JP2009278760A - モータ制御装置及びモータ制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】より信頼性が高い電流センサレス方式を実現することができるモータ制御装置を提供する。
【解決手段】ベクトル制御部２２は、電流推定部２３が、回転位置センサ９より得られるセンサ信号に基づき回転位置検出部１４が出力する回転位置信号θ及び回転速度信号ωとモータ７の定数とに基づき励磁電流Ｉｄｓ及びトルク電流Ｉｑｓを推定する場合に、インダクタンス補償部２４は、推定された電流Ｉｄｓ及びＩｑｓに基づきインダクタンスＬｄ，Ｌｑを補償する。また、直流電流Ｉｓを電流検出器２１により検出し、抵抗・定数補償部２５は、電流Ｉｓと、直流電源１の電圧Ｖｓと、ベクトル制御演算によって得られるインバータ回路４の出力電圧Ｖｄ，Ｖｑと，巻線インダクタンスＬｄ，Ｌｑとに基づいて巻線抵抗Ｒ，誘起電圧定数Ｋｅを補償する。
【選択図】図１

Description

本発明は、モータに取付けられた回転位置センサより得られるセンサ信号に基づき、駆動回路を構成する複数のスイッチング素子に制御信号を出力するモータ制御装置及びモータ制御方法に関する。

図１０は、モータをベクトル制御する装置につき、従来構成の一例を示すものである。直流電源１の両端には、平滑コンデンサ２が接続されていると共に、電源線３ａ，３ｂを介してインバータ回路（駆動手段）４が接続されている。尚、直流電源１は、交流電源を整流して得たものを含む。インバータ回路４は、例えば、６個のＩＧＢＴ（スイッチング素子）５を３相ブリッジ接続して構成されている。また、電源線３ｂには、抵抗素子６が挿入されている。

インバータ回路４の各相出力端子は、モータ７の図示しない各相巻線に接続されており、また、両者間の２相（例えば、Ｕ，Ｖ相）の信号線には電流センサ８ａ，８ｂが配置されている。モータ７は、例えば、誘導モータやブラシレスＤＣモータ，或いはＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）モータなどである。
モータ７には、例えば、レゾルバなどの回転位置センサ９が配置されている。電流センサ８ａ，８ｂの検出信号Ｉｕ，Ｉｖは、アンプ１０に与えられて増幅され、またそれらの信号より残り１相分の信号Ｉｗが算出されて、ベクトル制御部１１の３相／２相変換部１２に出力される。また、回転位置センサ９の検出信号は、アンプ１３に与えられて増幅され、回転位置検出部１４に出力される。

回転位置検出部１４は、回転位置信号よりモータ７のロータ位置信号θ並びに回転速度ωを算出すると、前者をベクトル制御部１１の３相／２相変換部１２及び２相／３相変換部１５に出力する。３相／２相変換部１２は、位置信号θに基づき、モータ７の３相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを２相電流Ｉα，Ｉβに変換すると、更にｄ軸電流（励磁電流）Ｉｄ，ｑ軸電流（トルク電流）Ｉｑに変換し、減算器１６ａ，１６ｂに減算値として出力する。

減算器１６ａ，１６ｂには、外部からの励磁指令Ｉｄｒ，トルク指令Ｉｑｒが被減算値として与えられており、両者の減算結果は、比例積分回路１７ａ，１７ｂに出力される。比例積分回路１７ａ，１７ｂは、減算器１６ａ，１６ｂの減算結果を比例積分演算することでｄ軸電圧Ｖｄ，ｑ軸電圧Ｖｑを生成し、２相／３相変換部１５に出力する。２相／３相変換部１５は、ｄ軸電圧Ｖｄ，ｑ軸電圧Ｖｑを３相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換すると、それらをＰＷＭ変換部１８に出力する。

ＰＷＭ変換部１８は、３相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づいてＰＷＭ信号を生成すると、それらをゲートドライブ回路１９を介してインバータ回路４を構成する各ＩＧＢＴ５のゲートに出力する。そして、保護回路２０は、抵抗素子６の端子電圧に基づき、例えばＩＧＢＴ５の短絡故障等に基づく電流異常を検出すると、異常検出信号をゲートドライブ回路１９に出力し、ゲートドライブ回路１９は、インバータ回路４に対するＰＷＭ信号の出力を停止する。
この場合、モータ７の負荷は、例えば電気自動車の駆動輪であり、駆動輪には外力が作用することが想定される。従って、位置センサレス駆動方式は不適であり、通常回転位置センサ９が必要とされる。

そして、上記のような制御装置については、小型化やコスト低減の要求に応じて、電流センサ８ａ，８ｂを削除する技術（電流センサレス技術）が提案されている。例えば、特許文献１には、抵抗素子６の端子電圧と、モータに印加する各相端子電圧の組み合わせ信号とに基づいて、モータ電流を検出する構成が開示されている。また、非特許文献１には、回転位置信号θ及び回転速度ω並びにモータ定数に基づき演算を行なうことで、ｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑを求める技術が開示されている。
特開平２−１９７２９５号公報 電気学会論文誌Ｄ，産業部門応用誌，２００１年１１月１日，ｐ１１２６〜ｐ１１３３，「低分解能位置センサのみによる同期モータの電流センサドライブシステム」

しかしながら、特許文献１に開示されている構成では、出力電圧が比較的小さい領域や、３相のうち２相の電圧が一致するタイミングで電流検出ができなくなるという問題がある。また、非特許文献１に開示されている技術では、温度が変化したり減磁が発生するなどしてモータ定数が変化すると、電流検出に誤差が生じてしまうという問題がある。
本発明は、上記事情に鑑みて成されたものであり、その目的は、より信頼性が高い電流センサレス方式を実現することができるモータ制御装置及びモータ制御方法を提供することにある。

上記目的を達成するため、請求項１記載のモータ制御装置は、モータに取付けられた回転位置センサより得られるセンサ信号に基づきベクトル制御を行うことで、直流電源に接続される駆動手段を構成する複数のスイッチング素子にスイッチング制御信号を出力するものにおいて、
前記センサ信号に基づき回転位置信号及び回転速度信号と、前記モータの定数とに基づいて、励磁電流Ｉｄ及びトルク電流Ｉｑを推定する電流推定検出手段と、
前記モータ定数である巻線抵抗値，誘起電圧定数を、それぞれ真値に補償する巻線抵抗補償手段，誘起電圧定数補償手段と、
前記直流電源より、前記駆動手段に供給される直流電流を検出する電流検出手段とを備え、
前記巻線抵抗補償手段，前記誘起電圧定数補償手段は、前記電流検出手段により検出された電流Ｉｓと、前記直流電源の電圧Ｖｓと、ベクトル制御演算によって得られる前記駆動手段の出力電圧Ｖｄ，Ｖｑと，前記モータ定数である巻線インダクタンスＬｄ，Ｌｑとに基づいて補償を行い、
前記モータの回転速度指令に応じて与えられる電流指令と、前記電流推定検出手段により推定された電流とに基づいて、前記モータをベクトル制御することを特徴とする。

また、請求項９記載のモータ制御方法は、モータに取付けられた回転位置センサより得られるセンサ信号に基づきベクトル制御を行うことで、直流電源に接続される駆動手段を構成する複数のスイッチング素子にスイッチング制御信号を出力してモータを制御する方法において、
前記センサ信号に基づき得られる回転位置信号及び回転速度信号と前記モータの定数とに基づいて、励磁電流Ｉｄ及びトルク電流Ｉｑを推定し、
前記モータの回転速度指令に応じて与えられる電流指令と前記推定された電流とに基づいて前記モータをベクトル制御する場合に、前記モータ定数である巻線抵抗値，誘起電圧定数をそれぞれ真値に補償するため、
前記直流電源より、前記駆動手段に供給される直流電流を電流検出手段により検出し、
前記検出された電流Ｉｓと、前記直流電源の電圧Ｖｓと、ベクトル制御演算によって得られる前記駆動手段の出力電圧Ｖｄ，Ｖｑと，前記モータ定数である巻線インダクタンスＬｄ，Ｌｑとに基づいて補償することを特徴とする。

請求項１記載のモータ制御装置，及び請求項９記載のモータ制御方法によれば、電流検出手段により直流電流を検出するだけで、モータの各相電流を個別の電流センサにより検出せずともベクトル制御を行うことが可能となる。その場合に、励磁電流Ｉｄ及びトルク電流Ｉｑを推定するのに使用するモータ定数である巻線抵抗値，誘起電圧定数をそれぞれ真値に補償するので、信頼性が高く、低コストで高精度のモータ制御を実現できる。

以下、本発明の一実施例について図１〜図９を参照して説明する。尚、図１０と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。本実施例のモータ制御装置は、図１０に示す構成から抵抗素子６及び電流センサ８ａ，８ｂを取り除くと共に、ベクトル制御部１１から３相／２相変換部１２を除いている。そして、抵抗素子６に替えて、例えば電流トランスで構成される電流検出器２１（電流検出手段）が、直流電源１の負側端子と平滑コンデンサ２との間に配置されている。
また、ベクトル制御部１１に替わるベクトル制御部２２（モータ制御装置）には、電流推定部２３（電流推定手段），インダクタンス補償部２４（巻線インダクタンス補償手段），巻線抵抗・誘起電圧定数補償部（以下、抵抗・定数補償部と称す）２５，モータ状態判定部２６（モータ状態判定手段）を備えている。

電流推定部２３には、比例積分回路１７ａ，１７ｂより出力されるｄ軸電圧Ｖｄ，ｑ軸電圧Ｖｑが入力されると共に、回転位置検出部１４より回転位置信号θ及び回転速度ωが与えられている。また、電流推定部２３には、インダクタンス補償部２４により補償された巻線インダクタンスＬｄ，Ｌｑと、抵抗・定数補償部２５（巻線抵抗補償手段，誘起電圧定数補償手段）により補償された巻線抵抗Ｒと誘起電圧定数Ｋｅが与えられている。電流推定部２３は、ベクトル制御演算を行うことでｄ軸電流Ｉｄｓ，ｑ軸電流Ｉｑｓを推定し、減算器１６ａ及び１６ｂ，インダクタンス補償部２４，抵抗・定数補償部２５，モータ状態判定部２６に出力する。

モータ定数である巻線インダクタンスＬｄ，Ｌｑは、モータ電流の大きさに応じて発生する磁気飽和により変化するので、電流によるモデリングが可能である。すなわち、電流Ｉｄｓ，Ｉｑｓが大きくなると、磁気飽和によってインダクタンスＬｄ，Ｌｑは減少する。そこで、インダクタンス補償部２４は、両者の関係を例えばデータテーブルとして持ち、電流Ｉｄｓ，Ｉｑｓに応じてインダクタンスＬｄ，Ｌｑを補償する。

抵抗・定数補償部２５には、電流検出器２１により検出された直流電流Ｉｓと、図示しない電圧検出器（分圧抵抗回路でも良い）より検出されるバッテリ１の電圧Ｖｓとが与えられていると共に、前記回転速度ωが与えられている。また、インダクタンス補償部２４より巻線インダクタンスＬｄ，Ｌｑと、モータ状態判定部２６よりモータ７の状態判定信号が与えられており、上述したように補償した巻線抵抗Ｒと誘起電圧定数Ｋｅとを出力する。

モータ状態判定部２６は、回転速度ωと、電流推定部２３により推定された電流Ｉｄｓ，Ｉｑｓとに基づいてモータ７の駆動状態、すなわち、速度ωや推定電流Ｉｄｓ，Ｉｑｓの変化状態を判定する。また、減算器１６ａの前段には指令値変更部３１が挿入されており、指令値変更部３１は、抵抗・定数補償部２５からの制御指令に応じて励磁指令Ｉｄｒの値を変更するようになっている。尚、ベクトル制御部２２の各機能は、マイクロコンピュータのソフトウエアによって実現されている。

次に、本実施例の作用について図２乃至図９を参照して説明する。図２及び図３は、モータ制御装置により実行される制御内容を示すフローチャートである。図２（ａ）は、例えば１ｍ秒周期で実行されるメインループ処理である。先ず、与えられた励磁指令Ｉｄｒと、トルク指令Ｉｑｒとに基づいてトルク指令，回転数指令を設定し（ステップＳ１）、トルク制御を行う場合はステップＳ２→Ｓ３へ、回転数制御を行う場合はＳ２→Ｓ４へ移行してそれぞれの制御を実行する。最後に、図２（ｃ）に示すモータ定数補償を行う（ステップＳ５）。以上の処理を１ｍ秒毎に繰り返し実行する。

図２（ｂ）は、６４μ秒毎に実行される制御割込み処理である。先ず、制御周期が奇数か偶数かを判断し（ステップＳ１１）、奇数周期の場合はステップＳ１２→Ｓ１３と移行し、Ａ／Ｄ変換処理と直流電流Ｉｓの検出処理とを行う。一方、偶数周期の場合はステップＳ１４→Ｓ１５→Ｓ１６と移行し、ステップＳ１２とは異なる対象についてのＡ／Ｄ変換処理，電流推定処理，電流制御処理を行う。ステップＳ１３，Ｓ１６の実行後は、ステップＳ１７において、ＰＷＭ変換部１８によるＰＷＭ信号の生成出力を行う。以上の処理を６４μ秒毎に繰り返し実行する。

尚、ステップＳ１５の電流推定処理は、電流推定部２３において下記の行列式を展開した（１），（２）式に基づき行われる。

すなわち、Ｉｄｓを表す式が（１）式，Ｉｑｓを表す式が（２）式である。

次に、図２（ｃ）に示すモータ定数補償処理について説明する。先ず、補償の原理について説明する。図５は、インバータ回路４の入出力電力の関係を示しており、その関係は（３）式で示され、（３）式をｄ軸電流Ｉｄｓについて解くと（４）式になる。
Ｖｓ・Ｉｓ＝３／２・（Ｖｑ・Ｉｑｓ＋Ｖｄ・Ｉｄｓ） …（３）
Ｉｄｓ＝（Ｗ−Ｖｑ・Ｉｑｓ）／Ｖｄ …（４）
但し、Ｗ＝２／３・Ｖｓ・Ｉｓである。

そして、（４）式に（１），（２）式を代入し、誘起電圧定数Ｋｅについて解くと（５）式となる。
Ｋｅ＝−（Ｇ・Ｗ−Ｖｄ・Ｈ−Ｖｑ・Ｊ）／（Ｖｑ・Ｒ・ω＋Ｖｄ・ω^２・Ｌｑ）
…（５）
但し、Ｇ＝Ｒ^２＋ω^２・Ｌｄ・Ｌｑ
Ｈ＝Ｒ・Ｖｄ＋ω・Ｌｑ・Ｖｑ
Ｊ＝−（ω・Ｌｄ・Ｖｄ）＋Ｒ・Ｖｑ
である。

（５）式における未知数は、誘起電圧定数Ｋｅ，巻線抵抗Ｒの２つである。（５）式は巻線抵抗Ｒの３次式となっており、両者の関係は図６に示すように、モータ７の運転状態に応じてパラメータＶｓ，Ｉｓ，ω，Ｌｄ，Ｌｑが異なる場合は、異なる負荷曲線を描く。そこで、所定の条件下において、上記パラメータを少なくとも２回サンプリングすることで２つの曲線式を得れば、それら２つの曲線が交差する点において定数Ｋｅ，抵抗Ｒの真値を得ることができる。

以下、（５）式を演算するためのパラメータを２回サンプリングして、定数Ｋｅ，抵抗Ｒを求める手法を、図２（ｃ），図３のフローチャートと図４乃至図９も参照しながら説明する。尚、図４は、図２（ｃ）のフローチャートの各処理を実行するタイミングを示すものである。

抵抗・定数補償部２５は、モータ状態判定部２６によりモータ７が現在回転中であることを確認してから、第１回のサンプリングを行い（ステップＳ２１：ＹＥＳ）、電流Ｉｓ，電圧Ｖｓ，Ｖｄ，Ｖｑ，回転速度ωを取得する（ステップＳ２２）。また、同時に推定電流Ｉｄｓ，Ｉｑｓの値も取得しておく。

次に、第２回のサンプリングを行う以前に、異なる曲線式を得るため指令値変更部３１によりｄ軸電流指令Ｉｄｒを変化させるが、変化させる条件として、再びモータ状態判定部２６によりモータ７が現在回転中であることを確認すると共に、その時点の回転速度ω，推定電流Ｉｄｓ，Ｉｑｓの何れかが、第１回のサンプリング時点における値よりも一定割合以上変化していないこと確認した上で（ステップＳ２４：ＮＯ）、ｄ軸電流指令Ｉｄｒを変化させる（ステップＳ２５）。

次に、第２回のサンプリングを行う（ステップＳ２６：ＹＥＳ）。この場合もモータ状態判定部２６によりモータ７が現在回転中であることを確認すると共に、その時点の回転速度ω，推定電流Ｉｄｓ，Ｉｑｓの何れかが、第１回のサンプリング時点における値よりも一定割合以上変化したこと確認した上でサンプリングする。ここで、上記各値の何れかが一定割合以上変化したこと確認するのは、例えば図７に示すように第１回のサンプリングで得られる曲線Ｃ１に対して、ある程度軌跡が異なる曲線Ｃ２を得るためである。

以降は、下記（ａ）〜（ｇ）の手順による。
（ａ）電流Ｉｓ，電圧Ｖｓ，Ｖｄ，Ｖｑ，回転速度ωを取得する（ステップＳ２７）。
（ｂ）巻線抵抗Ｒの初期値Ｒinitial[k]を設定する（ステップＳ２７→図３のステップＳ３１）。
（ｃ）上記抵抗Ｒと、第１回，第２回でサンプリングした各値から、（５）式を用いて定数Ｋｅ１，Ｋｅ２を演算する（ステップＳ３２，Ｓ３３）。
（ｄ）定数Ｋｅ１，Ｋｅ２の差の絶対値Ｋｅdevが最小となるように、ｎ回の演算を行うことで抵抗Ｒの収束値を探索する（ステップＳ３４〜Ｓ３６）。例えば図７において、２つの曲線Ｃ１，Ｃ２の交点に到達するように抵抗Ｒの収束値を求める。

（ｅ）抵抗Ｒの初期値Ｒinitial[k]をｋ回変化させて（今回の初期値Ｒ＝前回の初期値Ｒ＋α）、（ｃ）→（ｄ）のプロセスを繰り返す（ステップＳ３７，Ｓ３８）。
ここで、初期値Ｒinitial[k]をｋ回変化させる理由の１つは、演算結果の統計的な信頼性を得るためである。また、もう１つの理由は、（５）式が抵抗Ｒの３次式となっているので、図８に示すように、負荷状態によっては曲線Ｃ１，Ｃ２の交点、すなわち差の絶対値Ｋｅdevが最小となる点（解）が３つ得られる場合がある。そこで、初期値Ｒinitial[k]を複数回変えて（ｃ）→（ｄ）のプロセスを繰り返すことにより、３つの解に対応する差の絶対値Ｋｅdevを全て求めるようにし、局所解だけで誤判定することを避けるためである。
（ｆ）ｋ個の収束値Ｒから異常値（負の値や、所定の変動幅を超える値）を除外して平均化することで、抵抗Ｒの真値を決定する（ステップＳ３９〜Ｓ４１）。
（ｇ）抵抗Ｒの真値を用いて（５）式を演算し、定数Ｋｅの真値を決定する（ステップＳ４２）。

図９（ａ），（ｂ）は、初期値Ｒinitial[k]を与えてｎ回の演算を行った結果、収束値Ｒが得られる状態（減少して収束するパターンと、増加して収束するパターン）を示している。そして、図９（ｃ）は、ｋ個の収束値Ｒをマッピングした一例を示している。すなわち、巻線抵抗Ｒが温度等の影響により変動するとしても、例えば室温基準の抵抗値からそれほどかけ離れた値にならないことは明らかである。したがって、所定範囲内に収まっているものだけを正常な収束値群として採用し、大きくかけ離れているものは異常値として排除する。
尚、以上はサンプリングを（ｍ＝）２回行う例で説明したが、実際には、サンプリング誤差などが含まれるため、図６に示すように（ｍ＝）３回以上行って３つ以上の曲線から抵抗Ｒ，定数Ｋｅ求めるようにした方が、現実的に妥当な値を得ることができる。

以上のように本実施例によれば、ベクトル制御部２２は、電流推定部２３が、回転位置センサ９より得られるセンサ信号に基づき回転位置検出部１４が出力する回転位置信号θ及び回転速度信号ωとモータ７の定数とに基づいて、励磁電流Ｉｄｓ及びトルク電流Ｉｑｓを推定する場合に、インダクタンス補償部２４は、推定された電流Ｉｄｓ及びＩｑｓに基づきインダクタンスＬｄ，Ｌｑを補償する。

そして、直流電源１よりインバータ回路４に供給される直流電流Ｉｓを電流検出器２１により検出し、抵抗・定数補償部２５は、電流Ｉｓと、直流電源１の電圧Ｖｓと、ベクトル制御演算によって得られるインバータ回路４の出力電圧Ｖｄ，Ｖｑと，巻線インダクタンスＬｄ，Ｌｑとに基づいて巻線抵抗Ｒ，誘起電圧定数Ｋｅを補償し、ベクトル制御部２２は、モータの回転速度指令に応じて与えられる電流指令Ｉｄｒ，Ｉｑｒと、推定された電流Ｉｄｓ及びＩｑｓとに基づいて、モータ７をベクトル制御する。

したがって、電流検出器２１により直流電流Ｉｓを検出するだけで、モータ７の各相電流を個別の電流センサにより検出せずともベクトル制御を行うことが可能となり、信頼性を向上させて、低コストで高精度のモータ制御を実現できる。その場合、インダクタンス補償部２４は、推定された電流Ｉｄｓ及びＩｑｓに基づいて巻線インダクタンスＬｄ，Ｌｑを補償するので、実際の運転状況に応じたインダクタンスにより制御精度を向上させることができる。
また、抵抗・定数補償部２５は、電流Ｉｓ，電圧Ｖｓ，Ｖｄ，Ｖｑ，巻線インダクタンスＬｄ，Ｌｑを異なるタイミング複数回サンプリングして、インバータ回路４の入出力電圧関係式と、ｄｑ軸電圧方程式とに基づき得られる巻線抵抗Ｒと誘起電圧定数Ｋｅとの関係式を用いて抵抗Ｒと定数Ｋｅとを補償する。したがって、理論的に得られる関係式に基づいて、補償を高精度に行うことができる。

その場合、抵抗・定数補償部２５は、モータ状態判定部２６によるモータ７の駆動状態の判定結果に応じてサンプリングを行うタイミングを決定するので、（５）式の係数が確実に異なるようにサンプリングを行うことができる。具体的には、抵抗・定数補償部２５は、モータ７の回転速度ωがゼロでない場合に最初のサンプリングを行い、モータの回転速度ωがゼロでなく、且つ、回転速度ω，電流Ｉｄｓ，Ｉｑｓの何れかが、前回のサンプリングを行った時点から一定割合以上変換した場合に、２回目の以降のサンプリングを行うので、軌跡が確実に異なる複数の関係式を得て、それらの交点から抵抗Ｒと定数Ｋｅの真値を求めることができる。
また、抵抗・定数補償部２５は、複数の関係式より得られる誘起電圧定数Ｋｅの差Ｋｅdevが最小となる巻線抵抗Ｒを探索するので、抵抗Ｒと定数Ｋｅの真値を高精度で特定することができる。

本発明は、上記実施例にのみ限定されるものではなく、次のように変形または拡張できる。
巻線インダクタンスＬｄ，Ｌｑの補償は必要に応じて行えば良く、巻線抵抗Ｒ，誘起電圧定数Ｋｅを補償する場合には、所与の値を用いても良い。
電流検出器２１は、電源線３ａ側に挿入しても良い。また、電流検出手段は、図１０と同様に抵抗素子を用いても良い。
スイッチング素子は、パワーＭＯＳＦＥＴやパワートランジスタでも良い。
車両駆動用のモータに限ることなく、例えば、エアコン室外機のファンを駆動するモータに適用しても良い。

本発明の一実施例であり、モータ制御装置の構成を示す機能ブロック図 制御内容を示すフローチャート（その１） 制御内容を示すフローチャート（その２） 図２（ｃ）のフローチャートの各処理を実行するタイミングを示す図 インバータ回路の入出力電力の関係を示す図 モータ運転状態に応じてＲ−Ｋｅ曲線の軌跡が異なる場合を説明する図 ２つの曲線の交点を求める処理を説明する図（その１） ２つの曲線の交点を求める処理を説明する図（その２） （ａ），（ｂ）は初期値Ｒinitial[k]を与えてｎ回の演算を行った結果収束値Ｒが得られる状態、（ｃ）はｋ個の収束値Ｒをマッピングした一例を示す図 従来構成を示す図１相当図

符号の説明

図面中、１は直流電源、４はインバータ回路（駆動手段）、５はＩＧＢＴ（スイッチング素子）、７はモータ、９は回転位置センサ、２１は電流検出器（電流検出手段）、２２はベクトル制御部（モータ制御装置）、２３は電流推定部（電流推定手段）、２４はインダクタンス補償部（巻線インダクタンス補償手段）、２５は巻線抵抗・誘起電圧定数補償部（巻線抵抗補償手段，誘起電圧定数補償手段）、モータ状態判定部（モータ状態判定手段）を示す。

Claims (16)

1. モータに取付けられた回転位置センサより得られるセンサ信号に基づきベクトル制御を行うことで、直流電源に接続される駆動手段を構成する複数のスイッチング素子にスイッチング制御信号を出力するモータ制御装置において、
   前記センサ信号に基づき得られる回転位置信号及び回転速度信号と、前記モータの定数とに基づいて、励磁電流Ｉｄ及びトルク電流Ｉｑを推定する電流推定検出手段と、
   前記モータ定数である巻線抵抗値，誘起電圧定数を、それぞれ真値に補償する巻線抵抗補償手段，誘起電圧定数補償手段と、
   前記直流電源より、前記駆動手段に供給される直流電流を検出する電流検出手段とを備え、
   前記巻線抵抗補償手段，前記誘起電圧定数補償手段は、前記電流検出手段により検出された電流Ｉｓと、前記直流電源の電圧Ｖｓと、ベクトル制御演算によって得られる前記駆動手段の出力電圧Ｖｄ，Ｖｑと，前記モータ定数である巻線インダクタンスＬｄ，Ｌｑとに基づいて補償を行い、
   前記モータの回転速度指令に応じて与えられる電流指令と、前記電流推定検出手段により推定された電流とに基づいて、前記モータをベクトル制御することを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記電流推定検出手段により推定された電流に基づいて、前記巻線インダクタンスＬｄ，Ｌｑを真値に補償する巻線インダクタンス補償手段を備え、
   前記巻線抵抗補償手段，前記誘起電圧定数補償手段は、前記巻線インダクタンス補償手段により補償された巻線インダクタンスＬｄ，Ｌｑを、前記巻線抵抗値，誘起電圧定数を補償する場合に用いることを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
3. 前記巻線抵抗補償手段，前記誘起電圧定数補償手段は、前記電流Ｉｓ，前記電圧Ｖｓ，Ｖｄ，Ｖｑ，前記巻線インダクタンスＬｄ，Ｌｑを、異なるタイミングでｍ（ｍ≧２）回サンプリングすることを特徴とする請求項１又は２記載のモータ制御装置。
4. 前記電流推定検出手段により推定された電流と、前記回転位置センサより得られる回転速度信号とに基づいて、前記モータの駆動状態を判定するモータ状態判定手段を備え、
   前記巻線抵抗補償手段，前記誘起電圧定数補償手段は、前記モータ状態判定手段による駆動状態の判定結果に応じて、前記サンプリングを行うタイミングを決定することを特徴とする請求項３記載のモータ制御装置。
5. 前記巻線抵抗補償手段，前記誘起電圧定数補償手段は、前記モータ状態判定手段によって前記モータの回転速度がゼロでない場合に、最初のサンプリングを行うことを特徴とする請求項４記載のモータ制御装置。
6. 前記巻線抵抗補償手段，前記誘起電圧定数補償手段は、前記モータ状態判定手段によって前記モータの回転速度がゼロでなく、且つ、前記回転速度，前記電流推定検出手段により推定された電流の何れかが、前回のサンプリングを行った時点から一定割合以上変換した場合に、２回目の以降のサンプリングを行うことを特徴とする請求項５記載のモータ制御装置。
7. 前記巻線抵抗補償手段，前記誘起電圧定数補償手段は、前記ｍ回のサンプリング結果について、巻線抵抗Ｒと誘起電圧定数Ｋｅとの関係式をそれぞれ算出することを特徴とする請求項３乃至６の何れかに記載のモータ制御装置。
8. 前記巻線抵抗補償手段，前記誘起電圧定数補償手段は、前記ｍ個の関係式において、ｍ個の誘起電圧定数Ｋｅの差が最小となる巻線抵抗Ｒを探索することを特徴とする請求項７記載のモータ制御装置。
9. モータに取付けられた回転位置センサより得られるセンサ信号に基づきベクトル制御を行うことで、直流電源に接続される駆動手段を構成する複数のスイッチング素子にスイッチング制御信号を出力してモータを制御する方法において、
   前記センサ信号に基づき得られる回転位置信号及び回転速度信号と前記モータの定数とに基づいて、励磁電流Ｉｄ及びトルク電流Ｉｑを推定し、
   前記モータの回転速度指令に応じて与えられる電流指令と前記推定された電流とに基づいて前記モータをベクトル制御する場合に、前記モータ定数である巻線抵抗値，誘起電圧定数をそれぞれ真値に補償するため、
   前記直流電源より、前記駆動手段に供給される直流電流Ｉｓを電流検出手段により検出し、
   前記検出された電流Ｉｓと、前記直流電源の電圧Ｖｓと、ベクトル制御演算によって得られる前記駆動手段の出力電圧Ｖｄ，Ｖｑと，前記モータ定数である巻線インダクタンスＬｄ，Ｌｑとに基づいて補償することを特徴とするモータ制御方法。
10. 前記推定された電流Ｉｄ及びＩｑに基づいて、前記巻線インダクタンスＬｄ，Ｌｑを補償し、その補償された巻線インダクタンスＬｄ，Ｌｑを、前記巻線抵抗値，誘起電圧定数を補償する場合に用いることを特徴とする請求項９記載のモータ制御方法。
11. 前記電流Ｉｓ，前記電圧Ｖｓ，Ｖｄ，Ｖｑ，前記巻線インダクタンスＬｄ，Ｌｑを、異なるタイミングでｍ（ｍ≧２）回サンプリングすることを特徴とする請求項９又は１０記載のモータ制御方法。
12. 前記推定された電流Ｉｄ及びＩｑと、前記回転位置センサより得られる回転速度信号とに基づいて、前記モータの駆動状態を判定し、
    前記駆動状態の判定結果に応じて、前記サンプリングを行うタイミングを決定することを特徴とする請求項１１記載のモータ制御方法。
13. 前記モータの回転速度がゼロでない場合に、最初のサンプリングを行うことを特徴とする請求項１２記載のモータ制御方法。
14. 前記モータの回転速度がゼロでなく、且つ、前記回転速度，前記推定された電流Ｉｄ及びＩｑの何れかが、前回のサンプリングを行った時点から一定割合以上変換した場合に、２回目の以降のサンプリングを行うことを特徴とする請求項１３記載のモータ制御方法。
15. 前記ｍ回のサンプリング結果について、巻線抵抗Ｒと誘起電圧定数Ｋｅとの関係式をそれぞれ算出することを特徴とする請求項１１乃至１４の何れかに記載のモータ制御方法。
16. 前記ｍ個の関係式において、ｍ個の誘起電圧定数Ｋｅの差が最小となる巻線抵抗Ｒを探索することを特徴とする請求項１５記載のモータ制御方法。

Images