JP2012186911A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】簡単な構成および制御によって効率の良い運転を可能にする。
【解決手段】モータ制御装置は、回転数の設定のための指令が与えられたことに応じて、同期モータを駆動するための駆動波データに基づく駆動電圧信号を複数相の各相ごとに生成する電圧信号生成部と、特定相のモータ電流を検出するモータ電流検出部２１と、生成された特定相の駆動電圧信号と、モータ電流検出部２１から出力されたモータ電流信号との位相差を検出して位相差情報を出力する位相差検出部と、特定相の駆動電圧信号の電圧振幅値、同期モータの誘起電圧振幅値、および検出された位相差情報から電圧位相を推定する部分と、推定された電圧位相から、位相差情報が示す位相差を減算した値を０とするための調整用電圧信号を生成する部分とを備えて、生成された調整用電圧信号を駆動電圧信号に帰還させる。
【選択図】図１

Description

この発明は、モータ制御装置に関し、特に、回転子（ロータ）に永久磁石を有する永久磁石同期電動機（Permanent Magnet Synchronous Motor：PMSM）の運転を制御するための装置に関する。

永久磁石同期電動機やリラクタンスモータのように回転子が突極性を有する同期電動機の制御では、一般に、回転子の位置（磁極位置）を検出する位置検出器（センサなど）により検出した位置に同期して、固定子巻線の電流位相を制御している。ここで、回転子の位置検出器としてはホール素子、エンコーダ、レゾルバ等が用いられている。

回転子の位置を検出可能であれば、比較的容易に高い効率で運転するように制御することは可能である。ここで、非突極性の永久磁石同期電動機の運転制御では、一般的に、回転子の永久磁石が作る磁束方向の電流すなわちｄ軸電流をゼロにするid=0制御が採用される。回転子に突極性がない電動機の場合には、ｄ軸電流はトルクに寄与しないため、id=0制御によって固定子巻線に生じる銅損を最小限に抑えることができるためである。

上記のように磁極位置を検出して電動機の電流位相を制御する方法の他に、電動機の電圧と周波数とを単に比例させて制御するｖ／ｆ一定制御も良く知られている。

図８は、ｖ／ｆ（Voltage/Frequency）一定制御の制御ブロック図を示している。図８において、周波数設定部５１により所望する永久磁石同期電動機５の周波数を設定し、加減速演算部(図示しない)により周波数をランプ関数状に変化させる。f/V変換部５２では、周波数設定部５１からの周波数信号にほぼ比例した電圧が、記憶された情報あるいは計算によって取得されて、周波数指令に応じた電圧指令が出力される。ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御部５３は、電圧指令が指示する電圧レベル及び位相に基づいてパルス幅変調を行うことにより、駆動パルスを生成してインバータ５４に出力する。インバータ５４の各スイッチング素子（図示せず）は、駆動パルスに従ってオン，オフ制御されることにより、インバータ５４からはパルス幅制御された三相の交流電圧信号が永久磁石同期電動機５に出力される。永久磁石同期電動機５の固定子巻線に三相の交流電圧信号が印加されることにより、回転子を回転させるための磁界が発生する。

運転制御するための他の方法として、特許文献１のように、電動機の印加電圧と電流の位相差を制御する方法、または特許文献２のように、ｖ／ｆ一定制御による運転の安定性を高める方法も提案されている。

特開２００１−１１２２８７号公報 特開２０００−２３６６９４号公報

特許文献１では、電動機の回転数指令値を設定し、正弦波データ作成部は回転数指令値に応じて正弦波データテーブルから駆動電圧位相情報を出力する。電動機はインバータ回路によって駆動され、電流センサはモータコイル端子Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の中で特定相に流れるモータ電流を検出する。電圧と電流の位相差はモータ相電流の積算比から算出される。位相差が位相差指令値となるように印加電圧指令値をPI制御する。ＰＷＭ作成部は正弦波データと印加電圧指令値とから各相のインバータのスイッチング素子をＰＷＭ駆動する。インバータからはパルス幅変調された三相の交流電圧が出力され、永久磁石形同期電動機の固定子巻線に印加されて回転磁界を発生させる。

特許文献１によれば、位相差指令値は目標位相差格納部から読み出すため、負荷に応じてid＝０制御を採用することができず、高効率運転が難しかった。

また、回転子の位置検出器を備えた制御装置は、id=0制御によって高効率運転を比較的簡単に実現できるが、装置の小型化が難しく、また、位置検出器の信号を伝えるための複数本の配線や受信回路が必要であるため、これら回路の信頼性の維持、メンテナンス作業などが必要であり、また制御装置が高価になる。図８に示した従来のｖ／ｆ一定制御は、位置検出器が不要であって制御が簡単であるので、制御装置の低価格化が可能であるが、回転子の位置が不明であるため、id=0制御を採用することができず、高効率運転が難しかった。

また、ｖ／ｆ一定制御では、出力周波数に対して予め決められた電圧を負荷の状態に関係なく印加している。例えば、予め決められた電圧が定格負荷の状態で適切になる値とすれば、負荷が軽くなったときには過大な電圧を供給していることになり、その結果、不必要な電流が流れてエネルギー損失が増加する。

それゆえに、この発明の目的は、簡単な構成および制御によって効率の良い運転を可能にするモータ制御装置を提供することである。

この発明のある局面に従うモータ制御装置は、複数相のコイルを備えた永久磁石同期モータのトルク発生に寄与する駆動電圧およびモータ電流を、互いに直交するｄ軸とｑ軸で構成されるｄｑ座標系上の電圧ベクトルおよび電流ベクトルとして捕らえ制御する。

モータ制御装置は、ｄｑ座標系上で電圧ベクトルおよび電流ベクトルそれぞれを、ｄ軸成分及びｑ軸成分として分割し各ベクトルの位相を検出する位相検出部と、永久磁石同期モータを駆動するための駆動波データに基づく駆動電圧信号を生成し、生成された駆動電圧信号を永久磁石同期モータに印加するモータ電流信号に変換する制御部と、を備える。

位相検出部は、駆動電圧信号とモータ電流信号との位相差を検出する位相差検出手段と、駆動電圧の電圧振幅値、永久磁石同期モータの誘起電圧振幅値、および位相差から電圧位相を推定する手段と、を含む。制御部は、電圧位相から、位相差を減算した値を０とするために駆動電圧信号に加えるべき電圧信号を生成する手段と、生成された電圧信号を制御部が生成する駆動電圧信号に帰還させるための手段と、を含む。

好ましくは、位相差検出手段は、駆動電圧信号の位相を基準とした２個所の位相期間中のモータ電流信号面積をそれぞれの位相期間で求め、２個所の位相期間中のモータ電流信号面積の面積比を算出して、これを位相差とする。

好ましくは、電圧信号を生成する手段は、位相差と目標位相差との誤差データに対する比例積分制御演算で構成される。

好ましくは、永久磁石同期モータは、非突極型の永久磁石同期モータである。
この発明の他の局面に従うモータ制御方法は、複数相のコイルを備えた永久磁石同期モータのトルク発生に寄与する駆動電圧およびモータ電流を、互いに直交するｄ軸とｑ軸で構成されるｄｑ座標系上の電圧ベクトルおよび電流ベクトルとして捕らえ制御するモータ制御方法である。

モータ制御方法は、ｄｑ座標系上で電圧ベクトルおよび電流ベクトルそれぞれを、ｄ軸成分及びｑ軸成分として分割し各ベクトルの位相を検出するステップと、永久磁石同期モータを駆動するための駆動波データに基づく駆動電圧信号を生成し、生成された駆動電圧信号を永久磁石同期モータに印加するモータ電流信号に変換する制御のステップと、を備える。

位相を検出するステップは、駆動電圧信号とモータ電流信号との位相差を検出するステップと、駆動電圧の電圧振幅値、永久磁石同期モータの誘起電圧振幅値、および位相差から電圧位相を推定するステップと、を含む。

制御するステップは、電圧位相から、位相差を減算した値を０とするために駆動電圧信号に加えるべき電圧信号を生成するステップと、生成された電圧信号を、制御部が生成する駆動電圧信号に帰還させるためのステップと、を含む。

本発明によれば、電圧位相から、位相差情報が示す位相差を減算した値を０とするという簡単な構成および制御によって効率の良い運転を可能にする。

本発明の実施の形態に係るモータ制御装置の構成図である。 本発明の実施の形態に係るモータ制御装置の他の構成図である。 本発明の実施の形態に係るベクトル制御の原理を示すベクトル図である。 本発明の実施の形態に係る位相差φの検出手順を説明する図である。 本発明の実施の形態に係る永久磁石同期電動機の電流位相βとトルクＴの関係を示す図である。 本発明の実施の形態に係るベクトル制御の原理を示す他のベクトル図である。 本発明の実施の形態に係るＰＩ制御部のブロック図である。 従来のｖ／ｆ一定制御の制御ブロック図である。

以下、本発明の実施の形態について、図を参照して詳細に説明する。なお、以下に示す実施の形態においては同一または対応する部分に図中同一の符号を付し、その説明は繰返さない。

本実施の形態では、非突極性（ロータ位置による磁気抵抗の変化がない）永久磁石同期電動機（以下、モータと略称する場合がある）を、回転子の位置検出器をもたない構成で制御する場合について説明する。

図１〜図２には、本実施の形態に係るモータ制御装置の構成が示されて、図３〜図７には本実施の形態に係るモータ制御の原理が示される。

（原理について）
本実施の形態に係る永久磁石同期電動機の制御にはベクトル制御を用いる。永久磁石同期電動機の制御にはベクトル制御が有効であることが知られている。ベクトル制御とは、モータの電流と磁束をベクトルの瞬時値とみなし、それらのベクトルを瞬時値で制御することを指す。

本実施の形態に係る永久磁石同期電動機は、ステータに複数相（３相：Ｕ，Ｖ，Ｗ各相）のコイルと、ロータに永久磁石とを備える。

本実施の形態では、永久磁石同期電動機を一般的なベクトル制御において、複数相の中で特定相（たとえば、Ｕ相）に流れるモータ電流に対して最も効率的にトルクを発生させ、銅損を最小化できるように電圧／電流位相差（相電圧と相電流の位相差）を制御する。

上述のベクトル制御に関して、回転子の磁極の軸を、磁極がつくる磁束の方向（永久磁石の中心軸）をｄ軸とし、それと電気的、磁気的に直交する軸（永久磁石間の軸）をｑ軸に設定し、直交するｄ軸−ｑ軸で規定されるｄｑ座標系上でのモータのモデルを、数式化した電圧方程式である（式１）に示す。

（式１）から過渡項を除いた定常時の電圧方程式は（式２）のようになる。（式２）を図３にベクトル表示する。

図３では、永久磁石同期電動機のトルク発生に寄与する駆動電圧およびモータ電流を、互いに直交するｄｑ座標系上の電圧ベクトルおよび電流ベクトルとして捕らえ制御する。ｄｑ座標系上で電圧ベクトルおよび電流ベクトルそれぞれを、ｄ軸成分及びｑ軸成分として分割し各ベクトルの位相を検出する。検出した位相を用いて、永久磁石同期電動機の駆動電圧を制御する。

図３では、回転子の永久磁石が作る磁束ベクトルΨaをｄ軸上に取った直交座標をd-q軸とし、モータの固定子巻線に印加する電圧ベクトルvaをδ軸上に取った直交座標をδ-γ軸とし、反時計方向に角周波数ωで回転しているとする。γ軸はδ軸よりも９０°遅れた軸を指す。

ここで、q軸からの反時計回りを正として、δ軸とq軸のなす角を電圧位相δとする。また、ｑ軸と電流ベクトルiaのなす角を電流位相βとする。さらに、電圧位相δと電流位相βのなす角を位相差φとする。

本実施の形態では、回転子の位置検出器をもたない装置構成であるから、d軸およびq軸の位置を知ることはできない。したがって、電圧位相δおよび電流位相βを知ることができない。そこで、位相差φ（＝電圧位相δ−電流位相β）を、たとえば特許文献１にも示されているように、印加する交流電圧と巻線に流れる交流電流の積算値から検出する。図４を参照して、位相差φの検出について簡単に説明する。この検出手順は特許文献１によるものであり、後述する位相差φ推定部６による検出手順を指す。

図４は位相差情報検出の原理を説明するための波形図である。Ｕ相のモータ電流は０レベルを中心としたほぼ正弦波状の波形とする（図４の（ａ）参照）。このモータ電流を増幅し、オフセット設定してモータ電流信号（図４の（ｂ）参照）が示される。これは図４の（ａ）のモータ電流を後述のマイコン２００に内蔵されている入力Ｉ／Ｆ２３０の図示のないＡ／Ｄ（Analog／Digital）変換器の変換可能電圧範囲（たとえば０〜＋５Ｖ）に合せるために行なわれる。

位相差φ推定部６は、位相差φの検出のために、図４の（ｂ）に示すようなモータ電流信号と図４の（ｃ）に示すモータ駆動電圧位相情報とを入力する。位相差φ推定部６では、モータ駆動電圧位相情報から予め決められた所定の位相期間θ０，θ１においてモータ電流信号ｂのサンプリングを所定のサンプリング位相（サンプリングタイミング）ｓ０〜ｓ３で１位相期間当りｎ回（図４の場合２回）行ない、各位相期間θ０およびθ１でのモータ電流信号面積をそれぞれＩｓ０およびＩｓ１として、各々サンプリングされて電流サンプリングデータを積算する。

すなわち、
Ｉｓ０＝Ｉ０＋Ｉ１
Ｉｓ１＝Ｉ２＋Ｉ３
そして、各モータ電流信号面積Ｉｓ０，Ｉｓ１の比を計算してこれを位相差φを表す位相差情報とする。

同様にして、次位の位相期間（所定の位相期間θ２，θ３）についても、サンプリングタイミングｓ４〜ｓ７で取得された電流サンプリングデータの積算（Ｉ４＋Ｉ５，Ｉ６＋Ｉ７）を行い、モータ電流面積Ｉｓ２およびＩｓ３を算出し、各モータ電流信号面積Ｉｓ２，Ｉｓ３の比を計算してこれを次位の位相期間の位相差φを表す位相差情報とする。

また、電圧位相δについては、特開２００８−１２５２６４号公報に示されるように、位相差φと印加電圧振幅値Va、誘起電圧振幅値Eaから（式３）と（式４）により推定することができる。

このように、電圧位相δは、モータに関するd軸およびq軸の位置センサを使用することなく、また座標変換を必要とするd-q座標系の電圧・電流などの中間情報を使用することなく、位相差φ、印加電圧振幅値Vaおよび誘起電圧振幅値Eaから直接推定（算出）することができる。

次にモータの高効率運転について説明する。同一電流に対してトルクを最大にできる電流位相βは突極性のない非突極モータについては０である。これを、図５を参照して説明する。

図５には、永久磁石同期電動機の電流位相βとトルクＴの関係が示される。突極性の永久磁石同期電動機のトルクＴは、永久磁石と電機子電流によるマグネットトルクＴｍと、ロータの突極性に基づくリラクタンストルクＴｒからなる。本実施の形態に係る永久磁石同期電動機は非突極性であるから、トルクＴは、リラクタンストルクＴｒがないマグネットトルクＴｍのみからなる。マグネットトルクＴｍは電流位相β＝０°の時に最大となることがわかる。したがって、本実施の形態でも、最大のトルクを得られるような高効率運転をするには、電流位相差βが０°となるように永久磁石同期電動機を制御すればよいことがわかる。

このように最大トルクを得るように電流位相で制御する方法を、最大トルク／電流制御と呼ぶ。すなわち最大トルク／電流制御では、図６に示すように、図６のｄ軸のモータ相電流成分を指す電流ベクトルidがゼロとなるように制御する。

このように、非突極モータの最大トルク／電流制御ではid=0を実現すればよい。図６に示すようにid=0のため、電流ベクトルiaはq軸上にある。したがって、電流位相βは０であり、電圧位相δと位相差φは等しくなる。このことから、電圧位相δと位相差φが等しくなるように印加電圧振幅Vaを制御することで非突極性のモータを高効率に駆動させることができる。具体的には電圧位相δから位相差φを引いた成分すなわち電流位相βが０となるように、印加電圧振幅Vaを制御する。

このように、本実施の形態では、電流位相βを演算により求め、印加電圧振幅Vaにより電流位相βを０にすることで、id=0を実現し、最大トルク／電流制御を行う。これにより電流位相βを検出するためのセンサを不要とし、不要な電流による損失の低減を実現するものである。

また、電圧位相δと位相差φが０となるように制御することで直接id=0の最大トルク／電流制御を実現し、従来のd-q軸の位置推定、推定の過程で必要となるような座標変換は不要である。その結果、これら推定のための中間情報を演算する必要がないため、制御装置を簡素化できる。

また、検出する電流は１相分のみでよく、低コストで電流検出のためのセンサのばらつきを考慮する必要がないため高い信頼性が期待できる。

（具体的構成について）
上述したベクトル制御の原理に基づいた、モータ制御について、具体的に説明する。

図１には、実施形態に係るモータ制御装置とその周辺部とが示される。図１を参照して、ステータに複数相（３相）のコイル，ロータに永久磁石を備えた永久磁石同期電動機５を駆動するために、周波数設定部１、ｆ／PWMデューティ変換部２、演算部３０、ＰＷＭ制御部３、インバータ４およびモータ電流検出部２１と後述のマイクロコンピュータ（以下、マイコンと称する）２００に相当のPWMデューティ指令調整部２０とを備える。

永久磁石同期電動機５の所望回転数のデータ１００がマイコン２００から周波数設定部１に与えられる。周波数設定部１はデータ１００が指す回転数を、当該回転数に比例した周波数に変換し、図示のない加減速演算部により周波数をランプ関数状に変化させてｆ／PWMデューティ変換部２に出力する。ｆ／PWMデューティ変換部２は、ランプ関数の各値に対応して、当該値にほぼ比例したPWMデューティ値を格納するメモリを有する。ｆ／PWMデューティ変換部２は、入力するランプ関数の値に基づきメモリを検索し、対応するPWMデューティ値を読出し、読出したPWMデューティ値を指すPWMデューティ指令１０１を演算部３０に出力する。演算部３０は、PWMデューティ指令１０１が指す値から、PWMデューティ指令調整部２０から入力するPWMデューティ指令１０３が指す値を減算することにより、PWMデューティ指令１０１が指すPWMデューティ値を補正し、補正後の（すなわち、減算後）のPWMデューティ値を指すPWMデューティ指令１０２がＰＷＭ制御部３に与えられる。このようにして、永久磁石同期電動機５のＰＷＭデューティのデューティ幅が決定される。

ＰＷＭ制御部３の構成について説明する。ＰＷＭ制御部３は専用のＩＣ（Integrated Circuit）で構成され、あるいは制御用のマイコン２００の機能として設けられるとする。

ここでは、永久磁石同期電動機５のモータ回転数は、モータコイルに通電する正弦波電圧（ＰＷＭ）の周波数で決定される、いわゆる強制励磁駆動である。

ＰＷＭ制御部３は、不揮発性メモリに記憶されたＬＵＴ（ルック・アップ・テーブル）である正弦波データを格納するテーブル１３を有する。テーブル１３には連続的にＤ／Ａ（Digital/Analog）変換すると正弦波波形が出力されるデータ列が格納されている。たとえば、１周期分の正弦波データ個数が３６０個の正弦波データで構成されていたとすると、それぞれ正弦波データは電気角で１°ごとに対応する値となる。

以下、１周期分３６０個の正弦波データ列で構成されたテーブル１３について説明し、ＰＷＭキャリア周波数Ｆは３ｋＨｚとし、また１組について正弦波２周期で同期モータが１回転するものとする。

正弦波１８０°通電の場合、モータ駆動電圧（出力デューティ）を正弦波波形に変換する必要があるため、ＰＷＭキャリア周期ごとに正弦波データを更新する必要がある。また、同期モータ１回転分には３６０×２＝７２０回の更新が必要である。

ここで、ＰＷＭキャリア周期ごとにテーブル１３の参照データを１つずつ更新していくとすれば、ＰＷＭキャリア周期Ｔは
１／３０００［Ｈｚ］＝０．３３３［ｍｓｅｃ］
になるので、１回転には
７２０×０．３３３［ｍｓｅｃ］＝０．２４［ｓｅｃ］
が必要であり、約２５０ｒｐｍの回転数で回転することとなる。つまり、モータ回転数はモータの構造的なものを除外すると、ＰＷＭキャリア周波数とテーブル１３の参照データの更新間隔で決まる。また、たとえばコイル相数が３相であれば、それぞれの相のデータは、電気角で１２０°ずつずらした正弦波データを参照すればよい。なお、その都度正弦波演算を行なって正弦波データを作成してもよい。

これら求められた各相ごとの正弦波データは、PWMデューティ指令１０２が指す電圧値と乗算され、いわゆるＰＷＭ波形発生器などを用いてＰＷＭ波形として出力される。このＰＷＭ波形発生器の概要は、たとえばＰＷＭキャリア周期で三角波を作成し、この三角波の波高値と前記乗算された値とを比較し、比較結果に基づいて「Ｈ」レベル／「Ｌ」レベルの信号を出力する。

各相ごとのＰＷＭ波形はインバータ４の駆動素子に出力される。各相のＰＷＭ波形により、インバータ４のスイッチング素子がＯＮ，ＯＦＦ制御される。インバータ４からは、パルス幅制御された３相の交流電流信号が生成されて、永久磁石同期電動機５の３相のコイルに印加されることで、永久磁石同期電動機５が駆動される。

ここで、インバータ４から出力される特定相（Ｕ相）の駆動電流は、モータ電流検出部２１により検出されて、PWMデューティ指令調整部２０に与えられる。PWMデューティ指令調整部２０は、ｄｑ軸の座標系における駆動電圧（交流信号）およびモータに印加されるモータ電流（交流信号）の位相、すなわち各ベクトルがｄ軸またはｑ軸をなす角度を検出する。具体的には、ＰＷＭ制御部３から出力されるＵ相のＰＷＭ波形が示す駆動電圧信号と永久磁石同期電動機５のＵ相に入力されるモータ電流信号とを入力し、入力した両信号に基づき、上述のように位相差βがゼロとなるようなPWMデューティ指令１０３を生成し、出力する。これにより、モータ駆動電圧信号を位相差βがゼロとなるように、すなわち最大トルクを得られるように永久磁石同期電動機５を運転制御できる。

なお、モータ電流検出部２１はコイルとホール素子で構成されたいわゆる電流センサであるとするが、カレントトランスでもよい。また、インバータ回路の負側に接続されたシャント抵抗（図示せず）からモータ電流を抽出する方式でもよい。また、１相だけでなく各相のモータ電流を検出するとさらに高精度に運転することができる。さらに、正弦波データの作成はテーブル１３をもとに作成せずに、演算によって作成してもかまわない。

また、永久磁石同期電動機５の駆動波形は正弦波とした場合についての構成であるが、正弦波形にすることで滑らかなモータ電流の供給が可能となるために振動および騒音を少なくできる。

なお、永久磁石同期電動機５の起動時は各相に強制的に通電し、回転磁界を与えていき、強制励磁で行ない、通常駆動時に上記方法で制御を行なえばよい。

（PWMデューティ指令調整部２０の構成）
PWMデューティ指令調整部２０は、特定相（Ｕ相）についてＰＷＭ制御部３から出力されるモータ出力電圧信号３１と、モータ電流検出部２１から出力されるモータ電流信号４１とを入力し、上述した手順で位相差φを検出する位相差φ推定部６、検出される位相差φを用いて電圧位相δを推定する電圧位相δ推定部７、電圧位相δを用いて電流位相βを推定する電流位相β推定部８、電流位相βの目標値（ゼロ）を格納するレジスタなどからなる目標値格納部９、および目標値格納部９から読出された目標値と電流位相β推定部８から出力された電流位相βとを用いたＰＩ制御により、PWMデューティ指令１０３を生成して、演算部３０に出力するＰＩ制御部１０を含む。生成されたPWMデューティ指令１０３は、モータ駆動用のPWMデューティ指令１０２を調整（補正）するための電圧信号を指す。演算部３０は、モータ駆動用のPWMデューティ指令１０２にPWMデューティ指令１０３を帰還させるように作用する。

位相差φ推定部６は、上述したように、位相差φを面積比から算出しており、モータ電流の絶対値を必要としないためシャント抵抗値のばらつきなどロバスト性が高い。また、モータ出力電圧信号３１がＰＷＭ制御部３で作成されているため、永久磁石同期電動機５の出力電圧位相を直接検出する必要はなく既知である。したがって、モータ出力電圧信号３１と検出されたモータ電流信号４１とから位相差φを検出することができる。位相差φ推定部６は、検出する位相差φを、モータ出力電圧信号３１がモータ電流信号４１に対して進み位相の場合は差分に応じた正の値、遅れ位相の場合は差分に応じた負の値、同相の場合は０として出力する。

ここで、位相差φを、上述の面積比ではなく、モータ出力電圧信号３１のゼロクロス点とモータ電流信号４１のゼロクロス点の差から位相差φを検出する場合、ゼロクロス点は１相あたり電気角３６０°中に０度と１８０°の２点存在するため、電気角３６０°中に２回位相差を検出することができる。そのため、永久磁石同期電動機５が４極３相の構成をとる場合には、永久磁石同期電動機５の１回転中に電気的に２回転するため１相あたり４回位相差を検出することができる。

電圧位相δ推定部７では、位相差β推定部６から出力された位相差φ、ＰＷＭ制御部３から出力されたモータ出力電圧信号３１の振幅値Va、指令周波数での永久磁石同期電動機５の誘起電圧振幅値Eaにより、電圧位相δを（式３）と（式４）を用いて演算することにより推定する。

電流位相β推定部８は、電圧位相δ推定部７からの電圧位相δと、位相差φ推定部６からの位相差φとを入力し、入力したこれら値を用いて（式５）に従う演算により、電流位相βを算出し、ＰＩ制御部１０に出力する。

ＰＩ制御部１０では、電流位相β推定部８から入力した電流位相βが、目標値格納部９から読出された目標値０となるようにＰＩ制御することにより出力されるPWMデューティ指令１０３を演算部３０に出力する。これにより、PWMデューティ指令１０１の値がＰＩ制御により出力されるPWMデューティ指令１０３で調整された後に、PWMデューティ指令１０２としてＰＷＭ制御部３に出力されることになる。

ここで、ＰＩ制御部１０による制御について説明する。図７はＰＩ制御部１０の構成を説明するためのブロック図である。

図７を参照して、ＰＩ制御部１０に入力する誤差データは、検出される電流位相βと、目標値格納部９から読出された目標値との差を指す。Ｐ制御（Proportional Control：比例制御）では、比例増幅器１１０のＰ制御により誤差データに対する比例誤差データを作成し、比例誤差データを演算器１１４に出力し、またＩ制御（Integral Control：積分制御）では誤差データの積分値を積分器１１２で計算（デジタル的にはその都度の誤差データを積算）して、積分誤差データを作成している。ここで、積分誤差データは、すなわち誤差データの定常的なずれ量は積分増幅器１１３で増幅された後に、演算器１１４に出力される。演算器１１４は、比例誤差データと積分誤差データとオフセット値１１１とを加算して、加算結果の値を指すPWMデューティ指令１０３を出力する。

ここでは、電流位相βがプラスの場合は永久磁石同期電動機５に印加した電圧が過少であることを示し、マイナスの場合は印加した電圧が過大であることを示すため、ＰＩ制御により、運転状態に応じて電流位相βが０となるようなPWMデューティ指令１０３を用いて運転制御できるため、従来のｖ／ｆ一定制御に比べて銅損を低減できる。

本実施形態では位相差の検出は電気角３６０°内で２回行われて、ＰＩ制御周期はPWMデューティ指令１０１による指令周波数に依存し、比較的低周波数のＰＩ制御である。ここで、永久磁石同期電動機５に接続された図示のない負荷がファン、ポンプなどであれば負荷変動の速度が小さい特性であることから、低周波数のＰＩ制御であったとしても、同期はずれ・脱調などを引き起こすことなく駆動させることが可能である。

図２には、図１のPWMデューティ指令調整部２０をマイコン２００で構成した場合が示される。マイコン２００は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）２１０、メモリ２２０、時間を計時するタイマ２５０、Ａ／Ｄ（Analog/Digital）変換機能を有する入力Ｉ／Ｆ２３０およびＤ／Ａ（Digital/Analog）変換機能を有する出力Ｉ／Ｆ２４０を備える。

上述した図１のエレメント６−８および１０の機能は、メモリ２２０に予めプログラムとして格納されており、ＣＰＵ２１０がメモリ２２０からプログラムを読出し、読出したプログラムの命令を実行することにより機能が実現される。目標値格納部９はメモリ２２０に相当する。入力Ｉ／Ｆ（Interface）２３０は、モータ出力電圧信号３１およびモータ電流信号４１を入力し、ＣＰＵ２１０が処理可能なデジタル信号に変換して出力する。出力Ｉ／Ｆ２４０は、ＰＩ制御により生成されたPWMデューティ指令１０３を、演算部３０で演算可能なアナログ信号に変換して出力する。

（実施の形態による効果）
以上のように、永久磁石同期電動機５に印加する電圧とその周波数とをほぼ比例させて制御するｖ／ｆ一定制御方式において、単に、電圧位相δと位相差φが等しくなるように制御することにより、回転子の位置検出器をもたない構成であっても、簡単な構成で最大トルク／電流制御を実現するものである。最大トルク／電流制御では電圧位相δと位相差φが０となるように制御することで、直接id=0を実現し、永久磁石同期電動機５の高効率駆動が可能である。従来のd-q軸の位置推定、推定の過程で必要となるような座標変換は不要である。制御に不要な中間情報を演算する必要がないため、制御装置を大幅に簡素化でき、ハードウェア化することも可能である。

また、実施の形態では、特定相（Ｕ相）のみの信号に基づき制御可能であるから、低コストでモータ電流検出部２１のばらつきを考慮する必要がないため、信頼性を高くすることができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ 周波数設定部、２ ｆ／PWMデューティ変換部、３ ＰＷＭ制御部、４ インバータ、５ 永久磁石同期電動機、６ 位相差φ推定部、７ 電圧位相δ推定部、８ 電流位相β推定部、１０ ＰＩ制御部、２０ PWMデューティ指令調整部、２１ モータ電流検出部、３０ 演算部、３１ モータ出力電圧信号、４１ モータ電流信号、１０１，１０２，１０３ PWMデューティ指令、２００ マイコン、２２０ メモリ、２５０ タイマ。

Claims (5)

1. 複数相のコイルを備えた永久磁石同期モータのトルク発生に寄与する駆動電圧およびモータ電流を、互いに直交するｄ軸とｑ軸で構成されるｄｑ座標系上の電圧ベクトルおよび電流ベクトルとして捕らえ制御するモータ制御装置であって、
   ｄｑ座標系上で電圧ベクトルおよび電流ベクトルそれぞれを、ｄ軸成分及びｑ軸成分として分割し各ベクトルの位相を検出する位相検出部と、
   前記永久磁石同期モータを駆動するための駆動波データに基づく駆動電圧信号を生成し、生成された駆動電圧信号を前記永久磁石同期モータに印加するモータ電流信号に変換する制御部と、を備え、
   前記位相検出部は、
   駆動電圧信号とモータ電流信号との位相差を検出する位相差検出手段と、
   前記駆動電圧の電圧振幅値、前記永久磁石同期モータの誘起電圧振幅値、および前記位相差から電圧位相を推定する手段と、を含み、
   前記制御部は、
   前記電圧位相から、前記位相差を減算した値を０とするために前記駆動電圧信号に加えるべき電圧信号を生成する手段と、
   生成された電圧信号を、前記制御部が生成する駆動電圧信号に帰還させるための手段と、を含む、モータ制御装置。
2. 前記位相差検出手段は、
   前記駆動電圧信号の位相を基準とした２個所の位相期間中のモータ電流信号面積をそれぞれの位相期間で求め、２個所の位相期間中のモータ電流信号面積の面積比を算出して、これを位相差とする、請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記電圧信号を生成する手段は、前記位相差と目標位相差との誤差データに対する比例積分制御演算で構成される、請求項１または２に記載のモータ制御装置。
4. 前記永久磁石同期モータは、非突極型の永久磁石同期モータである、請求項１から３のいずれかに記載のモータ制御装置。
5. 複数相のコイルを備えた永久磁石同期モータのトルク発生に寄与する駆動電圧およびモータ電流を、互いに直交するｄ軸とｑ軸で構成されるｄｑ座標系上の電圧ベクトルおよび電流ベクトルとして捕らえ制御するモータ制御方法であって、
   ｄｑ座標系上で電圧ベクトルおよび電流ベクトルそれぞれを、ｄ軸成分及びｑ軸成分として分割し各ベクトルの位相を検出するステップと、
   前記永久磁石同期モータを駆動するための駆動波データに基づく駆動電圧信号を生成し、生成された駆動電圧信号を前記永久磁石同期モータに印加するモータ電流信号に変換する制御のステップと、を備え、
   前記位相を検出するステップは、
   駆動電圧信号とモータ電流信号との位相差を検出するステップと、
   前記駆動電圧の電圧振幅値、前記永久磁石同期モータの誘起電圧振幅値、および前記位相差から電圧位相を推定するステップと、を含み、
   前記制御のステップは、
   前記電圧位相から、前記位相差を減算した値を０とするために前記駆動電圧信号に加えるべき電圧信号を生成するステップと、
   生成された電圧信号を、前記制御部が生成する駆動電圧信号に帰還させるためのステップと、を含む、モータ制御方法。

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