、
Ｕ相とＷ相の電流信号からスイッチング時の電流の向き
を記録するものである。
（１１１，１１２等）で構成される３相インバータであ
る。情報処理部２はインバータ１の電源電圧信号８ａ
と、Ｕ相の電流信号４１ａと、Ｗ相の電流信号４２ａ
と、後述するインバータ１の出力電圧の推定値とからセ
ンサレス制御理論によりＰＭモータの回転子の位置（角
度）を推定し、図示しない外部から入力されるトルク指
令に従ってインバータ１のスイッチング制御信号を生成
する。電流符号記録回路３はスイッチ制御信号９２と、
Ｕ相とＷ相の電流信号からスイッチング時の電流の向き
を記録するものである。
【００１０】４１は３相モータＭのＵ相の電流を検出す
るＵ相電流センサであり、４２は３相モータＭのＷ相の
電流を検出するＷ相電流センサである。５１は突極形の
ＰＭモータ（突極形の永久磁石界磁の同期モータ）の電
機子コイルである。スイッチ駆動回路６はインバータ１
内の６個のスイッチング素子を駆動するためのものであ
る。
るＵ相電流センサであり、４２は３相モータＭのＷ相の
電流を検出するＷ相電流センサである。５１は突極形の
ＰＭモータ（突極形の永久磁石界磁の同期モータ）の電
機子コイルである。スイッチ駆動回路６はインバータ１
内の６個のスイッチング素子を駆動するためのものであ
る。
【００１１】デッドタイム付加回路７は、情報処理部２
からのスイッチ制御信号９２に基づきインバータ１内の
上側及び下側配線間の短絡防止用のデッドタイムを付加
してオーバーラップの無い３対の遅延付加スイッチ制御
信号９６を生成する。さらにインバータ１内にはインバ
ータ１の電源の電圧を検出する電源検出回路８が設けら
れる。
からのスイッチ制御信号９２に基づきインバータ１内の
上側及び下側配線間の短絡防止用のデッドタイムを付加
してオーバーラップの無い３対の遅延付加スイッチ制御
信号９６を生成する。さらにインバータ１内にはインバ
ータ１の電源の電圧を検出する電源検出回路８が設けら
れる。
【００１２】図２は図１の電流符号記録回路３の詳細ブ
ロック図である。図２において、３１は利得が−１の加
算回路である。加算回路３１にはＵ相電流センサ４１か
らの電流値とＷ相電流センサ４２からの電流値が入力さ
れ、その出力は後述する電圧比較器に供給される。３２
１〜３２３は遅延回路であり、各遅延回路の入力には情
報処理部２からの対応するスイッチ制御信号が供給さ
れ、各遅延回路の出力は後述する対応するＤ形フリップ
フロップ回路に供給される。
ロック図である。図２において、３１は利得が−１の加
算回路である。加算回路３１にはＵ相電流センサ４１か
らの電流値とＷ相電流センサ４２からの電流値が入力さ
れ、その出力は後述する電圧比較器に供給される。３２
１〜３２３は遅延回路であり、各遅延回路の入力には情
報処理部２からの対応するスイッチ制御信号が供給さ
れ、各遅延回路の出力は後述する対応するＤ形フリップ
フロップ回路に供給される。
【００１３】３３１〜３３３は電圧比較器であり、電圧
比較器３３１はＵ相電流センサ４１からの検知電流値を
受け、電圧比較器３３３はＷ相電流センサ４２からの検
知電流値を入力する。これらの電圧比較器３３１，３３
３の比較結果の出力は対応するＤ形フリップフロップ回
路に供給される。一方、電圧比較器３３２は加算回路３
１の出力電圧を受け、比較結果の出力をＤ形グリップフ
ロップ３４３，３４４に供給する。
比較器３３１はＵ相電流センサ４１からの検知電流値を
受け、電圧比較器３３３はＷ相電流センサ４２からの検
知電流値を入力する。これらの電圧比較器３３１，３３
３の比較結果の出力は対応するＤ形フリップフロップ回
路に供給される。一方、電圧比較器３３２は加算回路３
１の出力電圧を受け、比較結果の出力をＤ形グリップフ
ロップ３４３，３４４に供給する。
【００１４】３４１〜３４６はＤ形フリップフロップ回
路であり、各電圧比較器毎に１対設けられている。ま
た、３５１〜３５３はＮＯＴ回路である。ＮＯＴ回路は
遅延回路のＱ出力を反転し一方のＤ形フリップフロップ
回路に供給するものである。例えば、Ｕ相について、遅
延回路３２１はシフトレジスタで構成され、その遅延時
間はスイッチ駆動回路６とインバータ１内のスイッチン
グ素子とＵ相電流センサ４１と電圧比較器３３１とによ
る伝搬遅延時間の総和と、デッドタイム付加回路７で付
加するデッドタイムの１／２を加算した時間とする。そ
してこの遅延回路３２１はインバータ１内のＵ相電圧の
立上りと立下りのデッドタイムの中央での相電流の符号
がＤ形フリップフロップ回路に記録できるように調整す
る。なお、Ｗ相についても上述のＵ相と同様にＷ相の電
流の符号をフリップフロップ回路に記録できるように構
成する。一方、Ｖ相については、Ｕ相電流値ＩｕとＷ相
電流Ｉｗを加算回路３１で算出してＶ相電流とする以外
は上述のＵ相、Ｗ相の場合と同様である。
路であり、各電圧比較器毎に１対設けられている。ま
た、３５１〜３５３はＮＯＴ回路である。ＮＯＴ回路は
遅延回路のＱ出力を反転し一方のＤ形フリップフロップ
回路に供給するものである。例えば、Ｕ相について、遅
延回路３２１はシフトレジスタで構成され、その遅延時
間はスイッチ駆動回路６とインバータ１内のスイッチン
グ素子とＵ相電流センサ４１と電圧比較器３３１とによ
る伝搬遅延時間の総和と、デッドタイム付加回路７で付
加するデッドタイムの１／２を加算した時間とする。そ
してこの遅延回路３２１はインバータ１内のＵ相電圧の
立上りと立下りのデッドタイムの中央での相電流の符号
がＤ形フリップフロップ回路に記録できるように調整す
る。なお、Ｗ相についても上述のＵ相と同様にＷ相の電
流の符号をフリップフロップ回路に記録できるように構
成する。一方、Ｖ相については、Ｕ相電流値ＩｕとＷ相
電流Ｉｗを加算回路３１で算出してＶ相電流とする以外
は上述のＵ相、Ｗ相の場合と同様である。
【００１５】本図のＩｕ，Ｉｗ，Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ等の
記号は図１の電流符号記録回路３の記号に対応する。ま
た、本図の端子９３からの各電流符号信号（Ｆｕ１，Ｆ
ｕ２，Ｆｖ１，Ｆｖ２，Ｆｗ１，Ｆｗ２等）は、図１の
電流符号記録回路３のＦｉｊに対応する。即ち、“ｉ
ｊ”は“Ｕ１”，“Ｕ２”．．．．等の何れかに対応す
る。ここで、ｊ＝１はスイッチ制御信号の立上り、ｊ＝
２は立下りのタイミングに対応する。
記号は図１の電流符号記録回路３の記号に対応する。ま
た、本図の端子９３からの各電流符号信号（Ｆｕ１，Ｆ
ｕ２，Ｆｖ１，Ｆｖ２，Ｆｗ１，Ｆｗ２等）は、図１の
電流符号記録回路３のＦｉｊに対応する。即ち、“ｉ
ｊ”は“Ｕ１”，“Ｕ２”．．．．等の何れかに対応す
る。ここで、ｊ＝１はスイッチ制御信号の立上り、ｊ＝
２は立下りのタイミングに対応する。
【００１６】図３は図１の情報処理部２の詳細ブロック
図である。本図において、２１は高速演算可能なデジタ
ル信号処理装置（ＤＳＰ: Digital Signal Processor)
であり、２２はＤＳＰ２１の各電圧指令２１ａ〜２１ｃ
に従って３相のＰＷＭ信号を生成可能なＰＷＭ回路であ
り、２３〜２５はＡ／Ｄコンバータ（アナログ／デジタ
ル変換器）である。
図である。本図において、２１は高速演算可能なデジタ
ル信号処理装置（ＤＳＰ: Digital Signal Processor)
であり、２２はＤＳＰ２１の各電圧指令２１ａ〜２１ｃ
に従って３相のＰＷＭ信号を生成可能なＰＷＭ回路であ
り、２３〜２５はＡ／Ｄコンバータ（アナログ／デジタ
ル変換器）である。
【００１７】Ａ／Ｄコンバータ２４と２５は、ＰＷＭ回
路２２から入力された変調周期信号２２ａに同期して、
入力されたＵ相とＷ相の電流Ｉｕ及びＩｗをサンプリン
グし、後述するようにＡ／Ｄ変換の後にＤＳＰ２１に割
込みをかけて割込み処理を開始させるように構成してあ
る。図中のＶＢは図１の電圧検出回路８からの出力を受
ける端子であり、Ｆｉｊは図１の電流符号記録回路３か
らの電流符号信号Ｆｉｊに対応する。
路２２から入力された変調周期信号２２ａに同期して、
入力されたＵ相とＷ相の電流Ｉｕ及びＩｗをサンプリン
グし、後述するようにＡ／Ｄ変換の後にＤＳＰ２１に割
込みをかけて割込み処理を開始させるように構成してあ
る。図中のＶＢは図１の電圧検出回路８からの出力を受
ける端子であり、Ｆｉｊは図１の電流符号記録回路３か
らの電流符号信号Ｆｉｊに対応する。
【００１８】図４（Ａ），（Ｂ）は図１及び図２の情報
処理部のフローチャートである。（Ａ）は起動直後に実
行されるリセット割込みルーチンであり（Ｓ２１）、
（Ｂ）はインバータのＰＷＭ制御周期で電流をサンプリ
ングするＡ／Ｄコンバータからの割込み信号で起動する
割込み処理ルーチンである（Ｓ２２）。（Ａ）におい
て、まずハードウェアを初期化し（Ｓ２１０）、次に制
御変数を初期化し（Ｓ２１１）、回転子の初期の角度位
置を検出し（Ｓ２１２）、磁極の極性を判別する（Ｓ２
１３）、等のモータ制御の準備を行う。
処理部のフローチャートである。（Ａ）は起動直後に実
行されるリセット割込みルーチンであり（Ｓ２１）、
（Ｂ）はインバータのＰＷＭ制御周期で電流をサンプリ
ングするＡ／Ｄコンバータからの割込み信号で起動する
割込み処理ルーチンである（Ｓ２２）。（Ａ）におい
て、まずハードウェアを初期化し（Ｓ２１０）、次に制
御変数を初期化し（Ｓ２１１）、回転子の初期の角度位
置を検出し（Ｓ２１２）、磁極の極性を判別する（Ｓ２
１３）、等のモータ制御の準備を行う。
【００１９】その後に、外部からトルク指令を入力し
（Ｓ２１４）、電流指令を計算し（Ｓ２１５）、電源電
圧を入力した（Ｓ２１６）後、固定子コイルの温度を測
定し（Ｓ２１７）、固定子コイルの抵抗を計算する（Ｓ
２１８）。以下Ｓ２１４から再度繰り返し実行する。
（Ｂ）において、Ｕ相，Ｗ相電流センサにより検出され
た相電流検出値を入力し（Ｓ２２０）、固定座標上の電
流ベクトルを算出し（Ｓ２２１）、電流符号記録回路３
から電流方向を示す電流符号信号Ｆｉｊを入力し（Ｓ２
２２）、電流符号信号Ｆｉｊにより電圧指令のデッドタ
イムにおける電圧を補正し（Ｓ２２３）、固定座標上の
電圧ベクトルを計算し（Ｓ２２４）、補正された電圧ベ
クトルと電流ベクトルからセンサレス制御理論に基づい
て回転子の位置を計算する（Ｓ２２５）。
（Ｓ２１４）、電流指令を計算し（Ｓ２１５）、電源電
圧を入力した（Ｓ２１６）後、固定子コイルの温度を測
定し（Ｓ２１７）、固定子コイルの抵抗を計算する（Ｓ
２１８）。以下Ｓ２１４から再度繰り返し実行する。
（Ｂ）において、Ｕ相，Ｗ相電流センサにより検出され
た相電流検出値を入力し（Ｓ２２０）、固定座標上の電
流ベクトルを算出し（Ｓ２２１）、電流符号記録回路３
から電流方向を示す電流符号信号Ｆｉｊを入力し（Ｓ２
２２）、電流符号信号Ｆｉｊにより電圧指令のデッドタ
イムにおける電圧を補正し（Ｓ２２３）、固定座標上の
電圧ベクトルを計算し（Ｓ２２４）、補正された電圧ベ
クトルと電流ベクトルからセンサレス制御理論に基づい
て回転子の位置を計算する（Ｓ２２５）。
【００２０】さらに回転座標（ｄ−ｑ座標）上の電流ベ
クトルを計算し（Ｓ２２６）、回転子の速度を計算し
（Ｓ２２７）、ベクトル制御方式により電流指令を計算
し、現在の電流をＰＩ制御方式で制御する電圧指令を計
算し（Ｓ２２８）、固定座標上の３相の第１の電圧指令
に変換し、最後にデッドタイムの影響を現在の電流値か
ら推定し（Ｓ２２９）、補正して第２の電圧指令として
出力する（Ｓ２２９）。
クトルを計算し（Ｓ２２６）、回転子の速度を計算し
（Ｓ２２７）、ベクトル制御方式により電流指令を計算
し、現在の電流をＰＩ制御方式で制御する電圧指令を計
算し（Ｓ２２８）、固定座標上の３相の第１の電圧指令
に変換し、最後にデッドタイムの影響を現在の電流値か
ら推定し（Ｓ２２９）、補正して第２の電圧指令として
出力する（Ｓ２２９）。
【００２１】上記の各ステップにおいて電圧指令の補正
（Ｓ２２３）が本発明の特徴とするものであり、その他
のステップについてはステップＳ２２３を導出するため
の段階及び導出結果を用いて電圧指令を発生する段階を
説明している。以下に、ＰＭモータの場合の回転子の位
置と速度を、電機子電圧と電流から計算する計算式につ
いて説明する。
（Ｓ２２３）が本発明の特徴とするものであり、その他
のステップについてはステップＳ２２３を導出するため
の段階及び導出結果を用いて電圧指令を発生する段階を
説明している。以下に、ＰＭモータの場合の回転子の位
置と速度を、電機子電圧と電流から計算する計算式につ
いて説明する。
【００２２】ＰＭモータの電圧方程式を、 ｖd = (Rd + pLd )id - ωLq iq vq = ωLd id + (Rq + pLq )iq + ωφf とする。ここで、ｖd は回転座標のｄ軸方向の電圧成
分、vq は回転座標のｑ軸方向の電圧成分、id は回転座
標のｄ軸方向の電流成分、iq は回転座標のｑ軸方向の
電流成分、Rd ,Rq は電機子抵抗、Ld はｄ軸方向のイン
ダクタンス、Lq はｑ軸方向のインダクタンス、Ｐは微
分演算子、ωは回転子の速度、φf は界磁磁束、であ
る。
分、vq は回転座標のｑ軸方向の電圧成分、id は回転座
標のｄ軸方向の電流成分、iq は回転座標のｑ軸方向の
電流成分、Rd ,Rq は電機子抵抗、Ld はｄ軸方向のイン
ダクタンス、Lq はｑ軸方向のインダクタンス、Ｐは微
分演算子、ωは回転子の速度、φf は界磁磁束、であ
る。
【００２３】さらに下記の如き固定座標（ｘｙ座標）と
回転座標（ｄｑ座標）の関係式、 ｖd = cosθvy + sin θvx ｖq = - sinθvy + cos θvx id = cosθiy + sin θix iq = - sinθiy + cos θix をｄ軸に関する電圧方程式に代入し、整理すると、 tan θ= ｛vy - (Rd + pLd )iy + ω(Lq - Ld)ix｝/
｛-vx + (Rd + pLd)ix +ω(Lq - Ld)iy｝ を得る。
回転座標（ｄｑ座標）の関係式、 ｖd = cosθvy + sin θvx ｖq = - sinθvy + cos θvx id = cosθiy + sin θix iq = - sinθiy + cos θix をｄ軸に関する電圧方程式に代入し、整理すると、 tan θ= ｛vy - (Rd + pLd )iy + ω(Lq - Ld)ix｝/
｛-vx + (Rd + pLd)ix +ω(Lq - Ld)iy｝ を得る。
【００２４】回転子の位置θから電流、電圧のｄｑ座標
上での値がわかるので、ｑ軸に関する電圧方程式から、
回転子の速度ωは、 ω＝｛ｖq - (Rq + pLq )iq｝/ (Ldid + φf ) よなる。上述以外の説明、例えば、起動時の回転子の磁
極の極性判別等、ＰＭモータのセンサレス制御に関する
詳細は文献、渡辺他「永久磁石界磁同期電動機の回転子
位置と速度のセンサレス検出の方法」（電気学会論文誌
Ｄ，１１０巻１１号、平成２年）に記載されている。
上での値がわかるので、ｑ軸に関する電圧方程式から、
回転子の速度ωは、 ω＝｛ｖq - (Rq + pLq )iq｝/ (Ldid + φf ) よなる。上述以外の説明、例えば、起動時の回転子の磁
極の極性判別等、ＰＭモータのセンサレス制御に関する
詳細は文献、渡辺他「永久磁石界磁同期電動機の回転子
位置と速度のセンサレス検出の方法」（電気学会論文誌
Ｄ，１１０巻１１号、平成２年）に記載されている。
【００２５】図５は図１及び図２の電流符号記録回路３
の動作をＵ相に関して説明するタイミング・チャートで
ある。図中、ＴＤはデッドタイムであり、Ｕ相下側スイ
ッチング素子の立下がりと上側スイッチング素子の立上
がりの期間若しくはＵ相上側スイッチング素子の立下が
りとＵ相下側スイッチング素子の立上がりの期間を示
す。
の動作をＵ相に関して説明するタイミング・チャートで
ある。図中、ＴＤはデッドタイムであり、Ｕ相下側スイ
ッチング素子の立下がりと上側スイッチング素子の立上
がりの期間若しくはＵ相上側スイッチング素子の立下が
りとＵ相下側スイッチング素子の立上がりの期間を示
す。
【００２６】また、Ｔ１は図２の遅延回路の遅延時間で
あり、ｔ１はＵ相電圧の仮の立ち上がり時刻、ｔ２はＵ
相電圧の仮の立ち下がり時刻（ｔ１，ｔ２は図示のよう
に実際の立上がり／立下がりではない）である。また、
Ｉ１は時刻ｔ１における相電流Ｉｕの値、Ｉ２は時刻ｔ
２における相電流Ｉｕの値である。本発明では遅延回路
により遅延時間Ｔ１を調整して時刻ｔ１，ｔ２をデッド
タイムＴＤの中央に設定するようにし、電流をサンプリ
ングする方法をとる。
あり、ｔ１はＵ相電圧の仮の立ち上がり時刻、ｔ２はＵ
相電圧の仮の立ち下がり時刻（ｔ１，ｔ２は図示のよう
に実際の立上がり／立下がりではない）である。また、
Ｉ１は時刻ｔ１における相電流Ｉｕの値、Ｉ２は時刻ｔ
２における相電流Ｉｕの値である。本発明では遅延回路
により遅延時間Ｔ１を調整して時刻ｔ１，ｔ２をデッド
タイムＴＤの中央に設定するようにし、電流をサンプリ
ングする方法をとる。
【００２７】また、電流符号信号Ｆｕ１，Ｆｕ２に示さ
れる斜線の部分は論理が不定であることを示す。また、
上記以外の図中の符号は図１と図２の対応部分の信号に
対応している。図６は図４のフローチャートの処理ステ
ップＳ２２３の詳細をＵ相に関して説明する図である。
図中、図５に示すようにＴはインバータ１を制御するス
イッチ制御信号Ｓｕのパルス幅、ＴＤはデッドタイム、
ＶＤはデッドタイムに対応するＰＷＭ制御周期当たりの
平均電圧の変動である。平均電圧の変動ＶＤは、 ＶＤ＝（電源電圧ＶＢ）×（デッドタイムＴＤ）／（Ｐ
ＷＭ制御周期） の関係がある。
れる斜線の部分は論理が不定であることを示す。また、
上記以外の図中の符号は図１と図２の対応部分の信号に
対応している。図６は図４のフローチャートの処理ステ
ップＳ２２３の詳細をＵ相に関して説明する図である。
図中、図５に示すようにＴはインバータ１を制御するス
イッチ制御信号Ｓｕのパルス幅、ＴＤはデッドタイム、
ＶＤはデッドタイムに対応するＰＷＭ制御周期当たりの
平均電圧の変動である。平均電圧の変動ＶＤは、 ＶＤ＝（電源電圧ＶＢ）×（デッドタイムＴＤ）／（Ｐ
ＷＭ制御周期） の関係がある。
【００２８】なお、電圧ＶＢは図５に示すようにインバ
ータＵ相出力電圧であるが、このＶＢは図１に示すイン
バータ１内の電圧検出回路８の出力でもあり情報処理部
２に供給されるものである。本図は電流符号信号Ｆｕ１
とＦｕ２とデッドタイム補正後の第２の電圧指令値Ｖか
らこの制御周期における相電圧の平均電圧がどのように
変化するかを示している。各デッドタイムＴＤではＵ相
上側スイッチング素子１１１とＵ相下側スイッチング素
子１１２が同時にオフとなるので、電流が負（モータか
らインバータの向き）の場合にはＵ相上側ダイオード１
２１が導通して電圧はＶＢに、電流が正の場合にはＵ相
下側ダイオード１２２が導通して電圧は０となる。
ータＵ相出力電圧であるが、このＶＢは図１に示すイン
バータ１内の電圧検出回路８の出力でもあり情報処理部
２に供給されるものである。本図は電流符号信号Ｆｕ１
とＦｕ２とデッドタイム補正後の第２の電圧指令値Ｖか
らこの制御周期における相電圧の平均電圧がどのように
変化するかを示している。各デッドタイムＴＤではＵ相
上側スイッチング素子１１１とＵ相下側スイッチング素
子１１２が同時にオフとなるので、電流が負（モータか
らインバータの向き）の場合にはＵ相上側ダイオード１
２１が導通して電圧はＶＢに、電流が正の場合にはＵ相
下側ダイオード１２２が導通して電圧は０となる。
【００２９】従って、上記処理ステップＳ２２３では前
回インバータに出力した第２の電圧指令Ｖに対して、Ｆ
ｕ１＝Ｆｕ２＝０の場合は＋ＶＤ、Ｆｕ１＝Ｆｕ２＝１
の場合は−ＶＤの補正を加えて前回の電圧の出力の平均
値として（Ｖ＋ＶＤ又はＶ−ＶＤ）回転子の位置の計算
（ステップＳ２２５）に使用する。Ｆｕ１≠Ｆｕ２の場
合には補正は不要である（Ｖを使用する）。
回インバータに出力した第２の電圧指令Ｖに対して、Ｆ
ｕ１＝Ｆｕ２＝０の場合は＋ＶＤ、Ｆｕ１＝Ｆｕ２＝１
の場合は−ＶＤの補正を加えて前回の電圧の出力の平均
値として（Ｖ＋ＶＤ又はＶ−ＶＤ）回転子の位置の計算
（ステップＳ２２５）に使用する。Ｆｕ１≠Ｆｕ２の場
合には補正は不要である（Ｖを使用する）。
【００３０】本発明の作用を以下により詳細に説明す
る。なお、以下ではＵ相を中心に説明するが、他の２相
も同様である。上記構成によれば、ＰＷＭ制御周期中の
インバータ出力電圧の立ち上がりエッジと立ち下がりエ
ッジのデッドタイムＴＤの中央の時刻のＵ相電流Ｉｕの
符号が図２の電流符号記録回路３のフリップフロップ３
４１と３４２に記録されて情報処理部２に出力され、情
報処理部２は電流のサンプリング時に同時に前回のＰＷ
Ｍ制御周期における立ち上がりエッジと立ち下がりエッ
ジのデッドタイムの電流の符号を入力してこの電流の符
号から電圧指令値を図６に基づいて正しく補正する。従
って、制御周期以前の電流符号からデッドタイムでの電
圧を補正する従来の回転子の位置計算に比べて精度が向
上し、最終的にはトルク制御精度が向上することにな
る。
る。なお、以下ではＵ相を中心に説明するが、他の２相
も同様である。上記構成によれば、ＰＷＭ制御周期中の
インバータ出力電圧の立ち上がりエッジと立ち下がりエ
ッジのデッドタイムＴＤの中央の時刻のＵ相電流Ｉｕの
符号が図２の電流符号記録回路３のフリップフロップ３
４１と３４２に記録されて情報処理部２に出力され、情
報処理部２は電流のサンプリング時に同時に前回のＰＷ
Ｍ制御周期における立ち上がりエッジと立ち下がりエッ
ジのデッドタイムの電流の符号を入力してこの電流の符
号から電圧指令値を図６に基づいて正しく補正する。従
って、制御周期以前の電流符号からデッドタイムでの電
圧を補正する従来の回転子の位置計算に比べて精度が向
上し、最終的にはトルク制御精度が向上することにな
る。
【００３１】例えば、図５のように制御周期中に電流の
符号が変化する場合、従来の方式では制御周期の直前の
電流の符号から２つのデッドタイムでの電圧は０Ｖであ
る（即ち、インバータ出力の平均電圧がＶＤだけ減少す
る）と予測して第１の指令電圧Ｖに対してＶ＋ＶＤをイ
ンバータに指示する。しかし、電流符号がＰＷＭ周期中
に途中で変化する場合にはインバータでは誤差が加わら
ないのでＶＤだけ出力が過大となる。従来の方式ではこ
の過大な電圧を回転子の計算に使用することになるの
で、位置の計算精度が悪化していた。
符号が変化する場合、従来の方式では制御周期の直前の
電流の符号から２つのデッドタイムでの電圧は０Ｖであ
る（即ち、インバータ出力の平均電圧がＶＤだけ減少す
る）と予測して第１の指令電圧Ｖに対してＶ＋ＶＤをイ
ンバータに指示する。しかし、電流符号がＰＷＭ周期中
に途中で変化する場合にはインバータでは誤差が加わら
ないのでＶＤだけ出力が過大となる。従来の方式ではこ
の過大な電圧を回転子の計算に使用することになるの
で、位置の計算精度が悪化していた。
【００３２】一方、本発明ではインバータの出力電圧は
従来と同様にしか補正されないが、実際の出力電圧が出
力後に電圧指令値からどのように変動したかを補正でき
るのでセンサレス方式で最も重要な位置の計算精度が向
上するのである。上述のように本発明の補正方式の効果
は電流の符号がＰＷＭ制御期間中に変化する場合に発揮
されるが、これは電流振幅に対してリップルが大きい場
合で、かつデッドタイムによる電圧誤差ＶＤがＰＷＭに
よる平均電圧に対して無視できない場合であり、モータ
の制御状態に換言すると、低速度かつ低トルクの場合と
なる。
従来と同様にしか補正されないが、実際の出力電圧が出
力後に電圧指令値からどのように変動したかを補正でき
るのでセンサレス方式で最も重要な位置の計算精度が向
上するのである。上述のように本発明の補正方式の効果
は電流の符号がＰＷＭ制御期間中に変化する場合に発揮
されるが、これは電流振幅に対してリップルが大きい場
合で、かつデッドタイムによる電圧誤差ＶＤがＰＷＭに
よる平均電圧に対して無視できない場合であり、モータ
の制御状態に換言すると、低速度かつ低トルクの場合と
なる。
【００３３】なお、以上の補正はデッドタイムの間に電
流符号の変化がないと仮定しているが、デッドタイム中
に電流符号の変化がある場合にも、推定誤差の統計的な
期待値を最小とするようにデッドタイムの中央の時刻で
の電流符号を記録するのである。さらに、第２の実施形
態としては図２の電流符号記録回路３の遅延回路３２１
としてアナログ的なパルス遅延回路を使用したものを提
示する。パルスを遅延させるという機能の実現方法を置
き換えただけであるので詳細説明を省略する。
流符号の変化がないと仮定しているが、デッドタイム中
に電流符号の変化がある場合にも、推定誤差の統計的な
期待値を最小とするようにデッドタイムの中央の時刻で
の電流符号を記録するのである。さらに、第２の実施形
態としては図２の電流符号記録回路３の遅延回路３２１
としてアナログ的なパルス遅延回路を使用したものを提
示する。パルスを遅延させるという機能の実現方法を置
き換えただけであるので詳細説明を省略する。
【００３４】さらに、第３の実施形態として図２の電流
符号記録回路３の加算回路３１を削除し、図１のインバ
ータ出力のＶ相にＶ相電流センサ（図示せず）を付加し
てその出力を電圧比較器３３２に入力することもでき
る。図２で説明したＶ相電流値を得る手段を置き換えた
だけであるから詳細説明を省略する。さらに、上述の実
施形態では電流符号を得るために電流をサンプリングす
るタイミングとしてデッドタイムＴＤの中央を指定して
いるが、制御精度が許せば中央以外（例えばスイッチン
グ後）でも適用可能である。
符号記録回路３の加算回路３１を削除し、図１のインバ
ータ出力のＶ相にＶ相電流センサ（図示せず）を付加し
てその出力を電圧比較器３３２に入力することもでき
る。図２で説明したＶ相電流値を得る手段を置き換えた
だけであるから詳細説明を省略する。さらに、上述の実
施形態では電流符号を得るために電流をサンプリングす
るタイミングとしてデッドタイムＴＤの中央を指定して
いるが、制御精度が許せば中央以外（例えばスイッチン
グ後）でも適用可能である。
【００３５】さらに、上述の説明では３相のＰＭモータ
のセンサレス制御方式に関して説明したが、一般の多相
交流での拡張は容易である。即ち、図２の電流符号記録
回路を相数に合わせて増設すればよい。
のセンサレス制御方式に関して説明したが、一般の多相
交流での拡張は容易である。即ち、図２の電流符号記録
回路を相数に合わせて増設すればよい。
【００３６】図７は情報処理部の他の構成例ブロック図
である。上述の説明では電流符号記録手段はハードウェ
アによって実現したが、以下に説明するように情報処理
手段における演算プログラムによって実現することもで
きる。
である。上述の説明では電流符号記録手段はハードウェ
アによって実現したが、以下に説明するように情報処理
手段における演算プログラムによって実現することもで
きる。
【００３７】図示のように、情報処理部２は、各相のス
イッチ制御信号の立上がりによって起動し、前述の遅延
回路３２１〜３２３の遅延時間と同一の時間後に対応す
るＡ／Ｄコンバータに電流値のサンプリングを指示する
タイマ２６１、２６３及び２６５で構成された第１の計
時手段と、各相のスイッチ制御信号の立下がりによって
起動し、遅延回路３２１〜３２３の遅延時間と同一の時
間後に対応するＡ／Ｄコンバータに電流値のサンプリン
グを指示するタイマで構成された第２の計時手段と、Ｕ
相電流値とＷ相電流値からＶ相電流値を算出する演算増
幅器で構成された加算回路２８と、タイマ２６１〜２６
６によりサンプリング動作を起動するＡ／Ｄコンバータ
２７１〜２７６と、により構成され、Ａ／Ｄコンバータ
２７１〜２７６は変換終了直後にデジタル信号処理装置
２１に割込みをかけるように構成される。
イッチ制御信号の立上がりによって起動し、前述の遅延
回路３２１〜３２３の遅延時間と同一の時間後に対応す
るＡ／Ｄコンバータに電流値のサンプリングを指示する
タイマ２６１、２６３及び２６５で構成された第１の計
時手段と、各相のスイッチ制御信号の立下がりによって
起動し、遅延回路３２１〜３２３の遅延時間と同一の時
間後に対応するＡ／Ｄコンバータに電流値のサンプリン
グを指示するタイマで構成された第２の計時手段と、Ｕ
相電流値とＷ相電流値からＶ相電流値を算出する演算増
幅器で構成された加算回路２８と、タイマ２６１〜２６
６によりサンプリング動作を起動するＡ／Ｄコンバータ
２７１〜２７６と、により構成され、Ａ／Ｄコンバータ
２７１〜２７６は変換終了直後にデジタル信号処理装置
２１に割込みをかけるように構成される。
【００３８】図８（Ａ）〜（Ｆ）は図７のデジタル信号
処理装置における割込み処理フローチャートである。デ
ジタル信号処理装置２１は、Ａ／Ｄコンバータ２７１〜
２７６におけるＡ／Ｄ変換終了後に図示の割込み処理プ
ログラムが起動するようなプログラムを持つ。なお、図
中、sign(x) は x の符号を返す関数である。このよう
な構成において、Ａ／Ｄコンバータ２７１〜２７６は図
５と同様のタイミングｔ１又はｔ２で各相の電流値を記
録する。その直後に起動する割込み処理プログラムは、
各ステップ（Ｓ２３０，Ｓ２４０，．．．，Ｓ２８０）
で示すように、図５に示す各相のデッドタイム期間の中
央での電流値（相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を、対応する
Ａ／Ｄコンバータ（２７１〜２７６）から読み込む。そ
して、各ステップ（２３１，Ｓ２４１，．．．，Ｓ２８
１）で示すように、その正負を判定することにより各相
の電流の符号が得られ、図１に示す電流符号記録手段と
同一の機能を実現することができる。即ち、得られた電
流符号信号Ｆｉｊに基づいてデジタル信号処理装置２１
は図４（Ｂ）に示す処理を実行する。この処理について
は既に説明しているのでここでは省略する。
処理装置における割込み処理フローチャートである。デ
ジタル信号処理装置２１は、Ａ／Ｄコンバータ２７１〜
２７６におけるＡ／Ｄ変換終了後に図示の割込み処理プ
ログラムが起動するようなプログラムを持つ。なお、図
中、sign(x) は x の符号を返す関数である。このよう
な構成において、Ａ／Ｄコンバータ２７１〜２７６は図
５と同様のタイミングｔ１又はｔ２で各相の電流値を記
録する。その直後に起動する割込み処理プログラムは、
各ステップ（Ｓ２３０，Ｓ２４０，．．．，Ｓ２８０）
で示すように、図５に示す各相のデッドタイム期間の中
央での電流値（相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を、対応する
Ａ／Ｄコンバータ（２７１〜２７６）から読み込む。そ
して、各ステップ（２３１，Ｓ２４１，．．．，Ｓ２８
１）で示すように、その正負を判定することにより各相
の電流の符号が得られ、図１に示す電流符号記録手段と
同一の機能を実現することができる。即ち、得られた電
流符号信号Ｆｉｊに基づいてデジタル信号処理装置２１
は図４（Ｂ）に示す処理を実行する。この処理について
は既に説明しているのでここでは省略する。
【図１】本発明によるＰＭモータの制御装置のブロック
図である。
図である。
【図２】図１の電流符号記録回路の詳細ブロック図であ
る。
る。
【図３】図１の情報処理部の詳細ブロック図である。
【図４】図１及び図２の情報処理部のフローチャート
（Ａ，Ｂ）である。
（Ａ，Ｂ）である。
【図５】図１及び図２の電流符号記録回路の動作をＵ相
について説明するタイミング・チャートである。
について説明するタイミング・チャートである。
【図６】図４のフローチャートの処理ステップＳ２２３
の詳細をＵ相について説明する図である。
の詳細をＵ相について説明する図である。
【図７】図１の情報処理部の他の構成例ブロック図であ
る。
る。
【図８】図７のデジタル信号処理装置における割込み処
理フローチャート（Ａ〜Ｆ）である。
理フローチャート（Ａ〜Ｆ）である。
１…インバータ ２…情報処理部 ３…電流符号記録回路 ６…スイッチ駆動回路 ７…デッドタイム付加回路 ２１…デジタル信号処理装置（ＤＳＰ） ２２…ＰＷＭ回路 ２３〜２５，２７１〜２７６…Ａ／Ｄ変換器 ３１…加算回路 ４１…Ｕ相電流センサ ４２…Ｗ相電流センサ ５１…ＰＭモータ ２６１〜２６６…タイマ ３２１〜３２３…遅延回路 ３３１〜３３３…電圧比較器 ３４１〜３４６…Ｄ形フリップフロップ回路 ３５１〜３５３…ＮＯＴ回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０２Ｐ 21/00 Ｈ０２Ｐ 5/408 Ｃ 6/18 6/02 ３７１Ｓ (72)発明者 大林 和良 愛知県刈谷市昭和町１丁目１番地 株式会 社デンソー内
Claims (5)
- 【請求項１】 インバータの出力に接続されたモータの
回転を制御するＰＭモータの制御装置であって、 前記ＰＭモータ（Ｍ）を前記インバータを介してＰＷＭ
制御する情報処理手段（２）と、 前記情報処理手段から出力させたスイッチ制御信号にデ
ッドタイムを付加するデッドタイム付加手段（７）と、 前記デッドタイム付加手段の出力により前記インバータ
（１）のスイッチング素子を駆動制御するスイッチ駆動
手段（６）と、 前記ＰＭモータの相電流を検出する電流検出手段（４
１，４２）と、 前記電流検出手段からの出力と、前記スイッチ制御信号
に基づいて、前記デッドタイムにおける前記ＰＭモータ
の各相の電流の符号を記録する電流符号記録手段（３）
とを備え、 前記情報処理手段は、前記電流符号記録手段の出力に基
づいて、前記デッドタイムにおける電圧を算出し、前記
算出された電圧によりＰＷＭ周期全体の相電圧の平均値
を算出し、算出された平均値に基づいて前記ＰＭモータ
の回転子の位置を算出することを特徴とするＰＭモータ
の制御装置。 - 【請求項２】 前記電流符号記録手段（３）は、 前記電流検出手段からのＵ相電流値とＷ相電流値を受
け、これらを加算して出力する加算回路（３１）と、 前記情報処理手段からのスイッチ制御信号を受け、所定
の遅延を行う各相ごとの遅延回路（３２１〜３２３）
と、 前記電流検出手段からのＵ相電流値とＷ相電流値の正負
の符号を検出するＵ相／Ｗ相電圧比較回路（３３１，３
３３）と、 前記加算回路の出力電圧の正負の符号を検出するＶ相電
圧比較回路（３３２）と、 前記電圧比較回路の出力と前記遅延回路の出力を受ける
一方のＤ形フリップフロップ回路及び前記電圧比較回路
の出力と前記遅延回路の反転出力を受ける他方のＤ形フ
リップフロップ回路とで構成され、各々の回路から電流
符号信号（Ｆｕ１，Ｆｕ２，Ｆｖ１，Ｆｖ２，Ｆｗ１，
Ｆｗ２）を前記情報処理部（２）に出力する各相ごとの
Ｄ形フリップフロップ回路対と、 を具備する請求項１に記載のＰＭモータの制御装置。 - 【請求項３】 前記情報処理手段（２）は、 前記インバータの電源電圧信号（８ａ）を受け、アナロ
グ─デジタル変換する第１のＡ／Ｄ変換回路（２３）
と、 Ｕ相電圧値を受け、アナログ─デジタル変換する第２の
Ａ／Ｄ変換回路（２４）と、 Ｗ相電圧値を受け、アナログ─デジタル変換する第３の
Ａ／Ｄ変換回路（２５）と、 前記第１〜第３のＡ／Ｄ変換回路からのデジタル信号と
前記電流符号記録手段からの電流符号信号（Ｆｉｊ）を
受け、所定の処理後に各相毎の電圧指令値（２１ａ〜２
１ｃ）を出力するデジタル信号処理部（２１）と、 前記電圧指令値に基づいて各相毎のパルス幅変調を行っ
てスイッチ制御信号を生成し、かつパルス幅変調の変調
周期信号を前記第２及び第３のＡ／Ｄ変換回路に出力す
るＰＷＭ回路（２２）と、 を具備する請求項１に記載のＰＭモータの制御装置。 - 【請求項４】 前記電流符号記録手段（３）は、前記デ
ッドタイムの中央で電流のサンプリングをする請求項１
に記載のＰＭモータの制御装置。 - 【請求項５】 前記電流符号記録手段（３）は、 各相のスイッチ制御信号の立上がりで起動する相数個の
第１の計時手段と、 各相のスイッチ制御信号の立下がりで起動する相数個の
第２の計時手段と、 前記相数の２倍の数の計時手段によって起動して各相の
電流値をサンプリングする記録手段と、 前記記録手段で記録した電流の符号を求める演算プログ
ラムと、 を具備する請求項１に記載のＰＭモータの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01060197A JP3935543B2 (ja) | 1996-02-01 | 1997-01-23 | Ｐｍモータの制御装置 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1634196 | 1996-02-01 | ||
| JP8-16341 | 1996-02-01 | ||
| JP01060197A JP3935543B2 (ja) | 1996-02-01 | 1997-01-23 | Ｐｍモータの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09271198A true JPH09271198A (ja) | 1997-10-14 |
| JP3935543B2 JP3935543B2 (ja) | 2007-06-27 |
Family
ID=26345904
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP01060197A Expired - Fee Related JP3935543B2 (ja) | 1996-02-01 | 1997-01-23 | Ｐｍモータの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3935543B2 (ja) |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| WO2001006634A1 (en) * | 1999-07-20 | 2001-01-25 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Sensorless control unit for a brushless motor and read/write device including such a control unit |
| EP1286456A1 (en) * | 2001-08-17 | 2003-02-26 | Delphi Technologies, Inc. | Feedback parameter estimation for electric machines |
| WO2002054565A3 (de) * | 2000-12-28 | 2003-03-20 | Papst Motoren Gmbh & Co Kg | Verfahren zum komutieren eines elektronisch kommutierten gleichstrommotors, und motor zur durchführung eines solchen verfahrens |
| JP2005278386A (ja) * | 2004-02-26 | 2005-10-06 | Renesas Technology Corp | モータ駆動装置及びモータ駆動用集積回路装置 |
| KR100800901B1 (ko) * | 2000-11-24 | 2008-02-04 | 마츠시타 덴끼 산교 가부시키가이샤 | 모터 제어 장치 |
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| JP2012182858A (ja) * | 2011-02-28 | 2012-09-20 | Denso Corp | 回転機の制御装置 |
| US8952638B2 (en) | 2012-10-31 | 2015-02-10 | Samsung Electro-Mechanics Co., Ltd. | Circuit and method for detecting duty ratio of PWM signal |
-
1997
- 1997-01-23 JP JP01060197A patent/JP3935543B2/ja not_active Expired - Fee Related
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