JP2014230450A - 永久磁石形同期電動機の制御方法及び制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明は、回転子の磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機をインバータ等の電力変換器により制御するために、電動機の端子電圧相当値及び電流を用いて回転子の磁極の位置演算誤差を求め、その位置演算誤差から電動機の速度及び磁極位置を検出する制御方法及び制御装置を提供する。【解決手段】現在の第１のサンプル点と過去の第２のサンプル点との間に電動機電流を検出できないサンプル点が存在し、第１，第２のサンプル点で電動機電流を検出できる場合は、第１，第２のサンプル点における第１，第２の電動機電流検出値と、第１，第２のサンプル点間の時間間隔と、電動機の端子電圧相当値の前記時間間隔における平均値と、電動機の速度演算値の前回値と、に基づいて第１のサンプル点における位置演算誤差を求める。また、電動機電流を検出できないサンプル点については、位置演算誤差の前回値を保持して使用する。【選択図】図１

Description

本発明は、永久磁石形同期電動機の回転子の磁極位置を演算する技術に関するものである。

永久磁石形同期電動機（以下、ＰＭＳＭともいう）の制御装置を低価格化するための技術として、回転子の磁極位置検出器を用いずに運転する、いわゆるセンサレス制御が実用化されている。センサレス制御は、同期電動機の端子電圧及び電流の情報から回転子の速度と磁極位置とを演算し、これらに基づいて電流制御を行うことで同期電動機のトルク制御や速度制御を実現するものである。

例えば、特許文献１や非特許文献１に記載されたセンサレス制御技術では、回転子の磁極方向に対して直交方向に発生する拡張誘起電圧を演算し、その演算値から、制御上で推定した磁束軸と実際の磁束軸との間の位置演算誤差（磁極位置誤差または軸ずれ量）を検出し、この位置演算誤差から磁極位置及び速度を演算している。

また、特許文献２には、交流電動機の端子電圧を制御する三相ＰＷＭインバータの制御装置を低価格化する技術として、インバータの各相の下アームに流れる電流をシャント抵抗により検出する電流検出装置が開示されている。この従来技術では、インバータの下アームがオンしたときのシャント抵抗による電流検出値からインバータの相電流を検出しており、ホール素子等の比較的高価な電流検出素子を用いる場合に比べて、装置の低価格化、小型化を可能にしている。

特許第３４１１８７８号公報（段落［００５８］〜［００８３］、図１，図４等） 特開昭６３-８０７７４号公報（第２頁左下欄第１３行〜第４頁左上欄第１５行、第１図，第２図等）

Takahashi Aihara, Akio Toba, Takao Yanase, Akihide Mashimo, and Kenji Endo,「Sensorless Torque Control of Salient-Pole Synchronous Motor at Zero-Speed Operation」,IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, VOL.14, NO.1, JANUARY 1999

特許文献２に記載された電流検出装置により、三相のうち二相以上の相電流を検出してその直交回転座標成分であるｄ軸電流、ｑ軸電流を検出できるのは、インバータの各相のうち少なくとも二相以上の下アームがオンするタイミングである。しかし、インバータの出力電圧の条件によっては、一時的に二相以上の下アームがオンするタイミングが存在せず、その場合には、ｄ軸電流、ｑ軸電流を検出できなくなる。
一方、例えば特許文献１では、段落［００５９］〜［００６８］の数式９〜数式１３に示されるように、拡張誘起電圧を演算するために相電流から変換したｑ軸電流の微分演算が必要であり、また、位置演算誤差を求めるに当たってはｄ軸電流及びｑ軸電流の微分演算が必要である。

このため、仮に特許文献２に記載された比較的安価な電流検出装置を用いて特許文献１等のセンサレス制御を実現しようとしても、ｄ軸電流及びｑ軸電流を検出できないタイミングでは、拡張誘起電圧ひいては位置演算誤差を演算することができない。
また、特許文献１等において拡張誘起電圧を演算するために電流微分値を求めるには、サンプル点間の電流の差分演算が必要である。従って、相電流を検出できない場合には、その次のサンプル周期において電流の差分演算を行うことが不可能になる。この場合、前回の差分演算値による電流微分値を用いることも考えられるが、拡張誘起電圧演算値に誤差を含む可能性があり、その結果、速度演算値や位置演算値が誤差を含んだものになるという問題があった。

なお、特許文献１の段落［００７７］，［００７８］には、電動機の速度や負荷が一定であれば電動機電流の変化は微小であるという前提に基づき、位置演算誤差を求める演算式におけるｄ軸電流及びｑ軸電流の微分項を無視することが示唆されている。
しかし、電動機の速度や負荷を一定と仮定することは一般性を欠き、電動機の速度等が変化する場合には、結果的に速度や磁極位置の検出精度が低くなる等の問題がある。

そこで、本発明の目的は、連続する複数のサンプル点で電動機電流を検出できない状況においても、回転子磁極の位置演算誤差を正確に演算して電動機の速度及び磁極位置を高精度に検出可能とした永久磁石形同期電動機の制御方法を提供することにある。
また、本発明の他の目的は、上記制御方法を実現するための低価格かつ小型の制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、本発明に係る永久磁石形同期電動機の制御方法は、請求項１に記載するように、現在の第１のサンプル点と過去の第２のサンプル点との間に電動機の電流を検出できないサンプル点が存在し、第１，第２のサンプル点で電動機電流を検出できる場合は、第１，第２のサンプル点における第１，第２の電動機電流検出値と、第１，第２のサンプル点間の時間間隔と、電動機の電圧指令値等の端子電圧相当値の前記時間間隔における平均値と、電動機の速度演算値の前回値と、に基づいて第１のサンプル点における位置演算誤差を求め、電動機電流を検出できないサンプル点については、位置演算誤差の前回値を保持する。また、こうして求めた位置演算誤差から電動機の速度及び磁極位置を演算し、これらの速度演算値及び位置演算値を用いて電力変換器により電動機のセンサレス制御を行うものである。

なお、請求項２に記載するように、第１のサンプル点における位置演算誤差を求めるに当たっては、第１，第２の電動機電流検出値と、第１，第２のサンプル点間の時間間隔と、電動機の端子電圧相当値の前記時間間隔における平均値と、電動機の速度演算値と、に基づいて、回転子の磁極方向に直交する方向の拡張誘起電圧を演算し、この拡張誘起電圧を構成する直交電圧成分から位置演算誤差を求めると良い。

また、請求項３，４に記載するように、電動機を駆動するインバータの各相の下アームの電流をシャント抵抗により検出し、この電流検出値とインバータの変調率とから演算した電動機の相電流を、電動機電流検出値として用いることが望ましい。

本発明に係る永久磁石形同期電動機の制御装置は、請求項５に記載するように、電動機の電流を検出する電流検出部と、電動機の端子電圧相当値を生成する電圧生成部と、回転子磁極の位置演算誤差を推定する位置演算誤差推定部と、位置演算誤差から電動機の速度及び磁極位置を演算する速度・位置演算部と、を備えている。
そして、位置演算誤差推定部は、現在の第１のサンプル点と過去の第２のサンプル点との間に電動機電流を検出できないサンプル点が存在する場合に第１，第２のサンプル点において検出した第１，第２の電動機電流検出値と、第１，第２のサンプル点間の時間間隔と、電圧生成部により生成した端子電圧相当値の前記時間間隔における平均値と、電動機の速度演算値の前回値と、に基づいて第１のサンプル点における位置演算誤差を求める。また、電動機電流を検出できないサンプル点については、位置演算誤差の前回値を保持するものである。

請求項６に記載するように、位置演算誤差推定部は、第１，第２の電動機電流検出値と、第１，第２のサンプル点間の時間間隔と、電動機の端子電圧相当値の前記時間間隔における平均値と、電動機の速度演算値と、に基づいて拡張誘起電圧を演算する拡張誘起電圧演算部と、この拡張誘起電圧を構成する直交電圧成分から位置演算誤差を求める角度差演算部と、を備えることが望ましい。

また、請求項７，８に記載するように、電動機を駆動するインバータの各相の下アームの電流を検出するシャント抵抗からなる電流検出部と、このシャント抵抗による電流検出値とインバータの変調率とから電動機の相電流を演算する相電流演算部と、を備え、前記相電流を電動機電流検出値として用いれば良い。
なお、本発明の制御装置は、請求項９に記載するように、電流検出部、電圧生成部、位置演算誤差推定部及び速度・位置演算部を、インバータ及びその駆動信号生成部と一体化することにより、１台の装置として構成することが望ましい。

本発明によれば、永久磁石型同期電動機の電流が一時的に検出不能になったとしても、この検出不能期間を挟む現在のサンプル点及び過去のサンプル点において電動機電流を検出できれば、これらの電動機電流検出値、端子電圧相当値の平均値等に基づいて回転子磁極の位置演算誤差を検出することができる。従って、この位置演算誤差を用いて電動機の速度及び磁極位置を演算し、電動機のセンサレス制御を高精度に行うことが可能である。
更に、シャント抵抗を用いて電動機電流を検出することにより、制御装置の低価格化、小型化を図ることができる。

ＰＭＳＭの駆動システムの構成を示すブロック図である。 ｄ，ｑ軸直交回転座標及びγ，δ軸直交回転座標の説明図である。 図１におけるインバータの構成を示す回路図である。 本発明の実施形態におけるγ，δ軸拡張誘起電圧演算のタイミングチャートである。 本発明の実施形態の動作を示すフローチャートである。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。図１は、永久磁石型同期電動機の駆動システムの構成を示すブロック図である。
まず、図１において、５０は三相交流電源、６０は三相交流電圧を整流して直流電圧を出力する整流回路、７０は直流電圧を所定の大きさ及び周波数の三相交流電圧に変換するインバータ、８０は永久磁石型同期電動機（ＰＭＳＭ）である。

インバータ７０は、ＰＭＳＭ８０の回転子の回転に同期したｄ，ｑ軸直交回転座標上で制御を行うことにより、ＰＭＳＭ８０の高精度のトルク制御や速度制御を実現可能としている。ここで、ｄ，ｑ軸は、回転子の磁極のＮ極方向をｄ軸と定義し、ｄ軸から９０°進み方向をｑ軸と定義している。しかしながら、磁極位置検出器を用いずに運転するセンサレス制御の場合、ｄ，ｑ軸の位置を直接検出することができない。そこで、ＰＭＳＭ８０の制御装置では、ｄ，ｑ軸の推定軸であるγ，δ軸上に置き換えた電圧、電流を用いて制御演算を行っている。

図２は、ｄ，ｑ軸直交回転座標及びγ，δ軸直交回転座標の説明図である。
図２において、θ_ｅｒｒは、ＰＭＳＭ８０のｕ相巻線を基準としたγ軸の角度（位置演算値）θ_１とｕ相巻線を基準としたｄ軸の角度（実際の磁極位置）θ_ｒとの角度差（位置演算誤差）であり、数式１によって定義される。
［数１］
θ_ｅｒｒ＝θ_１−θ_ｒ
また、図２に示すように、ｄ，ｑ軸の回転角速度（回転子速度）をω_ｒとし、γ，δ軸の回転角速度（速度演算値）をω_１とする。

次に、図１におけるＰＭＳＭ８０の速度制御方法、電流制御方法及び電圧制御方法について、制御装置の構成、作用と共に説明する。
なお、図１における制御装置（三相交流電源５０、整流回路６０、インバータ７０及びＰＭＳＭ８０以外の部分）は、主としてマイクロコンピュータ等の演算装置及び演算プログラムによって構成されており、必ずしもハードウェアのみで実現されるものではない。

図１の減算器１６は、速度指令値ω_ｒ ^＊と速度演算値ω_１との偏差を演算する。速度調節器１７は、前記偏差をゼロにするような演算を行ってトルク指令値τ^＊を生成する。電流指令演算器１８は、トルク指令値τ^＊に応じたトルクを発生するように、γ軸電流指令値ｉ_γ ^＊及びδ軸電流指令値ｉ_δ ^＊を演算する。

減算器１９ａは、γ軸電流指令値ｉ_γ ^＊とγ軸電流検出値ｉ_γｄｅｔとの偏差を演算し、減算器１９ｂは、δ軸電流指令値ｉ_δ ^＊とδ軸電流検出値ｉ_δｄｅｔとの偏差を演算する。
γ軸電流調節器２０ａは、減算器１９ａから出力される偏差をゼロにするような演算を行ってγ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊を生成する。δ軸電流調節器２０ｂは、減算器１９ｂから出力される偏差をゼロにするような演算を行ってδ軸電圧指令値ｖ_δ ^＊を生成する。これらのγ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊及びδ軸電圧指令値ｖ_δ ^＊は、座標変換器１５に入力される。
ここで、γ軸電流調節器２０ａ及びδ軸電流調節器２０ｂは、請求項における電圧生成部を構成している。

座標変換器１５は、積分器３４により演算される位置演算値θ_１に基づいて、γ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊及びδ軸電圧指令値ｖ_δ ^＊を三相の電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に座標変換し、これらの電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊を変調率演算器２１に入力する。なお、変調率演算器２１には、電圧検出回路１２により検出した直流電圧検出値Ｅ_ｄｃも入力されている。
変調率演算器２１は、以下の数式２により、電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊及び直流電圧検出値Ｅ_ｄｃから変調率指令値λ_ｕ ^＊，λ_ｖ ^＊，λ_ｗ ^＊を演算する。

駆動信号生成部としてのＰＷＭ回路１３は、変調率指令値λ_ｕ ^＊，λ_ｖ ^＊，λ_ｗ ^＊から、インバータ７０の各相出力電圧をそれぞれ電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に制御するためのゲート信号を生成する。インバータ７０は、ゲート信号に基づいて内部の半導体スイッチング素子のオン・オフを制御することにより、ＰＭＳＭ８０の端子電圧を電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に制御する。
なお、この明細書において、γ，δ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊，ｖ_δ ^＊、γ，δ軸電圧検出値ｖ_γｄｅｔ，ｖ_δｄｅｔ、三相の電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊、及び、ＰＭＳＭ８０の端子電圧自体を総称して、ＰＭＳＭ８０の端子電圧相当値というものとする。
図１に示した駆動システムでは、上述した作用により、ＰＭＳＭ８０の回転子速度ω_ｒを速度指令値ω_ｒ ^＊通りに制御している。

次に、図３はインバータ７０の構成を示す回路図である。
図３において、Ｐ，Ｎは直流端子、ｕ，ｖ，ｗは交流端子、７１〜７３はＩＧＢＴ等からなる上アーム主回路素子、７４〜７６は同じく下アーム主回路素子、７７はコンデンサである。また、７８ｕ，７８ｖ，７８ｗは、下アーム主回路素子７４〜７６にそれぞれ直列に接続されたシャント抵抗である。
シャント抵抗７８ｕ，７８ｖ，７８ｗは、インバータ７０の各相の下アーム電流を検出するためのものであり、下アーム電流検出値ｉ_ｕｎ，ｉ_ｖｎ，ｉ_ｗｎは、下アーム主回路素子７４〜７６がオンしたときのＰＭＳＭ８０の各相電流に一致する。

図１における相電流演算器１１は、変調率指令値λ_ｕ ^＊，λ_ｖ ^＊，λ_ｗ ^＊からインバータ７０の下アーム主回路素子７４〜７６のオン／オフ状態を求める。
そして、下アーム主回路素子７４〜７６のうち２つ以上がオンしている場合は、下アーム電流検出値ｉ_ｕｎ，ｉ_ｖｎ，ｉ_ｗｎから相電流検出値ｉ_ｕｄｅｔ，ｉ_ｖｄｅｔ，ｉ_ｗｄｅｔを求めて座標変換器１４に出力する。一方、下アーム主回路素子７４〜７６のうち２つ以上がオンしていない場合は、相電流の検出は不能と判断し、相電流検出値ｉ_ｕｄｅｔ，ｉ_ｖｄｅｔ，ｉ_ｗｄｅｔは、前回値のまま保持する。

座標変換器１４は、積分器３４により演算される位置演算値θ_１に基づいて、相電流検出値ｉ_ｕｄｅｔ，ｉ_ｖｄｅｔ，ｉ_ｗｄｅｔをγ軸電流検出値ｉ_γｄｅｔ及びδ軸電流検出値ｉ_δｄｅｔに座標変換する。なお、下アーム主回路素子７４〜７６のうち２つ以上がオンしないため相電流検出が不能であり、相電流検出値ｉ_ｕｄｅｔ，ｉ_ｖｄｅｔ，ｉ_ｗｄｅｔが前回値のまま保持されている場合は、γ軸電流検出値ｉ_γｄｅｔ及びδ軸電流検出値ｉ_δｄｅｔについても前回値のまま保持する。

次に、ＰＭＳＭ８０の速度演算・磁極位置演算について説明する。まず、図１における拡張誘起電圧演算器３１の作用について説明する。
相電流検出値ｉ_ｕｄｅｔ，ｉ_ｖｄｅｔ，ｉ_ｗｄｅｔを電流検出周期（サンプル点）ごとに常に検出できる場合、サンプル点（ｎ−１）〜（ｎ）の区間のＰＭＳＭの離散系の電圧方程式に基づき、サンプル点（ｎ）におけるγ，δ軸拡張誘起電圧演算値Ｅ_{ｅｘγｅｓｔ（ｎ）}，Ｅ_{ｅｘδｅｓｔ（ｎ）}を数式３により求める。

数式３におけるγ，δ軸電圧検出値ｖ_γｄｅｔ，ｖ_δｄｅｔは端子電圧相当値であり、電圧生成部としてのγ軸電流調節器２０ａ及びδ軸電流調節器２０ｂによって演算されるγ，δ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊，ｖ_δ ^＊を用いる。ここで、サンプル点（ｎ）におけるγ，δ軸電圧検出値ｖ_{γｄｅｔ（ｎ）}，ｖ_{δｄｅｔ（ｎ）}には、インバータ７０の制御遅れを考慮して、サンプル点（ｎ−１）におけるγ，δ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊ _{（ｎ−１）}，ｖ_δ ^＊ _{（ｎ−１）}を用いている。
なお、詳細な説明は省略するが、γ，δ軸電圧検出値ｖ_γｄｅｔ，ｖ_δｄｅｔの代わりに、電圧生成部としての電圧検出器（図示せず）により検出したインバータ７０の出力電圧を用いても良い。

一方、時間的に離れたサンプル点（ｎ−ｍ），（ｎ）において相電流検出値ｉ_ｕｄｅｔ，ｉ_ｖｄｅｔ，ｉ_ｗｄｅｔが得られ、これらのサンプル点に挟まれたサンプル点（ｎ−ｍ＋１）〜（ｎ−１）の区間において相電流検出値ｉ_ｕｄｅｔ，ｉ_ｖｄｅｔ，ｉ_ｗｄｅｔが得られない場合、すなわち、連続していない二つのサンプル点（ｎ−ｍ），（ｎ）で相電流検出値ｉ_ｕｄｅｔ，ｉ_ｖｄｅｔ，ｉ_ｗｄｅｔが得られる場合には、サンプル点（ｎ−ｍ）〜（ｎ）の区間におけるＰＭＳＭの離散系の電圧方程式に基づき、サンプル点（ｎ）におけるγ，δ軸拡張誘起電圧演算値Ｅ_{ｅｘγｅｓｔ（ｎ）}，Ｅ_{ｅｘδｅｓｔ（ｎ）}を数式４によって求める。

このときのγ，δ軸拡張誘起電圧演算のタイミングチャートを、図４に示す。なお、図４は、数式４におけるｍ＝３の場合について示している。また、図４に示した各サンプル点については、一般式である数式３，４におけるサンプル点の添え字（ｎ）と区別するために、サンプル点を（Ｎ−４），……，（Ｎ），（Ｎ＋１）と表している。図４の例では、サンプル点（Ｎ）が請求項における第１のサンプル点、サンプル点（Ｎ−３）が請求項における第２のサンプル点に相当する。

図４から明らかなように、すべてのサンプル点（ｎ）（図４では、ｎ＝（Ｎ＋１）〜（Ｎ−４））におけるγ，δ軸電圧検出値ｖ_{γｄｅｔ（ｎ）}，ｖ_{δｄｅｔ（ｎ）}は、一つ前のサンプル点（ｎ−１）におけるγ，δ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊ _{（ｎ−１）}，ｖ_δ ^＊ _{（ｎ−１）}となっている。
また、相電流を検出可能なサンプル点（Ｎ）における、数式４の但し書きのｖ_{γｄｅｔＡＶＥ（ｎ）}，ｖ_{δｄｅｔＡＶＥ（ｎ）}は、３つのサンプル点（Ｎ−３）〜（Ｎ−１）のγ，δ軸電圧検出値ｖ_{γｄｅｔ（ｎ）}，ｖ_{δｄｅｔ（ｎ）}の、時間間隔（３Ｔ_ｓ）における平均値である。

このため、サンプル点（Ｎ）におけるγ，δ軸拡張誘起電圧Ｅ_{ｅｘγｅｓｔ（Ｎ）}，Ｅ_{ｅｘδｅｓｔ（Ｎ）}は、サンプル点（Ｎ）におけるγ，δ軸電圧検出値の平均値ｖ_{γｄｅｔＡＶＥ（Ｎ）}，ｖ_{δｄｅｔＡＶＥ（Ｎ）}と、サンプル点（Ｎ−３），（Ｎ）におけるγ，δ軸電流検出値ｉ_{γｄｅｔ（Ｎ−３）}，ｉ_{δｄｅｔ（Ｎ−３）}，ｉ_{γｄｅｔ（Ｎ）}，ｉ_{δｄｅｔ（Ｎ）}と、速度演算値ω_{１（Ｎ−１）}と、電動機定数Ｒ_ａ，Ｌ_ｄ，Ｌ_ｑとを用いて、前述した数式４により求めることができる。
なお、速度演算値ω_{１（Ｎ−１）}は相電流を検出できなかった前回のサンプル点（Ｎ−１）の速度演算値であり、以下に述べるようにサンプル点（Ｎ−３）から保持し続けているγ，δ軸拡張誘起電圧演算値Ｅ_{ｅｘγｅｓｔ（Ｎ−３）}，Ｅ_{ｅｘδｅｓｔ（Ｎ−３）}を用いて、速度演算値ω_{１（Ｎ−１）}を求めれば良い。

上記のサンプル点（Ｎ−１）を含むサンプル点（Ｎ−２），（Ｎ−１）のように、相電流検出値ｉ_ｕｄｅｔ，ｉ_ｖｄｅｔ，ｉ_ｗｄｅｔが得られないサンプル点については、γ，δ軸拡張誘起電圧演算値Ｅ_{ｅｘγｅｓｔ（ｎ）}，Ｅ_{ｅｘδｅｓｔ（ｎ）}として前回値Ｅ_{ｅｘγｅｓｔ（ｎ−１）}，Ｅ_{ｅｘδｅｓｔ（ｎ−１）}を保持する。
速度演算値ω_１及び位置演算値θ_１は、数式３または数式４により求めたγ，δ軸拡張誘起電圧演算値Ｅ_{ｅｘγｅｓｔ}，Ｅ_{ｅｘδｅｓｔ}を用いて、後述する演算により求めることができる。

なお、数式４においてｍ＝１とすると、数式４は数式３に等しくなる。このため、相電流検出値がサンプル点ごとに常に得られる場合のγ，δ軸拡張誘起電圧演算値は、数式４においてｍ＝１とおけばよい。
すなわち、制御装置が数式４を実行するプログラムを備えておき、例えばｍ＝３に設定した時には不連続のサンプル点（ｎ−３），（ｎ）で相電流検出値が得られる場合の、サンプル点（ｎ）におけるγ，δ軸拡張誘起電圧演算を行うことができる。また、ｍ＝１に設定した時には、連続するサンプル点（ｎ−１），（ｎ）で相電流検出値が得られる場合の、サンプル点（ｎ）におけるγ，δ軸拡張誘起電圧演算を行うことができる。つまり、制御装置としては、数式４におけるｍの値を変更すれば済むため、数式３を実行するプログラムを敢えて備える必要がなくなる。

以上説明したように、数式４の演算によれば、図４のサンプル点（Ｎ−２），（Ｎ−１）のように相電流検出値ｉ_ｕｄｅｔ，ｉ_ｖｄｅｔ，ｉ_ｗｄｅｔを一時的に得ることができない場合でも、サンプル点（Ｎ）におけるγ，δ軸拡張誘起電圧演算値を正確に求めることができる。また、サンプル点（Ｎ−２），（Ｎ−１）については、前回、相電流が検出可能であったサンプル点（Ｎ−３）におけるγ，δ軸拡張誘起電圧演算値を保持して用いることができる。

次に、γ，δ軸拡張誘起電圧演算値Ｅ_{ｅｘγｅｓｔ}，Ｅ_{ｅｘδｅｓｔ}を用いてＰＭＳＭ８０の速度及び磁極位置を演算する方法について説明する。
図１の角度差演算器３２は、γ，δ軸拡張誘起電圧演算値Ｅ_{ｅｘγｅｓｔ}，Ｅ_{ｅｘδｅｓｔ}から位置演算誤差（推定値）θ_{ｅｒｒｅｓｔ}を数式５により演算する。

ここで、角度差演算器３２は、拡張誘起電圧演算器３１と共に位置演算誤差推定部３０を構成している。
速度演算器３３は、数式５により求めた位置演算誤差θ_{ｅｒｒｅｓｔ}を用いて数式６の演算を行い、速度演算値ω_１を求める。なお、数式６において、Ｋ_Ｐは比例ゲイン、Ｔ_Ｉは積分時間である。こうして求めた速度演算値ω_１が、減算器１６、及び積分器３４に入力されると共に、数式４の演算を行うために拡張誘起電圧演算器３１に入力される。

積分器３４は、速度演算値ω_１を積分して位置演算値θ_１を算出する。ここで、速度演算器３３及び積分器３４は、速度・位置演算部３５を構成している。
以上の演算により、位置演算誤差θ_ｅｒｒが零になるように速度演算値ω_１及び位置演算値θ_１を真値に収束させ、ＰＭＳＭ８０のトルク制御、速度制御を高精度に行うことが可能になる。

図５は、この実施形態の動作を示すフローチャートである。
図５において、現在のサンプル点（ｎ）で相電流が検出された場合には（ステップＳ１ ＹＥＳ）、前回のサンプル点（ｎ−１）でも相電流が検出されたか否かを判断する。そして、前回のサンプル点（ｎ−１）でも相電流が検出された場合には（ステップＳ２ ＹＥＳ）、数式３，数式５等の演算を順次行って速度演算値ω_１及び位置演算値θ_１を求め、センサレス制御を行う（ステップＳ３〜Ｓ６）。

また、現在のサンプル点（ｎ）で相電流が検出されず、γ，δ軸拡張誘起電圧の前回値が保持されている場合には（ステップＳ１ ＮＯ，ステップＳ７ ＹＥＳ）、その前回値を用いてステップＳ４以降の処理を実行する。γ，δ軸拡張誘起電圧の前回値が保持されていない場合には（ステップＳ７ ＮＯ）、そのまま処理を終了する。
ステップＳ２において、前回のサンプル点（ｎ−１）で相電流が検出されなかった場合には（ステップＳ２ ＮＯ）、それ以前のサンプル点（ｎ−ｍ）で相電流が検出されたか否かを判断する。サンプル点（ｎ−ｍ）で相電流が検出された場合には（ステップＳ８ ＹＥＳ）、数式４によりγ，δ軸拡張誘起電圧を演算し（ステップＳ９）、その後にステップＳ４以降の処理を実行する。

なお、サンプル点（ｎ−ｍ）で相電流が検出されなかった場合には（ステップＳ８ ＮＯ）、そのまま処理を終了する。この場合、ｍを逐次、インクリメントしていき、相電流が検出されたサンプル点までさかのぼって探索することにより、数式４の適用を可能にしてもよい。あるいは、ｍを上限値まで大きくしても相電流が検出された過去のサンプル点（ｎ−ｍ）が存在しない場合には、ある程度の演算誤差を許容できるのであれば、数式４のγ，δ軸拡張誘起電圧の各演算式における右辺カッコ内の第２項をゼロに近似して数式４を適用しても良い。

本発明は、ファン／ブロワやポンプ、空調機、各種搬送機械等の駆動源であるＰＭＳＭの制御方法及び制御装置として利用することができる。

１１：相電流演算器
１２：電圧検出回路
１３：ＰＷＭ回路
１４，１５：座標変換器
１６，１９ａ，１９ｂ：減算器
１７：速度調節器
１８：電流指令演算器
２０ａ：γ軸電流調節器
２０ｂ：δ軸電流調節器
３０：位置演算誤差推定部
３１：拡張誘起電圧演算器
３２：角度差演算器
３３：速度演算器
３４：積分器
３５：速度・位置演算部
５０：三相交流電源
６０：整流回路
７０：インバータ
７１〜７３：上アーム主回路素子
７４〜７６：下アーム主回路素子
７７：コンデンサ
７８ｕ，７８ｖ，７８ｗ：シャント抵抗
８０：永久磁石形同期電動機（ＰＭＳＭ）

Claims (9)

1. 回転子の磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機を電力変換器により制御する制御方法であって、前記電動機の端子電圧相当値及び前記電動機の電流を用いて前記回転子の磁極の位置演算誤差を求め、その位置演算誤差から前記電動機の速度及び磁極位置を検出するようにした永久磁石形同期電動機の制御方法において、
   現在の第１のサンプル点と過去の第２のサンプル点との間に前記電動機の電流を検出できないサンプル点が存在し、前記第１，第２のサンプル点で前記電動機の電流を検出できる場合は、前記第１，第２のサンプル点における第１，第２の電動機電流検出値と、前記第１，第２のサンプル点間の時間間隔と、前記電動機の端子電圧相当値の前記時間間隔における平均値と、前記電動機の速度演算値の前回値と、に基づいて前記第１のサンプル点における前記位置演算誤差を求め、
   前記電動機の電流を検出できないサンプル点については、前記位置演算誤差の前回値を保持することを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御方法。
2. 請求項１に記載した永久磁石形同期電動機の制御方法において、
   前記第１のサンプル点における前記位置演算誤差を求めるための情報を用いて前記回転子の磁極方向に直交する方向の拡張誘起電圧を演算し、前記拡張誘起電圧を構成する直交電圧成分から前記位置演算誤差を求めることを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御方法。
3. 請求項１または２に記載した永久磁石形同期電動機の制御方法において、
   前記電力変換器としてのインバータの各相の下アームの電流を検出し、この電流検出値と前記インバータの変調率とから演算した前記電動機の相電流を前記電動機電流検出値として用いることを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御方法。
4. 請求項３に記載した永久磁石形同期電動機の制御方法において、
   前記下アームの電流をシャント抵抗により検出することを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御方法。
5. 回転子の磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機を電力変換器により制御する制御装置であって、前記電動機の端子電圧相当値及び前記電動機の電流を用いて前記回転子の磁極の位置演算誤差を求め、その位置演算誤差から前記電動機の速度及び磁極位置を検出するようにした永久磁石形同期電動機の制御装置において、
   前記電動機の電流を検出する電流検出部と、前記端子電圧相当値を生成する電圧生成部と、前記位置演算誤差を推定する位置演算誤差推定部と、前記位置演算誤差から前記電動機の速度及び磁極位置を演算する速度・位置演算部と、を備え、
   前記位置演算誤差推定部は、
   現在の第１のサンプル点と過去の第２のサンプル点との間に前記電動機の電流を検出できないサンプル点が存在する場合に前記第１，第２のサンプル点において前記電流検出部により検出した第１，第２の電動機電流検出値と、前記第１，第２のサンプル点間の時間間隔と、前記電圧生成部により生成した前記端子電圧相当値の前記時間間隔における平均値と、前記電動機の速度演算値の前回値と、に基づいて前記第１のサンプル点における前記位置演算誤差を求め、
   前記電動機の電流を検出できないサンプル点については、前記位置演算誤差の前回値を保持することを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
6. 請求項５に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
   前記位置演算誤差推定部は、
   前記第１のサンプル点における前記位置演算誤差を求めるための情報を用いて前記回転子の磁極方向に直交する方向の拡張誘起電圧を演算する拡張誘起電圧演算部と、前記拡張誘起電圧を構成する直交電圧成分から前記位置演算誤差を求める角度差演算部と、
   を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
7. 請求項５または６に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
   前記電力変換器としてのインバータの各相の下アームの電流を検出する電流検出部と、 前記電流検出値による電流検出値と前記インバータの変調率とから前記電動機の相電流を演算する相電流演算部と、を備え、
   前記相電流を前記電動機電流検出値として用いることを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
8. 請求項７に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
   前記電流検出部をシャント抵抗により構成したことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
9. 請求項７に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
   前記電流検出部、前記電圧生成部、前記位置演算誤差推定部及び前記速度・位置演算部を、前記インバータ及びその駆動信号生成部と一体化したことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。

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